JPH11355160A - 回り込みキャンセラ - Google Patents
回り込みキャンセラInfo
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- JPH11355160A JPH11355160A JP10162189A JP16218998A JPH11355160A JP H11355160 A JPH11355160 A JP H11355160A JP 10162189 A JP10162189 A JP 10162189A JP 16218998 A JP16218998 A JP 16218998A JP H11355160 A JPH11355160 A JP H11355160A
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- H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
- H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
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- H04K3/20—Countermeasures against jamming
- H04K3/22—Countermeasures against jamming including jamming detection and monitoring
- H04K3/224—Countermeasures against jamming including jamming detection and monitoring with countermeasures at transmission and/or reception of the jammed signal, e.g. stopping operation of transmitter or receiver, nulling or enhancing transmitted power in direction of or at frequency of jammer
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Remote Sensing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＳＦＮにおいて、ポケットベルなどの通信の
分野で利用されている回り込みキャンセルでは、再生中
継方式を採用しているため中継所内での遅延時間が大き
くなり、この回り込みキャンセル方法をＢＳＴ−ＯＦＤ
Ｍ方式による放送波中継に使用することはできなかっ
た。 【解決手段】 本発明は、単純に増幅を行う直接中継方
式の採用を前提とし、減算器１４と該減算器の減算端子
に、その出力信号が供給されるように接続された回り込
み信号の複製を発生するデジタル信号処理部１１とを少
なくとも具えてなり、上記減算器１４の被減算端子には
回り込み信号を含んでいる受信信号が供給され、減算器
１４の出力端子には中継放送機の入力端子が接続され、
そして上記デジタル信号処理部１１の入力端子には、中
継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐され
て供給されるように構成されている。
分野で利用されている回り込みキャンセルでは、再生中
継方式を採用しているため中継所内での遅延時間が大き
くなり、この回り込みキャンセル方法をＢＳＴ−ＯＦＤ
Ｍ方式による放送波中継に使用することはできなかっ
た。 【解決手段】 本発明は、単純に増幅を行う直接中継方
式の採用を前提とし、減算器１４と該減算器の減算端子
に、その出力信号が供給されるように接続された回り込
み信号の複製を発生するデジタル信号処理部１１とを少
なくとも具えてなり、上記減算器１４の被減算端子には
回り込み信号を含んでいる受信信号が供給され、減算器
１４の出力端子には中継放送機の入力端子が接続され、
そして上記デジタル信号処理部１１の入力端子には、中
継放送機の入出力信号のいずれか一方の信号が分岐され
て供給されるように構成されている。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル放送やデ
ジタル伝送における中継所（具体的には、中継装置）に
係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一
