KR20060108538A

KR20060108538A - 다운컨버터 및 업컨버터

Info

Publication number: KR20060108538A
Application number: KR1020060033705A
Authority: KR
Inventors: 다카히코 키시; 타카히로 사또; 백원진; 최정기
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-04-14
Filing date: 2006-04-13
Publication date: 2006-10-18
Also published as: JP4708076B2; JP2006295840A; KR100987295B1; US20060256216A1; US7627295B2

Abstract

본 발명은 소비 전력을 경감시키면서, 저IF방식에서는 충분한 이미지 억압비를 얻을 수 있고, 제로IF방식에서는 EVM의 저하를 억제할 수 있는 다운컨버터 및 업컨버터를 제공한다.

이를 위해 본 발명의 복소계수 트랜스버설 필터 115는, 입력되는 RF신호의 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하고, RF신호를 실수부와 허수부로 이루어지는 복소 RF신호로 변환하여 출력한다. 국부발진기 181은, 소정 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력한다. 반복소 믹서 118은, 복소계수 트랜스버설 필터 115와, 국부발진기 181에 접속되어, 복소계수 트랜스버설 필터 115로부터 출력되는 복소신호와, 국부발진기 181로부터 출력되는 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, RF신호의 주파수로부터 소정의 주파수 떨어진 주파수의 복소신호를 출력한다.

다운컨버터, 업컨버터

Description

다운컨버터 및 업컨버터{DOWN CONVERTOR AND UP CONVERTOR}

도 1은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제1 기본구성을 나타낸 도면,

도 2는 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 출력 스펙트럼과 필터 특성을 나타낸 도면,

도 3은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에 이용되는 반복소 믹서의 출력 스펙트럼을 나타낸 도면,

도 4는 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 실수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 5는 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 허수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 6은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에 이용되는 복소계수 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 7은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에 이용되는 복소계수 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 8은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제2 기본구성을 나타낸 도면,

도 9는 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 IF단에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터를 나타낸 도면,

도 10은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 IF단에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 출력 스펙트럼과 필터 특성을 나타낸 도면,

도 11은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 IF단에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 실수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 12는 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 IF단에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 허수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 13은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제3 기본구성을 나타낸 도면,

도 14는 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 IF단에 이용되는 복소계수 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 15는 본 발명에서의 제1 기본구성예의 저IF방식의 다운컨버터에 있어서 중간주파수를 25MHz로 한 경우의 반복소 믹서의 출력 스펙트럼을 나타낸 도면,

도 16은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제1실시예를 나타낸 도면,

도 17은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제2실시예를 나타낸 도면,

도 18은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제3실시예를 나타낸 도면,

도 19는 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제3실시예에 이용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 20은 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제4실시예를 나타낸 도면,

도 21은 종래의 저IF방식의 다운컨버터의 구성을 나타낸 도면,

도 22는 종래의 저IF방식의 다운컨버터의 반복소 믹서의 출력 스펙트럼을 나타낸 도면,

도 23은 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 기본구성을 나타낸 도면,

도 24는 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 반복소 믹서의 출력 스펙트럼과 복소계수 트랜스버설 필터의 주파수특성을 나타낸 도면,

도 25는 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 복소계수 트랜스버설 필터의 출력 스펙트럼을 나타낸 도면,

도 26은 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 실수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 27은 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터에 이용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 허수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 28은 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 제1실시예를 나타낸 도면,

도 29는 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 제1실시예에 이용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 30은 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 제1실시예에 이용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 31은 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 제2실시예를 나타낸 도면,

도 32는 종래의 저IF방식의 업컨버터의 구성을 나타낸 도면,

도 33은 종래의 저IF방식의 업컨버터 및 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터 에 입력되는 복소 IF신호의 스펙트럼을 나타낸 도면,

도 34는 종래의 저IF방식의 업컨버터의 반복소 믹서의 출력 스펙트럼을 나타낸 도면,

도 35는 본 발명에서의 제로IF방식의 다운컨버터의 기본구성을 나타낸 도면,

도 36은 본 발명에서의 제로IF방식의 다운컨버터의 믹싱 처리를 나타낸 도면,

도 37은 본 발명에서의 준제로IF방식의 다운컨버터의 기본구성을 나타낸 도면,

도 38은 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터로 이용되는 복소계수 필터의 주파수특성을 나타낸 도면,

도 39는 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터로 이용되는 복소계수 필터의 실수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 40은 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터로 이용되는 복소계수 필터의 허수부의 임펄스응답을 나타낸 도면,

도 41은 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터의 실시예를 나타낸 도면,

도 42는 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터의 실시예의 복소계수 SAW필터에 적용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 43은 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터의 실시예의 복소계수 SAW필터에 적용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 44는 종래의 제로IF방식의 다운컨버터의 구성을 나타낸 도면,

도 45는 종래의 제로IF방식의 다운컨버터에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면,

도 46은 종래의 이미지 억압형의 다운컨버터의 구성을 나타낸 도면,

도 47은 종래의 이미지 억압형의 다운컨버터에서의 믹싱 처리를 나타낸 도이다.

도 48은 종래의 이미지 억압형의 다운컨버터에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면,

도 49는 종래의 이미지 억압형의 다운컨버터에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면,

도 50은 본 발명에서의 제로IF방식의 업컨버터의 기본구성을 나타낸 도면,

도 51은 본 발명에서의 제로IF방식의 업컨버터의 믹싱 처리를 나타낸 도면,

도 52는 본 발명에서의 준제로IF방식의 업컨버터의 기본구성을 나타낸 도면,

도 53은 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 업컨버터의 실시예를 나타낸 도면,

도 54는 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 업컨버터의 실시예의 복소계수 SAW필터에 적용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 55는 본 발명에서의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 업컨버터의 실시예의 복소계수 SAW필터에 적용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면,

도 56은 종래의 제로IF방식의 업컨버터의 구성을 나타낸 도면,

도 57은 종래의 제로IF방식의 업컨버터에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면,

도 58은 종래의 복소계수 필터를 구비한 제로IF방식의 업컨버터의 구성을 나타낸 도면,

도 59는 종래의 복소계수 필터를 구비한 제로IF방식의 업컨버터의 믹싱 처리를 나타낸 도면,

도 60은 본 발명에서의 전환 구성을 가지는 다운컨버터의 일실시예를 나타낸 도면,

도 61은 본 발명에서의 전환 구성을 가지는 업컨버터의 일실시예를 나타낸 도면,

도 62는 다운컨버터의 전환 구성의 일례를 나타낸 도면,

도 63은 다운컨버터의 전환 구성의 일례를 나타낸 도면,

도 64는 업컨버터의 전환 구성의 일례를 나타낸 도면,

도 65는 업컨버터의 전환 구성의 일례를 나타낸 도면.

본 발명은, 수신기에 있어서 주파수 변환을 행하는 다운컨버터 및 송신기에 있어서 주파수 변환을 행하는 업컨버터에 관한 것이다.

(저IF방식의 다운컨버터의 배경기술)

예를 들어, 휴대전화기와 같이, 수신기 및 송신기의 양쪽의 기능을 구비하는 무선통신기에 있어서, 수신기, 즉 다운컨버터의 기능으로서, 통화 내용 및 데이터통신내용에 의해 RF(Radio Frequency)신호를 수신하고, 수신한 RF신호를 복조부에 입력하기 위한 주파수로 변환하는 기능이 있다. 또한, 수신기에 있어서, 목적 신호를 선택하는 채널 선택을 행하는 프론트 엔드(front-end)의 방식으로서, 이하와 같은 방식이 존재한다. 즉, RF신호를 중간주파수(IF: Intermediate Frequency)신호로 변환하는 헤테로다인 방식이나, RF로부터 DC(Direct Current)로 변환하는 제로IF방식(다이렉트 컨버젼 혹은 호모다인 방식이라고 불린다)이나, 이미지 주파수 신호를 억압하는 이미지 리젝션(억압) 믹서(실입력 복소출력 반복소 믹서)에 의해 RF신호를 DC로부터 조금 떨어진 IF신호로 변환하는 저IF방식이라는 3개의 방식이 존재한다.

상기와 같은 3개의 방식이 존재하는 배경에 대해서 간단히 설명하면, RF신호의 주파수를 원래의 신호로 주파수 변환하기 위한 가장 단순한 방식은, RF신호의 주파수와 동일한 주파수를 승산하여, 베이스밴드 신호로 직접 주파수 변환하는 제로IF방식이다.

그러나, RF신호등의 고주파수영역에 있어서, 제로IF방식을 실현하기 위해서는, 신호의 직교성등을 확보하기 위해서, 매우 정밀도가 높은 PLL(Phase Locked Loop)회로등이 필요하게 되어 고가인 것으로 되어 버린다. 그래서, 단계적으로 주파수를 저하시켜서 주파수 변환하는 것으로, 제로IF방식만큼 부품에 대한 정밀도를 요구하지 않는 주파수 변환방식이 제안되고, 그것을 구현화한 것으로서 헤테로다인 방식이나 저IF방식등이 존재한다.

이들 3개의 방식중, 헤테로다인 방식은, IF신호의 주파수를 높게 하여, 주파수 변환전의 RF신호의 처리부에 있어서, 목적신호의 주파수와 이미지 주파수(목적신호의 주파수로부터, IF신호의 주파수의 2배의 주파수만큼 떨어진 저주파측에 존재하고, 다운컨버트할 때에 목적신호에 영향을 미치는 이미지 주파수 신호의 주파수)와의 차를 크게 함으로써, RF필터에 의해 이미지 주파수 신호를 억압하여, 이미지 주파수 신호의 방해(이하, 이미지 주파수 신호 방해라고 한다)를 회피하고 있다.

이러한 헤테로다인 방식이 적용되는 구체적인 예인 송수신동작이 동시에 행해지는 풀 듀플렉스(전이중(全二重):full-duple)형의 무선기에서는, 송신 주파수 신호나, 송신 및 수신의 로컬 신호를 공통화했을 때의 이미지 주파수에 가까운 송신 신호(이하, 이미지 주파수 신호)를 억압하는데, RF신호로부터 IF신호로 변환할 때에 발생하는 이미지 주파수 신호를 RF신호의 필터(이하, RF필터라고 한다)에서 완전히 억압할 수 없는 경우, 이미지 주파수 신호의 주파수를 바꾸기 위해서, IF신호의 주파수를 무선통신방식 마다 바꾸어, RF필터에서 억압할 수 있도록 하고 있다. 이 때문에, 복수의 통신방식을 서포트하는 멀티 모드 무선기에 있어서도, 모드(통신방식) 마다 채널 대역폭이 다른 것에 따라서, 모드마다 IF신호의 주파수를 바꾸고 있다. 그 때문에, 멀티 모드 무선기에 있어서, 모드마다 중심주파수 또는 통과 주파수가 다른 IF신호의 필터(이하, IF필터라고 한다)를 준비할 필요가 생겨, 회로규모가 매우 커진다는 문제가 있었다.

한편, 저IF방식에서는, 도 21의 저IF방식의 다운컨버터 9에 도시한 바와 같 이, 로컬 신호를 출력하는 국부발진기인 Local 813이 접속되고, 승산기를 구비한 믹서 I814 및 Q815로 구성되는 이미지 리젝션 믹서 810(실입력 복소출력 믹서)을 이용하여 주파수 변환을 행한다. 또한, Local 813과 이미지 리젝션 믹서 810을 합쳐서 주파수 변환기가 구성된다. 그리고, 로컬 신호의 주파수를 중심으로 하여, 목적신호의 주파수에 대하여 IF신호의 주파수의 값만큼 저주파측의 대칭의 위치에 존재하는 목적외 신호, 즉 이미지 주파수 신호를 RF필터와 IF필터의 주파수특성에 의존하지 않고 억압한다. 여기에서, 이미지 주파수 신호의 억압비는, 후술하는 이미지 억압비에 의해 표현되고, 이미지 억압비는, RF필터의 특성에 대한 의존도가 낮아, IF신호의 주파수를 낮게 하는 것이 가능하게 된다.

또한, IF신호의 주파수가 채널 간격과 동일한 경우에는, 목적 채널의 이미지 주파수는, 목적 채널의 다음 인접 채널이 된다.

예를 들면, 다운컨버터를 사용하는 무선통신방식에 있어서, IF신호의 주파수로부터, 해당 IF신호의 주파수의 2배의 주파수만큼 떨어진 이미지 주파수 신호에 대한 블로킹등의 요구사양이, 해당 저IF방식의 다운컨버터 9에서의 이미지 억압비이하일 때에, 이 다운컨버터 9는 해당 무선방식의 사양을 만족하게 된다.

또한, 저IF방식에 의하면, IF신호의 주파수를 낮게 할 수 있으므로, IF필터를 액티브 필터로 구성할 수 있고, IC화에 의한 장치의 소형화가 용이하다. 또한, 멀티 모드 무선기에 있어서도, 무선통신방식마다 IF신호의 주파수를 바꿀 필요가 없어져, IF필터를 용이하게 공통화할 수 있다.

또한, 상술한 로컬 신호의 주파수를 중심으로 하여, 목적신호의 주파수에 대 하여 IF신호의 주파수의 값만큼 저주파측의 대칭 위치에 이미지 주파수 신호가 존재한다는 것은, IF신호의 주파수의 2배의 주파수가 목적신호의 주파수와 이미지 주파수와의 주파수간격이 된다는 것과 같은 의미이다.

또한, 상술한 바와 같이 멀티 모드 무선기에서는 통신방식마다 채널 대역폭이 다르므로, IF필터의 대역폭은 무선통신방식마다 변경하지 않을 수 없지만, 저IF방식에서는 트랜지스터의 트랜스 컨덕턴스(gm)를 변화시킴으로써 특성을 필요에 따라서 변경하는 gmC(트랜스 컨덕턴스· 캐패시터)필터 등을 이용함으로써, IF필터의 특성을 용이하게 가변시킬 수 있다. 그러므로, 멀티 모드 무선기에 저IF방식을 적용한 경우에는, 헤테로다인 방식과 같이 복수의 IF필터를 필요로 하지 않아, 1개의 IF필터로 구성할 수 있고, 그에 따라 회로규모를 크게 하지 않고 멀티 모드 무선기를 실현할 수 있다.

그러나, 상술한 바와 같이 헤테로다인 방식에 비하여 우수한 성능을 가지는 저IF방식이라고 해도, 필립스사 SA1920 데이터시트< 이하, 비특허문헌 1이라 함> 및 필립스사 SA1921 데이터시트<이하, 비특허문헌 2라 함>에 기재된 바와 같이, 이미지 억압비는 30dB정도밖에 보증되지 않는다. 또한, 30dB라는 이미지 억압비 자체도 용이하게 실현할 수 있는 값이 아니라, 그 실현을 위해서, 사용하는 트랜지스터의 성능의 편차(dispersion)에 의한 믹서의 이미지 억압비의 저하를 억제하기 위해서, 해당 트랜지스터의 사이즈를 크게 할 필요가 있어, 소비 전력의 증대 및 fT(천이주파수 :Transition Frequency : fT라고 불린다)의 저하를 초래하여, 이미지 억압비이외의 모든 특성이 저하된다는 문제가 있다.

또한, 30dB라는 이미지 억압비 자체를 실현할 수 있었다고 해도, 이미지 주파수 신호에 대한 블로킹등의 사양이 엄격한 무선통신방식에는 적용이 가능하지만, 30dB을 초과하는 방해 내성이 요구되는 경우에는, 해당 요구사양을 만족할 수 없어, 저IF방식을 적용할 수 없다고 하는 문제가 있다.

예를 들어, GSM(Global System for Mobile Communication)(등록상표)에서는, 목적신호의 주파수로부터 300kHz이내의 주파수에서의 이미지 주파수 신호에 대한 블로킹등의 방해 내성의 요구사양이 18dB이므로 적용이 가능하다.

한편, W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)는 목적신호의 주파수로부터 5MHz 떨어진 인접 채널에 대한 방해 내성의 요구사양이 33dB이므로, 상술한 30dB의 이미지 억압비에서는, 실용상, 요구 사용에 비교해 보면 보더라인(borderline)의 성능이 된다. 그러므로, 저IF방식에 있어서, 해당 요구사양을 만족시키기 위해서는, 장치에 사용하는 믹서의 선별이나 이미지 억압비를 향상시키기 위한 장치의 정밀도 향상책을 취할 필요가 있어, 칩 면적을 크게 하지 않으면 안되는 등, 비용 상승으로 이어지는 문제가 있다.

또한, GSM(등록상표)이나 W-CDMA에 있어서도, RF부에서의 주파수 변환 외에, 디지털부에서 복수의 채널로부터의 채널 선택(이하, 채널 선택이라고 한다)을 행하는 디지털 튜너나 소프트웨어 무선기의 프론트 엔드로서 이용하는 경우가 있다. 이러한 경우, 예를 들어, GSM(등록상표)에서는, 목적신호의 주파수로부터 300kHz이상 떨어진 주파수에서의 이미지 주파수 신호에 대한 블로킹등의 방해 내성의 요구사양이 50dB이상으로 되고, W-CDMA에 있어서도 동일하게 요구사양이 이미지 리젝션 믹 서에 의해 실현할 수 있는 이미지 억압비를 초과하는 것으로부터, 사실상, 디지털부에서의 채널 선택이 불가능해진다. 따라서, 저IF방식을, 디지털 튜너나 소프트웨어 무선기의 프론트 엔드(front-end)에 적용할 수는 없다.

저IF방식에서의 이들 문제를 해결하기 위해서, 전술한 이미지 리젝션 믹서를 이용하여 40dB을 초과하는 이미지 억압비를 저IF방식에서 얻는 수단으로서, 이하의 제1에서 제4 수단을 채용하는 것을 생각할 수 있다.

제1 수단은, IF신호의 주파수를 높게 하고, 주파수 변환전의 RF부에 있어서, 목적신호의 주파수와 이미지 주파수와의 차를 크게 함으로써, RF필터에 의해 이미지 주파수 신호를 억압하는 수단이다.

제2 수단은, 일본 특개 2002-246847호 공보<이하, 특허문헌 1이라 함> 및 일본 특개평 6-188928호 공보<이하, 특허문헌 2라 함>에 기재되어 있는 디지털 처리에 의한 보정처리나, 일본 특허 제2988277호 공보<이하, 특허문헌 3이라 함> 및 일본 특개 2000-224497호 공보<이하, 특허문헌 4라 함>의 논문에 기재되어 있는 아날로그 회로처리에 의한 보정처리등에 의해, 이미지 리젝션 믹서의 특성을 보정하는 수단이다.

제3 수단은, ““Mixer Topology Selection for a Multi-Standard High Image-Reject Front-End", Vojkan Vidojkovic, Johan van der Tang, Arjan Leeuwen burgh and Arthur van Roermumd, ProRISC Workshop on Circuits, Systems and Signal Processing, pp.526-530, 2002” <이하, 비특허문헌 3이라 함> 및 “CMOS WIRELESS TRANSCEIVER DESIGN", Jan Crols, Michiel Steyaert, Kluwer, International Series in Engineering and Computer Science, 1997”<이하, 비특허문헌 4라 함>의 Figure 3.25(b)에 기재되어 있는 바와 같이, RF부에 있어서 위상기를 구비하고, 해당 위상기에 의해 90도의 위상차를 얻고, RF신호를 복소화하여, 복소화한 RF신호를 복소 로컬 신호와의 복소승산에 의해 주파수 변환을 행함으로써, 이미지 주파수 신호의 억압을 행하는 수단이다.

제4 수단은, 비특허문헌 4의 Figure 3.28 및 Figure 3.31에 기재되어 있는 바와 같이, 복소 로컬 신호를 이용한 믹서에 의해, RF신호의 주파수 변환 및 신호의 복소화를 행하고, 복소 로컬 신호와의 복소승산을 다시 행함으로써, 이미지 주파수 신호의 억압을 행하는 수단이다.

그러나, 제1에서 제4 수단은, 이하와 같은 문제를 각각 포함하고 있다. 우선, 제1 수단에서는, 주파수처리가 디지털 처리에 의해 행해지는 최근의 무선기에 있어서, IF신호의 주파수를 높게 함으로써, IF신호의 디지털화를 위한 AD(Analog Digital) 컨버터(ADC) 및 해당 AD컨버터의 출력을 처리하는 디지털 신호 처리부의 클럭이 상승하는 것에 의해 소비 전력이 증대한다고 하는 문제가 있다(다운컨버터에서의 제1 문제).

또한, 이 문제의 대응책으로서, 서브나이퀴스트(Sub-Nyquist) 샘플링 수법을 이용함으로써, AD컨버터의 클럭을 낮출 수 있는 것은 알려져 있지만, 이 경우, AD컨버터의 입력 주파수대역을 넓게 함으로써, 소비 전력이 증대한다고 하는 다른 문제가 발생해 버리므로 서브나이퀴스트 샘플링 수법을 실제로 채용하는 것은 곤란하다.

또한, 제2 수단에서는, 디지털 처리에 의한 보정에서는, 디지털부에서의 연산 처리를 위해, 소비 전력이 증대한다는 문제가 있고, 아날로그 처리에 의한 보정에서는 보정을 위한 회로규모가 커지고, 또한 보정 정밀도가 좋지 않다는 문제가 있다(다운컨버터에서의 제2 문제).

또한, 제3 수단에서는, 위상기에 있어서 발생하는 손실이 문제가 된다. 위상기의 손실은, 예를 들면, 대역을 넓히기 위해서, 위상기의 차수를 올리면 증대하고, 이 손실 때문에, 수신 감도가 저하한다. 또한, RC(저항-콘덴서)로 구성되는 위상기에 있어서는, 주파수가 높은 RF에서 R과 C의 값이 작아지므로, 입출력 임피던스도 고려하면, 실용적인 정밀도를 얻을 수 없다는 문제가 있다(다운컨버터에서의 제3 문제).

또한, 제4 수단에서는, 복소 로컬 신호를 이용한 믹서에 의한 복소화에 있어서는, 믹서와 로컬 신호 발진기가 늘어남으로써 소비 전력이 증대하는 문제 및 로컬 신호 발진기수의 증가에 의한 스퓨리어스 수신 등의 문제가 있다(다운컨버터에서의 제4 문제).

이상의 제1에서 제4 문제에 더하여, 저IF방식에서는, 도 21에 도시한 바와 같이 cos와 sin의 직교하는 로컬 신호를 출력하는 국부발진기인 Local 813과 2개의 승산기, 즉 믹서 814와 믹서 815가 요구되어 회로규모가 커지고, 로컬 신호가 단일이고, 믹서도 하나로 충분한 헤테로다인 방식에 대하여, 소비 전력이 증대한다는 문제가 있다(다운컨버터에서의 제5 문제).

(저IF방식의 업컨버터의 배경기술)

이어서, 휴대전화기등의 무선통신기에서의 송신기, 즉 업컨버터의 기능으로서, 통화 내용 및 데이터 통신 내용등의 정보를 포함하는 베이스밴드 신호를 RF신호로 변환하기 위해서, 우선 복소 베이스밴드 신호를 복소 로컬 신호와 믹싱하여 실IF신호로 변환하고, 실IF신호를 실로컬 신호와 믹싱하여 실RF 신호로 변환하는 기능이 있다.

업컨버터에서는, RF필터에 의해 IF신호의 이미지 주파수 신호를 억압하기 위해서, RF신호에서의 시스템 대역폭의 광대역화에 따라서, IF신호의 주파수를 높일 것이 요구되고, 또한, 통신 속도의 고속화에 의한 채널 대역의 광대역화에 따르는 RF대역의 광대역화에 의해, IF신호의 주파수를 보다 높일 것이 요구되고 있다. 그 때문에, IF신호의 처리부에 있어서, 비용상승 및 소비 전력의 증대를 초래한다는 문제가 있다. 역으로, IF신호의 주파수를 가능한 한 낮추고자 하면, RF필터에 대한 요구사양이 엄격해진다고 하는 문제가 있다.

이들 업컨버터에 관한 문제의 대책으로서, 업컨버터에 있어서도, 복소 베이스밴드 신호를 전복소 믹서에 의해 복소 IF신호로 변환하고, 해당 복소 IF신호를 이미지 리젝션 믹서(이하, 반복소 믹서)에 의해 복소 로컬 신호와 믹싱함으로써, IF신호의 주파수를 낮게 하면서, 이미지 주파수 신호를 억압하는 구성(이하, 제1 구성)을 생각할 수 있다. 제1 구성에 의하면, RF필터의 저지 대역감쇠량에 대한 요구사양은 경감되어, 종래 2단 필요했던 RF신호의 SAW(Surface Acoustic Wave)필터가 1단으로 충분하다는 이점은 있다.

그러나, 수신기에 있어서 수신용으로서 사용할 수 있는 반복소 믹서의 이미 지 억압비의 성능을 참조하면, 비특허문헌 1 및 비특허문헌 2에 기재되어 있는 바와 같이, -30dBc의 이미지 주파수 신호가 송신 스퓨리어스(spurious)로서 존재한다고 추정된다. 이 성능에서는, 송신 스퓨리어스의 허용 마스크(이하, 스퓨리어스 마스크)의 사양을 초과할 우려가 있으므로, 사양을 만족시키기 위해서는, 이미지 주파수 신호를 억압하는 RF필터가 필요하게 된다. RF필터가 필요하게 되면, RF필터에 대한 요구사양과 IF신호의 주파수의 관계를 고려할 필요가 생기게 되어, 결국 제1 구성으로도 IF신호의 주파수를 낮게 할 수 없어, 높은 IF신호 주파수에 기인하는 문제를 해결할 수 없다.

