KR100842608B1 - 주파수 변환기 - Google Patents

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KR100842608B1
KR100842608B1 KR1020060115265A KR20060115265A KR100842608B1 KR 100842608 B1 KR100842608 B1 KR 100842608B1 KR 1020060115265 A KR1020060115265 A KR 1020060115265A KR 20060115265 A KR20060115265 A KR 20060115265A KR 100842608 B1 KR100842608 B1 KR 100842608B1
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Abstract

본 발명은 헤테로다인방식에 있어서 IF신호를 낮은 주파수로 억제하면서, 또한 손실을 삭감할 수 있도록 한 주파수 변환기를 제공한다. 이를 위해 본 발명은 BPF(110)가 수신신호에 대하여 RF신호 주파수대역 이외의 대역을 억압하여 실(실(實))RF신호를 출력하고 국부발진기(120)는 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호를 출력한다. 그리고 반복소믹서(114)는 실RF신호 및 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 실RF신호 및 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써 실RF신호의 주파수보다 소정의 주파수값만큼 낮은 값의 주파수의 복소신호를 출력한다. 그리고 복소계수 SAW 필터(116)는 복소신호의 실수부에 대해 우대칭 임펄스 응답에 따른 중첩적분을 수행하고, 복소신호의 허수부에 대해 기대칭 임펄스 응답에 따른 중첩적분을 수행함으로써 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하여 복소신호에 대한 실(실(實))신호를 출력하도록 한다.
Figure R1020060115265
주파수 변환기

Description

주파수 변환기{FREQUENCY CONVERTER}
도 1은 본 발명의 실시 예에 의한 다운 컨버터의 내부 구성을 도시한 블록도,
도 2는 본 발명의 실시 예의 다운 컨버터에 의한 주파수 변환의 과정을 설명하기 위한 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예의 다운 컨버터에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 실수부의 임펄스 응답을 도시한 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예의 다운 컨버터에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 허수부의 임펄스 응답을 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예의 다운 컨버터에 이용되는 복소계수 SAW 필터 (제1)의 구조를 도시한 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예의 다운 컨버터에 이용되는 복소계수 SAW 필터 (제2)의 구조를 도시한 도면,
도 7은 본 발명의 실시 예에 의한 업 컨버터의 내부 구성을 도시한 블록도,
도 8은 본 발명의 실시 예의 업 컨버터에 이용되는 복소계수 SAW 필터 (제1)의 구조를 도시한 도면,
도 9는 본 발명의 실시 예의 업 컨버터에 이용되는 복소계수 SAW 필터 (제2) 의 구조를 도시한 도면,
도 10은 본 발명의 다른 실시 예에 의한 다운 컨버터(제1)의 내부 구성을 도시한 블록도,
도 11은 본 발명의 다른 실시 예에 의한 업 컨버터(제1)의 내부 구성을 도시한 블록도,
도 12는 본 발명의 다른 실시 예에 의한 다운 컨버터(제2)의 내부 구성을 도시한 블록도,
도 13은 본 발명의 다른 실시 예에 의한 업 컨버터(제2)의 내부 구성을 도시한 블록도,
도 14는 종래기술에 의한 헤테로다인방식의 다운 컨버터의 내부 구성을 도시한 도면,
도 15는 종래기술에 의한 헤테로다인방식의 다운 컨버터의 주파수 변환의 과정을 설명하기 위한 도면,
도 16은 종래기술에 의한 업 컨버터의 내부 구성을 도시한 도면,
도 17은 종래기술에 의한 폴리페이즈 필터를 이용한 다운 컨버터의 내부 구성을 도시한 도면,
도 18은 종래기술에 의한 폴리페이즈 필터의 주파수 변환의 과정을 설명하기 위한 도면.
(부호의 설명)
1 : 다운 컨버터 110 : BPF
112 : LNA 114 : 반복소믹서
120 : 국부발진기 116 : 복소계수 SAW 필터
본 발명은, 예를 들어 무선송수신기 등에 이용되는 주파수 변환기에 관한 것이다.
예를 들어, 휴대전화기와 같이, 수신기 및 송신기 기능을 모두 구비하는 무선통신기에 있어서, 수신기 즉, 다운 컨버터는, 통화내용 및 데이터 통신 내용에 따라 RF(Radio Frequency)신호를 수신하고, 수신한 RF신호를 복조기에 입력하기 위한 주파수로 변환하는 기능이 있다. 또, 다운 컨버터에 있어서, 목적신호를 선택하는 프론트엔드방식으로서, RF신호를 베이스밴드신호로 직접 주파수 변환하는 것이 아니고, 한번 중간주파수(IF : Intermediate Frequency) 신호로 변환하는 헤테로다인방식이 존재한다. 이 헤테로다인방식은 광대역의 프론트엔드를 실현하기 쉽기 때문에, 최근 소프트웨어 무선기의 프론트엔드의 아키텍처로서 다시 주목받고 있다. 그러나, 헤테로다인방식을 광대역에 적용하는 경우에는, 광대역화에 의한 부품 등의 비용 증대라는 문제점 외에, 이하에 나타내는 바와 같은 몇가지 기술적인 문제점이 있다.
도 14는 RF신호를 RF신호 주파수보다 낮은 주파수의 IF신호로 다운 컨버전하 는 헤테로다인방식의 주파수 변환기인 다운 컨버터(10)의 구성을 도시한 도면이다. 헤테로다인방식의 다운 컨버터에서는 안테나를 경유하여 수신한 RF신호가 입력되고, 최초의 BPF(Band Path Filter)(1001)에 의해 프론트엔드를 포화시키는 RF신호 주파수대 이하의 대역을 억압하여 RF신호의 주파수대가 출력되도록 한다. 출력된 신호는 LNA(Low Noise Amplifier : 저잡음 증폭기)(1002)로 증폭된다. 그리고, 증폭된 신호에 대하여 2단째의 BPF(1003)에 의해, 목적으로 하는 RF신호의 주파수대 이외를 억압하여 RF신호의 주파수대가 출력되도록 한다. 이어서, 믹서(1004)에 의해 BPF(1003)로부터 출력되는 신호와, 국부발진기(Local)(1006)로부터 출력되는 로컬신호가 승산됨으로써 주파수는 IF신호로 변환된다. 그리고, BPF(1005)에 의해 IF신호의 주파수대가 출력된다. 이 IF신호는 소프트웨어 무선기 등에서는 디지털 처리에 의해 베이스밴드신호로 변환되고, 종래의 무선수신기 등에서는 아날로그 처리에 의해 다시 주파수 변환되어 베이스밴드신호로 변환된다.
그런데, 헤테로다인방식의 다운 컨버터(10)에서는 국부발진기(1006)의 로컬신호의 주파수를 중심으로 하여 고주파측과 저주파측의 대칭인 위치의 대역은 동일한 주파수대로 다운컨버팅 된다. 예를 들어, 도 15(a)에 도시되는 바와 같이, 로컬신호의 주파수(Lo)를 중심으로 하여 신호 SB1과 신호 SB2는 대상 위치의 주파수대에 존재한다. 이 때, 믹서(1004)에 의해 주파수가 변환되면 대상 위치에 존재하는 신호 SB1의 이미지 주파수신호 SB1-I와 신호 SB2는 같은 주파수대로 다운 컨버팅 된다. 따라서 신호 SB2가 출력할 필요가 있는 목적신호인 경우에는 이미지 주파수신호 SB1-I는 해당 목적신호에 대하여 장해를 미치게 된다.
이 이미지 주파수신호의 장해를 제거하기 위해, 종래에는 도 15(b)에 도시하는 바와 같이 IF신호의 주파수를 높게 하여, 주파수 변환 전의 RF신호로 신호 SB2의 주파수와 이미지 주파수신호 SB1의 주파수와의 차를 크게 한다. 그리고, BPF(1003)의 특성을 이미지 주파수신호 SB1이 존재하는 주파수대를 억압할 수 있도록 설정하여 이미지 주파수신호 SB1을 억압하도록 하였다. 이로 인하여, 도 15(c)에 도시하는 바와 같이, 믹서(1004)에 의해 주파수 변환될 때에 IF신호 SB2에 대하여 이미지 주파수신호 SB1-I의 영향을 억제하도록 했다.
또, 도 16에 도시하는 바와 같이, IF신호를 IF신호 주파수보다 높은 주파수의 RF신호로 업 컨버전하는 헤테로다인방식의 주파수 변환기인 업 컨버터(11)에 있어서도, 다운 컨버터(10)와 마찬가지로 업 컨버팅 후에 생기는 IF신호의 이미지 주파수신호를 억압하기 때문에, 입력되는 IF신호의 주파수를 높게 해 두고, IF신호의 이미지 주파수신호를 억압하는 특성을 갖는 BPF(1005)를 구비함으로써, RF신호에 대한 이미지 주파수신호를 억압하도록 하였다.
그러나, 상기의 다운 컨버터(10) 및 업 컨버터(11)에 적용된 수단에서는 IF신호의 주파수를 이미지 주파수신호에 의한 장해를 제거하기 위해 불필요하게 높게 할 필요가 있어, IF단 이후의 구성에서의 소비전력이 증가된다는 문제점이 있다.