周波数ネットワーク）における中継所の送受アンテナ間
での信号の回り込み（以下、単に回り込みと言う）をキ
ャンセルする回り込みキャンセラに関する。
ジタル伝送における中継所（具体的には、中継装置）に
係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network：単一
周波数ネットワーク）における中継所の送受アンテナ間
での信号の回り込み（以下、単に回り込みと言う）をキ
ャンセルする回り込みキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】現在の放送波中継では、受信周波数と送
信周波数が異なるＤＦＮ（Dual Frequency Network：２
周波数ネットワーク）が採用されており、自局送信電波
は受信フィルタで十分減衰されているため、回り込みの
問題は発生しない。また、送信と受信に同一の周波数を
用いる場合は、送信電力の小さい局に限られ、さらに、
この場合には送信アンテナと受信アンテナの物理的距離
を十分確保する分離形式をとるため、送信電波は受信ア
ンテナ入力において十分減衰されているため、回り込み
は殆んど生ぜず問題とはならない。
信周波数が異なるＤＦＮ（Dual Frequency Network：２
周波数ネットワーク）が採用されており、自局送信電波
は受信フィルタで十分減衰されているため、回り込みの
問題は発生しない。また、送信と受信に同一の周波数を
用いる場合は、送信電力の小さい局に限られ、さらに、
この場合には送信アンテナと受信アンテナの物理的距離
を十分確保する分離形式をとるため、送信電波は受信ア
ンテナ入力において十分減衰されているため、回り込み
は殆んど生ぜず問題とはならない。
【０００３】これに対し、実施が検討されている地上デ
ジタル放送ではＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Band Segmented Tra
nsmission Orthogonal Frequency Division Multiplexi
ng)方式が有力である。この方式はマルチパス歪みに対
して強く、様々なサービス形態に対応できるなどの利点
とともに、ＳＦＮが可能であるという特徴をもってい
る。地上デジタル放送を導入するに当たり、既存のアナ
ログ放送と共存するために、デジタル放送は空きチャン
ネルを利用する必要がある。一方、空きチャンネルの数
が少ないために、ＳＦＮは必要条件となる。
ジタル放送ではＢＳＴ−ＯＦＤＭ（Band Segmented Tra
nsmission Orthogonal Frequency Division Multiplexi
ng)方式が有力である。この方式はマルチパス歪みに対
して強く、様々なサービス形態に対応できるなどの利点
とともに、ＳＦＮが可能であるという特徴をもってい
る。地上デジタル放送を導入するに当たり、既存のアナ
ログ放送と共存するために、デジタル放送は空きチャン
ネルを利用する必要がある。一方、空きチャンネルの数
が少ないために、ＳＦＮは必要条件となる。
【０００４】ＳＦＮを実現する上で問題となるのは、非
分離型放送波中継所における送受アンテナ間での回り込
み現象であり、伝送品質の劣化を生じるのみでなく、送
受アンテナ間での結合量が大きい場合には発振を引き起
こし、再送信を不能にしてしまう。回り込みの量を小さ
くするには、受信アンテナと送信アンテナの物理的距離
を離す方法（いわゆる分離型放送波中継所）があるが、
コスト的に不利である。
分離型放送波中継所における送受アンテナ間での回り込
み現象であり、伝送品質の劣化を生じるのみでなく、送
受アンテナ間での結合量が大きい場合には発振を引き起
こし、再送信を不能にしてしまう。回り込みの量を小さ
くするには、受信アンテナと送信アンテナの物理的距離
を離す方法（いわゆる分離型放送波中継所）があるが、
コスト的に不利である。
【０００５】なお、送信アンテナと受信アンテナを近づ
けて配置し、同一周波数で再送信している例として、ポ
ケットベル用の中継所の例があり、電気的な方法を用い
て回り込みをキャンセルしている。ただし、この例で
は、いったん、受信電波をデータに復調し、再び変調を
行う再生中継方式が採用されており、地上デジタル放送
における中継所のように、中継所での遅延時間が十分小
さいことを要求されるＯＦＤＭ信号を用いるＳＦＮでは
適用できない。また、これと同時に、デジタル放送波中
継の場合、帯域幅が数１０ｋＨｚと非常に狭いポケット
ベルシステムに比べ帯域幅が約６ＭＨｚと非常に広く、