그래서, 높은 IF신호 주파수에 관한 문제를 해결하는 별도의 수단으로서 상술한 다운컨버터에 있어서 이용한 저IF방식의 구성(이하, 제2 구성)을 이용하는 것을 생각할 수 있다. 도 32는, 종래의 저IF방식을 적용한 업컨버터를 나타낸 도면이다. 제2 구성을 취하면, 반복소 믹서의 이미지 주파수 신호의 억압 효과에 의해, IF신호의 이미지 주파수 신호를 억압하기 위한 RF필터가 불필요, 혹은 RF신호의 SAW필터에 대한 요구사양은 크게 완화되어, 요구사양의 조건에 따라서는 RF신호의 SAW필터를 필요하지 않게 할 수도 있다.

그러나, 제2 구성의 업컨버터에 있어서도, 이미지 주파수 신호를 완전하게 없앨 수는 없어, 목적주파수의 근처에 이미지 주파수 신호가 나타난다. 도33은, 도 32의 제2 구성의 업컨버터 35에 있어서, 복소 베이스밴드에서의 캐리어 간격 1.6MHz의 DSB(Double Side Band)신호를, 중심주파수를 5MHz로 하여 주파수 변환한 복소 IF신호(도 33의 Ｓ35)의 스펙트럼을 나타낸 도면이다. 도 34는, 도 33에 도시 한 복소 IF신호를, 실수부(동상성분: I: In phase component)인 실수축신호 I, 허수부(직교 성분: Q :Quadrature Phase component)인 허수축신호 Q의 진폭간에 10%의 오차가 있는 복소 로컬 신호(795MHz)와 믹싱한 실신호 출력의 스펙트럼을 나타낸 도면이다. 도 34에서는, 이미지 주파수(790MHz)에 있어서, 목적신호(800MHz:S36)에 대하여, -26dBc의 이미지 주파수 신호(도 34:S37)가 발생하고 있다.

이 때문에, 상술한 비특허문헌 1과 2에 기재된 믹서와 같이, 이미지 억압비를 -30dBc정도밖에 확보할 수 없는 경우, 제2 구성의 업컨버터에서는 목적신호 근방에 서의 스퓨리어스 마스크의 사양을 초과해 버린다. 가령, 해당 스퓨리어스 마스크의 사양을 한계에 가까운 상태로 만족하도록 할 수 있었다고 해도, 반복소 믹서의 성능의 편차나 환경조건의 변동에 의한 이미지 억압비의 저하에 의해, 안정적으로 사양을 만족시킬 수 없다고 하는 문제가 있다.

이미지 억압비의 저하를 개선하는 하나의 방법으로서, 믹서로 이용하는 트랜지스터의 제조 오차의 편차를 트랜지스터의 사이즈를 크게 함으로써 개선하는 방법이 존재한다. 그러나, 트랜지스터의 사이즈를 크게 하면 트랜지스터의 소비 전력이 증대하고, fT가 저하하므로, 이미지 억압비이외의 모든 특성이 저하되어 버린다. 또한, 아날로그 회로가 가지는 부정확성 때문에, 많은 경우에 사양을 만족하는 이미지 억압비를 얻는 것은 어렵다. 그 때문에 트랜지스터의 사이즈를 크게 하는 방법을 취하는 것도 곤란하다고 생각된다.

그래서, 상술한 제1 구성 및 제2 구성의 업컨버터에 관한 문제를 해결하기 위해서, 비특허문헌 3과 비특허문헌 4의 Figure 3.28 및 Figure 3.31에 기재되는 수신기에서 사용되고 있는 폴리페이즈 필터에 의한 신호 처리를 저IF방식의 송신기에 적용하는 구성(이하, 제3 구성)을 생각할 수 있다. 제3 구성에서는, 복소 IF신호와 복소 로컬 신호를 믹싱하는 믹서를, 복소 RF신호를 출력하는 전복소 믹서로 하고, 믹서 출력의 복소 RF신호의 음의 주파수성분을, 폴리페이즈 필터에 의해 억압한다. 그러나, 제3 구성은 이론적으로는 우수하지만, 폴리페이즈 필터는, RC에 의해 구성되므로 손실이 크고, 대역이 좁으므로, 높은 감쇠량 혹은 넓은 대역을 얻기 위해서 단계수를 늘려버리면 더욱 손실이 증대해 버려 필터 출력에서의 이미지 억압비가 낮아져, 실용적이지 않다고 하는 문제가 있다(업컨버터에서의 제1 문제).

또한, 비특허문헌 4에는, Figure 3.28 및 Figure 3.31에 기재되어 있는 바와 같이, 반복소 믹서에 의해 베이스밴드 신호를 복소화함으로써, 상술한 전복소 믹서에 입력하는 복소 IF신호를 얻는 방법도 제시되어 있다. 그러나, 이 방법에서는, 믹서와 로컬 신호 발진기가 늘어남으로써 소비 전력이 증대하는 문제와, 로컬 신호 발진기수의 증가에 의한 스퓨리어스 수신 등의 문제가 있다(업컨버터에서의 제2 문제).

이상의 제1 및 제2 문제에 더하여 저IF방식의 업컨버터에서는, 도 32에 도시한 바와 같이 cos와 sin의 직교하는 로컬 신호를 출력하는 Local 401과 2개의 승산기, 즉 믹서 402와 믹서 403이 요구되어 회로규모가 커지고, 로컬 신호가 단일이며, 믹서도 하나로 충분한 헤테로다인 방식에 대하여, 소비 전력이 증대한다는 문제가 있다(업컨버터에서의 제3 문제).

(제로IF방식의 다운컨버터 및 업컨버터의 배경기술)

이어서, RF신호 또는 IF신호를 복소 베이스밴드 신호로 변환하는 다운컨버터 및 업컨버터 중, 가장 회로가 간략하고, 소형화가 용이한 구성예로서, 제로IF방식의 다운컨버터 및 업컨버터가 있다.

(제로IF방식의 다운컨버터)

도 44는 제로IF방식의 다운컨버터를 나타낸 도면이며, 도 56은 제로IF방식의 업컨버터를 나타낸 도면이다.

도 45는 도 44에 도시한 제로IF방식의 다운컨버터 46에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면이다. 실수 RF신호(srf(t))(이하, 실RF 신호라고 부른다)를, 국부발진기 602로부터 출력되는 해당 실RF 신호의 주파수 fc와 동일한 주파수의 복소 로컬 신호(Lrf(t))와 반복소 믹서 604에 의해 승산(반복소 믹싱)하고, 중심주파수가 주파수 제로(DC)가 되는 주파수 변환을 행하면서, 해당 신호를 복소화하여, 복소 베이스밴드 신호 sbb(t)로서 복조부로 입력한다.

이 때, 실RF 신호의 양의 성분만을 베이스밴드 신호로 변환하는 반복소 믹서 603의 동작에 있어서, IQ간의 언밸런스(imbalance) 때문에 발생하는 EVM(Error Vector Magnitude)의 저하 때문에 발생하는 실RF 신호의 음의 성분 S1m(t)(양의 성분의 복소공액신호)와, 복소 로컬 신호의 오차성분(L1e(t))에 의해 복소 베이스밴드(BB) 신호(sbb(t))의 주파수 제로 부근에서, 목적신호(S1p(t) L1(t))에 대하여 실RF 신호의 음의 주파수성분에 근거하는 신호(S1m(t) L1e(t))가 겹치게 된다. 이에 의해 목적이 되는 신호만을 추출하는 것이 곤란하다는 문제가 있다.

또한, 도 45에 도시한 처리에서의 실RF 신호, 복소 로컬 신호, 복소 베이스밴드 신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 <수학식 1>, <수학식 2>, <수학식 3>으로서 표현된다.

또한, 도 57은 도 56에 도시한 제로IF방식의 업컨버터 66에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면이다. 복소 베이스밴드 신호(sbb(t))를, 국부발진기 910으로부터 출력되는 RF신호(srf(t))의 주파수 fc을 가지는 복소 로컬 신호(Lrf(t))와 반복소 믹서 911에 의해 승산(반복소 믹싱)을 행하고, RF신호 주파수 fc로 주파수 변환하여, RF신호의 실수부를 출력한다. 해당 처리에 있어서도 다운컨버터의 경우와 동일하게, EVM의 저하에 의해, 복소 로컬 신호의 오차성분(L1e(t))과, 복소 베이스밴드 신호(sbb(t))에 있어서 RF신호 주파수 fc의 음의 주파수, 즉 RF신호로의 주파수 변환과 역방향의 주파수 변환이 행해져, 실수부를 출력할 때에, RF신호 주파수 fc에 있 어서 역방향의 주파수로 변환된 신호(S1＊(t)L1e＊(t))가 RF신호(S1(t)L1(t))와 겹치게 된다. 이에 의해 목적이 되는 신호만을 추출하는 것이 곤란하게 되는 문제가 있다.

또한, 도 57에 나타낸 처리에서의 복소 베이스밴드 신호, 복소 로컬 신호, 복소 RF신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 <수학식 4>, <수학식 5>, <수학식 6>으로서 표현된다.

상기의 제로IF방식의 다운컨버터 및 업컨버터는, 상술한 헤테로다인 방식등의 다단계의 주파수 변환을 행하는 방식과 비교하여 소형으로 되는 이점이 있지만, 상술한 믹서와, 로컬 신호에서의 실수축신호 I와 허수축신호 Q와 믹서에 의한 처리가 완전하게 직교하지 않는 것에 의한 불완전성에 의해 생기는 EVM의 저하라는 문제나, 믹서에서의 로컬 신호의 리크(leak)를 자기수신하는 것에 의한 DC오프셋이 발생한다고 하는 문제나, 믹서의 비직선성에 기인하는 2차 상호변조(IM2)가 발생하여, 목적신호에 간섭해 버린다고 하는 문제등을 포함하고 있다.

또한, 제로IF방식의 업컨버터에 있어서도, 상술한 다단계의 주파수 변환을 행하는 업컨버터와 비교해서 소형으로 되는 이점이 있지만, EVM의 저하라는 문제나, 제로IF방식의 다운컨버터에서의 DC오프셋에 상당하는 캐리어 리크의 문제를 포함하고 있다. 이들 문제중에서도, EVM의 저하는, 통신 속도의 고속화에 따라 다치변조를 행할 때에, 통신 속도의 한계에 큰 영향을 미치므로 특히 대처가 필요하다.

상술한 바와 같이 EVM의 저하는, 로컬 신호, 믹서의 처리후의 신호에서의 실수축신호 I와 허수축신호 Q가 완전하게 직교하지 않는 불완전성에 의해 생긴다. EVM의 저하를 막기 위한 대책으로서, 로컬 신호의 실수축신호 I 및 허수축신호 Q간의 진폭 오차와 위상오차의 저감, 믹서를 구성하는 트랜지스터간의 오차의 저감이라는 회로상의 특성개선을 행하는 기술이 개발되고 있다. 또한, 복소 베이스밴드 신호를 디지털화한 후에 디지털 신호 처리에 의해 실수축신호 I 및 허수축신호 Q간의 오차를 보상함으로써 저하를 방지하는 수많은 기술도 개발되고 있다.

그러나, 회로상의 특성개선에 관해서는, 아날로그 회로가 가지는 불완전성 때문에 한계가 있다. 특히, 다치변조에 있어서는 부호간 간섭의 저하가 생기고, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에 있어서는 캐리어간 간섭의 저하가 생기게 되어, 이들 저하에 의해 제로IF방식에서의 통신 속도의 고속화에 한계가 있다. 또한, 디지털 신호 처리에 의한 보상 기술도, 복잡한 처리를 행하기 위해, 소비 전력의 증대 등을 초래하여, 상기의 대책으로는 EVM의 저하를 충분히 막 을 수 없다고 하는 문제가 있다(제로IF방식에서의 제1 문제).

상술한 제로IF방식의 다운컨버터에 있어서 발생하는 실RF 신호의 음의 주파수성분을 억압하는 수단의 일례로서, 제로IF방식의 다운컨버터와 유사한 구성을 가지는 비특허문헌 3 및 4(Figure 3.25(b))의 이미지 억압형 다운컨버터의 이미지 억압 기술에 대해서 고찰한다. 상기 구성을 가지는 다운컨버터를 일반화하면 도 46에 도시한 구성이 된다. 도 46에 도시한 다운컨버터 47에서는, 실RF 신호를 주파수 변환전에 양과 음에서 주파수특성이 다른 복소계수 필터 513을 이용하는 것으로, 실RF 신호의 음의 주파수성분을 억압한 복소 RF신호 srf(t)를 얻을 수 있다. 전복소 믹서 610은 상기 복소 RF신호 srf(t)과 복소 로컬 신호 Lrf(t)를 믹싱하여, 복소 IF신호 sif(t)로 다운컨버트한다.

도 47은, 도 46의 다운컨버터 47에 있어서 복소계수 필터 513이 존재하지 않는 경우의 처리를 나타낸 도면이다. 복소계수 필터 513이 존재하지 않으면, 복소 로컬 신호 Lrf(t)과 전복소 믹서 610의 불완전성에 의해 음의 주파수성분 L1e(t)이 생기고, 해당 음의 주파수성분은 이미지 주파수 신호(s1m(t)L1e(t)+s2m(t)L1e(t))를 발생시키는 요소가 되어버린다.

도 47에 나타낸 처리에서의 실RF 신호, 복소 로컬 신호, 복소 IF신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 <수학식 7>, <수학식 8>, <수학식 9>로서 표현된다.

한편, 복소계수 필터 513에서 음의 주파수성분을 억압하는 경우에는, 이미지 주파수 신호에 의한 방해를 개선할 수 있다. 도 48은, 이 처리의 모양을 도시한 도이며, 음의 주파수성분이 억압된 복소 RF신호 s'rf(t)에 근거하는 성분만이 주파수 변환되어 복소 IF신호 sif(t)가 된다. 다만, 도 48에서도 실제로는 복소계수 필터의 감쇠량이 유한하므로 완전하게는 억압할 수 없지만, 복소 RF신호의 음의 주파수성분의 신호에 의한 방해는 전복소 믹서 610의 이미지 억압비에 더하여, 복소계수 필터 513의 음의 주파수의 감쇠량만큼 개선되게 된다.

도 48에 나타낸 처리에서의 실RF 신호, 복소 RF신호, 복소 로컬 신호, 복소 IF신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 <수학식 10>, <수학식 11>, <수학식 12>, <수학식 13>으로 표현된다.

도 46에 도시한 다운컨버터 47을, 제로IF방식에 적용하면 믹싱 처리는, 도 49에 도시한 바와 같이 실RF 신호의 음의 주파수성분이 억압되게 되어, 목적신호만을 주파수 제로의 부근에서 얻는 것이 가능해 진다.

도 49에 도시한 처리에서의 실RF 신호, 복소 RF신호, 복소 로컬 신호, 복소 베이스밴드 신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 <수학식 14>, <수학식 15>, <수학식 16>, <수학식 17>로 표현된다.

(제로IF방식의 업컨버터)

이어서, 제로IF방식의 업컨버터에 관하여 설명한다. 제로IF방식의 업컨버터에 서도 제로IF방식의 다운컨버터와 동일하게, 전복소 믹서와 복소계수 필터를 이용하는 것으로, IQ간의 언밸런스 때문에 발생하는 EVM의 저하에 의한 송신 신호의 왜곡 오차를 억압할 수 있다.

도 58은 전복소 믹서 920과 복소계수 필터 710을 구비한 업컨버터 67의 구성을 나타낸 도면이다. 해당 구성의 업컨버터 67에서의 믹싱 처리는 도 59에 도시한 바와 같이 되고, 전복소 믹서 920은 복소 베이스밴드 신호 sbb(t)과 복소 로컬 신호 Lrf(t)을 믹싱하는 것으로 복소 RF신호 srf(t)을 출력한다. 그리고, 출력된 복 소 RF신호에 양과 음에서 주파수특성이 다른 복소계수 필터 710을 이용하는 것으로, 복소 RF신호의 음의 주파수성분을 억압한 후에 실수부를 추출하는 것으로 목적으로 하는 실RF 신호(1/2(s1(t)L1(t)+ s1＊(t)L1＊(t)))를 얻는 것이 가능해 진다.

도 59에 나타낸 처리에서의 복소 베이스밴드 신호, 복소 로컬 신호, 복소 RF신호, 실RF 신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 <수학식 18>, <수학식 19>, <수학식 20>, <수학식 21>으로 표현된다.

그러나, 로컬 신호가 단일이고, 믹서도 하나로 충분한 헤테로다인 방식에 대하여, 종래의 제로IF방식에서의 도 44나 도 56의 구성에서는 cos와 sin의 직교하는 로컬 신호를 출력하는 국부발진기(Local 602이나 Local 910)와 2개의 승산기 (믹서 604, 605이나 믹서 912, 913)가 필요하게 되고, 또한 도 46, 도 58이나 비특허문헌 4의 Figure 3.28 및 Figure 3.31의 구성에서는 복소계수 필터나 믹서의 수가 증가하는 것으로부터 회로규모가 커진다. 그 때문에, 제로IF방식에서는, 헤테로다인 방식에 비하여 소비 전력이 증대한다고 하는 문제가 있다(제로IF방식에서의 제2 문제).

또한, 비특허문헌 4에는, Figure 3.28 및 Figure 3.31에 기재되어 있는 바와 같이, 반복소 믹서를 이용하여 신호를 복소화하는 방법도 제시되어 있다. 그러나, 이 방법에서는, 믹서와 로컬 신호 발진기가 증가하는 것에 의해 소비 전력이 증대하는 문제와, 로컬 신호 발진기수가 증가하는 것에 의한 스퓨리어스 수신등의 문제가 있다(제로IF방식에서의 제3 문제).

상술한 바와 같이, 저IF방식의 다운컨버터에서는 5개의 문제가 존재하고, 또한, 저IF방식의 업컨버터에서는 3개의 문제가 존재하며, 제로IF방식의 다운컨버터 및 업컨버터에 있어서 3개의 문제가 존재하고 있다.

여기에서, 상기 문제를 정리하면, 저IF방식의 다운컨버터 및 업컨버터에서의 주요 문제는, 충분한 이미지 억압비를 얻을 수 없는 것 및 소비 전력의 증대에 기인하는 문제이다.

또한, 제로IF방식의 다운컨버터 및 업컨버터에서의 주요 문제는, EVM의 저하 및 소비 전력의 증대에 기인하는 문제이다.

또한, 저IF방식 및 제로IF방식의 다운컨버터와 업컨버터에 있어서, 광대역 혹은 멀티 밴드의 RF신호의 처리를 가능하게 하는 것이 시장의 요구(Needs)로서 높 아져 가고 있는 것으로부터 상기의 저IF방식 및 제로IF방식에 기인하는 문제를 해결하면서 광대역화, 멀티 밴드화를 도모하지 않으면 안된다는 문제도 있다.

본 발명은, 상기 문제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로서, 그 목적은, 소비 전력을 경감시키면서, 저IF방식에서는 충분한 이미지 억압비를 얻을 수 있고, 제로IF방식에서는 IQ간의 언밸런스에 의해 발생하는 EVM의 저하를 억제할 수 있고, 또한, 광대역인 RF신호를 처리할 수 있는 다운컨버터 및 업컨버터를 제공하는 것에 있다.

상술한 과제를 해결하기 위해서, 본 발명은, RF신호를 저주파수로 주파수 변환하는 다운컨버터에 있어서, 입력되는 RF신호에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분(Convolution Integral)을 행하여 복소 RF신호의 실수부를 생성하고, 상기 입력되는 RF신호에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소 RF신호의 허수부를 생성하고, 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하여 복소 RF신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터와, 소정 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기와, 상기 복소계수 트랜스버설 필터 및 상기 국부발진기에 접속되어, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소 RF신호 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 RF신호의 주파수로부터 상기 소정 주파수 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복소 믹서를 구비한 것을 특징 으로 하는 다운컨버터이다.

또한, 본 발명은, RF신호를 저주파수로 주파수 변환하는 다운컨버터에 있어서, 복수의 출력단을 구비하여 입력되는 RF신호를 전환하여 출력하는 분배기와, 상기 분배기의 출력단에 일대일로 대응하여 접속되는 복수의 트랜스버설 필터에 있어서, 각각 다른 통과대역주파수를 가지고, 상기 분배기로부터 출력되는 RF신호에 대하여 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행해 복소 RF신호의 실수부를 출력하고, 상기 분배기로부터 출력되는 RF신호에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행해 복소 RF신호의 허수부를 출력하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 상기 통과대역주파수에서 억압하여 복소 RF신호를 출력하는 복수의 복소계수 트랜스버설 필터와, 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 통과대역주파수에 따른 주파수의 실로컬 신호를 전환하여 출력하는 국부발진기와, 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 각각에 일대일로 접속되는 복수의 복소 믹서에 있어서, 상기 국부발진기에 접속되어, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소신호와, 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 RF신호의 주파수로부터 상기 소정 주파수 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복수의 복소 믹서와, 상기 복수의 복소 믹서에 접속되어, 상기 복수의 복소 믹서의 접속을 전환하여 상기 복수의 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소신호를 출력하는 합성기를 구비한 것을 특징으로 하는 다운컨버터이다.

또한, 본 발명은, 복소신호를 RF신호의 주파수로 주파수 변환하는 업컨버터 에 있어서, 소정 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기와, 상기 국부발진기에 접속되어, 입력되는 상기 복소신호와, 상기 국부발진기로부터 출력되는 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환해서 복소 RF신호를 출력하는 복소 믹서와, 상기 복소 믹서에 접속되어, 상기 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소 RF신호의 실수부에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하고, 상기 복소 RF신호의 허수부에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하여 실수RF신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터를 구비한 것을 특징으로 하는 업컨버터이다.

또한, 본 발명은, 복소신호를 RF신호의 주파수로 주파수 변환하는 업컨버터에 있어서, 복수의 출력단을 구비하여 입력되는 상기 복소신호를 전환하여 출력하는 분배기와, 상기 분배기의 출력단에 일대일로 대응하여 구비되고, 각각 다른 통과대역주파수를 가지고, 입력되는 상기 복소 RF신호의 실수부에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하고, 상기 복소 RF신호의 허수부에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 상기 통과대역주파수에서 억압하여 실수RF신호를 출력하는 복수의 복소계수 트랜스버설 필터와, 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 통과대역주파수에 따른 주파수의 실로컬 신호를 전환하여 출력하는 국부발진기와, 상기 분배기의 출력단과 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 각각의 입력에 일대일로 접속되는 복수의 복소 믹서에 있어서, 상기 국부발진기에 접속되어, 상기 분배기로부터 출력되는 상기 복소신호와, 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, 복소 RF신호를 대응하는 상기 복소계수 트랜스버설 필터로 출력하는 복수의 복소 믹서와, 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터에 접속되어, 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 실RF 신호를 전환하여 출력하는 합성기를 구비한 것을 특징으로 하는 업컨버터이다.

(저IF방식의 다운컨버터의 원리)

이어서, 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 원리에 관해서, 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 기본 구성예를 참조하여 설명한다. 도 1은, 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터의 제1 기본구성예인 다운컨버터 1을 나타낸 도면이다. 다운컨버터 1은, 예를 들면, 무선수신기이며, 안테나에 접속되는 입력단 TRF로부터 입력한 RF(Radio Frequency)신호를 IF(Intermediate Frequency)신호로 변환하는 IF생성부 11과, IF생성부 11로부터 출력되는 IF신호를 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q로 변환하고, 베이스밴드 신호를 추출하여 복조부로 출력하는 베이스밴드 생성부 12로 구성된다.

IF생성부 11은, LNA(Low Noise Amplifier) 111과, 복소계수 트랜스버설 필터 115와, 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기인 Local 181과, 반복소 믹서 118로 구성된다.

IF생성부 11에 있어서, 복소계수 트랜스버설 필터 115는, 양의 주파수 또는 음의 주파수성분을 억압하기 위한 필터이며, BPF(Band Pass filter)-I115a 및 BPF -Q115b로 구성된다. 복소계수 트랜스버설 필터 115의 입력단 lrp은, BPF-I115a 및 BPF-Q115b의 입력단에 공통으로 접속되고, 복소계수 트랜스버설 필터 115의 출력단 Qrpl는 BPF-I115a의 출력단에 접속되고, 출력단 OrpQ는 BPF-Q115b의 출력단에 접속된다.

반복소 믹서 118은, RF신호를 중간주파수(IF)로 주파수 변환하기 위한 것으로, 승산기인 믹서 I182와 믹서 Q183으로 구성된다. Local 181은, 반복소 믹서 118의 입력단 Ihm으로부터 cos 혹은 sin의 실신호인 실수의 로컬 신호(이하, 실로컬 신호)를 입력한다. 반복소 믹서 118은, 입력단 IhmI와 입력단 IhmQ로부터 입력되는 복소신호 S11B과 실로컬 신호를 승산하고, 주파수 제로로부터 소정 주파수 떨어진 주파수값에 있어서, RF신호의 신호 대역외의 주파수의 값으로 주파수 변환을 행하여, 복소신호 S11C을 출력한다.