반대로, IF신호의 주파수를 가능한 한 낮게 했다고 해도 BPF(1003)나 BPF(1105)에 대한 요구가 엄격해져서 급격한 특성의 밴드패스필터 혹은 2개 이상의 밴드패스필터를 이용하여 이미지 주파수신호를 억압할 수 있는 등의 특성을 실현해야 한다는 문제점이 있었다. 더구나 최근의 광대역화에 수반되는 RF신호를 멀티밴 드화할 때에는 밴드패스필터를 복수 구비할 필요가 있으나, 상기와 같은 급격한 특성의 밴드패스필터를 복수 구비하는 것은, 사이즈나 가격면을 고려한 경우 제품화에 있어서 불리하게 된다는 문제점이 있다.
상기 문제점을 해결하는 기술로서, 비특허문헌 1(Hiroshi Tsurumi, Hiroshi Yoshida, Shoji Otaka, Hiroshi Tanimoto, Yasuo Suzuki, Broadband and Flexible Receiver Architecture for Software Defined Radio Terminal Using Direct Conversion and Low-IF Principle, IEICE TRANS. COMMUN, Vol, E83-B, No. 6, June 2000, pp1246-1253)에서 보이고 있는 기술이 제안되었다. 비특허문헌 1에서는 도 17에 나타내는 바와 같이 반복소믹서(이미지 억압 믹서)(1203)와 폴리페이즈 필터(1204)를 이용한 다운 컨버터(12)가 제안되었다. 다운 컨버터(12)에서는 도 18(a)에 나타내는 바와 같은 RF신호가 입력된 경우, 도 18(b)에 도시하는 바와 같은 최초의 BPF(1201)로 RF신호의 주파수대 이외의 신호는 억압하고, 억압 후의 신호가 LAN(1202)에 의해 증폭된다. 그리고, 반복소믹서(1203)로 증폭된 신호와 복소 로컬신호가 승산될 때에 목적신호 SC2에 중첩되는 이미지 주파수신호 SC1-I가 억압되면서 주파수가 변환된다. 주파수 변환된 신호가 폴리페이즈 필터(1204)에 입력되면, 도 18(d)에 도시하는 바와 같이 폴리페이즈 필터(1204)가 음의 주파수대역을 억압하고, 도 18(e)에 도시하는 실IF신호가 폴리페이즈 필터(1204)로부터 출력된다. 폴리페이즈 필터(1204)로부터 출력되는 신호는 BPF(1205)에 의해 IF신호의 주파수대역 이외의 주파수대역이 억압되기 때문에 신호 SC3이 억압되고, 목적신호 SC2와 억압된 이미지 주파수신호 SC1-I가 중첩된 신호가 출력되게 된다.
이로 인하여, 이미지 주파수신호 SC1-I는 BPF(1201)의 억압도에 반복소믹서(1203)의 억압도가 가산된 상태로 억압되고, 목적신호 SC2에 대하여 이미지 주파수신호의 영향을 억제하는 것을 가능하게 하고 있다. 따라서, 종래와 같이 이미지 주파수신호의 억압만을 위해 IF신호의 주파수를 불필요하게 높게 하지 않고 낮은 주파수로 억제할 수 있으며, 또 이미지 주파수신호의 대역을 억압하는 특성을 갖는 도 14의 BPF(1003)와 같은 밴드패스필터도 필요없도록 하고 있다.
그런데, 상기의 폴리페이즈 필터(1204)로는 일반적으로 패시브형이 이용된다. 패시브형의 폴리페이즈 필터는 RC에 의해 구성되기 때문에 손실이 크고, 양의 주파수대역에 대해서는 억압을 행하지 않고 출력하기 때문에 IF신호의 주파수대를 출력하기 위해서는 IF단의 BPF(1205)가 필수적인 구성이 된다. 그 때문에, 실IF신호의 출력에 있어서, 폴리페이즈 필터(1204)에 의한 손실에 더하여 IF단의 BPF(1205)의 손실이 더해진다는 문제점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 상기 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로, 헤테로다인방식에 있어서, IF신호의 주파수를 낮은 주파수로 억제하면서, 더욱 손실을 줄일 수 있도록 한 주파수 변환기를 제공하는 데에 있다.
상기 문제점을 해결하기 위해 본 발명은 수신하는 RF신호를 중간주파수로 주파수 변환하는 주파수 변환기에 있어서, 수신신호에 대하여 RF신호 주파수대역 이외의 대역을 억압하여 실(實)RF신호를 출력하는 실계수(實係數) 필터와, 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호를 출력하는 국부발진기와, 상기 실계수 필터로부터 출력되는 상기 실RF신호 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 실RF신호 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써 상기 실RF신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수만큼 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복소믹서와, 상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 실수부에 대하여 우함수에 기초하여 생성되는 임펄스 응답에 의해 중첩적분을 수행하고, 상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 허수부에 대해 기함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따라 중첩적분을 수행함으로써 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하여 상기 복소신호에 대한 실(實)신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이 구성에 의해 복소믹서로 이미지 주파수신호를 억압하면서 낮은 주파수로 주파수 변환할 수 있고, 복소신호를 실신호로 변환할 때에는 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하면서 변환을 행할 수 있다.
또, 본 발명은 입력되는 중간주파수의 신호를 RF신호 주파수로 주파수 변환하는 주파수 변환기에 있어서, 입력되는 중간주파수의 실신호에 대하여 우함수에 기초하여 생성되는 임펄스 응답에 의해 중첩적분을 수행하고, 상기 실신호에 대해 기함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따라 중첩적분을 수행하고, 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압한 복소신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터와, 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호를 출력하는 국부발진기와, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소신호의 실수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 복소신호의 허수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써, 상기 입력되는 신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수만큼 떨어진 주파수의 실신호를 출력하는 복소믹서와, 상기 복소믹서로부터 출력되는 실신호에 대하여 RF신호 주파수대역 이외의 주파수대역을 억압하여 실RF신호를 출력하는 실계수 필터를 포함하는 것을 특징으로 한다. 이 구성에 의해 입력되는 실신호를 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하면서 복소신호로 변환할 수 있고, 변환한 복소신호에 대하여 이미지 주파수신호를 억압하면서 RF신호 주파수로 주파수 변환하는 것이 가능하게 된다.
이하, 본 발명인 주파수 변환기의 실시예에 따른 RF신호를 RF신호 주파수보다 낮은 IF신호로 주파수 변환하는 주파수 변환기로서 구성한 다운 컨버터 및 IF신호를 IF신호 주파수보다 높은 주파수의 RF신호로 주파수 변환하는 주파수 변환기로서 구성한 업 컨버터를 도면을 참조하여 설명한다. 하기 설명 및 첨부 도면에서 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.
(본 실시예에 의한 다운 컨버터)
도 1은 본 실시예에 의한 다운 컨버터(1)를 도시하는 개략블록도이다. 다운 컨버터(1)는 BPF(Band Path Filter)(110)와, LNA(Low Noise Amplifier : 저잡음증폭기)(112)와, 국부발진기(120)와, 반복소믹서(114)와, 복소계수 SAW(Surface Acoustic Wave) 필터(116)를 포함하고 있고, 수신한 RF신호를 중간주파수의 신호, 즉 IF신호 주파수로 주파수 변환한다. BPF(110)는 프론트엔드를 포화시키는 RF신호 주파수대 이외의 대역을 억압한 신호를 출력한다. 예를 들어, RF신호 주파수대 폭을 100MHz로 하면, 해당 100MHz의 대역의 신호를 통과시켜서 그 이외의 대역을 억압하게 된다. LNA(112)은 BPF(110)로부터 출력되는 신호를 증폭하여 출력한다. 국부발진기(Local)(120)은 소정의 주파수로서 cos의 위상을 갖는 실수축 로컬신호와, -sin의 위상을 갖는 허수축 로컬신호로 이루어지는 복소 로컬신호를 출력한다. 여기에서, 소정의 주파수란 RF신호 주파수에서 IF신호 주파수를 감산한 주파수값이 된다. 반복소믹서(114)는 국부발진기(120)에 접속되고, 승산기인 믹서(I121)와, 믹서(Q122)를 구비하고 있고, 이미지 주파수신호를 억압하면서 RF신호의 주파수로부터 소정의 주파수 떨어진 중간주파수의 복소신호, 즉 복소 IF신호를 출력한다.
반복소믹서(114)에 있어서, 믹서(I121)는 LNA(112)으로부터 출력되는 실RF신호와 국부발진기(120)로부터 출력되는 실수축 로컬신호를 승산함으로써 실RF신호를 RF신호 주파수로부터 소정의 주파수만큼 이격된 IF신호 주파수로 변환하고, 복소 IF신호의 실수축 성분으로서 출력한다. 믹서(Q122)는 LNA(112)으로부터 출력되는 실RF신호와 국부발진기(120)로부터 출력되는 허수축 로컬신호를 출력하고, 실RF신호와 RF신호 주파수로부터 소정의 주파수만큼 이격된 IF신호 주파수로 변환하여, 복소 IF신호의 허수축 성분으로서 출력한다.