回り込みに起因する帯域内特性も非常に複雑であるた
め、ポケットベルシステムにおける回り込みをキャンセ
ルする方式を地上デジタル放送の中継に適用することは
できない。
けて配置し、同一周波数で再送信している例として、ポ
ケットベル用の中継所の例があり、電気的な方法を用い
て回り込みをキャンセルしている。ただし、この例で
は、いったん、受信電波をデータに復調し、再び変調を
行う再生中継方式が採用されており、地上デジタル放送
における中継所のように、中継所での遅延時間が十分小
さいことを要求されるＯＦＤＭ信号を用いるＳＦＮでは
適用できない。また、これと同時に、デジタル放送波中
継の場合、帯域幅が数１０ｋＨｚと非常に狭いポケット
ベルシステムに比べ帯域幅が約６ＭＨｚと非常に広く、
回り込みに起因する帯域内特性も非常に複雑であるた
め、ポケットベルシステムにおける回り込みをキャンセ
ルする方式を地上デジタル放送の中継に適用することは
できない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、地上
デジタル放送では、空きチャンネルの不足から、ＳＦＮ
を実現することが必要となる。ＯＦＤＭ信号は、キャリ
ア数を多くすることで、単一キャリア変調方式と比較し
てシンボル周波数を低く、１シンボル期間を長くするこ
とが可能である。このため、伝送効率を僅か低下させる
だけで、比較的長期間のガードインターバルを付加する
ことが可能となり、従って、強力な耐マルチパス特性を
もたせ得る。このマルチパスに強いという特性からＳＦ
Ｎが可能となる。
デジタル放送では、空きチャンネルの不足から、ＳＦＮ
を実現することが必要となる。ＯＦＤＭ信号は、キャリ
ア数を多くすることで、単一キャリア変調方式と比較し
てシンボル周波数を低く、１シンボル期間を長くするこ
とが可能である。このため、伝送効率を僅か低下させる
だけで、比較的長期間のガードインターバルを付加する
ことが可能となり、従って、強力な耐マルチパス特性を
もたせ得る。このマルチパスに強いという特性からＳＦ
Ｎが可能となる。
【０００７】ＳＦＮにおいて放送波中継を行う場合に重
要となるのは、第１に中継放送機における遅延時間、第
２に伝送信号の帯域幅である。前述したように、ポケッ
トベルなどの通信の分野で利用される回り込みキャンセ
ラ機能を有する中継所は、いったん、受信電波をデータ
に復調して再変調を行う再生中継方式であり、また、帯
域幅も、地上デジタル放送の１チャンネル当たりの帯域
幅が６ＭＨｚであるのに対して、数１０ｋＨｚと非常に
狭い。この方式を地上デジタル放送用のＯＦＤＭ信号に
適用した場合を考える。放送波中継用のＯＦＤＭ変調波
の１シンボルの時間長が通信の場合のそれよりはるかに
長いことから、いったんデータを復調するのに、ガード
インターバルより長い遅延時間が中継放送機で生じてし
まう。この場合、受信機では、ガードインターバルを超
えた非常に長い遅延時間のマルチパス妨害を受けること
になり、誤り率が大きく劣化してしまう。
要となるのは、第１に中継放送機における遅延時間、第
２に伝送信号の帯域幅である。前述したように、ポケッ
トベルなどの通信の分野で利用される回り込みキャンセ
ラ機能を有する中継所は、いったん、受信電波をデータ
に復調して再変調を行う再生中継方式であり、また、帯
域幅も、地上デジタル放送の１チャンネル当たりの帯域
幅が６ＭＨｚであるのに対して、数１０ｋＨｚと非常に
狭い。この方式を地上デジタル放送用のＯＦＤＭ信号に
適用した場合を考える。放送波中継用のＯＦＤＭ変調波
の１シンボルの時間長が通信の場合のそれよりはるかに
長いことから、いったんデータを復調するのに、ガード
インターバルより長い遅延時間が中継放送機で生じてし
まう。この場合、受信機では、ガードインターバルを超
えた非常に長い遅延時間のマルチパス妨害を受けること
になり、誤り率が大きく劣化してしまう。
【０００８】すなわち、上記理由から、中継放送機にお
ける遅延時間はガードインターバルと比較して十分小さ
くする必要がある。また、通信の分野で使われている回
り込みキャンセラでは、再送信出力から分配した複素信
号に、複素係数を掛算して入力側に帰還させることによ
って回り込みをキャンセルする方式を採用している。伝
送帯域幅が十分狭い場合には、非常に長い遅延時間の回
り込みがないとすれば、帯域内特性は平坦であると見な
せるため、回り込みキャンセルはこの方法でもよいが、
帯域幅が約６ＭＨｚと広帯域な地上デジタル放送では、
回り込みによる複雑な帯域特性が予想されるため、単純
な複素係数の掛算による帰還では帯域内全体を等化する