여기에서, 주파수 제로로부터 소정 주파수 떨어진 주파수값에 있어서, RF신호의 채널 신호 대역외의 주파수의 값, 즉 중간주파수는, RF신호의 채널 신호 대역외에서 RF신호의 중심주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수(특허청구범위에 기재된 다운컨버터에서의 소정 주파수에 대응)이다.

베이스밴드 생성부 12는, IF생성부 11과 단자 TI, TQ에서 접속되어, BPF 121, 122와, AGC앰프(Auto gain Control Amplifier) 123, 124와, AD컨버터(ADC : Analog/ Digital Converter) 125, 126과, 언밸런스 보정부 127과, 국부발진기인 Local 128과, 전복소 믹서 129과, LPF(Low Pass Filter) 130, 131로 구성된다.

BPF 121 및 122는, 입력되는 복소신호 S11C의 실수축성분(S11CI) 및 허수축 성분(S11CQ)에 대하여 중간주파수를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하고, 복소신호 S12A를 출력한다.

AGC앰프 123, 124는 입력단 TAGC으로부터 인가되는 전압에 따라서 게인(이득)을 제어한다. ADC 125, 126은, 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다.

언밸런스 보정부 127은, 보상값 메모리 132와, 승산기 133으로 구성되어, AGC앰프 123의 출력 신호의 진폭과 AGC앰프 124의 출력 신호의 진폭의 차에 근거하는 AD컨버터 125의 출력 신호 S12CI의 진폭과 AD컨버터 126의 출력 신호 S12CQ의 진폭과의 차를 디지털적으로 보정한다. 반복소 믹서 118의 실수부와 허수부의 신호가 완전하게 직교하고 있는 경우에는, 양과 음의 신호가 간섭하는 경우는 없지만, 베이스밴드 생성부 12에서 행해지는 필터 처리나 AGC앰프 123, 124, AD컨버터 125 및 126에 있어서 실수부와 허수부에 진폭 차가 존재하면, 이미지 주파수 신호에 의한 이미지 주파수방해가 발생한다. 그 때문에, 해당 언밸런스 보정부 127에 의해 보정함으로써, 목적신호 대역전역에서 이미지 주파수방해의 발생을 억제할 수 있다. 억압

언밸런스 보정부 127에 있어서, 보상값 메모리 132는, AD컨버터 126의 출력 신호 S12CQ의 진폭과 AD컨버터 125의 출력 신호 S12CI의 진폭과의 비(比)의 값(보상값)이, AD컨버터 126의 출력 신호 S12CQ의 진폭에 대응하여 미리 격납되어 있다. 승산기 133은, 입력단 IicQ에서 AD컨버터 126의 출력 신호 S12CQ의 진폭과, 해당 진폭에 따라 보상값 메모리 132로부터 입력한 보상값을 승산하여, 승산결과를 출력 신호 S12DQ로서 출력단 OicQ으로 출력한다. 또한, 입력단 IicI에 있어서, AD컨버터 125의 출력 신호 S12CI는, 출력단 OicI에 출력 신호 S12DI로서 그대로 출력된다.

전복소 믹서 129는, 주파수 변환하기 위한 것으로, 승산기인 믹서 II171과, 믹서 IQ172와, 믹서 QI174와, 믹서 QQ175와, 감산기 173과, 가산기 176으로 구성된다. 전복소 믹서 129는, 입력단 Icmc에서 Local 128로부터 실수축 로컬 신호 cos가 입력되고, 입력단 Icmc에서 Local 128로부터 허수축 로컬 신호 sin이 입력된다. 입력단 IcmI 및 IcmQ로부터 입력된 복소신호 S12D에 대하여 주파수 제로가 되는 주파수 변환을 행하고, 복소신호 S12E를 출력한다.

이어서, 상술한 다운컨버터 1의 전체적인 동작에 관하여 설명한다. 안테나로부터 입력단 TRF에 입력된 실신호의 RF신호가 LNA111에 의해 증폭되어, 실신호 S11A가 출력된다. 해당 신호가 입력되는 복소계수 트랜스버설 필터 115는, 입력단 lrp으로부터 입력되는 실신호 S11A에 대하여 이미지 주파수 신호를 억압하고, 출력단 Qrpl 및 OrpQ로부터, 서로 90°의 위상차를 가지는 복소신호 S11B의 실수축성분 S11BI 및 허수축성분 S11BQ를 반복소 믹서 118로 출력한다. 반복소 믹서 118은, Local 181로부터 입력되는 cos 혹은 sin의 실신호에 근거하여 실수축성분 S11BI 및 허수축성분 S11BQ에 대하여 주파수 변환을 행하고, 복소신호 S11C을 출력한다.

BPF 121 및 BPF 122는, 복소신호 S11C의 실수축성분 S11CI 및 허수축성분 S11CQ에 대하여 양과 음의 IF신호의 중간주파수를 중심으로 한 소정 범위로 대역제한하고, 복소신호 S12A를 AGC앰프 123, 124로 출력한다. AGC앰프 123, 124는, 복소신호 S12A의 실수축성분 S12AI 및 허수축성분 S12AQ의 진폭을, AD컨버터 125 및 126에 입력하기에 적절한 레벨로 조정하고, 복소신호 S12B를 AD컨버터 125 및 126 으로 출력한다. AD컨버터 125 및 126은 입력된 신호를 디지털 신호로 변환하고, 복소신호 S12C을 언밸런스 보정부 127로 출력한다.

언밸런스 보정부 127은, 입력되는 복소신호 S12C의 실수축성분 S12CI와 허수축성분 S12CQ의 차를 디지털적으로 보정하여, 복소신호 S12D의 실수축성분 S12DI 및 허수축성분 S12DQ를 출력한다. 전복소 믹서 129는, 복소신호 S12D를, Local 128로부터 출력되는 복소 로컬 신호의 실수축 로컬 신호 cos 및 허수축 로컬 신호 sin에 의해, 중심주파수가 주파수 제로가 되는 주파수 변환을 행하고, 복소신호 S12E를 LPF 130 및 131로 출력한다. LPF 130 및 131은 복소신호 S12E의 고주파성분을 제거하여 복소 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q를 각각 출력단 TOI와 TOQ로 출력한다.

(저IF방식의 다운컨버터에서의 복소계수 트랜스버설 필터)

이어서, 다운컨버터 1에서의 IF생성부 11내의 복소계수 트랜스버설 필터 115의 설계법 및 그 상세한 동작에 관하여 설명한다.

복소계수 트랜스버설 필터 115는, RF신호를, 실신호에서 복소신호로 변환한다. 복소계수 트랜스버설 필터 115는, 복소신호의 실수축신호의 처리용으로서 우대칭 임펄스와의 중첩적분을 행하는 밴드패스필터(BPF-I115a)와, 허수축신호의 처리용으로서 기대칭 임펄스와의 중첩적분을 행하는 밴드패스 필터(BPF-Q115b)로 구성되고, 복소계수 트랜스버설 필터 115는 2개의 밴드패스 필터의 출력 신호의 사이에서 90°의 위상차를 가지도록 출력한다.

복소계수 트랜스버설 필터 115는, 예를 들면 주파수 시프트법에 의해 설계된 다. 즉, 미리 정해진 통과대역폭 Bw/2, 저지 대역감쇠량 ATT의 실계수 LPF를 설계하고, 이 실계수 LPF의 계수에 ejωt를 곱해서, 중심주파수 ω, 통과대역폭 Bw, 저지 대역감쇠량 ATT의 필터를 얻을 수 있다. 여기에서는, 중심주파수 ω=800MHz, 저지 대역감쇠량 ATT=39dB으로 하고, 또한, 샘플링 주파수를 2.4GGz로 하여 복소계수 트랜스버설 필터 115를 설계한다.

도 4는, 복소계수 트랜스버설 필터 115의 실수부의 임펄스응답을 나타낸 도면으로, 포락선(envelope)의 중심에 대해서 우대칭의 임펄스응답(이하, 우대칭 임펄스응답으로 기재)을 가진다. 도 5는, 복소계수 트랜스버설 필터 115의 허수부의 임펄스응답을 나타내는 도면으로, 포락선의 중심에 대해서 기대칭의 임펄스응답(이하, 기대칭 임펄스응답으로 기재)을 가진다. 또한, 도 4 및 도 5의 세로축은, 정규화된 값이다.

이어서, IF생성부 11내의 복소계수 트랜스버설 필터 115의 동작에 관하여 설명한다. 도 1에 있어서, 입력단 TRF에 실신호의 RF신호를 입력함으로써, 복소계수 트랜스버설 필터 115는, 입력단 lrp에 LNA111로부터 실신호 S11A를 입력하고, 출력단 Qrpl 및 OrpQ로부터, 복소신호 S11B의 실수축성분 S11BI 및 허수축성분 S11BQ를, 각각 출력한다.

여기에서, 실신호 S11A가 일례로서 이하와 같은 2개의 신호가 되도록, 입력단 TRF에 2개의 실신호 RF를 입력한다. 즉, 일측의 신호는, 중심주파수=800MHz, 캐리어 간격=1.6MHz, 각 캐리어의 전력=-20dB인 DSB신호이며, 이 신호를 목적신호로 한다. 또한, 타측의 신호는, 상술한 목적신호보다 10MHz 낮은 주파수인 주파수 =790MHz, 전력=0dB의 CW(Continuous Wave)신호이며, 이 신호를 목적외 신호, 즉 이미지 주파수 신호로 한다.

도 2는, 출력단 Qrpl 및 OrpQ에서 관측되는 복소신호 S11B의 스펙트럼을 나타낸 도면이다. 도 2에 있어서 파선은 복소계수 트랜스버설 필터 115의 주파수특성을 나타낸 것이다. 도 2에 도시된 바와 같이 상술한 목적신호(도 2의 Ｓ1-1 및 S1-2) 및 이미지 주파수 신호(도 2의 Ｓ2)는 복소계수 트랜스버설 필터 115의 통과대역내에 있지만, 음의 주파수대역에 존재하는 이미지 주파수 신호(도 2의 Ｓ4) 및 목적신호(도 2의 Ｓ3-1, S3-2)는 복소계수 트랜스버설 필터 115의 통과대역외에 있고, 음의 주파수대역에 존재하는 이미지 주파수 신호(도 2의 Ｓ4)는, 양의 주파수대에 존재하는 이미지 주파수 신호(도 2의 Ｓ2)에 대하여 39dB억압되어 있다.

(저IF방식의 다운컨버터에서의 반복소 믹서의 동작)

이어서, 다운컨버터 1에서의 반복소 믹서 118의 상세한 동작에 관하여 설명한다. 우선, 실신호의 RF신호가 LNA111에 의해 증폭된 신호를 Asrf(t)로 하고, 복소계수 트랜스버설 필터 115에 의해 출력되는 RF의 복소신호 S11B을 A(srfi(t)+jsrfq(t))로 하고, 복소 RF신호의 실수부와 허수부간의 진폭 오차를 Ae로 한다. 또한, 반복소 믹서 118로부터 출력되는 IF의 복소신호 S11C을 sif(t)으로 하고, Local 181에 의해 입력되는 실로컬 신호를 Lo(t)로 한다. 이 때, sif(t)은 다음 <수학식 22>에 의해 표현되고, 복소 RF신호의 진폭 오차에 의해 목적의 주파수 변환에 대하여 반대 방향의 주파수 변환조작이 행해진다.

여기에서, 실신호인 로컬 신호는 서로 복소공액인 복소신호 Loi(t)과 Loq(t)의 합성이므로, sif(t)은 다음 <수학식 23>에 의해 표현할 수 있다. <수학식 23>에 나타나 있는 바와 같이, 실로컬 신호는, 복소 RF신호의 비오차성분에 의해 플러스 방향의 주파수 변환조작이 행해지고, 복소 RF신호의 오차성분에 의해 마이너스 방향의 주파수 변환조작이 행해진다.

그리고, BPF 121 및 122에 의해, 다운 컨버젼 조작(주파수 제로에 가까운 주파수로 변환하는 조작)을 행하는 항이외의 항이 억압되면, 다음 <수학식 24>과 같이 된다.

<수학식 24>에 나타낸 바와 같이, <수학식 24>의 제1항은, RF신호의 양의 주파수에 대하여 로컬 신호에 의해 마이너스 방향으로 주파수 시프트되고 있는 것을 나타내고 있다. <수학식 24>의 제2항은, RF신호에 오차가 존재하는 것에 의해 발생한 음의 주파수에 대하여 로컬 신호에 의해 플러스 방향으로 주파수 시프트되고 있는 것을 나타내고 있다.

이 때, 목적의 RF신호 주파수보다도 중간주파수의 2배의 값, 저주파수측의 주파수에 신호가 존재하면, 해당 신호의 음의 주파수가 플러스 방향으로 주파수 시프트되고, 시프트된 후의 주파수는, 중간주파수로 변환될 목적신호의 주파수와 일치하여, 이미지 주파수방해가 발생하게 된다.

여기에서, 위상오차를 φe라고 한 경우에, 위상오차를 φe에 의한 이미지 억압비의 저하를 고려하면, 이미지 억압비 IMRmix는, 다음 <수학식 25>에 의해 구할 수 있다.

본 발명에 있어서는, 믹서 182, 183에서의 오차가 없는 것이라고 가정하면, 이미지 억압비는, RF신호에서의 복소계수 트랜스버설 필터 115의 음의 주파수에서의 억압비와 일치하게 된다.

이어서, 도 21에 도시한 종래의 다운컨버터 9에서의 반복소 믹서 810의 믹서 I814 및 믹서 Q815로부터의 출력과, 본 발명의 다운컨버터 1에서의 반복소 믹서 118의 믹서 I182와 믹서 Q183로부터의 출력에 관해서, 구체적인 주파수값을 적용한 일예를 제시하고, 그 차이에 관하여 설명한다. 또한, 본 구체예의 전제로서, 상기 반복소 믹서 810과 118의 믹서는 이상(理想:ideal)) 믹서로 하고 있다.

본 발명의 다운컨버터 1에 있어서, Local 181에 의해 입력되는 실로컬 신호로서 RF신호 주파수에 가까운 795MHz의 실로컬 신호를 입력하면, 다운컨버트되고, 도 2에 있어서, 양의 주파수대에 존재하는 목적신호(도 2의 Ｓ1-1 및 S1-2)는, 5MHz 부근으로 주파수 시프트된다(도 3의 Ｓ5-1 및 S5-2). 한편, 복소계수 트랜스버설 필터 115에 의해 39dB억압된 음의 주파수대에 존재하는 이미지 주파수 신호(도 2의 S4)는, 5MHz로 주파수 시프트 된다(도 3에서의 S6). 한편, 도 22에 도시되어 있는 바와 같이 종래의 다운컨버터 9에서는 음의 주파수대에 존재하는 이미지 주파수 신호가 26dB억압되어 있다.

본 발명의 다운컨버터 1의 복소계수 트랜스버설 필터 115와 종래의 다운컨버터 9에서의 BPF 812는 모두 출력에 있어서 90°의 위상차가 얻어지는 것이지만, BPF 812에 적용되는 폴리페이즈 필터등으로 구성되는 위상기에서는 제조 편차에 의한 편차가 많고, 평균치는 어쨌든, 워스트 값은 양호한 특성을 나타내는 경우가 없으므로 도 22에 나타낸 바와 같이 26dB정도에 머문다. 한편, 복소계수 트랜스버설 필터 115는, 예를 들어 후술하는 SAW필터가 적용되면, 제조 편차에 의한 편차가 억제되어, 워스트 값과 평균치의 차이가 작아져 39dB의 값을 얻을 수 있게 된다.

(복소계수 SAW필터의 원리)

이어서, 본 발명에서의 복소계수 트랜스버설 필터 115의 실현 수단으로서, 복소계수 SAW필터에 의해 실현하는 수단에 관하여 설명한다. 일반적으로 트랜스버설 필터를 실현하는 수단으로서는, SAW필터 외에, 스위치드 캐패시터회로, 전하결합소자 등의 수단에 의해도 실현할 수 있지만, 높은 주파수의 트랜스버설 필터의 실현에는 SAW필터가 적합하다. 그래서, 이하에 트랜스버설형 SAW필터의 기본원리에 관하여 설명한다.

도6은, SAW필터의 구조를 나타낸 도면이다. SAW필터 1150은, 압전 기판 1151과, 압전 기판 1151상에 구비된 교차폭이 장소마다에 다른 빗살형 전극(이하, IDT : Inter-digital Transducer:인터 디지털 트랜스듀서) 1152∼1155로 구성되어 있다. 각 빗살형의 부분은 전극지라고도 불린다. IDT 1152 및 1154는, 입력단에 접속되어 있고, 임펄스 전기신호가 인가되면, 압전성에 의해 기계적 변형을 일으키고, 탄성표면파(Surface Acoustic Wave : SAW)가 여진되어, 압전 기판 1151의 좌우방향으로 전파하게 된다. IDT 1153은, 실수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속되어, IDT 1152로부터의 탄성표면파를 수신할 수 있는 위치에 구비된다. 또한, IDT 1155는 허수축의 성분을 출력하는 출력단 Q에 접속되어, IDT 1154로부터의 탄성표면파를 수신할 수 있는 위치에 구비되어 있다.

이어서, 해당 SAW필터 1150의 원리에 관하여 설명한다. 임펄스 전기신호가 인가된 경우에 탄성표면파로서 출력되는 SAW신호의 임펄스응답은, 각 전극지에서의 가중함수(교차폭) Wi, 각 전극지로부터의 거리 xi, 탄성표면파의 위상속도 v에 의해 산출되고, 임펄스응답의 주파수전달함수 H(ω)은, 다음 식<수학식 26>에 의해 표현된다.

<수학식 26>은, 가중함수 Wi의 선형결합이며, 트랜스버설 필터의 기본원리와 같은 것이 된다.

해당 주파수전달함수 H(ω)을 가지는 트랜스버설 필터는, Wi와 xi를 설계하는 것으로 진폭특성과 위상특성을 독립적으로 제어할 수 있다. 그 때문에, 트랜스버설형 SAW필터의 Wi와 xi를 설계하는 것으로 원하는 특성의 복소계수 트랜스버설 필터를 실현할 수 있다. 실수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속된 IDT 1153은, 실수부의 임펄스응답, 즉 우대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 허수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속된 IDT 1155는, 허수부의 임펄스응답, 즉 기대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 기대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 이 구성에 의해, 실RF 신호를 실수부와 허수부에서 90°의 위상차를 가지는 복소 RF신호로 변환하는 것이 가능해 진다.

이어서, SAW필터 1150의 동작에 관하여 설명한다. 우선, 입력단에 실RF 신호 가 입력되면, IDT 1152와 IDT 1154에서 탄성표면파가 여진되어, 탄성표면파가 근거하는 SAW신호가 전파된다. IDT 1152와 IDT 1154로부터 전파되는 SAW신호는, 각각의 탄성표면파의 전파 방향에 구비된 IDT 1153과 IDT 1155에 의해 수신되어, 각각에 대응하는 임펄스응답에 근거하는 중첩적분이 행해지면서 다시 전기신호로 변환된다. 이 때, IDT 1153에서는 RF신호의 실수성분이 출력단 I로부터 출력되고, IDT 1155에서는 RF신호의 허수성분이 출력단 Q로부터 출력된다. 이에 의해, 음의 주파수를 억압하면서, 목적신호가 존재하는 주파수측에서 목적신호의 주파수대역외를 높은 억압비로 억압하는 필터를 얻을 수 있다.

또한, SAW필터는, 도 7에 도시한 바와 같은 구성에 의해서도 실현 가능하다. 도 7의 SAW필터 1156은, 도 6에서는 입력단측에 2개의 IDT 1152와 1154가 구비되어 있었던 것에 대해서, 출력측에 접속된 IDT 1153 및 1155의 양측의 전파로에 걸쳐지도록, 입력측에 IDT 1157이 구비되어 있는 점에서 구성이 다르다. 이 구성에 의해, 입력단측의 IDT를 하나로 할 수 있어, 비용 삭감을 도모하는 것이 가능해 진다.

(저IF방식의 다운컨버터에서의 이미지 주파수 신호의 억압 수단)

이어서, 본 발명에 있어서, 중간주파수(이하, IF)에서, 음의 주파수의 신호를 억압하는 것으로 이미지 주파수 신호를 억압하는 수단에 관하여 설명한다. 우선, IF에서의 목적신호와 이미지 주파수 신호와의 관계에 관하여 설명한다.

IF신호에 있어서 신호의 진폭을 B로 하고, 실수부와 허수부간의 진폭의 오차 Be로 하고, IF신호 Sif(t)로 한 경우에, Sifi(t)과 Sifq(t)을 이용해서 복소신호로서 표기하면 다음 <수학식 27>과 같이 된다.

<수학식 27>에 나타낸 바와 같이, IF신호에 있어서 실수부와 허수부에 오차가 존재하면, 오차에 비례한 신호가 음의 주파수대역에 나타나게 된다. 이 신호를, 목적신호와 이미지 주파수 신호로 치환해 보면, 목적신호의 경우에는 이미지 주파수 신호의 주파수에 오차에 비례한 신호가 나타나고, 이미지 주파수 신호의 경우에는, 목적신호의 주파수에 오차에 비례한 신호가 나타나게 된다. 즉, IF에서도 오차가 존재함으로써 이미지 주파수 신호 방해가 발생하게 되므로, 이미지 주파수 신호를 억압하는 것으로, 이미지 주파수 신호 방해를 경감하는 것이 가능해 진다.

또한, 도 1의 다운컨버터 1에 있어서, 중간주파수를 복소계수 트랜스버설 필터 115의 통과대역단의 주파수와 RF신호의 주파수와의 차의 반의 값을 초과하는 주파수로 하는 것으로, 이미지 주파수 신호를 RF신호의 복소계수 트랜스버설 필터 115의 통과대역외로 할 수 있다. 이에 의해, RF신호의 복소화에 근거하는 이미지 억압을 행할 뿐만 아니라, 입력 신호를 감쇠시키는 필터 효과에 의해 이미지 주파수 신호 방해의 원인이 되는 신호도 억압하는 것이 가능해 진다. 도 15는, 다운컨버터 1에 있어서 중간주파수를 25MHz로 한 경우의 반복소 믹서 118에서의 출력 스펙트럼을 나타낸 도면이다. 이 때, RF신호의 주파수대에서의 이미지 주파수 신호 방해를 발생시키는 이미지 주파수 신호의 주파수는 750MHz가 되어, 복소계수 트랜 스버설 필터 115의 대역외가 되므로 39dB의 억압을 받게 된다. 이에 따라, 반복소 믹서 118이후의 다이나믹 레인지에 대한 요구 조건이 완화되게 된다.

또한, 목적신호에 대하여 이미지 주파수 신호 방해가 되는 이미지 주파수 신호는, 복소계수 트랜스버설 필터 115의 출력에서의 음의 주파수 신호의 플러스 방향으로의 주파수 변환에 의해 발생하고, 음의 주파수대에서의 필터의 특성은 일정하므로, 도 3에 있어서 도시한 경우와 같은 이미지 주파수 신호 방해가 발생하게 된다.

(복소계수 필터를 이용한 IF신호에 대응하는 이미지 주파수 신호의 억압)

이어서, 본 발명에서의 복소계수 필터를 이용해서 IF신호에 대응하는 이미지 주파수 신호를 억압하는 저IF방식의 다운컨버터에 관하여 설명한다. 도8은, IF신호를 복소계수 필터를 이용하여 이미지 주파수 신호를 억압하는 저IF방식의 다운컨버터의 제2 기본구성예를 나타낸 도면이다. 도 8의 다운컨버터 2에 있어서, 도 1의 다운컨버터 1과 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

도 8의 다운컨버터 2에서는, 도 1에서의 베이스밴드 생성부 12의 BPF 121과 122이 복소계수 필터 120으로 치환되어 있고, 또한 해당 복소계수 필터 120에 의해, 음의 주파수가 억압되므로, 언밸런스 보정부 127을 필요로 하지 않게 되는 점에서 다운컨버터 1과는 구성이 다르다.

도 8에 있어서, 복소계수 필터 120는, 양의 주파수를 통과대역으로 하고 음의 주파수를 억압하는 것을 가능하게 하는 것으로, 예를 들면 폴리페이즈 필터나, 도 9에 도시한 바와 같은 복소계수 트랜스버설 필터 1120을 이용하여 실현할 수 있다.

폴리페이즈 필터의 경우에는, 음의 주파수의 소정 범위만이 저지 대역으로 되고, 그 이외의 주파수대역의 주파수특성이 플랫(flat)하게 된다. 또한, 복소계수 트랜스버설 필터의 경우에는, 복소신호에 있어서 밴드패스 특성을 구비할 수 있으므로, 대역제한 필터로서 동작시킬 수 있다.

여기에서, 도 9에 도시한 복소계수 트랜스버설 필터 1120에 관하여 설명한다. 복소계수 트랜스버설 필터 1120은, 목적신호 부근, 즉 중간주파수부근의 주파수대를 통과대역으로 하는 BPF 1121∼1124를 구비하고 있다.

도10은, 복소계수 트랜스버설 필터 1120의 출력 스펙트럼을 나타낸 도면이다. 도 10에 있어서, 파선이 해당 복소계수 트랜스버설 필터 1120의 주파수특성이며, 5MHz를 중심으로 하는 밴드패스 특성을 가지고 있고, 양의 주파수성분에 대하여, 음의 주파수성분이 억압되어 있다. 즉, 양의 주파수대역에 존재하는 목적신호(도 10의 Ｓ10-1및 10-2)와 이미지 주파수 신호(도 10의 Ｓ11)에 대한 음의 주파수대역의 신호의 방해를 억제하는 것을 가능하게 하고 있다.