복소계수 SAW 필터(116)는 SAW로 구성된 복소계수 트랜스버설 필터의 필터기 능을 갖는 것이며, 반복소믹서(114)로부터 출력되는 복소신호의 음의 주파수성분을 억압하고, 억압 후의 복소신호를 감산함으로써 실IF신호를 출력한다.
여기에서, 복소계수 SAW 필터(116)의 필터기능을 일반화한 복소계수 트랜스버설 필터 및 SAW를 이용하여 복소계수 트랜스버설 필터를 구성한 복소계수 SAW 필터(116)의 원리에 대하여 설명한다.
(복소계수 트랜스버설 필터)
복소계수 트랜스버설 필터는 2개의 밴드패스필터로 구성되고, 한쪽의 밴드패스필터에서는 입력되는 복소신호의 실수축 신호에 대하여 우대칭 임펄스 응답과의 중첩적분을 수행하고, 다른쪽의 밴드패스필터는 입력되는 복소신호의 허수축 신호에 대하여 기대칭 임펄스 응답과의 중첩적분을 수행한다. 이 구성에 의해 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하고, 또 목적신호가 존재하는 주파수측에서 목적신호가 존재하는 대역 이외의 신호를 억압하는 필터 효과를 얻을 수 있게 된다.
여기에서 임펄스 응답 중, 복소계수 트랜스버설 필터의 실수부의 임펄스 응답은 도 3에 나타내는 바와 같은 신호이며, 포락선의 중심에 대하여 우대칭으로 되어 있고, 상기 우대칭 임펄스에 상당한다. 또, 복소계수 트랜스버설 필터의 허수부의 임펄스 응답은 도 4에 나타내는 바와 같은 신호이며, 포락선의 중심에 대하여 기대칭으로 되어 있고, 상기 기대칭 임펄스에 대응한다. 또, 우대칭 임펄스 응답과 기대칭 임펄스 응답이 90˚의 위상차를 갖고 있기 때문에 실수축 신호와 허수축 신호에 동상(同相)성분의 신호가 입력되는 경우, 실수부와 허수부에서 90˚의 위상차 를 갖는 신호가 출력되게 된다.
복소계수 트랜스버설 필터는, 예를 들면 주파수 시프트법에 의해 설계된다.
즉, 미리 정해진 통과대역폭 Bw/2, 저지대역 감쇠량 ATT의 실계수 LPF(Low Path Filter)를 설계하고, 이 실계수 LPF의 계수에 ejwt를 곱하고, 중심주파수 ω, 통과대역폭 Bw, 저지대역 감쇠량 ATT의 필터를 얻을 수 있다. 구체적으로는 중심주파수 ω=190MHz, 저지대역 감쇠량 ATT=35dB로 하고, 또 샘플링 주파수를 100MHz로 하는 등의 복소계수 트랜스버설 필터를 설계할 수 있다. 이로 인하여 190MHz의 양의 주파수를 중심으로 한 일정한 주파수대역 이외의 다른 주파수대의 신호를 35dB 억압하는 복소계수 트랜스버설 필터를 얻을 수 있다.
(복소계수 SAW 필터의 원리)
이어서, 복소계수 트랜스버설 필터를 복소계수 SAW 필터(116)에 의해 실현하는 수단에 대하여 설명한다. 일반적으로 복소계수 트랜스버설 필터를 실현하는 수단으로서는 SAW 필터 외에 스위칭 커패시터 회로, 전하영역소자 등의 수단에 의해서도 실현되지만, 높은 주파수의 트랜스버설 필터의 실현에는 SAW 필터가 적합하다. 따라서, 이하에 트랜스버설형 SAW 필터의 기본원리에 대하여 설명한다.
도 5는 복소계수 SAW 필터(116)의 구조를 도시한 도면이다. 복소계수 SAW 필터(116)는 압전기판(2005)과 압전기판(2005)의 위에 설치된 교차폭이 장소마다 다른 빗살형 전극(이하, IDT : Inter-digital Transducer : 인터디지털 트랜스듀서)(2001~2004)으로 구성된다.
또, 각 빗살형상의 부분은 전극지(電極指)라고도 한다.
여기에서 해당 복소계수 SAW 필터(116)의 원리에 대하여 설명한다. 임펄스 전기신호가 인가된 경우에 탄성표면파로서 출력되는 SAW 신호의 임펄스 응답은 각 전극지에서의 무게함수(교차폭) Wi, 각 전극지로부터의 거리 xi, 탄성표면파의 위상속도 v에 의해 산출되고, 임펄스 응답의 주파수 전달함수 H(ω)는 (수학식 1)에 의해 나타난다. 식(1)은 무게함수 Wi의 선형결합이며, 상기 복소계수 트랜스버설 필터의 기본원리와 동일한 원리를 갖는다.
Figure 112006085281981-pat00001
당해 주파수 전달함수 H(ω)를 갖는 복소계수 트랜스버설 필터는, Wi와, xi를 설계함으로써 진폭특성과 위상특성을 독립적으로 제어할 수 있다, 즉, 트랜스버설형 SAW 필터의 Wi와 xi를 설계함으로써 원하는 특성의 복소계수 트랜스버설 필터를 실현할 수 있다.
실수축의 성분이 입력되는 입력단 I에 접속된 IDT(2001)는 실수부의 임펄스 응답, 즉, 우대칭 임펄스 응답에 대응한 가중을 행하기 때문에 포락선의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 각 전극지가 설치된다.. 허수축의 성분이 입력되는 입력단 Q에 접속된 IDT(2002)는 허수부의 임펄스 응답, 즉 기대칭 임펄스 응답에 대응한 가중을 행하기 때문에 포락선의 중심에 대하여 기대칭이 되도록 각 전극지가 설치된 다.
IDT(2003)는 출력단자에 접속되고, 실수부의 중첩적분을 행하는 IDT(2001)의 전파로에 설치된다. 또, IDT(2004)도 출력단자에 접속되고, 허수부의 중첩적분을 행하는 IDT(2002)의 전파로에 설치된다. 이 구성에 의해 입력측의 IDT(2001) 및 IDT(2002)로부터 여진되는 탄성표면파는 서로 90˚의 위상차를 갖고 전파되고, 출력측의 IDT(2003 및 2004)에서 수신된다. IDT(2003 및 2004)는 서로 역상(逆相)이 되도록 접속되어 있기 때문에, 이 구성에 의해 실수성분에서 허수성분이 감산되게 되어 출력단으로부터 실RF신호가 출력되게 된다.
또, 임펄스 응답에 대응하는 가중된 IDT(2001) 및 IDT(2002)를 출력단에 접속하고, 입력단에 IDT(2003) 및 IDT(2004)를 설치하도록 해도 마찬가지로 실RF신호를 출력할 수 있다.
이어서, 복소계수 SAW 필터(116)의 동작에 대하여 설명한다. 최초에 입력단에 복소 RF신호가 입력되면 IDT(2001)와 IDT(2002)에 있어서, 압전성에 의해 기계적 왜곡을 생기게 하고, 탄성표면파(SAW : Surface Acoustic Wave)가 여진되어, 압전기판(2005)의 좌우방향으로 전파하게 된다. 이 때, 실수부와 허수부에서의 임펄스 응답과 복소 RF신호의 중첩적분이 행해지면서 SAW 신호가 전파된다. IDT(2001)와 IDT(2002)로부터 전파되는 SAW 신호는 각각의 탄성표면파의 전파방향으로 설치된 IDT(2003)와 IDT(2004)에 의해 수신되고, 다시 전기신호로 변환된다. 이 때, IDT(2003)은 RF신호의 실수성분을 출력하고, IDT(2004)는 극성이 반대로 된 RF신호의 허수성분을 출력한다. 그리고 출력단으로부터는 실수성분에서 허수성분이 감산 된 실RF신호가 출력되게 된다. 이 구성에 의해 복소계수 SAW 필터(116)는 복소 IF신호의 주파수대역 이외의 주파수대역을 억제하면서 실IF신호를 출력하는 것이 가능하게 된다.
도 6은 복소계수 SAW 필터(116)의 다른 구조이며, 도 5에서는 출력단측에 2개의 IDT(2003)와 IDT(2004)가 설치되는 것에 비하여 출력단에 접속된 하나의 IDT(2013)에 의해 탄성표면파를 수신하는 구성으로 되어 있다. 이 때, 도 5의 입력측 허수부에 대응하는 IDT(2002)와 극성을 반대로 한 IDT(2012)를 설치함으로써 감산처리를 실현할 수 있다. 또, 극성을 반대로 하는 것은 허수부에 한정되지 않고 실수부의 극성을 반대로 하도록 해도 가능하다. 이 구성에 의해 출력단측의 IDT는 하나여도 가능하다.
이어서, 도 2를 참조하면 다운 컨버터(1)의 동작에 대하여 설명한다.