ことはできない。
ける遅延時間はガードインターバルと比較して十分小さ
くする必要がある。また、通信の分野で使われている回
り込みキャンセラでは、再送信出力から分配した複素信
号に、複素係数を掛算して入力側に帰還させることによ
って回り込みをキャンセルする方式を採用している。伝
送帯域幅が十分狭い場合には、非常に長い遅延時間の回
り込みがないとすれば、帯域内特性は平坦であると見な
せるため、回り込みキャンセルはこの方法でもよいが、
帯域幅が約６ＭＨｚと広帯域な地上デジタル放送では、
回り込みによる複雑な帯域特性が予想されるため、単純
な複素係数の掛算による帰還では帯域内全体を等化する
ことはできない。
【０００９】本発明の目的は、従来から通信の分野で行
われている再生中継方式ではなく、単純に増幅して再送
信を行う直接中継方式に適用でき、従って、地上デジタ
ル放送のような広帯域の信号に対しても原理的に中継放
送機における遅延時間が大きくならない回り込みキャン
セラを提供することにある。
われている再生中継方式ではなく、単純に増幅して再送
信を行う直接中継方式に適用でき、従って、地上デジタ
ル放送のような広帯域の信号に対しても原理的に中継放
送機における遅延時間が大きくならない回り込みキャン
セラを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明回り込みキャンセラでは、中継放送機（中継
所内の機器にあって、特に信号の電力増幅を行う増幅器
のこと）の出力側または入力側から分配して取り出した
信号を直交復調して等価複素ベースバンド信号に変換
後、その変換した信号が供給されるように配置した後述
する種類のデジタルフィルタを用いて中継所の送受アン
テナ間の回り込み伝送系の伝達特性に等しい伝達特性を
実現し、出力側からの回り込みを含む中継所の受信入力
信号から、上記実現した等しい伝達特性を有するデジタ
ルフィルタを介して得られるキャンセル用信号を減算す
る（この減算は、当然に、キャンセル用信号の極性（正
または負）を反転して加算することを含む）ことによ
り、中継装置の送受アンテナ間での回り込みをキャンセ
ルするようにしている。
に、本発明回り込みキャンセラでは、中継放送機（中継
所内の機器にあって、特に信号の電力増幅を行う増幅器
のこと）の出力側または入力側から分配して取り出した
信号を直交復調して等価複素ベースバンド信号に変換
後、その変換した信号が供給されるように配置した後述
する種類のデジタルフィルタを用いて中継所の送受アン
テナ間の回り込み伝送系の伝達特性に等しい伝達特性を
実現し、出力側からの回り込みを含む中継所の受信入力
信号から、上記実現した等しい伝達特性を有するデジタ
ルフィルタを介して得られるキャンセル用信号を減算す
る（この減算は、当然に、キャンセル用信号の極性（正
または負）を反転して加算することを含む）ことによ
り、中継装置の送受アンテナ間での回り込みをキャンセ
ルするようにしている。
【００１１】すなわち、本発明回り込みキャンセラは、
減算器１４と該減算器の減算端子に、その出力信号が供
給されるように実質的に接続された回り込み信号の複製
を発生するデジタル信号処理部１１とを少なくとも具え
てなり、前記減算器１４の被減算端子には前記回り込み
信号を含んでいる受信信号が実質的に供給され、前記減
算器１４の出力端子には中継放送機２の入力端子が実質
的に接続され、そして前記デジタル信号処理部１１の入
力端子には、前記中継放送機２の入出力信号のいずれか
一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構成
されていることを特徴とするものである。
減算器１４と該減算器の減算端子に、その出力信号が供
給されるように実質的に接続された回り込み信号の複製
を発生するデジタル信号処理部１１とを少なくとも具え
てなり、前記減算器１４の被減算端子には前記回り込み
信号を含んでいる受信信号が実質的に供給され、前記減
算器１４の出力端子には中継放送機２の入力端子が実質
的に接続され、そして前記デジタル信号処理部１１の入
力端子には、前記中継放送機２の入出力信号のいずれか
一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構成
されていることを特徴とするものである。
【００１２】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
デジタル信号処理部１１が、該処理部の主要な構成要素
としてアダプティブ複素デジタルフィルタ１８を含む回