도 11 및 도 12는, 샘플링 주파수 150MHz에서의 복소계수 트랜스버설 필터 1120의 실수부와 허수부의 임펄스응답을 나타낸 도면이다. 복소계수 트랜스버설 필터 1120의 설계는, 예를 들면, 상술한 복소계수 트랜스버설 필터 115와 동일한 주파수 시프트법에 의해 행해진다. 이 설계에 의해, 도 11에 도시한 바와 같이 실수부의 임펄스응답은 우대칭 임펄스응답이 되고, 도 12에 도시한 바와 같이 허수부의 임펄스응답은 기대칭 임펄스응답이 된다. 또한, 도 11 및 도 12의 세로축은 정규화된 값이다.

(복소계수 SAW필터를 이용한 IF신호에 대응하는 이미지 주파수 신호의 억압)

이어서, 본 발명에서의 IF신호의 음의 주파수성분을 억압하는 복소계수 필터를 복소계수 SAW필터에 의해 실현하는 수단에 관하여 설명한다.

도13은, IF신호의 음의 주파수성분을 억압하는 복소계수 SAW필터를 구비한 다운컨버터의 제3 기본구성예를 나타낸 도면이다. 도 13의 다운컨버터 3에 있어서, 도 8의 다운컨버터 2와 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

도 13에서의 다운컨버터 3은, 도 8에서의 다운컨버터 2의 복소계수 필터 120이 복소계수 SAW필터 140으로 치환되어 있는 점에서 다른 구성으로 되어 있다. 또한, 복소계수 SAW필터 130의 실수출력으로부터 허수출력을 감산하는 감산기 141을 구비하고 있는 점 및 그에 따라서 AGC앰프 124 및 AD컨버터 126이 제거되어 있는 점에서 다른 구성으로 되어 있다. 또한, 전복소 믹서 129이 반복소 믹서 190으로 치환되어 있는 점에서 다른 구성으로 되어 있다.

복소계수 SAW필터 140은, 도 14에 도시한 구조를 가지고 있다. 도 14에 도시한 복소계수 SAW필터 140은 압전 기판 1141상에 IDT 1142∼1145가 구비되어 있고, IDT 1142는 실수부의 입력단 I에 접속되어 있고, IDT 1144는 허수부의 입력단 Q에 접속되어 있다. 또한, IDT 1143은 실수부의 출력단 I에 접속되어 있고, IDT 1145는 허수부의 출력단 Q에 접속되어 있다. 실수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속된 IDT 1143은, 실수부의 임펄스응답, 즉, 우대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 허수축의 성분을 출력하는 출력단 Q에 접속된 IDT 1145는, 허수부의 임펄스응답, 즉, 기대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 기대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 이 구성에 의해, 실수부와 허수부에서 90°의 위상차를 가지는 복소 IF신호를 출력하는 것이 가능해 진다.

이어서, SAW필터 140의 동작에 관하여 설명한다. 우선, 입력단에 실RF 신호가 입력되면, IDT 1142와 IDT 1144에 있어서 탄성표면파가 여진되어, 탄성표면파가 근거하는 SAW신호가 전파된다. IDT 1142와 IDT 1144로부터 전파되는 SAW신호는, 각각의 탄성표면파의 전파 방향에 구비된 IDT 1143과 IDT 1145에 의해 수신되어, 각각에 대응하는 임펄스응답에 근거하는 중첩적분이 행해지면서 다시 전기신호로 변환된다. 이 때, IDT 1143에서는 RF신호의 실수성분이 출력단 I로부터 출력되고, IDT 1145에서는 RF신호의 허수성분이 출력단 Q로부터 출력된다.

복소계수 SAW필터 140을 이용하여, 복소계수 필터를 실현함으로써, 예를 들면 중간주파수가 적어도 40MHz가 되어, 중간주파수가 높아져 버리지만, 음의 주파수를 억압하면서, 목적신호가 존재하는 주파수측에 있어서 목적신호의 주파수대역외를 높은 억압비로 억압하는 필터 효과를 얻는 것이 가능해 진다.

또한, 상기 복소계수 SAW필터 140에서는, 출력측의 IDT 1143과 1145에 가중을 행했지만, 입력측에 IDT 1143 및 IDT 1145를 접속하고, 출력측에 IDT 1142와 IDT 1144를 접속하는 구성으로 하여 입력측에 가중을 행하도록 해도 같은 효과를 얻을 수 있다.

또한, 도 13에서의 복소계수 SAW필터 140의 출력단에서 감산기 141을 구비하고 있지만, 이 구성에 의해, 복소 IF신호의 실수부 또는 허수부의 어느 일측의 신호를 추출해서 출력하는 것을 가능하게 하고 있다. 이에 의해 AGC앰프 123과 AD컨버터 125를 각각 1개밖에 필요로 하지 않아, 소비 전력의 경감 및 소형화를 도모하는 것이 가능해 진다.

또한, 도 13의 구성에 있어서, 복소계수 SAW필터 140의 허수부의 출력단을 반전하고, 감산기 141에서의 처리를 실수부에서 허수부를 감산하는 것이 아니라, 실수부에 허수부를 가산하도록 변경하는 것으로, 복소계수 SAW필터 140의 특성은 복소공액으로 되어, 양의 주파수의 신호를 억압하고, 음의 주파수를 통과대역으로 하는 밴드패스 특성을 얻는 것도 가능하다.

또한, 상기 저IF방식의 다운컨버터에 이용되는 복소계수 필터에 있어서, 음의 주파수대역을 억제하는 구성에 대해서 설명했지만, 양의 주파수대역을 억제하고, 추출한 음의 주파수성분의 신호에 근거하여 처리를 행하는 구성으로 해도 된다.

(저IF방식의 업컨버터의 원리)

이어서, 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터가 이미지 주파수 신호를 억압하는 원리에 관해서, 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 기본구성예를 참조하여 설명한다. 도23은, 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터의 제1 기본구성예인 업컨버터 30을 나타낸 도면이다. 업컨버터 30은, 예를 들면 무선송신기이며, 실수부와 허 수부를 가지는 디지털 입력 TI 및 TQ로부터 입력되는 디지털 신호를 아날로그 베이스밴드 신호로 변환하고, 변환된 아날로그 베이스밴드 신호에 대하여 중간주파수에 의한 주파수 변환을 행해서 복소 IF신호를 생성하고, 또한 생성한 복소 IF신호를 송신가능한 RF신호의 주파수로 주파수 변환하고, 복소 RF신호의 실수부만을 추출하여, 안테나등이 접속되는 출력단 TRF으로 출력한다.

업컨버터 30에 있어서, DA컨버터 301 및 302는 각각 TI 및 TQ로부터 입력되는 디지털 신호를 아날로그 베이스밴드 신호로 변환한다. LPF 303, 304는 DA컨버터 301, 302로부터 출력되는 복소신호(S30AI, S30AQ)의 고주파성분을 제거하여, 복소신호(S30BI, S30BQ)를 출력한다.

전복소 믹서 310은, 중간주파수를 가지는 신호로 주파수 변환하는 것으로, 승산기로 구성되는 믹서 II311과, 믹서 IQ312와, 믹서 QI314와, 믹서QQ 315와, 감산기 313과, 가산기 316으로 구성된다. 전복소 믹서 310은, 입력단 Icmc에서 Local 305로부터 실로컬 신호 cos가 입력되고, 입력단 Icmc에서 Local 305로부터 허수축 로컬 신호 sin이 입력된다. 입력단 IcmI 및 IcmQ로부터 입력된 복소신호 S30B을, 중간주파수를 가지는 신호로 주파수 변환을 행하여, 출력단 OcmI 및 OcmQ로부터 복소신호 S30C를 출력한다.

여기에서, 저IF방식의 업컨버터에서의 중간주파수는, Local 305로부터 출력되는 로컬 신호의 주파수이며, 해당 로컬 신호의 주파수는, RF신호의 중심주파수와 해당 로컬 신호의 주파수와의 차이에 해당하는 주파수값이, RF신호의 채널 주파수대역외가 되는 주파수값이다.

BPF 320 및 321은, 입력되는 복소신호 S30C의 실수축성분(S30CI) 및 허수축성분(S30CQ)의 각각에 대하여 중간주파수를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하고, 목적신호의 성분인 복소신호 S30D를 출력한다.

반복소 믹서 330은, 승산기로 구성되는 믹서 I331과, 믹서 Q332로 구성된다. Local 325는, 반복소 믹서 330의 입력단 Ihm으로부터 cos 혹은 sin의 실신호에 있어서 목적이 되는 RF신호의 주파수보다 복소 IF신호 주파수만큼 높은 혹은 낮은 실로컬 신호(RF신호의 주파수를 ωRF, IF신호의 주파수를 ωIF로 한 경우, 로컬 신호의 주파수ωLO=ωRF±ωIF가 된다.)를 입력한다. 반복소 믹서 330은, 입력단 IhmI, IhmQ로부터 입력된 복소신호 S30D와 실로컬 신호를 승산하여, 복소신호 S30E를 출력한다. 이에 의해, 복소신호 S30E는 RF신호의 주파수를 가지게 된다.

여기에서, 반복소 믹서 330에 입력되는 복소 IF신호 S30D의 중심주파수는, 상기의 중간주파수이며, RF신호 주파수의 중심주파수에 중간주파수의 주파수를 부가한 주파수값이 RF신호 주파수대역외가 되는 주파수값이다(특허청구범위에 기재된 업컨버터에서의 소정 주파수).

복소계수 트랜스버설 필터 340은, 음의 주파수성분을 억압하기 위한 필터이며, BPF-I340a, BPF-Q340b 및 감산기 341로 구성된다.

이어서, 상술한 업컨버터 30의 전체적인 동작에 관하여 설명한다. 디지털 신호의 입력단 TI 및 TQ로부터 입력된 디지털 신호의 실수성분이 DA컨버터 301에 의해 아날로그 신호 S30AI로 변환된다. 또한, 디지털 신호의 허수성분이 DA컨버터 302에 의해 아날로그 신호 S30AQ로 변환되어, 복소신호 S30A가 생성된다. 복소신호 S30A는 LPF303, 304에 의해 고주파성분이 제거되어, 복소신호 S30B로서 출력된다.

전복소 믹서 310은, 복소신호 S30B의 실수축성분 S30BI 및 허수축성분 S30BQ를, Local 305로부터 출력되는 복소 로컬 신호의 실수축 로컬 신호 cos 및 허수축 로컬 신호 sin에 의해 중간주파수로 주파수 변환을 행하고, 복소신호 S30C를 BPF320 및 321로 출력한다. BPF320 및 321은 복소신호 S30C에서 중간주파수를 중심으로 하는 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하여, 복소신호 S30D를 반복소 믹서 330으로 출력한다.

반복소 믹서 330은, Local 325로부터 입력되는 cos 혹은 sin의 실로컬 신호에 근거하여 복소신호 S30D에 대하여 주파수 변환을 행하고, RF신호의 주파수를 가지는 복소신호 S30E를 복소계수 트랜스버설 필터 340으로 출력한다.

복소계수 트랜스버설 필터 340은, BPF-I340a에 의해 실수축성분의 입력단 lrpI로부터 입력되는 복소신호 S30E의 실수축성분 S30EI의 이미지 주파수 신호를 억압하고, 허수축성분의 입력단 lrpQ로부터 입력되는 복소신호 S30E의 허수축성분 S30EQ의 이미지 주파수 신호를 억압한다. BPF-I340a로부터 출력되는 실수성분과 BPF-Q340b로부터 출력되는 허수성분은 서로 90°의 위상차를 가지고 있고, 감산기 341에 의해 실수성분으로부터 허수성분을 감산하여, 실RF 신호를 추출한다. 그리고, 추출한 신호를 TRF로 출력한다.

(저IF방식의 업컨버터에서의 반복소 믹서의 동작)

이어서, 업컨버터 30에서의 반복소 믹서 330의 상세한 동작에 관하여 설명한다. 우선, RF신호를 srf(t)로 하고, 반복소 믹서 330으로 입력되는 복소 IF신호 S30D를 sifi(t)+jsifq(t)로 나타나는 이상적인 복소신호로 하고, Local 325에 의해 입력되는 실로컬 신호를 Lo(t)라고 한다. 이 때, srf(t)은 다음 <수학식 28>에 의해 표현된다.

여기에서, 실신호인 로컬 신호는 서로 복소공액인 복소신호 Loi(t)과 Loq(t)의 합성이므로, srf(t)은 다음 <수학식 29>에 의해 표현할 수 있다.

<수학식 29>에 나타낸 바와 같이, 로컬 신호의 양의 신호 성분에 의한 목적의 주파수 변환에 대해서, 로컬 신호의 음의 신호 성분에 의해 반대 방향으로의 주파수 변환이 행해진다.

여기에서, 복소신호인 Srf(t)의 실수부만을 추출하면, 다음 <수학식 30>과 같이 된다.

<수학식 30>에 나타낸 바와 같이, <수학식 30>의 제1항은, 로컬 신호의 양의 성분에 의해 플러스 방향으로의 주파수 변환이 행해진 신호이며, 제2항은, 로컬 신호의 음의 성분에 의해 마이너스 방향으로의 주파수 변환이 행해진 신호의 복소공액신호인 것을 알 수 있다.

제2항은 이미지 주파수 신호로 되므로, 실수부를 추출하기 전의 복소신호의 상태에서 복소계수 트랜스버설 필터 340에 의해 억압되게 된다.

(저IF방식의 업컨버터에서의 복소계수 트랜스버설 필터)

이어서, 업컨버터 30에서의 복소계수 트랜스버설 필터 340의 설계법 및 그 상세한 동작에 관하여 설명한다.

복소계수 트랜스버설 필터 340은, 실수축신호의 처리용으로서 우대칭 임펄스와의 중첩적분을 행하는 밴드패스 필터(BPF-I340a)와, 허수축신호의 처리용으로서 기대칭 임펄스와의 중첩적분을 행하는 밴드패스 필터(BPF-Q340b)와, 실수축신호로부터 허수축신호를 감산하여, 실신호를 출력하는 감산기 341로 구성된다. 복소계수 트랜스버설 필터 340은, 2개의 밴드패스 필터의 출력 신호의 사이에서 90°의 위상 차를 가지도록 출력한다.

복소계수 트랜스버설 필터 340은, 예를 들면 주파수 시프트법에 의해 설계된다. 즉, 미리 정해진 통과대역폭 Bw/2, 저지 대역감쇠량 ATT의 실계수 LPF를 설계하고, 이 실계수 LPF의 계수에 ejωt를 곱하여, 중심주파수 ω, 통과대역폭 Bw, 저지 대역감쇠량 ATT의 필터를 얻을 수 있다. 여기에서는, 중심주파수 ω=800MHz, 저지 대역감쇠량 ATT=39dB으로 하고, 또한, 샘플링 주파수를 2.4GHz로 하여 복소계수 트랜스버설 필터 340을 설계한다.

도26은, 복소계수 트랜스버설 필터 340의 실수부의 임펄스응답을 나타내는 도면으로, 실수부의 임펄스응답은 우대칭 임펄스응답을 가진다. 도27은, 복소계수 트랜스버설 필터 340의 허수부의 임펄스응답을 나타내는 도면으로, 허수부의 임펄스응답은 기대칭 임펄스응답을 가진다. 또한, 도 26 및 도 27의 세로축은 정규화된 값이다.

이어서, 복소계수 트랜스버설 필터 340의 동작에 관하여 설명한다. 상술한 바와 같이 복소계수 트랜스버설 필터 340은, 실수축성분의 입력단 lrpI 및 허수축성분의 입력단 lrpQ로부터 입력되는 복소신호에 대하여 이미지 주파수방해를 억압하여, 실수성분만의 RF신호를 추출하는 것이다.

여기에서, 복소계수 트랜스버설 필터 340의 동작을 설명하기 위해서, 상술한 도 33에 도시한 복소 IF신호가 업컨버터 30의 반복소 믹서 330으로 입력되는 경우를 가정한다. 도 33에 도시한 스펙트럼을 가지는 복소 IF신호는, 복소 베이스밴드에서의 캐리어 간격 1.6MHz의 DSB신호가 전복소 믹서 310에 의해 중심주파수를 5MHz로 하여 주파수 변환된 신호(도 33의 Ｓ35)이다.

반복소 믹서 330은, 입력되는 복소 IF신호(도 33의 Ｓ35)와, Local 325로부터 입력되는 RF신호 주파수에 가까운 주파수인 795MHz의 신호를 승산하고, 목적주파수인 800MHz의 RF신호 주파수로 업컨버트한다. 도 24는, 업컨버트된 RF주파수 신호(도 24의 Ｓ30)를 나타낸 도면이다. 한편, 실로컬 신호의 복소공액신호 때문에, 5MHz의 복소 IF신호에 대하여 -795MHz의 신호가 승산되어, -790MHz의 주파수에, 800MHz의 주파수에 나타나는 RF주파수 신호와 동일 레벨의 이미지 주파수 신호(도 24의 Ｓ31)가 출력된다.

도 24에 도시한 파선은, 복소계수 트랜스버설 필터 340의 주파수특성을 나타내고 있고, 반복소 믹서 330으로부터 출력되는 이미지 주파수 신호는, RF주파수 신호에 대하여 39dB억압되게 된다. 도 25는, 복소계수 트랜스버설 필터 340으로부터 최종적으로 출력되는 실신호를 나타낸 도면이며, -39dBc이미지 주파수 신호(도 25의 Ｓ33)가 억압된 RF신호(도 25의 Ｓ32)를 얻을 수 있게 된다.

한편, 종래 기술의 일례로서 상술한 업컨버터 35에서는, 도 34에 도시한 대로, 이미지 주파수(790MHz)에 있어서, 목적신호(800MHz:S36)에 대하여, 상술한 바와 같이 -26dBc밖에 이미지 주파수 신호(도 34:S37)가 억압되어 있지 않아, 본 발명에서의 업컨버터 30에서는, 이미지 주파수 신호에 의한 방해를 경감하는 것을 가능하게 하고 있다.

또한, 본 발명의 저IF방식의 업컨버터에 있어서, 복소계수 트랜스버설 필터 340을 실현하는 수단으로서, 스위치드 캐패시터회로, 전하영역소자, 저IF방식의 다 운컨버터에서 설명한 SAW필터를 사용하도록 해도 된다. 특히, SAW필터로 구성함으로써 높은 주파수의 트랜스버설 필터의 실현이 가능해 진다.

또한, 상기한 저IF방식의 업컨버터에 사용되는 복소계수 필터에 있어서, 음의 주파수대역을 억제하는 구성에 대해서 설명했지만, 양의 주파수대역을 억제하고, 추출한 음의 주파수성분의 신호에 근거하여 처리를 행하는 구성으로 해도 된다.

(제로IF방식 다운컨버터의 원리)

이어서, 본 발명에서의 제로IF방식의 다운컨버터의 원리에 관해서, 본 발명에서의 제로IF방식의 다운컨버터의 기본구성예를 참조하여 설명한다. 도 35는, 본 발명에서의 제로IF방식의 다운컨버터의 기본구성예인 다운컨버터 40을 나타낸 도면이다. 다운컨버터 40은, 예를 들면, 무선수신기이며, 안테나에 접속되는 입력단 TRF로부터 입력한 RF신호를, 복소 RF신호로 변환하고, 해당 복소 RF신호를 국부발진기로부터 출력되는 RF신호 주파수와 동일한 주파수의 실로컬 신호에 의해, 복소 베이스밴드 신호를 추출해서 복조부로 출력한다. 또한, 도 35에서는, 후술하는 준제로IF방식의 다운컨버터와 대비하기 위해, 미리 다운컨버터 40의 구성을 IF생성부 51과 베이스밴드 생성부 52로 나누고, 각각에 부호를 붙인다.

다운컨버터 40에 있어서, 복소계수 필터 513은, 예를 들면 복소계수 트랜스버설 필터가 적용되어, 입력단 lrpI와 lrpQ로부터 입력되는 신호에 대하여 음의 주파수성분을 억압하고, 출력단 QrpI 및 OrpQ로부터, 서로 90°의 위상차를 가지는 복소신호를 출력한다.

반복소 믹서 517은, RF신호를 복소 베이스밴드 신호로 주파수 변환하기 위한 것으로, 승산기인 믹서 I518과, 믹서 Q519로 구성된다. Local 501은, 반복소 믹서 517의 입력단 Ihm으로부터 cos 혹은 sin의 실신호에 있어서, RF신호와 동일한 주파수의 실로컬 신호를 입력한다. 반복소 믹서 517은, 입력단 IhmI, IhmQ로부터 입력된 복소 RF신호 S41B와 실로컬 신호를 승산하고, 중심주파수가 주파수 제로가 되는 복소 베이스밴드 신호로 주파수 변환을 행하고, 복소신호 S41C를 출력한다.

LPF 521, 522는, 입력되는 복소 베이스밴드 신호 S41C의 실수축성분(S41CI), 허수축성분(S41CQ)에 대하여 주파수 제로를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하고, 목적신호인 복소 베이스밴드 신호 S42A를 출력한다.

AGC앰프 523, 524는 입력단 TAGC으로부터 인가되는 전압에 따라서 게인(이득)을 제어한다. ADC 525, 526은 아날로그의 복소 베이스밴드 신호를 디지털 신호로 변환한다.

이어서, 제로IF방식의 다운컨버터 40의 전체적인 동작에 관하여 설명한다. 안테나로부터 입력단 TRF에 입력된 실신호의 RF신호가 LNA511에 의해 증폭되어, 실신호 S41A가 출력된다. 해당 신호가 입력되는 복소계수 필터 513은, 입력단 lrpI, lrpQ로부터 입력되는 실신호 S41A에 대하여 음의 주파수성분을 억압하고, 출력단 Qrpl 및 OrpQ로부터, 서로 90°의 위상차를 가지는 복소신호 S41B의 실수축성분 S41BI 및 허수축성분 S41BQ를 반복소 믹서 517로 출력한다. 반복소 믹서 517은, Local 501로부터 입력되는 RF신호와 동일한 주파수의 cos 혹은 sin의 실로컬 신호에 근거하여 복소신호 S41B에 대하여 주파수 변환을 행함으로써 생성된 복소 베이 스밴드 신호 S41C을, LPF 521 및 LPF 522로 각각 출력한다.

LPF 521 및 LPF 522는, 복소 베이스밴드 신호 S41C에 대하여 주파수 제로를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하고, 목적신호인 복소 베이스밴드 신호 S42A를 AGC앰프 523, 524로 출력한다. AGC앰프 523, 524는, 복소 베이스밴드 신호 S42A의 실수축성분 S42AI 및 허수축성분 S42AQ의 진폭을, AD컨버터 525 및 526에 입력하기에 적절한 레벨로 조정하고, 복소신호 S42B을 AD컨버터 525 및 526으로 출력한다. AD컨버터 525 및 526은 입력된 신호를 디지털 신호로 변환하고, LPF 527과 LPF 528로 각각 출력한다.

LPF 527 및 528은 복소 베이스밴드 신호 S42C의 실수축성분 S42CI 및 허수축성분 S42CQ의 고주파성분을 제거하여 복소 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q를 각각 출력단 TOI와 TOQ로 출력한다.

도36은, 도 35에 도시한 다운컨버터 40에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면이다. 복소계수 필터 513은 실RF 신호(srf(t))의 음의 주파수성분을 억압하여, 복소 RF신호(s1p(t))를 출력한다. 반복소 믹서 517은 Local 501로부터 출력되는 RF신호(srf(t))의 주파수 fc을 가지는 실로컬 신호(L1(t))과 복소 RF신호를 승산(반복소 믹싱)하고, RF신호 주파수 fc의 주파수 변환을 행하여 복소 베이스밴드 신호(s1p(t)L1m(t)+s1p(t)L1p(t))를 출력한다. 해당 처리에 의해, 복소계수 필터 513에 의해, 주파수 변환되기 전의 실RF 신호의 음의 주파수를 억압하므로, 복소 베이스밴드 신호에 있어서, 실RF 신호의 음의 주파수성분에 의한 간섭을 없앨 수 있다. 또한, 도 35에 도시한 처리에서의 실RF 신호, 실로컬 신호, 복소 RF신호, 복소 베 이스밴드 신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 식<수학식 31>, <수학식 32>, <수학식 33>, <수학식 34>로서 표현된다.

(준제로IF방식의 다운컨버터의 원리)

이어서, 준제로IF방식의 다운컨버터에 상기의 제로IF방식에서 적용한 실로컬 신호 입력의 믹서를 이용하기 위한 원리에 관하여 설명한다. 준제로IF방식은, 디지털 튜너, 디지털 수신기, 소프트웨어 무선기등에 이용할 수 있는 방식이다.

상술한 바와 같이, 제로IF방식을 실현하기 위해서는, RF신호를 주파수 변환하기 위한 아날로그 회로에 완전성이 요구되지만, 해당 완전성을 가지기 위해서는 세밀한 주파수 스텝에서의 튜닝을 가능하게 하는 PLL회로가 필요하게 된다. 또한, 세밀한 주파수 스텝에서의 튜닝을 행하면서, 또한 고속인 응답도 필요로 하는 경우에는, 고가인 플렉셔널(fractional) N-PLL회로가 필요하게 되어, 종래의 무선수신기에서는 해당 플렉셔널 N-PLL회로가 적용되고 있다.