안테나에 따라 수신되는 실RF신호 S11가 RF단자로부터 입력된다. 실신호 S11은 도 2(a)에 나타내는 바와 같은 3개의 신호 SA1, SA2, SA3을 포함하고 있다. 여기서, 출력할 필요가 있는 목적신호는 신호 SA2이며, 신호 SA2에 대한 이미지 주파수신호를 발생시키는 원인이 되는 신호는 국부발진기(120)의 로컬신호의 소정의 주파수인 Lo를 중심으로 하여 대상의 위치에 존재하는 신호 SA1이 된다. 예를 들면, 신호 SA2의 중심주파수에 800MHz가 적용되는 경우에, 중간주파수를 190MHz로 할 때는 로컬신호의 소정의 주파수는 610MHz가 적용되고, 그 때 이미지 주파수신호를 발생시키는 원인이 되는 신호 SA1의 주파수는 420MHz가 된다.
실RF신호가 BPF(110)에 입력되면 BPF(110)는 프론트엔드를 포화시키는 RF신 호 주파수대 이외의 대역의 신호, 예를 들면 도 2(b)에서는 신호 SA1를 억압하면서 신호 S12를 출력한다.
신호 S12는 LNA(112)에 의해 증폭되어 신호 S13으로서 반복소믹서(114)에 입력된다. 반복소믹서(114)에 입력되는 신호 S13은 분기되는 한쪽의 신호는 믹서(1121)에 의해 국부발진기(120)로부터 출력되는 소정의 주파수(Lo)를 갖는 복소 로컬신호의 실수부 로컬신호와 승산된다. 또, 분기된 다른쪽의 신호는 믹서(Q122)에 의해 국부발진기(120)로부터 출력되는 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호의 허수부 로컬신호와 승산된다. 이로 인하여, 신호 SA1에 대한 이미지 주파수신호 SA1-I가 억압되면서 반복소믹서(114)로부터 서로 90˚의 위상차를 갖는 신호 S14I와 S14Q가 출력되고, 신호 S14I를 실수축 성분으로 하고, 신호 S14Q를 허수축 성분으로 한 복소 IF신호 S14가 얻어진다.
이러한 과정을 통해 얻어진 복소 IF신호 S14는 도 2(c)와 같이 나타난다. 도 2(c)에 있어서, 신호 SA1-I는 반복소믹서(114)에 의해 주파수 변환될 때에 생기는 신호 SA1에 대응하는 이미지 주파수신호이다. 상기의 주파수의 값에 따라 나타내면 신호 SA1은 190MHz에 위치하고 있고, 신호 SA1-I 및 신호 SA2는 +190MHz에 위치하게 된다.
여기에서, 신호 SA1과 신호 SA1-I의 신호의 강도차는 반복소믹서(114)의 억압도에 의한 차이며, 목적신호인 신호 SA2와 비교하면 BPF(110)에 의한 억압도에 반복소믹서(114)의 억압도가 가산된 억압도에 따른 차가 된다. 예를 들면, BPF(110)가 30dB 정도의 억압도를 갖고, 반복소믹서(114)가 30dB 정도의 억압도를 갖는 경우, 신호 SA2와 신호 SA1-I의 강도차는 60dB 정도의 차가 되고, 이미지 주파수신호에 의한 영향을 대폭 억압할 수 있다.
이어서, 복소계수 SAW 필터(116)가, 중심주파수가 190MHz로 설계되어 있다고 하면, 복소계수 SAW 필터(116)는 도 2(d)에서 보이고 있는 점선과 같은 필터특성을 갖게 된다. 그리고, 복소 IF신호 S14는 복소계수 SAW 필터(116)에 입력되면 양의 주파수에 존재하는 신호 SA2와 신호 SA1-I와 신호 SA3은 우대칭 임펄스 응답과의 중첩적분이 행해진다. 한편, 음의 주파수에 존재하는 신호 SA1은 기대칭 임펄스 응답과의 중첩적분이 행해진다. 우대칭 임펄스 응답과의 중첩적분이 행해진 실수부의 신호와 기대칭 임펄스 응답과의 중첩적분이 행해진 허수부의 신호와의 감산이 행해지고, 실IF신호 S15가 출력된다. 구체적으로는, 실IF신호 S15로서, 도 2(e)에 도시되는 바와 같은 190MHz를 중심주파수로 하는 목적신호 대역폭 이외의 주파수대의 신호가 복소계수 SAW 필터(116)에 의해 억압된 신호 SA2와 이미지 주파수신호 SA1-I가 얻어지게 된다.
상기 구성에 의해, 다운 컨버터(1)는 도 14에 나타낸 종래의 헤테로다인방식의 다운 컨버터(10)에 비해 이미지 주파수신호의 억압을 위해 IF신호의 주파수를 불필요하게 높게 하지 않고, 낮은 주파수로 억제할 수 있다. 이로 인하여, IF단자 이후의 구성에 의한 소비전력을 억제할 수 있게 된다. 또, 반복소믹서(114)의 억압도 만큼 RF신호의 입력단의 밴드패스필터의 사양이 완화되기 때문에 IF신호의 주파수를 낮게 한 경우에 급격한 특성을 필요로 하는 도 14의 BPF(1103)과 같은 밴드패스필터도 필요없도록 할 수 있다.
또, 도 17에 나타낸 다운 컨버터(12)와 비교하면, 다운 컨버터(12)에서는 폴리페이즈 필터(1204)에 의해 음의 주파수성분을 억합한 후에 실IF신호로 하고, 해당 실IF신호에서 BPF(1205)에 의해 목적신호 이외의 주파수대를 억압한다.
한편, 본 실시예의 다운 컨버터(1)에서는 하나의 복소계수 SAW 필터(116)에 의해 복소 IF신호로부터 목적신호의 주파수대를 억압하면서 실IF신호를 출력하고 있다. 그 때문에, 본 실시예의 다운 컨버터(1)에서는 폴리페이즈 필터(1204)만큼의 손실을 삭감할 수 있는 동시에, 소형화하는 것이 가능하게 된다.
(본 실시예에 의한 업 컨버터)
이어서, 본 실시예에 의한 업 컨버터(2)에 대하여 도 7을 참조하여 설명한다. 업 컨버터(2)는, 복소계수 SAW 필터(210), 국부발진기(224), 반복소믹서(212), BPF(214), PA(Power Amplifier)(216) 및 LPF(Low Path Filter)(218)를 구비하고 있고, IF신호를 RF신호로 주파수 변환한다.
업 컨버터(2)에 있어서, 복소계수 SAW 필터(210)는 상술한 복소계수 트랜스버설 필터의 일실시예이며, 입력되는 실IF신호에 대하여 음의 주파수 성분을 억압하면서 서로 90˚의 위상차를 갖는 복소 IF신호를 출력한다. 국부 발진기(224)는 소정의 주파수로서, cos의 위상을 갖는 실수축 로컬신호와 sin의 위상을 갖는 허수축 로컬신호로 이루어지는 복소 로컬신호를 출력한다. 여기에서, 소정의 주파수란 RF신호 주파수로부터 IF신호 주파수를 감산한 주파수값이 된다. 반복소믹서(212)는 국부발진기(224)에 접속되고, 승산기인 믹서(I221)와, 믹서 (Q222)와, 가산기(223)을 포함하고 있으며, 복소계수 SAW 필터(210)로부터 출력되는 복소신호와 복소 로 컬신호를 승산하고, 이미지 주파수 신호를 억압하면서 실RF신호로 주파수를 변환한다.
믹서(I221)는 입력되는 복소신호의 실수축 신호에 대하여 국부발진기(224)로부터 출력되는 실수축 로컬신호를 승산함으로써 IF신호 주파수로부터 소정의 주파수 떨어진 RF신호 주파수로 주파수 변환한다. 믹서(Q222)는 입력되는 복소신호의 허수축 신호에 대하여 국부발진기(224)로부터 출력되는 허수축 로컬신호를 승산함으로써 IF신호 주파수로부터 소정의 주파수 떨어진 RF신호 주파수로 주파수 변환한다. 가산기(223)는 믹서(I221)로부터 출력되는 신호로부터 믹서(Q222)로부터 출력되는 신호를 가산하고, 가산에 의해 얻어지는 실RF신호를 출력한다. BPF(214)는 RF신호 주파수대 이외의 대역을 억압한다. PA(216)는 BPF(214)로부터 출력되는 실RF신호를 증폭한다. LPF(218)는 실RF신호 중 주파수 성분을 억압한다.