路により構成され、該アダプティブ複素デジタルフィル
タのタップ係数は、前記処理部１１に供給される信号か
ら直交復調器１６を介して得られた等価ベースバンド信
号が供給され、回り込み特性を評価するＦＦＴ回路１７
および該回路に後続して配置されるＤＳＰ処理部２１に
よって得られる複素インパルス応答に従って設定される
ことを特徴とするものである。
デジタル信号処理部１１が、該処理部の主要な構成要素
としてアダプティブ複素デジタルフィルタ１８を含む回
路により構成され、該アダプティブ複素デジタルフィル
タのタップ係数は、前記処理部１１に供給される信号か
ら直交復調器１６を介して得られた等価ベースバンド信
号が供給され、回り込み特性を評価するＦＦＴ回路１７
および該回路に後続して配置されるＤＳＰ処理部２１に
よって得られる複素インパルス応答に従って設定される
ことを特徴とするものである。
【００１３】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
デジタル信号処理部１１が、該処理部の主要な構成要素
として帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィルタ
２８を含む回路により構成され、該実数係数デジタルフ
ィルタのタップ係数は、前記処理部１１に供給される信
号から直交復調器１６を介して得られた等価ベースバン
ド信号が供給され、回り込み特性を評価するＦＦＴ回路
１７および該回路に後続して配置されるＤＳＰ処理部２
１によって得られるインパルス応答に従って設定される
ことを特徴とするものである。
デジタル信号処理部１１が、該処理部の主要な構成要素
として帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィルタ
２８を含む回路により構成され、該実数係数デジタルフ
ィルタのタップ係数は、前記処理部１１に供給される信
号から直交復調器１６を介して得られた等価ベースバン
ド信号が供給され、回り込み特性を評価するＦＦＴ回路
１７および該回路に後続して配置されるＤＳＰ処理部２
１によって得られるインパルス応答に従って設定される
ことを特徴とするものである。
【００１４】また、本発明回り込みキャンセラは、ＢＳ
Ｔ−ＯＦＤＭ信号に含まれるＴＭＣＣ信号、ＣＰ信号お
よびＳＰ信号の各キャリアがＢＰＳＫ変調波であり、か
つそれら信号の各キャリア振幅が一定であることを利用
して回り込み伝送系の伝達関数を推定するようにしたこ
とを特徴とするものである。
Ｔ−ＯＦＤＭ信号に含まれるＴＭＣＣ信号、ＣＰ信号お
よびＳＰ信号の各キャリアがＢＰＳＫ変調波であり、か
つそれら信号の各キャリア振幅が一定であることを利用
して回り込み伝送系の伝達関数を推定するようにしたこ
とを特徴とするものである。
【００１５】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号のすべてのシンボルに含まれるＣ
Ｐ信号またはＴＭＣＣ信号を用いて回り込み伝送系の伝
達関数の粗い推定を行った後、引き続き所定シンボル間
隔で送られるが、周波数軸上では、前記ＣＰ信号または
前記ＴＭＣＣ信号より細かい間隔で配置されるＳＰ信号
を用いて回り込み伝送系の伝達関数の微細な推定を行う
ことにより、回り込み伝送系の伝達関数の推定精度を向
上させるようにしたことを特徴とするものである。
ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号のすべてのシンボルに含まれるＣ
Ｐ信号またはＴＭＣＣ信号を用いて回り込み伝送系の伝
達関数の粗い推定を行った後、引き続き所定シンボル間
隔で送られるが、周波数軸上では、前記ＣＰ信号または
前記ＴＭＣＣ信号より細かい間隔で配置されるＳＰ信号
を用いて回り込み伝送系の伝達関数の微細な推定を行う
ことにより、回り込み伝送系の伝達関数の推定精度を向
上させるようにしたことを特徴とするものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、発明の
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。ＳＦＮ
で地上デジタル放送の中継を行う場合、親局から到来し
てきた放送波を中継放送機で増幅して、全く同一の周波
数で再送信する。このとき、送信電波の電界強度は受信
電波の電界強度と比較して非常に強い。受信アンテナは
親局の方向に指向性を持っているが、送信アンテナには
サービスエリアの形状に合わせた指向性を持たせてい
て、通常広い角度で電波が放射される。従って、送信ア