그런데, 디지털 튜너, 디지털 수신기, 소프트웨어 무선기등에서는, 내부의 디지털 처리부에서 세밀한 주파수 스텝에서의 튜닝이 가능하므로, 플렉셔널 N-PLL회로와 같은 고가인 것을 적용하는 것은, 비용 면에서 효율적이지 않다. 또한, 해당 플렉셔널 N-PLL회로와 같은 회로를 적용하는 것은 사이즈의 면에서도 효율적이지 않아, 간단하면서 콤팩트한 구성으로 하는 것이 디지털 튜너, 디지털 수신기, 소프트웨어 무선기등에서는 요구되고 있다.

즉, 준제로IF방식은, 제로IF방식에 사용되는 아날로그 회로에 상기 플렉셔널 N-PLL회로가 아니라, 비용적 및 사이즈적인 요구등을 충족시키는 인티져(integer) N-PLL회로를 적용하는 방식이다. 인티져 N-PLL회로를 적용하는 것으로, 주파수 제로에 대하여 오프셋이 존재하는 중간주파수 신호(준베이스밴드 신호)가 믹서로부터 출력되게 되지만, 준제로IF방식에서는, 디지털 처리부에 의해 이 중간주파수 신호로부터 오프셋만큼 제거하고, 목적이 되는 주파수 제로를 중심주파수로 하는 베이스밴드 신호를 얻는 것을 가능하게 하고 있다.

상술한 저IF방식과 준제로IF방식의 차이는, 준제로IF방식은 어디까지나 아날로그 회로에서 세밀하지 않은 주파수 스텝으로 주파수 변환하고, 디지털 회로에서 세밀한 주파수 스텝으로 주파수 변환하여 주파수 제로로 변환하는 것을 목적으로 하고 있고, 중간주파수가 RF신호의 채널 신호 대역내의 주파수값으로 되는 것에 대 해서, 저IF방식에서는, 중간주파수가 RF신호의 채널 신호 대역외의 주파수값으로 되어, 채널 신호 대역과 이미지 주파수대역이 겹치지 않는 점에서 다르다.

도37은, 본 발명에서의 준제로IF방식의 다운컨버터의 기본구성예인 다운컨버터 41을 도시한 도면이다. 다운컨버터 41은, 예를 들면, 무선수신기이며, RF신호에 대하여 정밀도가 세밀하지 않은 주파수 변환을 행하여, 중간주파수를 가지는 신호로 변환하는 IF생성부 53과, 정밀도가 세밀한 주파수 변환에 의해 베이스밴드 신호를 추출하는 베이스밴드 생성부 54로 구성된다. IF생성부 53은, 예를 들어, 안테나에 접속되는 입력단 TRF으로부터 입력한 RF신호를 복소 RF신호로 변환한다. 또한 IF생성부 53은, 해당 복소 RF신호를 국부발진기로부터 출력되는 주파수 제로로부터 소정 주파수 떨어진 주파수값에 있어서, RF신호의 신호 대역내의 주파수의 값, 떨어진 주파수의 실로컬 신호에 의해, 주파수 변환을 행한다. 해당 주파수 변환에 의해, 복소신호의 주파수는 주파수 제로로부터 RF신호의 주파수와 중간주파수의 차이의 주파수값(이하, 오프셋 주파수로 칭함), 떨어진 복소 IF신호로 변환한다. 베이스밴드 생성부 54는, IF생성부 53로부터 출력되는 IF신호를 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q로 변환하고, 베이스밴드 신호를 추출하여 복조부로 출력한다.

여기에서, 주파수 제로로부터 소정의 주파수 떨어진 주파수값에 있어서, RF신호의 신호 대역내의 주파수의 값, 즉 중간주파수는, RF신호의 채널 신호 대역내에서 RF신호의 중심주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수(특허청구범위에 기재된 다운컨버터에서의 소정의 주파수)이다.

IF생성부 53은 LNA511과, 복소계수 필터 513과, 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기인 Local 502와, 반복소 믹서 517로 구성된다. 해당 IF생성부 53은 국부발진기로부터 출력되는 주파수를 제외하고는, 도 35에 도시한 제로IF방식의 다운컨버터 40의 IF생성부 51과 동일한 기능과 접속 구성을 가진다.

베이스밴드 생성부 54는, IF생성부 53과 단자 TI 및 TQ에서 접속되고, 복소계수 필터 520과, AGC앰프 523, 524와, AD컨버터 525, 526과, 국부발진기인 Local 540과, 전복소 믹서 530과, LPF 527, 528로 구성된다.

다운컨버터 41에 있어서, 복소계수 필터 513은, 예를 들면 복소계수 트랜스버설 필터가 적용되어, 입력단 lrpI와 lrpQ으로부터 입력되는 신호에 대하여 음의 주파수성분을 억압하고, 출력단 Qrpl 및 OrpQ로부터, 서로 90°의 위상차를 가지는 복소신호를 출력한다.

반복소 믹서 517은 RF신호를 주파수 제로로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수로 주파수 변환하기 위한 것으로, 승산기인 믹서 I518과, 믹서 Q519로 구성된다. Local 502는, 반복소 믹서 118의 입력단 Ihm으로부터 cos 혹은 sin의 실신호에 있어서, RF신호의 신호 대역내에서 RF신호의 중심주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수의 실로컬 신호를 입력한다. 반복소 믹서 517은, 입력단 IhmI, IhmQ로부터 입력된 복소 RF신호 S41B과 실로컬 신호를 승산하고, 주파수 제로로부터 오프셋 주파수 떨어진 복소 IF신호로 주파수 변환을 행하여, 복소신호 S41D를 출력한다.

복소계수 필터 520은, 입력되는 복소 IF신호 S41D의 실수축성분(S41DI) 및 허수축성분(S41DQ)에 대하여 주파수 제로를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으 로 대역제한을 행하는 필터이며, 복소 IF신호 S43A를 출력한다. 또한, 주파수 제로를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하는 것은, 실계수의 필터와 같은 성능을 가지게 된다.

AGC앰프 523, 524는 입력단 TAGC으로부터 인가되는 전압에 따라 게인(이득)을 제어한다. ADC 525, 526은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다.

전복소 믹서 530은, 복소 IF신호에 포함되어 있는 오프셋 주파수의 값을 주파수 제로로 하는 주파수 변환을 행하기 위한 것으로, 승산기인 믹서 II 531과, 믹서 IQ 532와, 믹서 QI 534와, 믹서 QQ 535와, 감산기 533과, 가산기 536으로 구성된다. 전복소 믹서 530은, 입력단 Icmc에서 Local 540으로부터 실수축 로컬 신호 cos가 입력되고, 입력단 Icmc에서 Local 540으로부터 허수축 로컬 신호 sin가 입력된다. 입력단 IcmI 및 IcmQ로부터 입력된 복소신호 S43C을, 중심주파수가 주파수 제로가 되는 주파수 변환을 행하여, 복소 IF신호 S43D를 출력한다.

이어서, 준제로IF방식의 다운컨버터 41의 전체적인 동작에 관하여 설명한다. 안테나로부터 입력단 TRF에 입력된 실신호의 RF신호가 LNA511에 의해 증폭되어, 실신호 S41A가 출력된다. 해당 신호가 입력되는 복소계수 필터 513은, 입력단 lrpI, lrpQ로부터 입력되는 실신호 S41A에 대하여 음의 주파수성분을 억압하고, 출력단 Qrpl 및 OrpQ로부터, 서로 90°의 위상차를 가지는 복소신호 S41B의 실수축성분 S41BI 및 허수축성분 S41BQ를 반복소 믹서 517로 출력한다. 반복소 믹서 517은, Local 502로부터 입력되는 RF신호의 중심주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수를 가지는 cos 혹은 sin의 실로컬 신호에 근거하여 복소신호 S41B에 대하여 주파 수 변환을 행함으로써 생성된 복소 IF신호 S41D를, 복소계수 필터 520으로 출력한다.

복소계수 필터 520은, 복소 IF신호 S41D의 실수축성분 S41DI 및 허수축성분 S41DQ에 대하여 주파수 제로를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하여, 복소 IF신호 S43A를 AGC앰프 523, 524로 출력한다. AGC앰프 523, 524는, 복소신호 S43A의 실수축성분 S43AI 및 허수축성분 S43AQ의 진폭을, AD컨버터 525 및 526에 입력하기에 적절한 레벨로 조정하고, 복소신호 S43B을 AD컨버터 525 및 526으로 출력한다. AD컨버터 525 및 526은 입력된 신호를 디지털 신호로 변환하고, 복소 IF신호 S43C의 실수축성분 S43CI 및 허수축성분 S43CQ로서 전복소 믹서 530으로 출력한다.

전복소 믹서 530은, 복소신호 S43C의 실수축성분 S43CI 및 허수축성분 S43CQ를, Local 540으로부터 출력되는 복소 로컬 신호의 실수축 로컬 신호 cos 및 허수축 로컬 신호 sin에 의해, 중심주파수가 주파수 제로로 되는 주파수 변환을 행하여, 복소신호 S43D를 LPF 527 및 528로 출력한다. LPF 527 및 528은 복소신호 S43D의 고주파성분을 제거하여 복소 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q를 각각 출력단 TOI와 TOQ로 출력한다.

도38은, 본 발명에서의 다운컨버터 40 및 다운컨버터 41의 복소계수 필터 513에 적용되는 복소계수 트랜스버설 필터의 주파수특성의 일례를 나타낸 도면이다. 해당 복소계수 트랜스버설 필터는, 상술한 저IF방식의 다운컨버터에 적용되는 복소계수 트랜스버설 필터와 동일한 설계 방법으로 설계할 수 있고, 제로IF방식 및 준제로IF방식에서는, 도 38에 도시한 바와 같이 RF신호 주파수 800MHz를 중심으로 한 일정한 범위의 주파수대에 대해서 그 이외의 주파수대에서는 39dB억압하는 필터를 구성한다.

또한, 도 39는 복소계수 트랜스버설 필터의 실수부의 임펄스응답을 나타낸 도면으로, 우대칭 임펄스응답을 가진다. 도 40은 복소계수 트랜스버설 필터의 허수부의 임펄스응답을 나타내는 도면으로, 기대칭 임펄스응답을 가진다. 이들 임펄스응답과 입력 신호에 중첩적분을 행하는 것으로, 음의 주파수대역을 억제하면서, 서로 90°의 위상차를 가지는 복소신호를 출력하는 것이 가능해 진다. 또한, 도 39 및 도 40의 세로축은, 정규화된 값이다.

또한, 상기의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터에 이용할 수 있는 복소계수 필터에 있어서, 음의 주파수대역을 억제하는 구성에 관해서 설명했지만, 양의 주파수대역을 억제하고, 추출한 양의 주파수성분의 신호에 근거하여 처리를 행하는 구성으로 해도 된다.

(제로IF방식 업컨버터의 원리)

이어서, 본 발명에서의 제로IF방식의 업컨버터의 원리에 관해서, 본 발명에서의 제로IF방식의 업컨버터의 기본구성예를 참조해서 설명한다. 도 50은, 본 발명에서의 제로IF방식의 업컨버터의 제1 기본구성예인 업컨버터 60을 도시한 도면이다. 업컨버터 60은, 예를 들면 무선송신기이며, 실수부와 허수부를 가지는 디지털 입력 TI 및 TQ로부터 입력되는 디지털 신호를 아날로그 베이스밴드 신호로 변환하고, 변환된 아날로그 신호에 대하여 RF신호 주파수에 의한 주파수 변환을 행하여 복소 RF신호를 생성하고, 또한 생성한 복소 RF신호의 실수부만을 추출하여, 안테나 등의 출력단 TRF으로부터 송신한다.

업컨버터 60에 있어서, DA컨버터 701 및 702는, 각각 TI 및 TQ로부터 입력되는 디지털 신호를 아날로그 베이스밴드 신호로 변환한다. LPF 703, 704는, DA컨버터 701, 702로부터 출력되는 복소신호 S60A의 고주파성분을 제거하여, 복소신호 S60B을 출력한다.

반복소 믹서 706은 승산기로 구성되는 믹서 I707과, 믹서 Q708로 구성된다. Local 741은, 반복소 믹서 706의 입력단 Ihm으로부터 cos 혹은 sin의 실신호에 있어서 목적이 되는 RF신호를 가지는 주파수의 실로컬 신호를 입력한다. 반복소 믹서 706은, 입력단 IhmI, IhmQ으로부터 입력된 복소신호 S60B와 실로컬 신호를 승산하여, 복소신호 S60C를 출력한다. 이에 의해, 복소신호 S60C는 RF신호의 주파수를 가지게 된다.

이어서, 상술한 업컨버터 60의 전체적인 동작에 관하여 설명한다. 디지털 신호의 입력단 TI 및 TQ로부터 입력된 디지털 신호의 실수성분이 DA컨버터 701에 의해 아날로그 신호 S60AI로 변환된다. 또한, 디지털 신호의 허수성분이 DA컨버터 702에 의해 아날로그 신호 S60AQ로 변환되어, 복소신호 S60A가 생성된다. 복소신호 S60A는 LPF703, 704에 의해 고주파성분이 제거되어, 신호 S60BQ로서 출력된다.

반복소 믹서 706은, Local 741로부터 입력되는 cos 혹은 sin의 실로컬 신호에 근거하여 복소신호 S60B에 대하여 주파수 변환을 행하고, RF신호의 주파수를 가지는 복소신호 S60C를, 복소계수 필터 710으로 출력한다.

복소계수 필터 710은, 입력되는 복소 RF신호 60C의 음의 주파수를 억압하면서, 서로 90°위상이 다른 복소 RF신호 S60D의 실수축성분 S60DI를 Qrpl로부터 출력하고, 허수축성분 S60DQ를 OrpQ로부터 출력한다. 감산기 711은 복소계수 필터 710으로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수축성분 S60DI에서 복소 RF신호의 허수축성분 S60DQ를 감산하여, 실RF 신호를 추출한다.

도 51은, 도 50에 도시한 업컨버터 60에서의 믹싱 처리를 나타낸 도면이다. 반복소 믹서 706은, Local 741로부터 출력되는 RF신호의 주파수 fc을 가지는 실로컬 신호(L1(t))와 복소BB신호를 승산(반복소 믹싱)하여, RF신호 주파수 fc로 주파수 변환하여 복소 RF신호(srf(t))을 출력한다.

복소계수 필터 710은, 복소 RF신호(srf(t))의 음의 주파수성분을 억압하고, 감산기 711에 의한 복소 RF신호의 실수성분에서 허수성분을 감산함으로써, 실RF 신호(1/2(s1(t)L1p(t)+s1＊(t)L1p＊(t)))를 출력한다. 해당 처리에 의해, 복소계수 필터 710에 의해 복소 RF신호의 음의 주파수성분을 억압한 후에 감산기 711에 의한 연산을 행하는 것으로, RF신호 주파수 fc에 있어서 역방향의 주파수로 변환된 신호 영향을 없앨 수 있다. 또한, 도 51에 도시한 처리에서의 복소 BB신호, 실로컬 신호, 복소 RF신호, 실RF 신호의 각각을 수학식으로 나타내면, 이하의 <수학식 35>, <수학식 36>, <수학식 37>, <수학식 38>로서 표현된다.

(준제로IF방식의 업컨버터의 원리)

이어서, 본 발명에서의 준제로IF방식의 업컨버터의 원리에 관해서, 본 발명에서의 준제로IF방식의 업컨버터의 기본구성예를 참조하여 설명한다. 도 52는, 본 발명에서의 준제로IF방식의 업컨버터의 기본구성예인 업컨버터 61을 도시한 도면이다. 업컨버터 61은, 예를 들면 무선송신기이며, 실수부와 허수부를 가지는 디지털 입력 TI 및 TQ로부터 입력되는 디지털 신호를 아날로그 베이스밴드 신호로 변환하고, 변환된 아날로그 베이스밴드 신호에 대하여, 제1 국부발진기로부터 출력되는 제1 로컬 신호에 의해, 주파수 제로로부터 오프셋 주파수의 값, 떨어진 중간주파수의 복소 IF신호로 변환한다. 또한, 제2 국부발진기로부터 출력되는 제2 로컬 신호에 근거하여 해당 복소 IF신호를 송신가능한 RF신호의 주파수로 주파수 변환하고, 복소 RF신호의 실수부만을 추출하여, 안테나 등의 출력단 TRF로부터 송신한다.

여기에서, 준제로 방식의 업컨버터에서의 오프셋 주파수는, 제1 로컬 신호의 주파수이며, 제1 로컬 신호의 주파수는, RF신호 주파수에 제1 로컬 신호의 주파수를 부가한 주파수값이, RF신호 주파수대역내가 되는 주파수값이다.

제로IF방식의 업컨버터에서는, 제2 국부발진기로부터 출력되는 제2 로컬 신호에 의해 복소 베이스밴드 신호를 복소 RF신호로 주파수 변환하는 구성을 가지지만, 제2 국부발진기의 분해도가 세밀하지 않은 경우, 해당 제2 로컬 신호와 RF신호 주파수와의 사이에 차가 존재하는 것이 가정된다. 준제로IF방식의 업컨버터는, 이 차를 보완하기 위해서, 제1 국부발진기를 구비하고, 제1 로컬 신호에 의해, 오프셋 주파수를 중심주파수로 하는 정밀도가 세밀한 주파수 변환을 행하여 준베이스밴드 신호를 최초로 생성해 두는 것으로, 제2 로컬 신호에 의해 목적이 되는 RF신호 주파수를 가지는 신호로 주파수 변환하는 것을 가능하게 하는 것이다.

업컨버터 61에 있어서, DA컨버터 701, 702이후에 관해서는 반복소 믹서 706에 접속되는 국부발진기 Local 741이 RF신호로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수의 신호를 출력하는 Local 742로 치환되어 있는 점을 제외하고는, 도 50에 도시한 업컨버터 60과 동일한 구성을 가진다. 이하, 업컨버터 60에는 구비되어 있지 않은 구성에 관하여 설명한다.

LPF 720, 721은, 디지털 신호의 고주파성분을 제거한다.

전복소 믹서 730은, 상기의 오프셋 주파수를 중심주파수로 하는 신호로 주파수 변환하는 것으로, 승산기로 구성되는 믹서 II731과, 믹서 IQ732와, 믹서 QI 734와, 믹서 QQ735와, 감산기 733과, 가산기 736으로 구성된다. 전복소 믹서 730은, 입력단 Icmc에서 Local 725로부터 실수축 로컬 신호 cos가 입력되고, 입력단 Icmc 에서 Local 725로부터 허수축 로컬 신호 sin이 입력된다. 입력단 IcmI 및 IcmQ로부터 입력된 복소신호 S61A를, 오프셋 주파수를 중심주파수로 하는 신호로 주파수 변환을 행하여, 복소 IF신호 S61B를 출력한다.

반복소 믹서 706은, 승산기로 구성되는 믹서 I707과, 믹서 Q708로 구성된다. Local 742는, 반복소 믹서 706의 입력단 Ihm으로부터 cos 혹은 sin의 실신호에 있어서 목적이 되는 RF신호를 가지는 주파수의 실로컬 신호를 입력한다. 반복소 믹서 706은, 입력단 IhmI, IhmQ로부터 입력된 복소신호 S61D와 실로컬 신호를 승산하여, 복소신호 S61E를 출력한다. 이에 의해, 복소신호 S61E는 RF신호의 주파수를 가지게 된다.

여기에서, 반복소 믹서 706에 입력되는 복소 IF신호 S61D의 중심주파수는, 오프셋 주파수이며, RF신호의 중심주파수에 오프셋 주파수를 부가한 주파수값이 RF신호 주파수대역내가 되는 주파수값이다(특허청구범위에 기재된 업컨버터에서의 소정 주파수).

이어서, 상술한 준제로IF방식의 업컨버터 61의 전체적인 동작에 관하여 설명한다. LPF 720 및 721은, 디지털 신호의 입력단 TI 및 TQ로부터 입력된 디지털 신호에 대하여 고주파성분을 제거하고, 각각 복소 베이스밴드 신호 S61A의 실수축성분 S61AI와 허수축성분 S61AQ를 출력한다.

전복소 믹서 730은, 복소신호 S61A의 실수축성분 S61AI 및 허수축성분 S61AQ를, Local 725로부터 출력되는 복소 로컬 신호의 실수축 로컬 신호cos 및 허수축 로컬 신호sin에 의해 오프셋 주파수를 복소신호 S61A의 중심주파수로 하는 주파수 변환을 행하고, 복소 IF신호 S61B의 실수축성분 S61BI 및 허수축성분 S61BQ를 DA컨버터 701 및 702로 출력한다.

전복소 믹서 730으로부터 출력된 복소 IF신호 S61B이 DA컨버터 701, 702에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 아날로그 신호화된 복소 IF신호 S61C가 생성된다. 복소 IF신호 S61C는 LPF703, 704에 의해 고주파성분이 제거되어, 복소신호 S61D로서 출력된다.

반복소 믹서 706은, Local 742로부터 입력되는 cos 혹은 sin의 실수신호에 있어서, RF신호 주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수를 가지는 실로컬 신호에 근거하여 복소 IF신호 S61D에 대하여 주파수 변환을 행하고, RF신호의 주파수를 가지는 복소 RF신호 S61E를 복소계수 필터 710으로 출력한다.

복소계수 필터 710은, 입력되는 복소 RF신호 S61E의 음의 주파수를 억압하면서, 서로 90°위상이 다른 복소 RF신호 S61F의 실수축성분 S61FI를 Qrpl로부터 출력하고, 허수축성분 S61FQ를 OrpQ로부터 출력한다. 감산기 711은 복소계수 필터 710으로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수축성분 S61FI로부터 복소 RF신호의 허수축성분 S61FQ를 감산하여, 실RF 신호를 추출한다. 그리고, 추출한 실RF 신호를 TRF로 출력한다.

또한, 제로IF방식 및 준제로IF방식의 업컨버터에 이용되는 복소계수 필터 710으로서는, 예를 들어 복소계수 트랜스버설 필터가 적용된다. 복소계수 트랜스버설 필터를 이용하는 경우에는, 도 39 및 도 40에 도시한 임펄스응답을 가지고, 구체적으로는 도 38에 도시한 주파수특성을 가지는 복소계수 트랜스버설 필터등을 적 용할 수 있다.

또한, 상기의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 업컨버터의 복소계수 필터 710은, 음의 주파수대역을 억제한다고 설명했지만, 양의 주파수대역을 억제하고, 추출한 양의 주파수성분의 신호에 근거하여 처리를 행하는 구성으로 해도 된다.

또한, 상술한 복소계수 트랜스버설 필터에 이용되는 우대칭 임펄스응답 혹은 기대칭 임펄스응답은, 복소계수 트랜스버설 필터에 플랫한 군지연특성이 요구되는 경우에는, 엄밀하게 우대칭 혹은 기대칭일 필요가 있지만, 군지연특성이 엄밀하게 플랫인 것이 요구되지 않을 경우에는, 우함수 혹은 기함수에 근거하여 생성될 때에 대칭성이 약간 상실되어, 거의 우대칭 혹은 거의 기대칭인 임펄스응답이라도 된다.

(저IF방식의 다운컨버터의 제1실시예)

이하, 본 발명의 저IF방식의 다운컨버터의 실시예를 도면을 참조하여 설명한다.

도16은, 저IF방식의 다운컨버터의 제1실시예를 나타낸 블록도이다. 도 16에 도시한 다운컨버터 5는, RF신호를 IF신호로 변환하는 IF생성부 15와, IF신호를 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q로 변환하고, 베이스밴드 신호를 추출하여 복조부로 출력하는 베이스밴드 생성부 16으로 구성되어 있다.

또한, 도 16의 다운컨버터 5에 있어서, 상술한 도 13의 다운컨버터 3과 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다. 도 16 의 다운컨버터 5는, 도 13의 다운컨버터 3의 복소계수 트랜스버설 필터 115가 도 6의 SAW필터 1150 혹은 도 7의 SAW필터 1156에 의해 실현된 복소계수 SAW필터 114로 치환되어 있는 점과, 베이스밴드 생성부의 복소계수 SAW필터 140의 출력단에 있어서, 감산기 141에 부가하여 가산기 142가 구비되고, 스위치 143에 의해, 양 혹은 음의 어느 하나의 주파수대역을 선택해서 출력할 수 있는 점에서 다른 구성으로 되어 있다.

이하, 다운컨버터 5의 동작에 관하여 설명한다. IF생성부 15의 LNA 111은, 안테나에 의해 수신되는 실신호의 RF신호가 입력되고, 입력된 RF신호를 증폭하여 출력한다. 복소계수 SAW필터 114는, 음의 주파수를 억압하면서, LNA 111로부터 출력되는 증폭후의 실RF 신호를 실수축성분과 허수축성분으로 이루어지는 복소 RF신호로 변환하여 반복소 믹서 118로 출력한다. 반복소 믹서 118은, Local 181로부터 출력되는 RF신호의 주파수보다 중간주파수의 값, 낮은 주파수의 실로컬 신호가 입력되고, 해당 실로컬 신호와, 복소계수 SAW필터 114로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수축성분을 믹서 I182에 의해 승산한다. 또한, 반복소 믹서 118은, 해당 실로컬 신호와, 복소 RF신호의 허수축성분을 믹서 Q183에 의해 승산하고, 복소 RF신호를 중간주파수를 가지는 복소 IF신호로 변환하여 출력한다. 여기에서, 복소계수 SAW필터 114의 통과대역폭은 RF신호 주파수대역폭, 즉, 무선 시스템 대역폭이다.