여기에서, 복소계수 SAW 필터(210)는 도 8에서 보이고 있는 바와 같은 구성을 가질 수 있다. 도 8에 도시하는 복소계수 SAW 필터(210)는 압전기판(2105)과, 압전기판(2105)의 위에 설치된, 교차폭이 서로 다른 빗살형 전극(2101~2104)으로 구성되어 있다. IDT(2101) 및 IDT(2102)는 입력단에 접속되어 있고, 임펄스 전기신호가 인가되면 압전성에 의해 기계적 왜곡을 생기게 하고, 탄성표면파가 여진되어, 압전기판(2105)의 좌우방향으로 전파하게 된다. IDT(2103)는 실수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속되고, IDT(2001)로부터의 탄성표면파를 수신할 수 있는 위치에 설치된다. 또, IDT(2004)는 허수축의 성분을 출력하는 출력단 Q에 접속되고, IDT(2102)로부터의 탄성표면파를 수신할 수 있는 위치에 설치된다. 실추축의 성분 을 출력하는 출력단 I에 접속된 IDT(2103)는 실수부의 임펄스 응답, 즉 우대칭 임펄스 응답에 대응한 가중을 행하기 때문에 포락선의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 각 전극지가 설치된다. 허수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속된 IDT(2104)는 허수부의 임펄스 응답, 즉 기대칭 임펄스 응답에 대응한 가중을 행하기 때문에 포락선의 중심에 대하여 기대칭이 되는 각 전극지가 설치된다. 이 구성에 의해 음의 주파수신호를 억압하면서 실IF신호를 실수부와 허수부에서 90˚의 위상차를 갖는 복소 IF신호로 변환하는 것이 가능하다.
이어서, 복소계수 SAW 필터(210)의 동작에 대하여 설명한다. 처음에 입력단에 실IF신호가 입력되면 IDT(2101)와 IDT(2102)에 있어서, 탄성표면파가 여기되고, SAW 신호가 전파된다. IDT(2101)와 IDT(2102)로부터 전파되는 SAW 신호는 각각의 탄성표면파의 전파방향으로 설치된 IDT(2013)와 IDT(2104)에 의해 수신되고, 각각에 대응한 임펄스 응답에 기초하는 중첩적분이 행해지면서 다시 전기신호로 변환된다. 이 때, IDT(2103)에서는 복소 IF신호의 실수성분이 출력단 I로부터 출력되고, IDT(2104)에서는 복소 IF신호의 허수성분이 출력단 Q로부터 출력된다. 이 구성에 의해 우대칭 및 기대칭의 임펄스 응답과 실IF신호에 대하여 중첩적분을 수행함으로써 실IF신호의 음의 주파수대역을 억제하면서 서로 90˚의 위상차를 갖는 복소 IF신호를 출력할 수 있게 된다.
또, 복소계수 SAW 필터(210)는 도 9에 도시하는 구성에 의해서도 실현할 수 있다. 도 9에 도시하는 구성은 도 8에서는 입력단측에 2개의 IDT(2101와 2102)가 설치되어 있는 데에 비하여 출력단에 접속된 IDT(2112) 및 IDT(2113)의 양방의 전 파로에 걸치도록 입력측에 IDT(2111)가 설치되어 있는 점에서 구성이 다르다. 이 구성에 의해 입력단측의 IDT를 하나로 할 수 있다.
이어서, 도 7을 참조하면서 업 컨버터(2)의 동작에 대하여 설명한다.
최초에 IF단자로부터 실IF신호 S21이 복소계수 SAW 필터(210)에 입력된다.
복소계수 SAW 필터(210)가, 중심주파수가 190MHz로 설계되어 있다고 하면, 복소계수 SAW 필터(210)는 실IF신호에 있어서 중심주파수가 190MHz의 주파수대역 이외의 대역을 억압하면서, 서로 90˚ 위상이 다른 신호 S22I, 신호 S22Q를 출력한다. 신호 S22I가 복소 IF신호의 실수축 성분이 되고, 신호 S22Q가 복소 IF신호의 허수성분이 된다.
반복소믹서(212)는 복소계수 SAW 필터(210)로부터 출력되는 복소 IF신호 중 실수축 성분의 신호 S22I에 대해서는 믹서(I221)에 의해 국부발진기(224)로부터 출력되는 소정의 주파수(Lo)를 갖는 복소 로컬신호의 실수부 로컬신호와 승산된다. 또, 복소 IF신호 중 허수축 성분의 신호 S22Q에 대해서는 믹서 (Q222)에 의해 국부발진기(224)로부터 출력되는 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호의 허수부 로컬신호와 승산된다. 이로 인하여, 주파수 변환에 의해 RF신호 주파수대에 생기는 이미지 주파수신호가 억압되면서 믹서(I221)와 믹서(Q222) 각각으로부터 신호 S23I와 신호 S23Q가 출력된다. 가산기(223)는 신호 S23I로부터 신호 S23Q를 가산하고, 실RF신호 S24를 출력한다.
BOF(214)는 입력되는 실RF신호에 대하여 RD신호 주파수대역 이외의 대역을 억압한 실RF신호 S25를 출력한다. 실RF신호 S25는 PA(216)에 의해 증폭되고, LPF(218)에 의해 고주파 성분이 제거되어 RF단자로부터 안테나에 의해 송신된다.
상기의 구성에 의해 업 컨버터(2)는 도 16에 도시하는 헤테로다인방식의 업 컨버터(11)에 비하여 이미지 주파수신호의 억압을 위해, 입력되는 IF신호의 주파수를 불필요하게 높게 하지 않고 낮은 주파수로 억제할 수 있다. 이로 인하여 IF 단의 구성에서의 소비전력을 감소시킬 수 있게 된다. 또, 반복소믹서(212)의 억압도만큼 RF신호의 출력단의 밴드패스필터의 사양이 완화되기 때문에 IF신호의 주파수를 낮게 한 경우, 급격한 특성이 필요한 도 16의 BPF(1105)와 같은 밴드패스필터도 필요없을 수 있다.
또, 도 17에 도시한 다운 컨버터(12)에 대응하는 구성의 업 컨버터와 비교한 경우, 본 실시예의 업 컨버터(2)에서는 복소 계수 SAW 필터(210)에 의해 실IF신호로부터 목적신호 이외의 주파수대를 억압하고 있으나, 다운 컨버터(12)에 대응하는 구성의 업 컨버터에서는 폴리페이즈 필터에 입력하기 전에 IF신호 주파수대 이외의 주파수대를 억압하는 밴드패스필터가 필요하게 된다. 그 때문에 본 실시예의 업 컨버터(11)에서는 폴리페이즈 필터의 손실을 삭감할 수 있는 동시에 소형화할 수 있다.
(다른 실시예에 의한 다운 컨버터 및 업 컨버터)
이어서, 본 발명의 다른 실시예에 의한 다운 컨버터(3)와 업 컨버터(4) 및 다운 컨버터(5)와 업 컨버터(6)에 대하여 각각 도 10, 11 및 도 12, 13을 참조하여 설명한다.
(전복소믹서를 이용한 다운 컨버터 및 업 컨버터)
도 10에 나타내는 다운 컨버터(3)는, BPF(310), LNA(312), 폴리페이즈 필터(314), 국부발진기(327), 전복소믹서(316) 및 복소계수 SAW 필터(318)를 포함한다. 여기서 BPF(310)은 도 1의 BPF(110)에 대응하고, LNA(312)는 도 1의 LNA(112)에 대응하는 구성이다. 폴리페이즈 필터(314)는 입력되는 실RF신호에 대하여 음의 주파수를 억압하고, 이를 복소 RF신호로서 출력한다. 국부발진기(327)는 소정의 주파수로서, cos의 위상을 갖는 실수축 로컬신호와, sin의 위상을 갖는 허수축 로컬신호로 이루어지는 복소 로컬신호를 출력한다. 여기에서 소정의 주파수란 RF신호 주파수에서 IF신호 주파수를 감산한 주파수값을 말한다.
전복소믹서(316)는 국부발진기(327)에 접속되고, 믹서(II321), 믹서(IQ322), 믹서(QI324), 믹서(QQ325), 감산기(323) 및 가산기(326)를 포함한다. 예를 들면 참고문헌(CMOS WIRELESS TRANSCEIVER DESIGN, Jan Crols, Michiel Steyaert, Kluwer, International Series in Engineering and Computer Science, 1997)의 Figure3.28 및 Figure3.31에 개시되어 있는 것이 적용될 수 있다. 그리고 전복소믹서(316)에서는, 믹서(II321)와 믹서(QI324)에 국부발진기(327)로부터 출력되는 복소 로컬신호의 실수축의 로컬신호가 입력되고, 믹서(IQ322)와 믹서(QQ325)에 국부발진기(327)로부터 출력되는 복소 로컬신호의 허수축의 로컬신호가 입력된다.
폴리페이즈 필터(314)로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수축 성분의 신호 S34I는 믹서(II321)에서 복소 로컬신호의 실수축 로컬신호와 승산되고, 믹서(IQ322)에서 복소 로컬신호의 허수축의 로컬신호와 승산됨으로써 이미지 주파수신호가 억압되고 IF신호 주파수로 주파수 변환된다.
폴리페이즈 필터(314)로부터 출력되는 복소 RF신호의 허수축 성분의 신호 S34Q는 믹서(QQ325)에서 복소 로컬신호의 허수축의 로컬신호와 승산되고, 믹서(QI324)에서 복소 로컬신호의 실수축의 로컬신호와 승산됨으로써 이미지 주파수신호가 억압되고 IF신호 주파수로 주파수 변환된다. 그리고, 감산기(323)에 의해 믹서(II321)의 출력신호로부터 믹서(QQ325)의 출력신호가 감산되고, 복소 IF신호의 실수축 성분의 신호 S35I가 출력된다. 또, 가산기(326)에 의해 믹서(QI324)의 출력신호와 믹서(IQ322)의 출력신호가 가산되고, 복소 IF신호의 허수축 성분의 신호 S35Q가 출력된다.