ンテナの受信アンテナの方向への指向性利得、逆に受信
アンテナの送信アンテナ方向への指向性利得に応じて回
り込みが生じる。さらに、送信された電波のうち放送波
中継所付近の構築物、樹木、山などで反射され受信アン
テナに戻ってくる電波もあり、これらも回り込みとな
る。したがって、回り込みは異なる遅延時間、強度、位
相を持つ信号の合成信号として、受信アンテナにて加算
される。
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。ＳＦＮ
で地上デジタル放送の中継を行う場合、親局から到来し
てきた放送波を中継放送機で増幅して、全く同一の周波
数で再送信する。このとき、送信電波の電界強度は受信
電波の電界強度と比較して非常に強い。受信アンテナは
親局の方向に指向性を持っているが、送信アンテナには
サービスエリアの形状に合わせた指向性を持たせてい
て、通常広い角度で電波が放射される。従って、送信ア
ンテナの受信アンテナの方向への指向性利得、逆に受信
アンテナの送信アンテナ方向への指向性利得に応じて回
り込みが生じる。さらに、送信された電波のうち放送波
中継所付近の構築物、樹木、山などで反射され受信アン
テナに戻ってくる電波もあり、これらも回り込みとな
る。したがって、回り込みは異なる遅延時間、強度、位
相を持つ信号の合成信号として、受信アンテナにて加算
される。
【００１７】図１は、本発明回り込みキャンセラを使用
して放送波中継所の送受アンテナ間での回り込みをキャ
ンセルする方法の原理的構成の一例をブロック図にて示
している。図１において、１は本発明回り込みキャンセ
ラ、２は電力増幅器などで構成される中継放送機、３は
出力フィルタ、および４は方向性結合器である。
して放送波中継所の送受アンテナ間での回り込みをキャ
ンセルする方法の原理的構成の一例をブロック図にて示
している。図１において、１は本発明回り込みキャンセ
ラ、２は電力増幅器などで構成される中継放送機、３は
出力フィルタ、および４は方向性結合器である。
【００１８】このような構成において、回り込み波を含
んでいる希望波（再送信されるべき電波）は、図示の受
信アンテナで受信され、本発明回り込みキャンセラ１に
入力される。以下に詳細に説明するように、この本発明
回り込みキャンセラ１は、放送波の帯域制限用の出力フ
ィルタ３の後段に設けた方向性結合器４から得られる放
送波出力の分配信号を参照信号として、一巡伝達関数を
評価し、回り込み特性を推定すると同時に、回り込み波
の伝送路の伝達関数と同じ伝達関数をもつ伝送路を複素
デジタルフィルタによって実現し、このフィルタの出力
信号を受信入力信号から差し引くことで、回り込み波を
キャンセルするようにしたものであり、従って、回り込
みキャンセラ１の出力信号には回り込み波は見られず、
消失している。
んでいる希望波（再送信されるべき電波）は、図示の受
信アンテナで受信され、本発明回り込みキャンセラ１に
入力される。以下に詳細に説明するように、この本発明
回り込みキャンセラ１は、放送波の帯域制限用の出力フ
ィルタ３の後段に設けた方向性結合器４から得られる放
送波出力の分配信号を参照信号として、一巡伝達関数を
評価し、回り込み特性を推定すると同時に、回り込み波
の伝送路の伝達関数と同じ伝達関数をもつ伝送路を複素
デジタルフィルタによって実現し、このフィルタの出力
信号を受信入力信号から差し引くことで、回り込み波を
キャンセルするようにしたものであり、従って、回り込
みキャンセラ１の出力信号には回り込み波は見られず、
消失している。
【００１９】以上のようにして、回り込み波が消失して
希望波のみが中継放送機２により増幅され、さらに出力
フィルタ３、方向性結合器４を順次介して送信アンテナ
に入力され、回り込み波を含まない放送波が一般受信者
に届けられる。なお、図示の方向性結合器４は、放送波
出力から参照信号を取り出して本発明回り込みキャンセ
ラ１を動作させるために必要なものである。
希望波のみが中継放送機２により増幅され、さらに出力
フィルタ３、方向性結合器４を順次介して送信アンテナ
に入力され、回り込み波を含まない放送波が一般受信者
に届けられる。なお、図示の方向性結合器４は、放送波
出力から参照信号を取り出して本発明回り込みキャンセ
ラ１を動作させるために必要なものである。
【００２０】図２は、本発明回り込みキャンセラを使用
して放送波中継所の送受アンテナ間での回り込みをキャ
ンセルする方法の原理的構成の他の例をブロック図にて
示している。なお、図２と図１とで同一符号を付して示
されるブロックは、両図において同一の回路要素を示す