베이스밴드 생성부 16에 있어서, 복소계수 SAW필터 140은 도 14에서 나타낸 SAW필터 140에 의해 구성되어, 반복소 믹서 118로부터 출력되는 복소 IF신호의 입력을 받아서, 해당 복소 IF신호의 음의 주파수 신호를 억압함으로써 이미지 주파수 신호를 제거한다. 여기에서, 복소계수 SAW필터 140의 통과대역폭은 채널 대역폭이다. 감산기 141은 복소계수 SAW필터 140의 실수부의 출력에서 허수부의 출력을 감산한다. 즉, 감산기 141은 양의 주파수를 선택해서 실수화한다. 한편, 가산기 142는 복소계수 SAW필터 140의 실수부의 출력과 허수부의 출력을 가산한다. 즉, 가산기 142는 음의 주파수를 선택해서 실수화한다. 스위치 143은 양의 주파수(USB:Upper Side Band) 혹은 음의 주파수(LSB:Lower Side Band)를 선택하고, USB과 LSB을 분리해 두므로, 선택되지 않는 측의 회로의 전원은 절단된다.

그리고, AGC앰프 123은, 감산기 141 혹은 가산기 142로부터 출력되는 대역제한된 IF신호를 AGC에 의해 인가되는 전압에 따라서, AD컨버터 125의 입력에 적절한 레벨로 게인을 제어한다. AD컨버터 125는, AGC앰프 123으로부터 출력되는 IF신호를 디지털IF신호로 변환하여 출력한다. 반복소 믹서 190은 AD컨버터 125로부터 출력되는 디지털화된 IF신호를 복소 베이스밴드 신호로 변환한다. 변환된 복소 베이스밴드 신호의 실수부와 허수부는, 각각 LPF 130과 LPF 131에 의해 대역제한된 후에 복조부로 출력된다.

(저IF방식의 다운컨버터의 제2실시예)

도17은, 저IF방식의 다운컨버터의 제2실시예를 나타낸 블록도이다. 도 17에 도시한 다운컨버터 6은, 도 16에 도시한 다운컨버터 5에서는 스위치 143에 의해 USB 혹은 LSB의 어느 일측을 선택하고 있었던 것에 대해서, USB과 LSB의 양쪽을 동시에 처리하는 점에서 구성이 다르다. 또한, 도 17의 다운컨버터 6에 있어서, 도 16의 다운컨버터 5와 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

다운컨버터 5와 다른 구성은, LSB측을 처리하기 위해서, 새로이, AGC앰프 123a, AD컨버터 125a, 믹서 I192a, 믹서 Q193a, LPF 130a, LPF 131a를 구비하고 있는 점이다. AGC앰프 123a의 입력단과 가산기 142의 출력단이 접속되고, AD컨버터 125a의 입력단은 AGC앰프 123a의 출력단과 접속된다. 믹서 I192a는, 일측의 입력단에서 AD컨버터 125a와 접속되고, 타측의 입력단에서 Local 191과 접속된다. 또한, 믹서 Q193a는, 일측의 입력단에서 AD컨버터 125a와 접속되고, 타측의 입력단에서 Local 191과 접속된다. LPF 130a와 LPF 131a는 각각 믹서 I192a와 믹서 Q193a의 출력단에 접속된다. 또한, 제2실시예에서는 USB과 LSB의 주파수의 절대값이 동일한 것으로 가정하고 있고, Local 191을 USB과 LSB에서 공유하는 구성으로 하고 있지만, USB과 LSB에서 주파수가 다른 경우에는, 각각 다른 국부발진기가 필요하게 된다.

USB측 및 LSB측의 처리는, 도 16의 다운컨버터 5에 있어서, 스위치 143을 USB측 혹은 LSB측으로 접속한 경우와 동일한 처리가 행해져, USB측의 복소 베이스밴드 신호는 복조부 1로 출력되고, LSB측의 복소 베이스밴드 신호는 복조부 2로 출력된다.

(저IF방식의 다운컨버터의 제3실시예)

도18은, 저IF방식의 다운컨버터의 제3실시예를 나타낸 블럭도이다. 도 18에 도시한 다운컨버터 7은, 도 16에 도시한 다운컨버터 5에서는 복소계수 SAW필터 140의 출력에 접속된 감산기 141 혹은 가산기 142에서 연산을 행하는 구성으로 되어 있었던 것에 대해, 복소계수 SAW필터내에서 실수부와 허수부의 연산 처리를 행하는 복소계수 SAW필터 145를 구비한 점에서 구성이 다르다. 또한, 도 18의 다운컨버터 7에 있어서, 도 16의 다운컨버터 5와 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

도 19는 도 18의 다운컨버터 7에서 새로이 구비된 복소계수 SAW필터 145의 구성을 도시한 도면이다. 복소계수 SAW필터 145는, 압전 기판 1146상에 IDT 1147∼1149를 가지고 있다. IDT 1147은 실수부의 입력 I에 접속되고, IDT 1148은 허수부의 입력 Q에 접속되어 있다. IDT 1149는 출력단에 접속되어 있고, IDT 1147과 IDT 1148의 전파로에 걸쳐지도록 구비되어 있다.

여기에서, 로컬 신호 주파수가 중간주파수보다도 낮은 경우, USB을 추출하는 경우에는, 허수부의 IDT 1148에 대한 가중을 행할 때에, 임펄스응답의 극성이 반전하도록 구비하여, IDT 1149에 있어서 동상(同相)수신하는 것으로 실수부에서 허수부의 감산을 행하는 것이 가능해 진다.

한편, 로컬 신호 주파수가 중간주파수보다도 높은 경우, LSB을 추출하는 경우에는, 실수부와 허수부의 임펄스응답에 따라서 IDT 1147과 IDT 1148의 가중을 행하고, IDT 1149에 있어서 동상수신하는 것으로 실수부와 허수부의 가산을 행하는 것이 가능해 진다.

또한, 다운컨버터 7에 관한 동작은, 도 16의 다운컨버터 5에 있어서, 스위치 143의 USB측과 동일하게 행해진다.

(저IF방식의 다운컨버터의 제4실시예)

도20은, 저IF방식의 다운컨버터의 제4실시예를 나타낸 블록도이다.

상술한, 도 1에 도시한 다운컨버터 1에서는, 양과 음의 주파수가 동시에 처리되어, AD컨버터 125 및 126에서 디지털 신호로 변환된 후에, 디지털부에서 양과 음의 주파수의 선택 혹은, 동시 처리의 선택이 가능하게 되어 있다. 그리고, 도 1의 다운컨버터 1에서는, AGC의 제어 전압에 의해 변동하는 AGC앰프 123 및 124에서의 이미지 주파수 신호 방해를, 언밸런스 보정부 127에 의해 AD컨버터 125의 출력 신호 S12CI의 진폭과 AD컨버터 126의 출력 신호 S12CQ의 진폭과의 차를 고정적으로 보정하고 있었다.

제4실시예에 관한 다운컨버터 8에서는, 고정적인 보정처리가 아니라, 적응적인 보정처리를 행하기 위해서, LMS(Least Menu Square)알고리즘에 근거하는 적응 필터로서 동작하는 이미지 방해 캔슬러 150을, AD컨버터 125 및 126과, 전복소 믹서 129와의 사이에 삽입하고 있는 점에서 구성이 다르다. 또한, 도 20의 다운컨버터 8에 있어서, 도 1의 다운컨버터 1과 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다. 또한, 다운컨버터 1에서의 복소계수 트랜스버설 필터 115는, 다운컨버터 8에서는, 복소계수 트랜스버설 필터 115를 SAW필터에 의해 실현한 복소계수 SAW필터 114가 이용되고 있는 점에서 구성이 다르다.

이하, 다운컨버터 8에서의 이미지 방해 캔슬러 150의 구성에 관하여 설명한다. 이미지 방해 캔슬러 150은, 승산기 152와, LMS 코어 151과, 감쇠기(attenuator) ATT 153 및 154와 감산기 155 및 156으로 구성된다. 이미지 방해 캔슬러 150의 실수부의 입력단 IcanI는 AD컨버터 125의 출력단에 접속되고, 허수부 의 입력단 IcanQ는 AD컨버터 126의 출력단에 접속된다. 또한, 이미지 방해 캔슬러 150의 실수부의 출력단 OcanI는 전복소 믹서 129의 실수부의 입력단에 접속되고, 허수부의 출력단 OcanQ는 전복소 믹서 129의 허수부의 입력단에 접속되어 있다. 이미지 방해 캔슬러 150의 실수부의 입력단 IcanI은, LMS코어 151의 실수부의 입력단과, 감산기 155의 양의 입력단에 접속되어 있다. 이미지 방해 캔슬러 150의 허수부의 입력단 IcanQ는 승산기 152의 일측의 입력단과, 감산기 156의 양의 입력단에 접속되어 있다. 승산기 152의 타측의 입력단에는 “-1”이 입력되고, 출력단은 LMS코어 151의 허수부의 입력단에 접속된다. LMS코어 151의 실수부의 출력단은 감쇠기 ATT 153에 접속되고, 허수부의 출력단은 감쇠기 ATT 154에 접속된다. 감쇠기 ATT 153의 출력단은 감산기 155의 음의 입력단에 접속되고, 감쇠기 ATT 154의 출력단은 감산기 156의 음의 입력단에 접속된다.

이어서, 각 블록의 기능에 관하여 설명한다. 승산기 152는 입력된 복소 IF신호의 허수부의 신호에 “-1”을 승산하는 것으로 부호를 반전시킨다. LMS코어 151은, AD컨버터 125로부터 입력되는 복소 IF신호의 실수부의 신호와, 승산기 152로부터 입력되는 부호가 반전된 복소 IF신호의 허수부의 신호로부터 복소 IF신호(S12CI 및 S12CQ)에 대한 복소공액신호를 생성한다. LMS코어 151은 적응 필터의 중심부분이며, 감산기 155 및 156으로부터의 출력 신호를 오차신호, 생성된 복소공액신호를 참조신호로 하여, LMS알고리즘에 근거하여 필터의 계수를 제어한다. 감쇠기 ATT 153 및 154는 LMS코어 151의 출력(이미지 주파수방해 캔슬 신호)의 레벨을 조정한다. 감산기 155 및 156은 감쇠기 ATT 153과 ATT 154에 의해 조정된 이미지 주파수 방해 캔슬 신호를 AD컨버터 125와 126의 각각으로부터 입력되는 복소 IF신호(S12CI 및 S12CQ)에 합성한다.

이어서, 이미지 방해 캔슬러 150의 동작에 관하여 설명한다. 이미지 방해 캔슬러 150에 의한 적응 필터는, 이미지 주파수 신호의 원래의 신호로부터 승산기 152에 의해 생성되는 복소공액신호를 참조신호로 하여, 입력되는 복소 IF신호에 포함되는 이미지 주파수 신호와, 참조 신호와의 오차를 최소로 하도록 동작한다. 오차가 완전히 없을 때 이미지 주파수 신호는 완전하게 억압되므로, 적응 필터의 적응 정밀도한계까지 이미지 주파수방해 배제 특성을 향상시킬 수 있다.

또한, 이미지 방해 캔슬러 150에 의한 적응 필터는, 적응 처리시에 보정(calibration) 신호를 입력하여 적응 필터의 계수를 구해도 된다. 또한, 아날로그부의 특성변화가 짧은 시간에서 생기는 경우는 없으므로, 이미지 주파수 신호가 시간축상에서 완만하게 변동할 경우, 적응 처리를 항상 동작시킬 필요는 없고, 소정 시간만 적응 처리를 행하고, 나머지 시간은 구한 계수에 의해 적응 필터를 등화기(equalizer)로서 동작시키고, 이를 반복함으로써 목적을 달성해도 된다.

LMS코어 151의 출력 레벨을 조정하는 실수부의 감쇠기 ATT 153 및 허수부의 감쇠기 ATT 154는, LMS코어 151의 필터 계수어길이를 최소한의 계수어길이에서 동작시키기 위해서 삽입한다. 또한, 적응 필터에 참조 신호로서 입력되는 복소공액신호보다, 이미지 주파수 신호의 신호레벨이 매우 작아지므로, 감쇠기 ATT 153 및 154를 이용할 수 없는 경우는, LMS코어 151에 있어서 계수값의 크기를 가변으로 함으로써, 출력인 이미지 주파수방해 캔슬 신호를 이미지 주파수 신호와 동일 레벨로 변화시킬 수 있다. 여기에서, LMS코어 151의 계수값을 작게 하는 것은, 필터 계수어길이를 짧게 하는 것과 동일하게 된다.

상술한 제1실시예 및 제2실시예 및 제3실시예는, 저소비 전력이 요구되는 용도에 적합하다. 중간주파수는 적어도 40MHz로 높아지지만, SAW필터에 의해 대역제한 되어 있으므로, AD컨버터에 요구되는 다이나믹 레인지 및 비트수는 작아지므로 소비 전력이 떨어지게 된다. 또한, IF단의 복소계수 필터를 폴리페이즈 필터로 한 경우에는, SAW를 이용하는 경우보다도 필터 특성이 저하하여 다이나믹 레인지가 커졌다고 해도, 중간주파수를 떨어뜨릴 수 있으므로, AD컨버터의 샘플링 주파수의 저하와 입력 대역폭의 저하에 의한 효과에 의해 상쇄되거나 혹은 보다 저소비 전력화를 도모하는 것이 가능해 진다. 또한, 제4실시예는, 협대역 무선방식등의 매우 높은 이미지 억압비가 요구되는 용도에 적합하다.

또한, 상기의 저IF방식의 다운컨버터의 복소계수 SAW필터는, 음의 주파수대역을 억제한다고 설명했지만, 양의 주파수대역을 억제하고, 추출한 양의 주파수성분의 신호에 근거하여 처리를 행하는 구성으로 해도 된다.

(저IF방식의 업컨버터의 제1실시예)

이하, 본 발명의 저IF방식의 업컨버터의 실시예를 도면을 참조해서 설명한다.

도28은, 저IF방식의 업컨버터의 제1실시예를 도시한 블록도이다. 도 28에 도시한 업컨버터 31에 있어서, 상술한 도 23의 업컨버터 30과 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다. 도 28의 업컨버터 31은, 도 23의 업컨버터 30의 복소계수 트랜스버설 필터 340이 복소계수 SAW필터 350으로 치환되어 있는 점에서 다른 구성을 가지고 있다.

도 28에서의 업컨버터 31의 동작을 이하에 설명한다. 변조부의 실수부 및 허수부에서 출력되는 디지털 신호는, DA컨버터 301 및 302에 의해 각각 아날로그 베이스밴드 신호로 변환된다. LPF303 및 304는 DA컨버터 301 및 302로부터 출력되는 아날로그 베이스밴드 신호의 고주파성분을 제거한다. 전복소 믹서 310은, Local 305으로부터 입력되는 복소 로컬 신호에 근거하여, LPF 303 및 304로부터 출력되는 복소신호를 복소 IF신호로 변환한다. BPF320 및 321은 전복소 믹서 310으로부터 출력되는 복소 IF신호에 대하여 대역제한을 행하여 불필요한 신호를 억압한다. 반복소 믹서 330은, Local 325로부터 입력되는 실로컬 신호에 근거하여, BPF320 및 321로부터 출력되는 복소 IF신호를 복소 RF신호로 변환한다. 복소계수 SAW필터 350은, 반복소 믹서 330으로부터 출력되는 복소 RF신호의 음의 주파수를 억압하고, 억압후에 실수부를 추출하여 RF신호를 출력한다. 여기에서, 복소계수 SAW필터 350의 통과대역폭은 무선 시스템 대역폭이다.

복소계수 SAW필터 350에 이용되는 SAW필터는 도 29 또는 도 30에 도시한 구성의 것을 이용한다. SAW필터의 원리는, 상기의 「과제를 해결하기 위한 수단」에서 설명한 것과 동일하므로, 여기에서는 설명을 생략하고, 이하에서는 업컨버터 31에서 이용되는 SAW필터의 구성 및 동작에 관해서만 설명한다.

도 29에 도시한 SAW필터 1350은, 압전 기판 1351상에 2개의 전파로를 가지도록 4개의 IDT 1352∼1355가 구비되어 있다. 실수축의 성분이 입력되는 입력단 I에 접속된 IDT 1352는, 실수부의 임펄스응답, 즉 우대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 허수축의 성분이 입력되는 입력단 Q에 접속된 IDT 1354는, 허수부의 임펄스응답, 즉 기대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 기대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. IDT 1353은, 출력 단자에 접속되고, 실수부의 중첩적분을 행하는 IDT 1352의 전파로상에 구비되어 있다. 또한, IDT 1355도 출력 단자에 접속되어, 허수부의 중첩적분을 행하는 IDT 1354의 전파로상에 구비되어 있다. 상기 구성에 의해, 입력측의 IDT 1352 및 1354로부터 여진되는 탄성표면파는 서로 90°의 위상차를 가지고 전파되어, 출력측의 IDT 1353 및 1355에서 수신된다. IDT 1353 및 1355는 서로 역상이 되도록 접속되어 있으므로, 이 구성에 의해 실수성분에서 허수성분이 감산되게 되어 출력단으로부터 실RF 신호가 출력되게 된다.

또한, 임펄스응답에 대응하는 가중이 된 IDT 1352 및 IDT 1354를 출력단에 접속하고, 입력단에 IDT 1352 및 1354를 구비하도록 해도 동일하게 실RF 신호를 출력하는 것이 가능하다.

이어서, SAW필터 1350의 동작에 관하여 설명한다. 우선, 입력단에 복소 RF신호가 입력되면, IDT 1352와 IDT 1354에 있어서, 각각 실수부와 허수부에서의 임펄스응답과 복소 RF신호와의 중첩적분이 행해지면서, 탄성표면파가 여진되어, SAW신호가 전파된다. IDT 1352와 IDT 1354로부터 전파되는 SAW신호는, 각각의 탄성표면파의 전파 방향에 구비된 IDT 1353과 IDT 1355에 의해 수신되어, 각각 대응하는 임펄스응답과의 중첩적분이 행해지면서 다시 전기신호로 변환된다. 이 때, IDT 1353 은 RF신호의 실수성분을 출력하고, IDT 1355는 극성이 역으로 된 RF신호의 허수성분을 출력한다. 그리고, 출력단으로부터는 실수성분에서 허수성분이 감산된 실RF 신호가 출력되게 된다. 이 구성에 의해 도 26및 도 27에 나타낸 임펄스응답과 복소 RF신호에 중첩적분을 행하는 것으로, 복소 RF신호의 음의 주파수대역을 억제하면서, 실RF 신호를 출력하는 것이 가능해 진다.

도 30에 도시한 SAW필터 1356은, 도 29에서는 출력단측에 2개의 IDT 1353과 1355가 구비되어 있었던 것에 대해서, 출력측에 접속된 하나의 IDT 1358에 의해, 탄성표면파를 수신하는 구성으로 되어 있다. 이 때, 도 28의 입력측의 허수부에 대응하는 IDT 1354와 극성을 역으로 한 IDT 1357를 구비하는 것으로, 감산 처리를 실현하는 것이 가능하다. 또한, 극성을 역으로 하는 것은 허수부에 한정되지 않고, 실수부의 극성을 역으로 하도록 해도 된다. 이 구성에 의해, 출력단측의 IDT가 하나로 된다.

저IF방식의 업컨버터의 제1실시예의 구성으로 하는 것으로, 이미지 억압비가 복소계수 SAW필터 350의 음의 주파수의 감쇠량에서 결정되는 것으로부터, 반복소 믹서 330까지의 회로를 공통화하고, 목적에 따라서 복소계수 SAW필터 350을 변경하는 것으로, 제조 편차에 의한 편차를 적게 할 수 있어, 양호한 이미지 억압비를 얻을 수 있다.

(저IF방식의 업컨버터의 제2실시예)

도31은, 저IF방식의 업컨버터의 제2실시예를 도시한 블록도이다. 도 31에 도시한 업컨버터 32는, 도 28에 도시한 업컨버터 31에서 LPF303 및 304와 전복소 믹 서 310 및 Local 305를 제거한 구성으로 되어 있어, DA컨버터 301 및 302로부터 직접 복소 IF신호를 출력하는 구성으로 되어 있다.

저IF방식의 업컨버터의 제2실시예의 구성으로 하는 것으로, 아날로그 베이스밴드 신호를 복소 IF신호로 변환하는 구성을 생략할 수 있고, 로컬 신호가 반복소 믹서 330에서 이용되는 Local 325만으로 되어, 소형이면서 저소비 전력인 업컨버터를 실현할 수 있다.

또한, 상기의 저IF방식의 업컨버터에 이용되는 복소계수 SAW필터에 있어서, 음의 주파수대역을 억제하는 구성에 관해서 설명했지만, 양의 주파수대역을 억제하고, 추출한 양의 주파수성분의 신호에 근거하여 처리를 행하는 구성으로 해도 된다.

(제로IF방식 및 준제로IF방식의 다운컨버터의 실시예)

이어서, 본 발명의 제로IF방식 및 준제로 IF방식의 다운컨버터의 실시예를 도면을 참조하여 설명한다. 도 41은, 본 실시예에서의 다운컨버터 42를 도시한 도면이다. 다운컨버터 42는, 상술한 제로IF방식의 다운컨버터 40 및 준제로IF방식의 다운컨버터 41과 동일하게 IF생성부 55와 베이스밴드 생성부 56을 구비하고 있다. IF생성부 55는, 국부발진기인 Local 503의 발진 주파수를 전환하는 것으로, 제로IF방식의 IF생성부 51 또는 준제로IF방식의 IF생성부 53에서의 처리를 행하는 것이 가능하게 되어 있다. 또한, 베이스밴드 생성부 56도 마찬가지로, 전환 스위치 545 및 546을 전환하는 것으로 제로IF방식의 베이스밴드 생성부 52 또는 준제로IF방식의 베이스밴드 생성부 54의 기능을 겸비하는 구성으로 되어 있다. 또한, 다운컨버 터 42에 있어서, 다운컨버터 40 및 다운컨버터 41과 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고, 이하, 다운컨버터 42에 관하여 설명한다.

다운컨버터 42의 IF생성부 55에 있어서, 반복소 믹서 517에 접속되는 국부발진기로서, 제로IF방식과 준제로IF방식에 대응하는 주파수의 신호를 출력할 수 있는 Local 503이 접속되어 있다. 또한, IF생성부 55의 복소계수 필터로서 복소계수 SAW필터 515를 적용하고, LNA511과 반복소 믹서 517에 접속되어 있다.

베이스밴드 생성부 56에 있어서, 베이스밴드 생성부 52와 베이스밴드 생성부 54를, LPF 521, 522와 AGC앰프 523, 524와, AD컨버터 525와 526을 공통화해서 조합한 구성으로 하고 있다. 또한, 베이스밴드 생성부 56에 있어서, 제로IF방식의 경우에는 전복소 믹서 530을 접속하지 않고, 준제로IF방식의 경우에는 전복소 믹서 530이 접속되도록 전환 스위치 545가 LPF 527의 입력단에 접속되고, 일측의 전환처 단자 TSI2가 전복소 믹서 530의 실수축의 출력단에 접속되고, 타측의 전환처 단자 TSI1이 ADC525의 출력단에 접속되도록 되어 있다. 또한, 전환 스위치 546이 LPF 528의 입력단에 접속되고, 일측의 전환처 단자 TSQ2이 전복소 믹서 530의 허수축의 출력단에 접속되고, 타측의 전환처 단자 TSQ1이 ADC 526의 출력 단자에 접속되도록 되어 있다.

또한, 다운컨버터 42에서는, 새로이 스위치 제어부 550이 구비되어 있다. 스위치 제어부 550은 제로IF방식과 준제로IF방식을 전환하는 제어를 행한다. 스위치 제어부 550은, IF생성부 55의 Local 503과 베이스밴드 생성부의 전환 스위치 545 및 546의 전환원 단자에 접속되고, Local 503으로부터 출력되는 주파수가 제로IF방 식에 대응하는 것으로 한 경우에는, 전환 스위치 545 및 546의 각각이 전환처 단자 TSI1 및 TSQ1에 접속되도록 제어한다.

또한, Local 503으로부터 출력되는 주파수가 준제로IF방식에 대응하는 것으로 한 경우에는, 전환 스위치 545 및 546의 각각이 전환 단자 TSI2 및 TSQ2에 접속되도록 제어한다.

도 42는, 도 41의 다운컨버터 42의 IF생성부 55의 복소계수 SAW필터 515에 적용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면이다. 해당 SAW필터의 원리는, 상기의 「과제를 해결하기 위한 수단」에서 설명한 SAW필터와 동일하므로 여기에서는 설명을 생략하고, 이하에 다운컨버터 42에서 이용되는 SAW필터의 구성 및 동작에 관하여 설명한다.