즉, 전복소믹서(316)는 주파수 변환되는 복소 RF신호의 실수축 성분과 허수축 성분의 양쪽에 대하여 복소 로컬신호의 실수축 성분과 허수축 성분을 승산함으로써 반복소믹서에 대하여 높은 억압도로 주파수 변환에 의해 발생하는 이미지 주파수신호를 억압하는 것을 가능하게 한다.
복소계수 SAW 필터(318)는 도 2나 도 3과 같은 구조의 SAW 필터가 적용되고, 전복소믹서(316)로부터 출력되는 복소 IF신호의 실수축 성분의 신호 S35I에 대해 우대칭 임펄스 응답과의 중첩적분을 수행한다. 한편, 복소 IF신호의 허수축 성분의 신호 S35Q에 대해서는 기대칭 임펄스 응답과의 중첩적분을 수행한다. 그리고, 우대칭 임펄스 응답과의 중첩적분이 수행된 실수부 신호와 기대칭 임펄스 응답과의 중첩적분이 수행된 허수부 신호와의 감산을 수행하여 실 IF신호 S36을 출력한다.
상기의 구성에 의해 다운 컨버터(3)는 폴리페이즈 필터(314)를 구비함으로써 음의 주파수성분을 억압하여 복소 RF신호를 생성할 수 있기 때문에 폴리페이즈 필 터(314)에 의한 억압도에 전복소믹서(316)에 의한 억압도가 가산된 억압도로 이미지 주파수신호를 억압할 수 있다. 또한, 전복소믹서(316)를 이용하기 때문에 반복소믹서(114)를 이용하고 있는 다운 컨버터(1)보다 높은 억압도를 얻을 수 있다. 또한, 전복소믹서(316)에 의해 높은 억압도를 얻을 수 있기 때문에 트랜지스터의 편차에 의한 이미지 억압비의 열화를 허용할 수 있다. 그 때문에 전복소믹서(316)의 트랜지스터를 작게 할 수 있고, 하나하나의 트랜지스터의 소비전력을 삭감할 수 있기 때문에 트랜지스터의 사용개수는 반복소믹서에 비하여 증가하지만, 전체적으로 소비전력을 내릴 수 있고, 동시에 트랜지스터의 천이주파수(fT)의 저하도 막을 수 있게 된다.
이어서, 도 11은 도 10의 다운 컨버터(3)의 구성에 대응하는 업 컨버터(4)의 구성을 도시한 도면이다. 업 컨버터(4)는 복소계수 SAW 필터(41), 전복소믹서(412), 폴리페이즈 필터(414), BPF(416), PA(418) 및 LPF(420)를 포함한다. BPF(416)는 도 7의 BPF(214)에 대응하고, PA(418)는 도 7의 PA(216)에 대응하며, LPF(420)는 도 7의 LPF(218)에 대응된다. 복소계수 SAW 필터(410)에는 도 8이나 도 9와 같은 구조의 SAW 필터가 적용된다.
업 컨버터(4)에서는 우선 복소계수 SAW 필터(410)가 입력되는 실IF신호를 음의 주파수성분을 억압하면서 실수부와 허수부에서 90의 위상차를 갖는 복소 IF신호를 생성하여 출력한다. 전복소믹서(412)는 국부발진기(437)로부터 출력되는 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호와, 입력되는 복소 IF신호의 실수축과 허수축의 모든 조합에 대하여 승산을 행하여 RF신호 주파수로 주파수 변환하고, 복소 RF신호를 출 력한다. 폴리페이즈 필터(414)는 전복소믹서(412)로부터 출력되는 복소 RF신호를 음의 주파수 성분을 억압하여 실RF신호로 변환한다. 그러면 BPF(416)는 입력되는 실RF신호에 대하여 RF신호 주파수대역 이외의 대역을 억압하고, 억압 후의 실RF신호가 PA(418)에 의해 증폭된 후, LPF(420)에 의해 고조파성분이 제거되어 RF 단자로부터 안테나에 의해 송신되게 된다.
상기 구성에 의해 업 컨버터(4)는 전복소믹서(412)를 이용하기 때문에 반복소믹서(212)를 이용하고 있는 업 컨버터(2)보다 높은 억압도를 얻을 수 있다.
또한, 폴리페이즈 필터(414)를 구비함으로써 음의 주파수 성분을 억압하여 실RF신호를 생성할 수 있기 때문에 전복소믹서(412)에 의한 억압도에 폴리페이즈 필터(414)에 의한 악업도가 가산된 억압도로 이미지 주파수신호를 억압하는 것이 가능하게 된다. 또한, 전복소믹서(412)에 의해 높은 억압도를 얻을 수 있기 때문에 트랜지스터의 편차에 의한 이미지 억압비의 열화를 허용할 수 있다. 그 때문에, 전복소믹서(412)의 트랜지스터를 작게 할 수 있고, 하나하나의 트랜지스터의 소비전력을 삭감할 수 있기 때문에 트랜지스터의 사용개수는 비록 반복소믹서에 비하여 증가하더라도, 전체적인 소비전력을 감소시킬 수 있고, 동시에 트랜지스터의 천이주파수(fT) 저하를 방지할 수 있게 된다.
(실로컬신호 입력의 반복소믹서를 이용한 다운 컨버터 및 업 컨버터)
이어서, 도 12 및 도 13을 참조하여 다운 컨버터(5)와 업 컨버터(6)에 대하여 설명한다.
도 12에 도시하는 다운 컨버터(5)는 BPF(510), LNA(512), 폴리페이즈 필 터(514), 국부발진기(523), 반복소믹서(516) 및 복소계수 SAW 필터(518)를 포함한다. 여기서 BPF(510)는 도 1의 BPF(110)에 대응하고, LNA(512)는 도 1의 LNA(112)에 대응된다. 폴리페이즈 필터(514)는 입력되는 실RF신호를 음의 주파수를 억압하여 복소 RF신호로서 출력한다. 국부발진기(523)는 소정의 주파수를 갖는 실로컬신호를 입력한다. 여기에서, 소정의 주파수란 RF신호의 주파수에서 IF신호의 주파수를 감산한 주파수값을 말한다. 반복소믹서(516)는 국부발진기((523)에 접속되고, 믹서(I521)와 믹서(Q522)를 포함하고 있으며, 이미지 주파수신호를 억압하여 입력되는 복소 RF신호를 복소 IF신호로 주파수 변환한다.
반복소믹서(516)에 있어서, 믹서(I521)는 폴리페이즈 필터(514)로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수축 성분인 신호 S54I와 국부발진기(523)로부터 출력되는 실로컬신호를 승산함으로써 RF신호 주파수로부터 소정의 주파수만큼 이격된 IF신호 주파수로 변환한 신호 S55I를 출력한다. 믹서(Q522)는 폴리페이즈 필터(514)로부터 출력되는 복소 RF신호의 허수축 성분의 신호인 신호 S54Q와 국부발진기(523)로부터 출력되는 실로컬신호를 승산함으로써 RF신호 주파수로부터 소정의 주파수만큼 이격된 IF신호 주파수로 변환한 신호 S55Q를 출력한다.
복소계수 SAW 필터(518)는 도 2나 도 3과 같은 구조의 SAW 필터가 적용되고, 반복소믹서(516)로부터 출력되는 복소 IF신호의 실수축 성분의 신호 S55I에 대해 우대칭 임펄스 응답과의 중첩적분을 수행한다. 한편, 복소 IF신호의 허수축 성분의 신호 S55Q에 대해서는 기대칭 임펄스 응답과의 중첩적분을 수행한다. 그리고, 우대칭 임펄스 응답과의 중첩적분이 행해진 실수부 신호와 기대칭 임펄스 응답과의 중 첩적분이 행해진 허수부 신호의 감산을 행하여 실IF신호 S56을 출력한다.
상기 구성에 의해 다운 컨버터(5)는 RF신호단으로 폴리페이즈 필터(514)를 구비함으로써, 음의 주파수 성분을 억압하여 복소 RF신호를 생성할 수 있다. 따라서 , 폴리페이즈 필터(514)에 의한 억압도에, 반복소믹서(516)에 의한 억압도가 가산된 억압도로 이미지 주파수신호를 억압하는 것이 가능하다. 또, 반복소믹서(516)로 입력되는 로컬신호를 실로컬신호로 하고 있기 때문에 다운 컨버터(1)와 같이 복소 로컬신호를 이용하는 경우보다 소비전력을 반감시킬 수 있다. 또, 실로컬신호를 이용함으로써 실수와 허수의 인밸런스를 신경쓰지 않고 믹서나 필터의 제조오차 등에 의한 편차를 억제하여 이미지 주파수신호를 억압하는 충분한 억압도를 얻을 수 있다.
이어서, 도 13은 도 12의 다운 컨버터(5)의 구성에 대응하는 업 컨버터(6)의 구성을 나타낸 도면이다. 업 컨버터(6)는, 복소 계수 SAW 필터(610), 반복소믹서(612), 폴리페이즈 필터(614), BPF(616), PA(618) 및 LPF(620)를 포함한다. 여기서 BPF(616)는 도 7의 BPF(214)에 대응되고, PA(618)은 도 7의 PA(216)에 대응되며, LPF(620)는 도 7의 LPF(218)에 대응된다. 복소계수 SAW 필터(610)는 도 8이나 도 9와 같은 구조의 SAW 필터가 적용될 수 있다.
업 컨버터(6)에서는, 우선 복소계수 SAW 필터(610)가, 입력되는 실IF신호를 음의 주파수 성분을 억압하면서, 실수부와 허수부에서 90의 위상차를 갖는 복소 IF신호를 생성하여 출력한다. 반복소 믹서(612)는 입력되는 복소 IF신호의 실수축 성분의 신호와 허수축 성분의 신호 각각에 대하여 국부발진기(633)로부터 출력되는 소정의 주파수를 갖는 실로컬신호를 승산한다. 그리고 이를 RF신호 주파수로 주파수 변환하고, 복소 RF신호를 출력한다. 폴리페이즈 필터(614)는 반복소믹서(612)로부터 출력되는 복소 RF신호를 음의 주파수 성분을 억압하여 실RF신호로 변환한다. BPF(616)는 입력되는 실RF신호에 대해 RF신호 주파수대역 이외의 대역을 억압하고, 업압 후의 실RF신호는 PA(618)에 의해 증폭된다. 그리고 실RF신호는 LPF(620)에 의해 고조파 성분이 제거되어 RF 단자로부터 안테나에 의해 송신된다.
상기의 구성에 의해, 업 컨버터(6)는 RF신호단으로 폴리페이즈 필터(614)를 구비함으로써 음의 주파수 성분을 억압하여 실RF신호를 생성할 수 있다. 이에 따라서, 반복소믹서(612)에 의한 억압도에 폴리페이즈 필터(614)에 의한 억압도가 가산된 억압도로 이미지 주파수신호를 억압할 수 있다. 또, 반복소믹서(612)로 입력하는 로컬신호를 실로컬신호로 하고 있기 때문에 업 컨버터(2)와 같이 복소 로컬신호를 이용하는 경우보다 소비전력을 반감시킬 수 있다. 또, 로컬신호를 이용함으로써 실수와 허수의 임밸런스를 신경쓰지 않고 믹서나 필터의 제조오차 등에 의한 편차를 억제하여 이미지 주파수신호를 억압하는 충분한 억압도를 얻을 수 있게 된다.
또, 상술한 복소계수 트랜스버설 필터에 이용되는 우대칭 임펄스 응답 혹은 기대칭 임펄스 응답은 복소계수 트랜스버설 필터에, 평평한 군지연 특성이 요구되는 경우에는 엄밀하게 우대칭 혹은 기대칭일 필요가 있으나, 군지연 특성이 엄밀하게 평평할 것을 요구하지 않는 경우에는 우함수 혹은 기함수에 기초하여 생성될 때에 대칭성이 약간 떨어져 거의 우대칭 혹은 거의 기대칭 등의 임펄스 응답이어도 가능하.
또, 복소계수 트랜스버설 필터 및 그 일실시예의 복소계수 SAW 필터는 상술한 설계에 의해 양의 주파수를 억압하고, 음의 주파수의 목적신호의 주파수대역 이외를 억압하도록 하여도 가능하다.
또, 폴리페이징 필터도 설계에 의해 음의 주파수가 아니고, 양의 주파수를 억압하도록 구성하여도 가능하다.
한편 상술한 본 발명의 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 여러 가지 변형이 본 발명의 범위에서 벗어나지 않고 실시될 수 있다. 따라서 발명의 범위는 설명된 실시 예에 의해 정할 것이 아니고, 특허청구범위와 특허청구범위의 균등한 것에 의해 정하여져야 한다.
본 발명에 의하면 주파수 변환기는 수신신호에 대하여 RF신호 주파수대역 이외의 대역을 억압하여 실RF신호를 출력하는 실계수 필터와, 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호를 출력하는 국부발진기와, 상기 실계수 필터로부터 출력되는 상기 실RF신호 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 실RF신호 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써 상기 실RF신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수값만큼 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복소믹서와, 상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 실수부에 대하여 우함수에 기초하여 생성되는 임펄스 응답에 의해 중첩적분을 행하고, 상기 복소믹서로부터 출력되 는 상기 복소신호의 허수부에 대하여 기함수에 기초하여 생성되는 임펄스 응답에 의해 중첩적분을 행함으로써, 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하여 상기 복소신호에 대한 실신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터를 포함한다. 이로 인하여, 헤테로다인방식의 주파수 변환기에서, IF신호의 주파수를 낮은 주파수로 억제할 수 있고, IF단 이후의 구성에 의한 소비전력을 억제하는 것이 가능하게 된다. 또, 본 발명의 주파수 변환기와 상술한 종래의 폴리페이즈 필터를 이용한 다운 컨버터의 주파수 변환기를 비교하면, 본 발명의 주파수 변환기에서는 폴리페이즈 필터에 의한 손실분을 삭감할 수 있게 된다.
또한, 본 발명에 의하면 주파수 변환기에 관한 복소계수 트랜스버설 필터는 SAW 필터에 의해 구성된다. SAW 필터는 패시브형의 필터이기 때문에 전력을 소비하지 않는다는 효과가 있고, 또 양의 주파수 혹은 음의 주파수를 억압하고, 또 목적신호가 존재하는 주파수측에서 목적신호가 존재하는 대역 이외를 억압하는 필터효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면 주파수 변환기는 실계수 필터와, 복소믹서에 접속되는 폴리페이즈 필터를 구비하고, 폴리페이즈 필터는 실계수 필터로부터 출력되는 실RF신호로부터 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하여 복소 RF신호를 생성하여 출력한다. 그리고 복소믹서는 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수부 및 국부발진기로부터 출력되는 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 허수부 및 국부발진기로부터 출력되는 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로 써, 복소 RF신호의 주파수보다 소정의 주파수값만큼 떨어진 주파수의 복소신호를 출력한다. 이에 따라, 폴리페이즈 필터가 양의 주파수 혹은 음의 주파수 성분을 억압하여 복소 RF신호를 생성할 수 있기 때문에, 복소믹서에 의한 억압도에 폴리페이즈 필터에 의한 억압도가 가산된 억압도로 이미지 주파수신호를 억압할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면 주파수 변환기에 관한 국부발진기는 소정의 주파수를 갖는 실로컬신호를 출력하고, 복소믹서는 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수부 및 국부발진기로부터 출력되는 실로컬신호를 승산하여 주파수 변환하고, 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 허수부 및 국부발진기로부터 출력되는 실로컬신호를 승산하여 주파수 변환함으로써, 복소 RF신호의 주파수보다 소정의 주파수값만큼 떨어진 주파수의 복소신호를 출력한다. 이로 인하여, 복소믹서로 입력하는 로컬신호를 실로컬신호로 하고 있기 때문에, 복소 로컬신호를 이용하는 경우보다 소비전력을 반감시킬 수 있다. 또, 실로컬신호를 이용함으로써 실수와 허수의 인밸런스를 신경쓰지 않고 믹서나 필터의 제조오차 등에 의한 편차를 억제하여 이미지 주파수신호를 억압하는 충분한 억압도를 얻을 수 있게 된다.
또한, 본 발명에 따른 주파수 변환기는, 입력되는 중간주파수의 실신호에 대해 우함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따라 중첩적분을 수행하고, 상기 실신호에 대해 기함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따라 중첩적분을 수행하며, 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압한 복소신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터와, 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호를 출력하는 국부발진기와, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소신호의 실수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 복소신호의 허수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써, 상기 입력되는 신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수만큼 이격된 주파수의 실신호를 출력하는 복소믹서와, 상기 복소믹서로부터 출력되는 실신호에 대하여 RF신호 주파수대 이외의 주파수대역을 억압하여 실RF신호를 출력하는 실계수 필터를 포함한다. 따라서 본 발명은, 헤테로다인방식의 주파수 변환기에서, IF신호의 주파수를 낮은 주파수로 억제할 수 있으므로, IF단의 구성에 의한 소비전력을 억제한 것이 가능다.
또한, 본 발명의 주파수 변환기와 상술한 종래의 폴리페이즈 필터를 이용한 다운 컨버터를 구성하는 주파수 변환기를, IF신호를 IF신호 주파수보다 높은 주파수의 RF신호를 변환하는 것으로서 구성한 주파수 변환기를 본 발명과 비교하여 보면, 본 발명의 주파수 변환기에서는 폴리페이즈 필터에 의한 손실분을 삭감할 수 있다는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 의하면 주파수 변환기에 관한 복소계수 트랜스버설 필터는 SAW 필터에 의해 구성된다. 여기서 SAW 필터는 패시브형의 필터이기 때문에 전력을 소비하지 않는다는 효과가 있고, 또 양의 주파수 혹은 음의 주파수를 억압하고, 또 목적신호가 존재하는 주파수측에서 목적신호가 존재하는 대역 이외를 억압하는 필터효과를 얻을 수 있게 된다.