SAW필터 1510은, 압전 기판 1511과, 압전 기판 1511상에 구비된 교차폭이 장소마다 다른 빗살형 전극 1512∼1515로 구성되어 있다. IDT 1512 및 1514는, 입력단에 접속되어 있고, 임펄스 전기신호가 인가되면, 압전성에 의해 기계적 변형이 생기고, 탄성표면파가 여진되어, 압전 기판 1511의 좌우방향으로 전파하게 된다. IDT 1513은, 실수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속되어, IDT 1512로부터의 탄성표면파를 수신할 수 있는 위치에 구비된다. 또한, IDT 1515는 허수축의 성분을 출력하는 출력단 Q에 접속되어, IDT 1514로부터의 탄성표면파를 수신할 수 있는 위치에 구비되어 있다. 실수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속된 IDT 1513은, 실수부의 임펄스응답, 즉 우대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 허수축의 성분을 출력하 는 출력단 I에 접속된 IDT 1515는, 허수부의 임펄스응답, 즉 기대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 기대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 이 구성에 의해, 실RF 신호를 실수부와 허수부에서 90°의 위상차를 가지는 복소 RF신호로 변환하는 것이 가능해 진다.

이어서, SAW필터 1510의 동작에 관하여 설명한다. 우선, 입력단에 실RF 신호가 입력되면, IDT 1512와 IDT 1514에서 탄성표면파가 여진되어, SAW신호가 전파된다. IDT 1512와 IDT 1514로부터 전파되는 SAW신호는, 각각의 탄성표면파의 전파 방향에 구비된 IDT 1513과 IDT 1515에 의해 수신되어, 각각에 대응한 임펄스응답에 근거하는 중첩적분이 행해지면서 다시 전기신호로 변환된다. 이 때, IDT 1513에서는 RF신호의 실수성분이 출력단 I로부터 출력되고, IDT 1515에서는 RF신호의 허수성분이 출력단 Q로부터 출력된다. 이 구성에 의해 도 39 및 도 40에 도시한 임펄스응답과 실RF 신호에 중첩적분을 행하는 것으로, 실RF 신호의 음의 주파수대역을 억제하면서, 서로 90°의 위상차를 가지는 복소 RF신호를 출력하는 것이 가능해 진다.

또한, SAW필터는, 도 43에 도시한 바와 같은 구성에 의해서도 실현하는 것이 가능하다. 도 43의 SAW필터 1516은, 도 42에서는 입력단측에 2개의 IDT 1512와 1514가 구비되어 있었던 것에 대해서, 출력측에 접속된 IDT 1513 및 1515의 양측의 전파로에 걸쳐지도록, 입력측에 IDT 1517이 구비되어 있는 점에서 구성이 다르다. 이 구성에 의해, 입력단측의 IDT를 하나로 할 수 있다.

이하, 도 41에 도시한 다운컨버터 42의 동작에 관하여 설명한다. 우선 제로 IF방식으로서 동작하는 경우에 관하여 설명한다. 제로IF방식의 경우, 스위치 제어부 550은, 최초로 Local 503으로부터 출력되는 신호의 주파수를 입력되는 RF신호의 주파수와 같은 값으로 설정한다. 그리고, 전환 스위치 545 및 546이 각각 TSI1 및 TSQ1에 접속되도록 제어한다. 이 때, 전복소 믹서 530은 정지된다.

IF생성부 55의 LNA 511은, 안테나에 의해 수신되는 실신호의 RF신호가 입력되고, 입력된 RF신호를 증폭해서 출력한다. 복소계수 SAW필터 515는, LNA511로부터 출력되는 증폭후의 실RF 신호를, 음의 주파수대역을 억제하면서, 서로 90°위상이 다른 실수축성분과 허수축성분으로 이루어지는 복소 RF신호로 변환하여 반복소 믹서 517로 출력한다. 여기에서, 복소계수 SAW필터 515의 통과대역폭은 무선 시스템 대역폭이다.

반복소 믹서 517은, Local 503으로부터 입력되는 RF신호의 주파수와 같은 주파수의 실로컬 신호가 입력되고, 해당 실로컬 신호와 복소계수 SAW필터 515로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수축성분을 믹서 I518에 의해 승산한다. 또한, 반복소 믹서 517은 해당 실로컬 신호와 복소 RF신호의 허수축성분을 믹서 Q519에 의해 승산하여, 복소 RF신호를 주파수 제로를 중심주파수로 하는 복소 베이스밴드 신호로 변환하여 출력한다.

이어서 베이스밴드 생성부 56에 있어서, LPF 521 및 LPF 522는, 복소 베이스밴드 신호에 대하여 주파수 제로를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하고, 복소 베이스밴드 신호를 AGC앰프 523, 524로 출력한다. AGC앰프 523, 524는, 복소 베이스밴드 신호의 진폭을 AD컨버터 525 및 526에 입력하기에 적 절한 레벨로 조정하여, AD컨버터 525 및 526으로 출력한다. AD컨버터 525 및 526은 입력된 신호를 디지털 신호로 변환하고, 전환 스위치 545 및 546을 통해서 LPF 527과 LPF 528로 각각 출력한다. LPF 527 및 528은 복소 베이스밴드 신호의 고주파성분을 제거하여 복소 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q를 각각 출력단 TOI와 TOQ로 출력한다.

이어서, 다운컨버터 42가 준제로IF방식으로서 동작하는 경우에 관하여 설명한다. 준제로 IF방식의 경우, 스위치 제어부 550은, 최초로 Local 503으로부터 출력되는 신호의 주파수를 입력되는 RF신호의 주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 값으로 설정한다. 그리고, 전환 스위치 545 및 546이 각각 TSI2 및 TSQ2에 접속되도록 제어한다.

안테나로부터 입력단 TRF에 입력된 실신호의 RF신호가 LNA511에 의해 증폭되어, 실RF 신호가 출력된다. 해당 신호가 입력되는 복소계수 SAW필터 515는, LNA 511로부터 출력되는 실RF 신호의 음의 주파수성분을 억압하고, 서로 90°위상이 다른 실수축성분과 허수축성분으로 이루어지는 복소 RF신호로 변환하여 반복소 믹서 517로 출력한다. 반복소 믹서 517은, Local 503으로부터 출력되는 RF신호의 주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수의 실로컬 신호가 입력되고, 해당 실로컬 신호와, 복소계수 SAW필터 515로부터 출력되는 복소 RF신호의 실수축성분을 믹서 I518에 의해 승산한다. 또한, 반복소 믹서 517은 해당 실로컬 신호와 복소 RF신호의 허수축성분을 믹서 Q519에 의해 승산하고, 복소 RF신호를 주파수 제로를 중심주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 복소 IF신호로 변환해서 출력한다.

이어서, 베이스밴드 생성부 56에 있어서, LPF 521 및 LPF 522는, 복소 IF신호에 대하여 주파수 제로를 중심으로 한 소정 범위의 주파수대역으로 대역제한을 행하고, 복소 IF신호를 AGC앰프 523, 524로 출력한다. AGC앰프 523, 524는, 복소 베이스밴드 신호의 진폭을 AD컨버터 525 및 526에 입력하기에 적절한 레벨로 조정하여, AD컨버터 525 및 526으로 출력한다. AD컨버터 525 및 526은 입력된 신호를 디지털 신호로 변환하여, 전복소 믹서 530으로 출력한다.

전복소 믹서 530은, 복소신호 S43C의 실수축성분 S43CI 및 허수축성분 S43CQ를, Local 540으로부터 출력되는 복소 로컬 신호의 실수축 로컬 신호 cos 및 허수축 로컬 신호 sin에 의해, 중심주파수가 주파수 제로가 되는 복소 베이스밴드 신호로 주파수 변환을 행하고, 변환후의 복소 베이스밴드 신호를 전환스위치 545 및 546을 통해서 LPF 527과 LPF 528로 각각 출력한다. LPF 527 및 528은 복소 베이스밴드 신호의 고주파성분을 제거하여 복소 베이스밴드 신호의 실수축성분 I 및 허수축성분 Q를 각각 출력단 TOI와 TOQ로 출력한다.

상기의 다운컨버터 42의 구성에 의해, 적은 스페이스에서 제로IF방식과 준제로IF방식을 겸비하는 것이 가능한 다운컨버터를 실현할 수 있고, 예를 들어, 이들 양방식을 구비하는 휴대 단말등으로의 적용을 도모하는 것이 가능해 진다.

또한, 다운컨버터 42에 있어서, LPF 521 및 522와 AD컨버터 525 및 526의 사이에 발생하는 IQ신호간의 오차에 의해서도 EVM의 저하가 생기지만, 이 오차는 복소계수 SAW필터 515와 전복소 믹서 530의 동작에는 관계없고, 해당 오차는 기존의 디지털 신호 처리에 의한 IQ신호간의 오차보상의 수단을 적용하는 것으로 EVM의 저 하를 억제할 수 있다.

(제로IF방식 및 준제로IF방식의 업컨버터의 실시예)

이어서, 본 발명의 제로IF방식 및 준제로IF방식의 업컨버터의 실시예를 도면을 참조해서 설명한다. 도 53은, 본 실시예에서의 업컨버터 62를 도시한 도면이다. 다운컨버터 62는, 상기한 제로IF방식의 업컨버터 60 및 준제로IF방식의 업컨버터 61의 양측의 기능을 겸비하고 있고, 제로IF방식에 대응하는 주파수를 가지는 실로컬 신호와, 준제로IF방식에 대응하는 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력할 수 있는 Local 743을 구비하고, 전환 스위치 741 및 742에 의해 제로IF방식과 준제로IF방식을 전환하는 것이 가능하게 되어 있다. 또한, 반복소 믹서 706에 접속되는 복소계수 필터 710의 실시예로서 복소계수 SAW필터 715를 구비하고 있다. 또한, 도 53에 도시한 업컨버터 62에 있어서, 도 50의 업컨버터 60 및 도 52의 업컨버터 61과 동일한 기능을 가지는 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

업컨버터 62는, 업컨버터 60과 업컨버터 61의 양측의 기능을 구비하기 위해서 이하의 구성을 구비하고 있다. 즉, 입력단 TI에 접속되는 LPF 720과 입력단 TQ에 접속되는 LPF721은, 각각의 출력단에서 분기되어, 일측은 전복소 믹서 730에 접속되고, 타측은 전환스위치 741, 742의 전환처 단자 TSI1 및 TSQ1에 접속되어 있다. 전복소 믹서 730의 출력단은 각각 전환 스위치 741, 742의 전환처 단자 TSI2와 TSQ2에 접속되어 있다.

또한, 업컨버터 62에서는, 스위치 제어부 750이 구비되어 있다. 스위치 제어부 750은, 제로IF방식과 준제로IF방식을 전환하는 제어를 행한다. 스위치 제어부 750은, 반복소 믹서 706에 접속되어 있는 Local 743과 전환스위치 741및 742의 전환원 단자에 접속되고, Local 743으로부터 출력되는 주파수가 제로IF방식에 대응하는 것으로 한 경우에는, 전환 스위치 741 및 742의 각각이 전환처 단자 TSI1 및 TSQ1에 접속되도록 제어한다.

또한, Local 743으로부터 출력되는 주파수가 준제로IF방식에 대응하는 것으로 한 경우에는, 전환 스위치 741 및 742의 각각이 전환 단자 TSI2 및 TSQ1에 접속되도록 제어한다.

도 54는, 도 53의 업컨버터 62가 구비하는 복소계수 필터 715에 적용되는 SAW필터의 구조를 나타낸 도면이다. 해당 SAW필터의 원리는, 상기의 「과제를 해결하기 위한 수단」에서 설명한 SAW필터와 동일하므로 여기에서는 설명을 생략하고, 이하에 업컨버터 62에 있어서 사용되는 SAW필터의 구성 및 동작에 관하여 설명한다.

도 54에 도시한 SAW필터 1710은, 압전 기판 1711상에 2개의 전파로를 가지도록 4개의 IDT 1712∼1715가 구비되어 있다. 실수축의 성분을 출력하는 출력단 I에 접속된 IDT 1713은, 실수부의 임펄스응답, 즉 우대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해서, 포락선의 중심에 대하여 우대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. 허수축의 성분을 출력하는 출력단 Q에 접속된 IDT 1715는, 허수부의 임펄스응답, 즉 기대칭 임펄스응답에 대응한 가중을 행하기 위해, 포락선의 중심에 대하여 기대칭이 되도록 각 전극지가 구비된다. IDT 1713은 출력 단자에 접속되어, IDT 1712의 전파로상에 구비되어 있다. 또한, IDT 1715도 출력 단자에 접속되어, IDT 1714의 전파로상에 구비되어 있다. 이 구성에 의해, 입력측의 IDT 1712 및 1714로부터 여진되는 탄성표면파는, 각각 IDT 1713 및 IDT 1715에 의해 수신되어, IDT 1715 및 IDT 1713으로부터 서로 90°의 위상차를 가지고 출력된다. IDT 1713 및 1715는 서로 역상이 되도록 접속되어 있으므로, 이 구성에 의해 실수성분에서 허수성분이 감산되는 것으로 되어 출력단으로부터 실RF 신호가 출력되게 된다.

또한, 임펄스응답에 대응하는 가중이 된 IDT 1713 및 IDT 1715를 입력단에 접속하고, 출력단에 IDT 1712 및 1714를 구비하도록 해도 동일하게 실RF 신호를 출력하는 것이 가능하다.

이어서, SAW필터 1710의 동작에 관하여 설명한다. 우선, 입력단에 복소 RF신호가 입력되면, IDT 1712와 IDT 1714에 있어서, 탄성표면파가 여진되어, SAW신호가 전파된다. IDT 1712와 IDT 1714로부터 전파되는 SAW신호는, 각각의 탄성표면파의 전파 방향에 구비된 IDT 1713과 IDT 1715에 의해 수신되어, 각각에 대응한 임펄스응답에 근거하는 중첩적분이 행해지면서 다시 전기신호로 변환된다. 이 때, IDT 1713에서는 복소 RF신호의 실수성분을 출력하고, IDT 1715에서는 극성이 역으로 된 복소 RF신호의 허수성분을 출력한다. 그리고, 출력단으로부터는 복소 RF신호의 실수성분에서 허수성분이 감산된 실RF 신호가 출력된다. 이 구성에 의해 도 39 및 도 40에 도시한 임펄스응답과 복소 RF신호에 중첩적분을 행하는 것으로, 복소 RF신호의 음의 주파수대역을 억제하면서, 실RF 신호를 출력하는 것이 가능해 진다.

도 55에 도시한 SAW필터 1716은, 도 54에서는 출력단측에 임펄스응답의 가중이 된 2개의 IDT 1713과 1715가 구비되어 있었던 것에 대해서, 입력측에 임펄스응 답의 가중이 된 IDT 1717과 IDT 1718이 접속되고, 출력측에는 출력단에 접속되어, IDT 1717과 1718의 전파로에 걸쳐지도록 구비된 하나의 IDT 1719를 구비한 구성으로 되어 있다. 이 때, 도 55의 입력측의 허수부에 대응하는 IDT 1718의 출력의 극성을 역으로 해 두는 것으로, IDT 1719에 있어서 감산 처리를 실현하는 것이 가능하다. 또한, 극성을 역으로 하는 것은 허수부의 IDT 1718에 한정되지 않고, 실수부의 IDT 1717의 극성을 역으로 하도록 해도 된다. 이 구성에 의해, 출력단측의 IDT가 1개로 충분하다.

이하, 도 53에 도시한 업컨버터 62의 동작에 관하여 설명한다. 우선 제로IF방식으로서 동작하는 경우에 관하여 설명한다. 제로IF방식의 경우, 스위치 제어부 750은, 최초로 Local 743으로부터 출력되는 신호가 주파수출력하는 RF신호의 주파수와 같은 값으로 설정한다. 그리고, 전환 스위치 741 및 742가 각각 TSI1 및 TSQ1에 접속되도록 제어한다. 이 때, 전복소 믹서 730은 정지된다.

디지털 신호의 입력단 TI 및 TQ로부터 입력된 디지털 신호의 실수 및 허수 성분은, LPF720 및 721에 의해 고주파성분이 제거된 후에, DA컨버터 701, 702에 의해 아날로그 신호로 변환되어, 복소신호가 생성된다. 복소신호는 LPF703, 704에 의해 고주파성분이 제거된다.

반복소 믹서 706은, Local 743으로부터 입력되는 cos 혹은 sin의 RF신호 주파수와 동일 주파수를 가지는 실로컬 신호에 근거하여 복소신호를 주파수 변환하고, RF신호의 주파수를 가지는 복소 RF신호를 복소계수 SAW필터 715로 출력한다.

복소계수 SAW필터 715는, 입력되는 복소 RF신호의 음의 주파수를 억압하면 서, 복소 RF신호의 실수축성분과 허수축성분을 생성하고, 실수축성분에서 허수축성분을 감산하여, 실RF 신호를 추출한다. 여기에서, 복소계수 SAW필터 715의 통과대역폭은 무선 시스템 대역폭이다.

이어서, 업컨버터 62가 준제로IF방식으로서 동작하는 경우에 관하여 설명한다. 준제로IF방식의 경우, 스위치 제어부 750은, 최초로 Local 743으로부터 출력되는 신호의 주파수를 입력되는 RF신호의 주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 값으로 설정한다. 그리고, 전환 스위치 741 및 742가 각각 TSI2 및 TSQ2에 접속되도록 제어한다.

디지털 신호의 입력단 TI 및 TQ로부터 입력된 디지털 신호의 실수성분은, LPF720 및 721에 의해 고주파성분이 제거되어, 전복소 믹서 730으로 출력된다.

전복소 믹서 730은, 입력되는 복소신호를 Local 725로부터 출력되는 복소 로컬 신호의 실수축 로컬 신호 cos 및 허수축 로컬 신호 sin에 의해 오프셋 주파수를 중심주파수로 하는 주파수 변환을 행하고, 복소 IF신호를 DA컨버터 701 및 702로 출력한다.

전복소 믹서 730로부터 출력된 복소 IF신호는, 각각 DA컨버터 701, 702에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 아날로그 신호화된 복소 IF신호가 생성되어, LPF703, 704로 출력된다. 그리고, 복소 IF신호는 LPF 703, 704에 의해 고주파성분이 제거되어, 반복소 믹서 706으로 출력된다.

반복소 믹서 706은, Local 742로부터 입력되는 cos 혹은 sin의 실수신호에 있어서, RF신호 주파수로부터 오프셋 주파수 떨어진 주파수를 가지는 실로컬 신호 에 근거하여 복소 IF신호에 대하여 주파수 변환을 행하고, RF신호의 주파수를 가지는 복소 RF신호를, 복소계수 SAW필터 715로 출력한다.

복소계수 SAW필터 715는, 입력되는 복소 RF신호의 음의 주파수를 억압하면서, 복소 RF신호의 실수축성분에서 허수축성분을 감산하여, 실RF 신호를 추출한다.

상기의 업컨버터 62의 구성에 의해, 적은 스페이스에서 제로IF방식과 준제로IF방식을 겸비하는 것이 가능한 업컨버터를 실현할 수 있고, 예를 들면 이들 양방식을 구비하는 휴대 단말등으로의 적용을 도모할 수 있다.

또한, 업컨버터 62에 있어서, DA컨버터 701 및 702와 LPF703 및 704와의 사이에 있어서 IQ신호간의 오차가 발생한다. 해당 오차는 반복소 믹서 706이나 전복소 믹서 730의 동작에는 관계없지만, RF신호로서 그대로 출력될 우려가 있을 경우에는, 기존의 디지털 신호 처리에 의한 IQ신호간의 오차보상의 수단을 적용하는 것으로 개선할 수 있다.

(다운컨버터에서의 광대역화, 멀티 밴드화 수단)

저IF방식, 제로IF방식 및 준제로IF방식의 어느 방식의 다운컨버터에 있어서도, 입력되는 실RF 신호의 주파수대역이, LNA에 접속되는 초단의(first level) 복소계수 필터의 주파수대역을 초과할 경우가 있다. 그러한 경우에는, 다운컨버터를 광대역화, 혹은 멀티 밴드화할 필요가 있다.

다운컨버터를 광대역화, 혹은 멀티 밴드화하는 수단으로서, 다른 주파수특성을 가지는 복소계수 필터를 복수 구비해 두고, 해당 복수의 복소계수 필터를 스위치를 이용해서 전환하는 수단이 있다. 전환하는 부분으로서는, 수신 프론트 엔드를 모두 전환하는 수단, LNA와 복소계수 필터만을 전환하는 수단, LNA와 복소계수 필터와 반복소 믹서를 전환하는 수단을 생각할 수 있다. 이 3개의 전환 수단을, 상술한 제로IF방식의 다운컨버터 40을 근거로 각각 적용하고, 이하에 본 발명에서의 광대역화, 멀티 밴드화한 다운컨버터에 관하여 설명한다. 또한, 부호에 관해서는, 다운컨버터 40과 동일한 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고, 또한, 고주파수의 대역을 처리하는 구성에 관해서는 저대역을 처리하는 구성에 대응하도록 구비되므로, 저주파수 대역의 구성 부호에 「a」를 부가한 부호를 고대역을 처리하는 구성의 부호로서 부여한다. 예를 들어, 복소계수 필터 및 반복소 믹서에 있어서, 저주파수의 대역을 처리하는 것을, 복소계수 필터 513, 반복소 믹서 517로 한 경우, 고주파수의 대역을 처리하는 것에, 복소계수 필터 513a, 반복소 믹서 517a와 같이 부호를 부여한다.

도 62는, 다운컨버터 40에 수신 프론트 엔드를 모두 전환하는 수단을 적용한 경우의 구성인 다운컨버터 46을 나타낸 도면이다. 도 62에 도시한 다운컨버터 46은, LNA 511, 511a와 안테나에 접속되는 입력단 TRF의 사이에 신호를 분배하는 스위치 560이 구비되어 있다. 또한, AGC앰프 523, 524, 523a, 524a와 출력단 TI 및 TQ의 사이에 AGC앰프 523, 524, 523a, 524a로부터의 출력을 합성하는 스위치 561이 구비되어 있다. 수신 프론트 엔드를 모두 전환하는 구성으로 하면, 복소계수 필터로부터 AGC앰프까지의 구성이 2배 필요하게 되어, 비용이 증대하고, 또한 사이즈도 커져 버린다.

도 63은, 다운컨버터 40에 LNA와 복소계수 필터만을 전환하는 수단을 적용한 경우의 구성인 다운컨버터 47을 나타낸 도면이다. 도 63에 도시한 다운컨버터 47은, LNA511, 511a와 안테나에 접속되는 입력단 TRF의 사이에 신호를 분배하는 스위치 560이 구비되어 있다. 또한, 복소계수 필터 513, 513a와 반복소 믹서 517의 사이에 복소계수 필터 513, 513a의 출력을 합성하는 스위치 561이 구비되어 있다. LNA과 복소계수 필터만을 전환하는 구성으로 하면, 입력단 TRF와 LNA511, 511a의 사이에 스위치 560이 필요하게 되고, 또한, 복소계수 필터 513, 513a와 반복소 믹서 517의 사이에도 스위치 561이 필요하게 되어, 이에 의해 로스가 증대하여, 감도의 저하를 초래하게 된다. 또한, 복소계수 필터 513, 513a와 반복소 믹서 517의 사이의 스위치 561의 온 저항의 편차나 배선의 영향에 의해 진폭과 위상의 오차가 발생하고, 반복소 믹서 517에 입력되는 신호에 있어서 음의 주파수의 억압 특성이 저하해 버린다.

그래서, 본 발명에서는, 다운컨버터 46이나 47에서 발생하는 문제를 해소하면서, 광대역화, 멀티 밴드화를 도모할 수 있는 다운컨버터의 실시예로서 도 60에 도시한 다운컨버터 45를 채용하는 것으로 했다. 도 60에 도시한 다운컨버터 45는, 다운컨버터 40에 LNA와 복소계수 필터와 반복소 믹서를 전환하는 구성이 적용된 것이다. 다운컨버터 45에서는, LNA511, 511a와 안테나에 접속되는 입력단 TRF의 사이에 신호를 분배하는 스위치 560이 구비되어 있다. 또한, 반복소 믹서 517, 517a와 LPF 521, 522의 사이에 반복소 믹서 517, 517a의 출력을 합성하는 스위치 561이 구비되어 있다. 반복소 믹서 517, 517a에 접속되는 국부발진기인 Local 501, 501a는, 각각 복소계수 필터 513, 513a의 통과 주파수대역에 대응하는 주파수의 실로컬 신 호를 출력한다.

다운컨버터 45의 동작에 관해서 설명하면, 최초로 TRF로부터 실RF 신호가 입력되면, 스위치 560은 LNA511과 LNA511a로 실RF 신호를 분파한다. 여기에서, 선택되어 있는 측이 저주파수 대역의 경우에는, 복소계수 필터 513에 의해, 음의 주파수가 억압되면서 실RF 신호가 복소 RF신호로 변환된다. 반복소 믹서 517은, Local 501로부터 입력되는 실로컬 신호에 근거하여 주파수 변환을 행하여 복소 베이스밴드 신호를 생성하여, 스위치 561로 출력한다. 스위치 561에 의해 복소 베이스밴드 신호가 LPF 521, 522로 출력된 후의 처리는 다운컨버터 40과 동일한 처리에 의해 출력단 TI 및 TQ로 출력된다.