또한, 본 발명에 의하면 주파수 변환기는, 복소믹서와, 실계수 필터에 접속되는 폴리페이즈 필터를 구비하고, 복소믹서는 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출 력되는 복소신호의 실수부 및 국부발진기로부터 출력되는 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호의 허수부 및 국부발진기로부터 출력되는 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써, 복소신호의 주파수보다 소정의 주파수값만큼 이격된 주파수의 복소신호를 출력하고, 폴리페이즈 필터는 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽을 억압하여 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호에 대응하는 실신호를 출력한다. 이로 인하여, 폴리페이즈 필터는 양의 주파수 혹은 음의 주파수 성분을 억압하여 실IF신호를 생성할 수 있기 때문에 복소믹서에 의한 억압도에 폴리페이즈 필터에 의한 억압도가 가산된 억압도로 이미지 주파수신호를 억압할 수 있다는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 의하면 주파수 변환기에 관한 국부발진기는 소정의 주파수를 갖는 실로컬신호를 출력하고, 복소믹서는 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호의 실수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 실로컬신호를 승산하여 주파수 변환하고, 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호의 허수부 및 국부발진기로부터 출력되는 실로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써, 복소신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수값만큼 떨어진 주파수의 복소신호를 출력한다. 이에 따라 본 발명에서는 복소믹서로 입력하는 로컬신호를 실로컬신호로 하고 있기 때문에, 복소 로컬신호를 이용하는 경우보다 소비전력을 반감시킬 수 있다. 또, 실로컬신호를 이용함으로써 실수와 허수의 임펄스를 신경쓰지 않고 믹서나 필터의 제조오차 등에 의한 편차를 억제하여 이미지 주파수신호를 억압하는 충분한 억압도를 얻을 수 있다는 효과가 있다.

Claims (11)

  1. 수신된 RF신호를 중간주파수로 주파수 변환하는 주파수 변환기에 있어서,
    상기 수신된 RF신호에 대하여 상기 RF신호의 송신 주파수대역 이외의 신호를 억제하여 실(實)RF신호를 출력하는 실계수(實係數) 필터와,
    소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호를 출력하는 국부발진기와,
    상기 실계수 필터로부터 출력되는 실RF신호 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 실RF신호 및 상기 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써 상기 실RF신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수만큼 이격된 주파수의 복소신호를 출력하는 복소믹서와,
    상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 실수부에 대해 우함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따른 중첩적분을 수행하고 상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 허수부에 대해 기함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따른 중첩적분을 수행함으로써, 상기 복소신호의 양의 주파수 또는 음의 주파수 중 어느 하나를 억제하여, 상기 복소신호에 대한 실(實)신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터를 포함함을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 복소계수 트랜스버설 필터가,
    SAW 필터임을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  3. 수신된 RF신호를 중간주파수로 주파수 변환하는 주파수 변환기에 있어서,
    상기 수신된 RF신호에 대하여 상기 RF신호의 송신 주파수대역 이외의 신호를 억제하여 실(實)RF신호를 출력하는 실계수(實係數) 필터와,
    소정의 주파수를 갖는 로컬신호를 출력하는 국부발진기와,
    상기 실계수 필터로부터 출력되는 상기 실RF신호로부터 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 하나를 억제된 복소 RF신호를 생성하여 출력하는 폴리페이즈 필터를 포함하고,
    상기 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호와 상기 국부발진기로부터 출력되는 로컬신호를 승산하여 주파수 변환함으로써 상기 복소 RF신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수값만큼 이격된 주파수의 복소신호를 출력하는 복소믹서와,
    상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 실수부에 대해 우함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따른 중첩적분을 수행하고 상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 허수부에 대해 기함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따른 중첩적분을 수행함으로써, 상기 복소신호의 양의 주파수 또는 음의 주파수 중 어느 하나가 억제된, 상기 복소신호에 대한 실(實)신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 국부발진기가,
    소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호 또는 상기 복소신호 중 코사인(Cosine)의 위상을 갖는 실수축 로컬신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  5. 입력되는 중간주파수 신호를 RF신호주파수로 주파수 변환하는 주파수 변환기에 있어서,
    입력되는 중간주파수의 신호 중 실수축 신호에 대해 우함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따라 중첩적분을 수행하고, 상기 실수축 신호에 대하여 기함수에 의해 생성되는 임펄스 응답에 따라 중첩적분을 수행하며, 상기 중간주파수의 신호 중 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 하나가 억제된 복소신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터와,
    소정의 주파수를 갖는 로컬신호를 출력하는 국부발진기와,
    상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호와 상기 국부발진기로부터 출력되는 로컬신호를 승산하여 주파수 변환함으로써, 상기 입력되는 신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수만큼 이격된 주파수의 실신호를 출력하는 복소믹서와,
    상기 복소믹서로부터 출력되는 상기 실신호 중 양의 주파수 혹은 음의 주파수 중 어느 한쪽이 억압된 신호를 출력하는 폴리페이즈 필터와,
    상기 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 신호에 대하여 RF신호 주파수대역 이외의 신호가 억제된 실RF신호를 출력하는 실계수 필터를 포함하는 주파수 변환기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 복소계수 트랜스버설 필터가,
    SAW 필터임을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  7. 제5항에 있어서, 상기 국부발진기가 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호 또는 상기 복소신호 중 코사인(Cosine)의 위상을 갖는 실수축 로컬신호를 출력하고,
    상기 국부발진기가 상기 복소 로컬신호를 출력하는 경우, 상기 복소믹서가,
    상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호의 실수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호의 허수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써, 상기 복소신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수 만큼 이격된 주파수의 복소신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  8. 제5항에 있어서, 상기 국부발진기가 소정의 주파수를 갖는 복소 로컬신호 또는 상기 복소신호 중 코사인(Cosine)의 위상을 갖는 실수축 로컬신호를 출력하고,
    상기 국부발진기가 상기 실수축 로컬신호를 출력하는 경우, 상기 복소믹서가, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호의 실수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실수축 로컬신호를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호의 허수부 및 상기 국부 발진기로부터 출력되는 상기 실수축 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써, 상기 복소신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수만큼 이격된 주파수의 복소신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  9. 제3항에 있어서, 상기 복소계수 트랜스버설 필터가,
    SAW 필터임을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  10. 제4항에 있어서, 상기 국부발진기가 상기 복소 로컬신호를 출력하는 경우,
    상기 복소믹서가,
    상기 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 실수부를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 허수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 복소 로컬신호의 허수부를 승산하여 주파수 변환함으로써 상기 복소 RF신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수 만큼 이격된 주파수의 복소신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 변환기.
  11. 제4항에 있어서, 상기 국부발진기가 상기 실수축 로컬신호를 출력하는 경우,
    상기 복소믹서가, 상기 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실수축 로컬신호를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 폴리페이즈 필터로부터 출력되는 복소 RF신호의 허수부 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실수축 로컬신호를 승산하여 주파수 변환함으로써 상기 복소 RF신호의 주파수보다 상기 소정의 주파수 만큼 이격된 주파수의 복소신호를 출력함을 특징으로 하는 주파수 변환기.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101436869B (zh) * 2008-11-27 2012-07-04 华为技术有限公司 等效射频带陷滤波电路、射频芯片及接收机
KR102564421B1 (ko) * 2019-11-27 2023-08-07 한국전자통신연구원 다중 컴포넌트 캐리어를 지원하는 이동 통신 시스템에서 기저대역 송신 신호를 생성하는 방법 및 장치
WO2023210267A1 (ja) * 2022-04-28 2023-11-02 株式会社村田製作所 受信装置および通信装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050052337A (ko) * 2003-11-28 2005-06-02 삼성전자주식회사 디지털 주파수 컨버터
KR20060108538A (ko) * 2005-04-14 2006-10-18 삼성전자주식회사 다운컨버터 및 업컨버터
KR20060113415A (ko) * 2005-04-28 2006-11-02 삼성전자주식회사 다운컨버터 및 업컨버터

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03284008A (ja) * 1990-03-30 1991-12-13 Kyocera Corp 弾性表面波装置及びそれを用いた受信回路
JP3383318B2 (ja) * 1991-08-07 2003-03-04 株式会社東芝 デジタル変調波の復調装置
JPH07288484A (ja) * 1994-04-18 1995-10-31 Nec Corp 弾性表面波装置を有する受信回路
JP3414554B2 (ja) * 1994-06-21 2003-06-09 松下電器産業株式会社 復調装置
JP3550960B2 (ja) * 1997-07-31 2004-08-04 松下電器産業株式会社 デジタル復調システム
JP4429533B2 (ja) * 2001-01-29 2010-03-10 三星電子株式会社 周波数変換器

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050052337A (ko) * 2003-11-28 2005-06-02 삼성전자주식회사 디지털 주파수 컨버터
KR20060108538A (ko) * 2005-04-14 2006-10-18 삼성전자주식회사 다운컨버터 및 업컨버터
KR20060113415A (ko) * 2005-04-28 2006-11-02 삼성전자주식회사 다운컨버터 및 업컨버터

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