또한, 반복소 믹서 517과 517a에 접속되는 국부발진기를 1대로 하고, 국부발진기와 반복소 믹서 517과 517a의 사이에 분배기 혹은 스위치를 구비하고, 로컬 신호를 전환해서 입력하도록 해도 된다.

또한, 스위치 560과 스위치 561을 각각 전환을 수반하지 않는 분배기, 합성기로 해도 된다.

또한, 상기 실시예에 있어서, 사용하지 않는 측의 반복소 믹서에는 전원을 공급하지 않도록 해도 되지만, 고속 전환이 요구될 경우에는, 양측에 전원을 공급하도록 하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 실시예에서는, 제로IF방식의 다운컨버터에 관해서만 설명했지만, 본 실시예는 이에 한정되는 것이 아니라, 저IF방식이나 준제로IF방식의 다운컨버터에 서도 적용하는 것이 가능하다.

또한, 다운컨버터 45에 있어서, 멀티 밴드화하는 경우에는 LNA511 및 511a를 전환할 필요가 있지만, 광대역화의 경우에는 LNA는 공통으로 하고, TRF에 LNA를 접속하고, LNA에 스위치 560을 접속하는 구성이 된다.

또한, 저IF방식에서는 IF단에서 복소계수 필터를 적용할 수 있지만, 그 경우, 스위치 561을 IF단의 복소계수 필터의 뒤에 접속하는 것으로 IF단에서의 이미지 주파수방해의 발생을 억압할 수 있다.

상기 구성에 의해, 도 63에 도시한 다운컨버터 47에서 문제가 된 복소계수 필터와 반복소 믹서의 사이에서의 로스는 저감된다. 또한, 스위치의 온 저항의 편차나 배선의 영향에 의한 진폭과 위상의 오차가 발생하지 않으므로, 반복소 믹서에 입력되는 신호에서의 음의 주파수의 억압 특성의 저하를 막을 수 있고, 다운컨버터 전체에서의 성능저하를 거의 없앨 수 있다. 또한, 다운컨버터 46에 비하여 비용을 낮게 억제할 수 있고, 또한 사이즈도 작게 할 수 있다.

(업컨버터에서의 광대역화, 멀티 밴드화 수단)

이어서, 다운컨버터와 동일하게 업컨버터에 관해서도 광대역화, 멀티 밴드화하는 수단에 관하여 설명한다. 우선, 업컨버터에서의 전환하는 부분으로서는, 송신 프론트 엔드를 모두 전환하는 수단, 복소계수 필터만을 전환하는 수단, 반복소 믹서와 복소계수 필터를 전환하는 수단을 생각할 수 있다. 이 3개의 전환 수단을, 상술한 준제로IF방식의 업컨버터 61을 근거로 각각 적용하고, 이하에 본 발명에서의 광대역화, 멀티 밴드화한 업컨버터에 관하여 설명한다. 또한, 부호에 관해서는, 업컨버터 61과 동일한 구성에 관해서는 동일한 부호를 붙이고, 또한, 고주파수의 대 역을 처리하는 구성에 관해서는 저대역을 처리하는 구성에 대응하도록 구비되므로, 저주파수 대역의 구성 부호에 「a」를 부가한 부호를 고대역을 처리하는 구성의 부호로서 부여한다. 즉, 반복소 믹서 및 복소계수 필터에 있어서, 저주파수 대역을 처리하는 것을, 반복소 믹서 706, 복소계수 필터 714로 한 경우, 고주파수 대역을 처리하는 것에, 반복소 믹서 706a, 복소계수 필터 714a와 같이 부호를 부여한다.

도 64는, 업컨버터 61에 송신 프론트 엔드를 모두 전환하는 수단을 적용한 경우의 구성인 업컨버터 66을 나타낸 도면이다. 도 64에 도시한 업컨버터 66은, 전복소 믹서 730의 출력이 저주파수대역을 처리하는 회로와 고주파수대역을 처리하는 회로로 분기된다. 또한 복소계수 필터 714, 714a와 출력단 TRF와의 사이에 복소계수 필터 714, 714a의 출력을 합성하는 스위치 761이 구비되어 있다. 도 64에 도시한 바와 같이, 송신 프론트 엔드를 모두 전환하는 구성으로 하면, DA컨버터로부터 복소계수 필터까지의 구성이 2배 필요하게 되어, 비용이 증대하고, 또한 사이즈도 커져버린다.

도 65는, 업컨버터 61에 복소계수 필터만을 전환하는 수단을 적용한 경우의 구성인 업컨버터 67을 나타낸 도면이다. 도 65에 도시한 업컨버터 67은, 반복소 믹서 706과 복소계수 필터 714, 714a의 사이에 신호를 분배하는 스위치 760이 구비되어 있다. 또한, 복소계수 필터 714, 714a와 출력단 TRF의 사이에 복소계수 필터 714, 714a의 출력을 합성하는 스위치 761이 구비되어 있다. 복소계수 필터만을 전환하는 구성으로 하면, 반복소 믹서 706과 복소계수 필터 714, 714a의 사이에 스위치 760이 필요하게 되고, 또한, 복소계수 필터 714, 714a와 출력단 TRF의 사이에도 스위치 761이 필요하게 되어, 이에 의해 로스가 증대하고, 감도의 저하를 초래하게 된다. 또한, 반복소 믹서 706과 복소계수 필터 714, 714a의 사이의 스위치 760의 온 저항의 편차나 배선의 영향에 의해 진폭과 위상의 오차가 발생하고, 복소계수 필터 714에서 음의 주파수의 억압 특성이 저하되어 버린다.

그래서, 본 발명에서는, 업컨버터 66이나 67에서 발생하는 문제를 해소하면서, 광대역화, 멀티 밴드화를 도모할 수 있는 다운컨버터의 실시예로서 도 61에 도시한 업컨버터 65를 채용하는 것으로 했다. 도 61에 도시한 업컨버터 65는, 업컨버터 61에 반복소 믹서와 복소계수 필터를 전환하는 구성이 적용된 것이다. 업컨버터 61에서는, LPF703, 704와 반복소 믹서 706, 706a의 사이에 신호를 분배하는 스위치 760이 구비되어 있다. 또한, 복소계수 필터 714, 714a와 출력단 TRF의 사이에 복소계수 필터 714, 714a의 출력을 합성하는 스위치 761이 구비되어 있다. 반복소 믹서 706, 706a에 접속되는 국부발진기인 Local 742, 742a는, 각각 복소계수 필터 714, 714a의 통과 주파수대역에 대응하는 주파수의 실로컬 신호를 출력한다.

업컨버터 65의 동작에 대해서 설명하면, 우선, 디지털 신호의 입력단 TI 및 TQ로부터 입력된 디지털 신호의 실수 및 허수 성분은, LPF720 및 721에 의해 고주파성분이 제거되어, 전복소 믹서 730으로 출력된다.

전복소 믹서 730은, 입력되는 복소신호를 Local 725로부터 출력되는 복소 로컬 신호의 실수축 로컬 신호 cos 및 허수축 로컬 신호 sin에 의해 오프셋 주파수를 중심주파수로 하는 주파수 변환을 행하여, 복소 IF신호를 DA컨버터 701 및 702로 출력한다.

전복소 믹서 730으로부터 출력된 복소 IF신호는, 각각 DA컨버터 701, 702에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 아날로그 신호화된 복소 IF신호가 생성되어, LPF 703, 704로 출력된다. 그리고, 복소 IF신호는 LPF703, 704에 의해 고주파성분이 제거되어, 스위치 760으로 출력된다. 이 때, 저주파수측이 선택되어 있다고 하면, 반복소 믹서 706은, 스위치 760으로부터 출력되는 복소 IF신호를 Local 742로부터 입력되는 실로컬 신호에 근거하여 주파수 변환을 행하여 복소 RF신호를 생성하여, 복소계수 필터 714로 출력한다. 복소계수 필터 714는 음의 주파수성분을 억압하면서 복소 RF신호를 실RF 신호로 변환하여, 스위치 761로 출력한다. 스위치 761은 실RF 신호를 출력단 TRF으로 출력한다.

또한, 반복소 믹서 706과 706a에 접속되는 국부발진기를 1대로 하고, 국부발진기와 반복소 믹서 706과 706a의 사이에 분배기 혹은 스위치를 구비하고, 로컬 신호를 전환하여 입력하도록 해도 된다.

또한, 스위치 760과 스위치 761을 각각 전환을 수반하지 않는 분배기, 합성기로 해도 된다.

또한, 상기 실시예에서는, 준제로IF방식의 업컨버터에 관해서만 설명했지만, 본 실시예는 이에 한정되는 것이 아니라, 저IF방식이나 제로IF방식의 업컨버터에서도 적용하는 것이 가능하다.

또한, 저IF방식의 경우에, IF단에 있어서 복소계수 필터를 적용할 수 있지만, 그 경우, 스위치 760 앞에 복소계수 필터를 삽입하면 회로의 증대는 없지만, 스위치 760에 있어서 이미지 억압 특성의 저하가 발생할 가능성이 있다. 그 때문에 IF단의 복소계수 필터는 스위치 760의 뒤에 접속하는 것이 바람직하다.

또한, 상술한 복소계수 트랜스버설 필터에 이용되는 우대칭 임펄스응답 혹은 기대칭 임펄스응답은, 복소계수 트랜스버설 필터에 플랫한 군지연특성이 요구되는 경우에는, 엄밀하게 우대칭 혹은 기대칭일 필요가 있지만, 군지연특성이 엄밀하게 플랫한 것이 요구되지 않을 경우에는, 우함수 혹은 기함수에 근거하여 생성될 때에 대칭성이 약간 상실되어, 거의 우대칭 혹은 거의 기대칭인 임펄스응답이라도 된다.

상기 구성에 의해, 업컨버터 66에서 문제가 된 반복소 믹서와 복소계수 필터의 사이에서의 로스는 저감된다. 또한, 스위치의 온 저항의 편차나 배선의 영향에 의한 진폭과 위상의 오차가 발생하지 않으므로, 복소계수 필터에서의 음의 주파수의 억압 특성의 저하를 막을 수 있고, 업컨버터 전체에서의 성능저하를 대부분 없앨 수 있다. 또한, 업컨버터 67에 비하여 비용을 낮게 억제할 수 있고, 또한 사이즈도 작게 할 수 있다.

본 발명에서의 다운컨버터에서는, 입력되는 RF신호에 대해 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소 RF신호의 실수부를 생성하고, 입력되는 RF신호에 대해 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩 적분을 행하여 복소 RF신호의 허수부를 생성하여, 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하여 복소 RF신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터와, 소정의 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기와, 복소계수 트랜스버설 필터 및 국부발진기에 접속되어, 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소 RF신호 및 국부발진기로부터 출력되는 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, RF신호의 주파수로부터 소정의 주파수 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복소 믹서를 구비한 구성으로 했다. 또한, 해당 복소계수 트랜스버설 필터에 SAW필터를 적용하는 구성으로 했다.

이에 의해, 실로컬 신호를 이용하는 것으로, 예를 들면 ““A Fully Integrated 900MHz CMOS Double Quadrature Downconver", Jan Crols, Michiel Steyaert, IEEE International Solid State Circuits Conference, ISSCC95 SESSION8 WIRELESS COMMUNICATION PAPER TA 8.1, pp136-137, 1995”<이하, 비특허문헌 5라 함>에 나타난 복소 로컬 신호를 이용하는 다운컨버터보다 로컬 신호를 반감시켜, 소비 전력을 경감시킬 수 있다. 또한, 필터의 특성을 SAW필터의 빗살형 전극의 구조에 근거하여 설계할 수 있고, 현재의 미세가공기술을 이용하면, SAW필터의 전극치수를 정밀도 좋게 작성가능하므로, ““A 1.9GHz Si Direct Conversion Receiver IC for QPSK Modulation Systems”, Chikau Takahashi, Ryuichi Fujimoto, Satoshi Arai, Tetsuro Itakura, Takashi Ueno, Hiroshi Tsurumi, Hiroshi Tanimoto, Shuji Watanabe, Kenji Hirakawa, IEEE International Solid State Circuits Conference, ISSCC95 SESSION8 WIRELESS COMMUNICATION PAPER TA 8.2, pp 138-139, 1995“<이하, 비특허문헌 6이라 함>의 실로컬 신호를 폴리페이즈 필터에 적용하는 경우보다도, 믹서나 필터의 제조 편차등에 의한 편차를 적게 한 고성능 필터를 얻는 것이 가능해 진다. 그 때문에, 저IF방식에서는 충분한 이미지 억압비를 얻을 수 있고, 제로IF방식에서는 IQ간의 언밸런스에 의해 발생하는 EVM의 저하를 억제할 수 있다.

또한, 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에서는, 복소 믹서의 출력에 접속되는 복소계수 트랜스버설 필터를 구비하는 구성으로 하여, 해당 복소계수 트랜스버설 필터로서 SAW필터를 이용하는 구성으로 했다. SAW필터는 패시브형의 필터이므로, 전력을 소비하지 않는다는 효과가 있고, 또한, 양의 주파수 혹은 음의 주파수를 억압하고, 또한, 목적신호가 존재하는 주파수측에서 목적신호가 존재하는 대역외를 억압하는 필터 효과를 얻는 것이 가능해 진다.

또한, 본 발명에서의 저IF방식의 다운컨버터에서는, 복소 믹서로부터 출력되는 복소신호의 복소공액이 되는 복소공액신호를 생성하는 수단과, 생성된 복소공액신호의 레벨을 조정하는 수단과, 복소 믹서로부터 출력되는 복소신호와 레벨이 조정된 복소공액신호를 합성하는 수단을 구비한 구성으로 했다. 그 때문에, 주파수특성을 가지는 실수부의 신호와 허수부의 신호와의 사이에서의 오차에 의한 이미지 억압비의 주파수특성에 관해서, 각각의 주파수특성에 따른 보정을 행하는 것이 가능해 진다. 이에 의해, 목적 신호 대역 전역에서 양호한 이미지 억압비를 얻는 것이 가능해 진다.

또한, 본 발명에서의 다운컨버터에서는, 복수의 출력단을 구비하여 입력되는 RF신호를 전환하여 출력하는 분배기와, 분배기의 출력단에 일대일로 대응하여 접속되는 복수의 트랜스버설 필터에 있어서, 각각 다른 통과대역주파수를 가지고, 분배기로부터 출력되는 RF신호에 대하여 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소 RF신호의 실수부를 출력하고, 입력되는 RF신호에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소 RF신호의 허수부를 출력하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 상기 통과대역주파수에서 억압하여 복소 RF신호를 출력하는 복수의 복소계수 트랜스버설 필터와, 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 통과대역주파수에 따른 주파수의 실로컬 신호를 전환하여 출력하는 국부발진기와, 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 각각에 일대일로 접속되는 복수의 복소 믹서에 있어서, 국부발진기에 접속되어, 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 복소신호와, 국부발진기로부터 출력되는 상기 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, RF신호의 주파수로부터 상기 소정 주파수 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복수의 복소 믹서와, 복수의 복소 믹서에 접속되어, 복수의 복소 믹서의 접속을 전환하여 복수의 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소신호를 출력하는 합성기와,를 구비하는 구성으로 했다. 이에 따라, 복소계수 트랜스버설 필터와 복소 믹서가 일대일로 접속되므로, 스위치 등에 의한 언밸런스의 저하가 없어진다.

또한, 본 발명에서의 업컨버터에서는, 소정의 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기와, 국부발진기에 접속되어, 입력되는 복소신호와, 국부발진기로부터 출력되는 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하여 복소 RF신호를 출력 하는 복소 믹서와, 복소 믹서에 접속되어, 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소 RF신호의 실수부에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하고, 상기 복소 RF신호의 허수부에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하여 실수 RF신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터를 구비하는 구성으로 했다. 또한, 해당 복소계수 트랜스버설 필터에 SAW필터를 이용하는 구성으로 했다. 그 때문에, 복소 로컬 신호를 이용하는 종래의 업컨버터보다 로컬 신호를 반감시켜, 소비 전력을 경감시킬 수 있다. 또한, 필터의 특성을 SAW필터의 빗살형 전극의 구조에 근거하여 설계할 수 있고, 현재의 미세가공기술을 이용하면, SAW필터의 전극치수를 정밀도 높게 작성가능하므로, 믹서나 필터의 제조 편차등에 의한 편차를 적게 한 고성능 필터를 얻는 것이 가능해 진다. 또한, 복소계수 트랜스버설 필터를 이용하는 구성으로 한 것으로, 실수부와 허수부의 위상차를 정확하게 90°로 할 수 있고, 또한, 밴드패스 필터로서의 기능을 겸비할 수 있으므로, 업컨버터의 소형화가 가능해 진다.

또한, 본 발명에서의 저IF방식의 업컨버터에서는, 복소 믹서의 입력측에 복소계수 트랜스버설 필터를 구비하고, 해당 복소계수 트랜스버설 필터로 SAW필터를 이용하는 구성으로 했다. 그 때문에, 필터의 특성을 SAW필터의 빗살형 전극의 구조에 근거하여 설계할 수 있다. 그 때문에, SAW필터는 패시브형의 필터이므로 전력을 소비하지 않는다는 효과가 있다. 또한, 입력측에 2개의 빗살형 전극을 병렬로 구비하는 것으로 분배기의 역할을 행하게 할 수도 있으므로, 업컨버터의 소형화를 도모 하는 것이 가능해 진다. 또한, 믹서나 필터의 제조 편차등에 의한 편차가 적은 것으로부터 안정된 이미지 억압비를 얻는 것도 가능하다.

또한, 본 발명에서의 업컨버터에서는, 복수의 출력단을 구비하여 입력되는 복소신호를 전환하여 출력하는 분배기와, 분배기의 출력단에 일대일로 대응하여 구비되며, 각각 다른 통과대역주파수를 가지고, 입력되는 복소 RF신호의 실수부에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하고, 복소 RF신호의 허수부에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 통과대역주파수에서 억압하여 실수RF신호를 출력하는 복수의 복소계수 트랜스버설 필터와, 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 통과대역주파수에 따른 주파수의 실로컬 신호를 전환하여 출력하는 국부발진기와, 분배기의 출력단과 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 각각의 입력에 일대일로 접속되는 복수의 복소 믹서에 있어서, 국부발진기에 접속되어, 분배기로부터 출력되는 복소신호와, 국부발진기로부터 출력되는 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, 복소 RF신호를 대응하는 복소계수 트랜스버설 필터로 출력하는 복수의 복소 믹서와, 복수의 복소계수 트랜스버설 필터에 접속되어, 복수의 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 실RF 신호를 전환하여 출력하는 합성기와,를 구비하는 구성으로 했다. 이에 의해, 복소 믹서와 복소계수 트랜스버설 필터가 일대일로 접속되므로, 스위치등에 의한 언밸런스의 저하가 없어진다.

Claims

RF신호를 저주파수로 주파수 변환하는 다운컨버터에 있어서,

입력되는 RF신호에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분(Convolution Integral)을 행하여 복소 RF신호의 실수부를 생성하고, 상기 입력되는 RF신호에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소 RF신호의 허수부를 생성하고, 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하여 복소 RF신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터(transversal filter)와,

소정의 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기와,

상기 복소계수 트랜스버설 필터 및 상기 국부발진기에 접속되어, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소 RF신호 및 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 RF신호의 주파수로부터 상기 소정 주파수 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복소 믹서를 구비한 것을 특징으로 하는 다운컨버터.
제1항에 있어서,

상기 복소계수 트랜스버설 필터는, SAW필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 다운컨버터.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 소정 주파수는, 상기 RF신호의 채널 신호 대역외의 주파수값임을 특징으로 하는 다운컨버터.
제3항에 있어서,

상기 복소 믹서에 접속되어, 상기 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소신호의 양의 주파수 혹은 음의 주파수를 억압하여 출력하는 제2 복소계수 트랜스버설 필터를 더 구비한 것을 특징으로 하는 다운컨버터.
제4항에 있어서,

상기 제2 복소계수 트랜스버설 필터는, SAW필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 다운컨버터.
제4항 내지 제5항의 어느 한항에 있어서,

상기 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소신호가 입력되어, 해당 복소신호의 허수축측 신호의 부호를 반전시켜, 상기 복소신호의 복소공액이 되는 복소공액신호 를 생성하는 수단과,

상기 복소공액신호의 레벨을 조정하는 수단과,

상기 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소신호와, 레벨이 조정된 상기 복소공액신호를 합성하는 수단을 더 구비한 것을 특징으로 하는 다운컨버터.
제4항 내지 제6항의 어느 한항에 있어서,

상기 RF신호 주파수로부터 상기 소정 주파수 떨어진 주파수를, 상기 복소계수 트랜스버설 필터의 통과대역단의 주파수와 상기 RF신호 주파수와의 차의 반값을 초과하는 주파수로 하는 것을 특징으로 하는 다운컨버터.
RF신호를 저주파수로 주파수 변환하는 다운컨버터에 있어서,

복수의 출력단을 구비하여 입력되는 RF신호를 전환하여 출력하는 분배기와,

상기 분배기의 출력단에 일대일로 대응하여 접속되는 복수의 트랜스버설 필터에 있어서, 각각 다른 통과대역주파수를 가지고, 상기 분배기로부터 출력되는 RF신호에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소 RF신호의 실수부를 출력하고, 상기 분배기로부터 출력되는 RF신호에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소 RF신호의 허수부를 출력하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 상기 통과 대역주파수에서 억압하여 복소 RF신호를 출력하는 복수의 복소계수 트랜스버설 필터와,

상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 통과대역주파수에 따른 주파수의 실로컬 신호를 전환하여 출력하는 국부발진기와,

상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 각각에 일대일로 접속되는 복수의 복소 믹서에 있어서, 상기 국부발진기에 접속되어, 상기 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 복소신호와, 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, 상기 RF신호의 주파수로부터 상기 소정 주파수 떨어진 주파수의 복소신호를 출력하는 복수의 복소 믹서와,

상기 복수의 복소 믹서에 접속되어, 상기 복수의 복소 믹서의 접속을 전환하여 상기 복수의 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소신호를 출력하는 합성기를 구비한 것을 특징으로 하는 다운컨버터.
복소신호를 RF신호의 주파수로 주파수 변환하는 업컨버터에 있어서,

소정 주파수를 가지는 실로컬 신호를 출력하는 국부발진기와,

상기 국부발진기에 접속되어, 입력되는 상기 복소신호와, 상기 국부발진기로부터 출력되는 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환해서 복소 RF신호를 출력하는 복소 믹서와,

상기 복소 믹서에 접속되어, 상기 복소 믹서로부터 출력되는 상기 복소 RF신 호의 실수부에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하고, 상기 복소 RF신호의 허수부에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하는 것으로 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하여 실수 RF신호를 출력하는 복소계수 트랜스버설 필터를 구비한 것을 특징으로 하는 업컨버터.
제9항에 있어서,

상기 복소계수 트랜스버설 필터는, SAW필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 업컨버터.
제9항 또는 제10항에 있어서,

상기 복소신호는, 상기 RF신호 주파수의 값과 상기 소정 주파수의 값과의 차의 주파수를 가지고, 또한 상기 RF신호 주파수에 상기 차의 값을 더한 값이 상기 RF신호의 채널 신호 대역외인 것을 특징으로 하는 업컨버터.
제11항에 있어서,

상기 복소 믹서의 입력측에 접속되어, 입력되는 복소신호의 실수부에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소신호의 실수부를 생성하고, 상기 입력되는 복소신호의 허수부에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하여 복소신호의 허수부를 생성하고, 양의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 억압하여 복소신호를 상기 복소 믹서로 출력하는 제2 복소계수 트랜스버설 필터를 더 구비한 것을 특징으로 하는 업컨버터.
제11항 또는 제12항에 있어서,

상기 제2 복소계수 트랜스버설 필터는, SAW필터로 구성되는 것을 특징으로 하는 업컨버터.
복소신호를 RF신호의 주파수로 주파수 변환하는 업컨버터에 있어서,

복수의 출력단을 구비하여 입력되는 상기 복소신호를 전환하여 출력하는 분배기와,

상기 분배기의 출력단에 일대일로 대응하여 구비되어, 각각 다른 통과대역주파수를 가지고, 입력되는 상기 복소 RF신호의 실수부에 대해서 우함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하고, 상기 복소 RF신호의 허수부에 대해서 기함수에 근거하여 생성되는 임펄스응답에 의해 중첩적분을 행하는 것으로 양 의 주파수 혹은 음의 주파수의 어느 일측을 상기 통과대역주파수에서 억압하여 실수 RF신호를 출력하는 복수의 복소계수 트랜스버설 필터와,

상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 통과대역주파수에 따른 주파수의 실로컬 신호를 전환하여 출력하는 국부발진기와,

상기 분배기의 출력단과 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터의 각각의 입력에 일대일로 접속되는 복수의 복소 믹서에 있어서, 상기 국부발진기에 접속되어, 상기 분배기로부터 출력되는 상기 복소신호와, 상기 국부발진기로부터 출력되는 상기 실로컬 신호를 승산하여 주파수 변환하고, 복소 RF신호를 대응하는 상기 복소계수 트랜스버설 필터로 출력하는 복수의 복소 믹서와,

상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터에 접속되어, 상기 복수의 복소계수 트랜스버설 필터로부터 출력되는 상기 실RF 신호를 전환하여 출력하는 합성기를 구비한 것을 특징으로 하는 업컨버터.