ものとする。図２に示した構成においては、本発明回り
込みキャンセラ１を動作させるために必要な参照信号
を、図１では中継放送機２の出力側から方向性結合器４
を介して得ていたのを、中継放送機２の入力側から分配
器５を介して得ている点である。この場合、参照信号に
中継放送機２、出力フィルタ３の特性が含まれていない
ことを考慮し、一巡伝達関数の評価や、回り込みキャン
セラ１内で生成される伝達関数を作成する際に換算を行
う必要がある。
して放送波中継所の送受アンテナ間での回り込みをキャ
ンセルする方法の原理的構成の他の例をブロック図にて
示している。なお、図２と図１とで同一符号を付して示
されるブロックは、両図において同一の回路要素を示す
ものとする。図２に示した構成においては、本発明回り
込みキャンセラ１を動作させるために必要な参照信号
を、図１では中継放送機２の出力側から方向性結合器４
を介して得ていたのを、中継放送機２の入力側から分配
器５を介して得ている点である。この場合、参照信号に
中継放送機２、出力フィルタ３の特性が含まれていない
ことを考慮し、一巡伝達関数の評価や、回り込みキャン
セラ１内で生成される伝達関数を作成する際に換算を行
う必要がある。
【００２１】以下に数式を用いて、図１の構成によって
回り込みがキャンセルできることを図３を参照して説明
する。図３においては、図１に示した回り込みキャンセ
ルのための回路構成中、信号とそのフーリエ変換、およ
び各回路ブロックのインパルス応答とそのフーリエ変換
を以下の説明に合わせて回路動作の定量化のために定め
ている。図３および以下の説明における信号やインパル
ス応答の表示については、大文字で複素数、小文字で実
数をそれぞれ表すものとする。
回り込みがキャンセルできることを図３を参照して説明
する。図３においては、図１に示した回り込みキャンセ
ルのための回路構成中、信号とそのフーリエ変換、およ
び各回路ブロックのインパルス応答とそのフーリエ変換
を以下の説明に合わせて回路動作の定量化のために定め
ている。図３および以下の説明における信号やインパル
ス応答の表示については、大文字で複素数、小文字で実
数をそれぞれ表すものとする。
【００２２】まず、ｔを時間、ωを角周波数として、親
局より到来する信号（希望波）をｒ（ｔ）、そのフーリ
エ変換をＲ（ω）、自局送信信号（放送波）をｓ
（ｔ）、そのフーリエ変換をＳ（ω）とする。つぎに、
回り込み伝送路のインパルス応答をｃ（ｔ）、そのフー
リエ変換をＣ（ω）とし、回り込みキャンセラ１内のア
ダプティブフィルタ（複素デジタルフィルタ）のインパ
ルス応答をｃ'(ｔ）、そのフーリエ変換をＣ'(ω）とす
る。同じく回り込みキャンセラ１内の入力フィルタのイ
ンパルス応答をｄ（ｔ）、そのフーリエ変換をＤ（ω）
とし、中継放送機２のインパルス応答をＡ×ｇ（ｔ）、
そのフーリエ変換をＡ×Ｇ（ω）とする。ここで、Ａは
中継放送機２の増幅度（定数）である。
局より到来する信号（希望波）をｒ（ｔ）、そのフーリ
エ変換をＲ（ω）、自局送信信号（放送波）をｓ
（ｔ）、そのフーリエ変換をＳ（ω）とする。つぎに、
回り込み伝送路のインパルス応答をｃ（ｔ）、そのフー
リエ変換をＣ（ω）とし、回り込みキャンセラ１内のア
ダプティブフィルタ（複素デジタルフィルタ）のインパ
ルス応答をｃ'(ｔ）、そのフーリエ変換をＣ'(ω）とす
る。同じく回り込みキャンセラ１内の入力フィルタのイ
ンパルス応答をｄ（ｔ）、そのフーリエ変換をＤ（ω）
とし、中継放送機２のインパルス応答をＡ×ｇ（ｔ）、
そのフーリエ変換をＡ×Ｇ（ω）とする。ここで、Ａは
中継放送機２の増幅度（定数）である。
【００２３】また、回り込みキャンセラ１への入力信号
をｉ（ｔ）、そのフーリエ変換をＩ（ω）、回り込みキ
ャンセラの出力をｏ（ｔ）とし、そのフーリエ変換をＯ
（ω）とする。回り込みキャンセラへの入力信号は、希
望波と回り込み波の和であるから（１）式が成立し、
（１）式をフーリエ変換した結果が（２）式である。 ｉ（ｔ）＝ｒ（ｔ）＋ｃ（ｔ）＊ｓ（ｔ） （１） Ｉ（ω）＝Ｒ（ω）＋Ｃ（ω）Ｓ（ω） （２）
をｉ（ｔ）、そのフーリエ変換をＩ（ω）、回り込みキ
ャンセラの出力をｏ（ｔ）とし、そのフーリエ変換をＯ
（ω）とする。回り込みキャンセラへの入力信号は、希
望波と回り込み波の和であるから（１）式が成立し、
（１）式をフーリエ変換した結果が（２）式である。 ｉ（ｔ）＝ｒ（ｔ）＋ｃ（ｔ）＊ｓ（ｔ） （１） Ｉ（ω）＝Ｒ（ω）＋Ｃ（ω）Ｓ（ω） （２）
【００２４】ここで、＊は畳み込み演算を表す。回り込
みキャンセラ１に入力された信号ｉ（ｔ）はキャンセラ
１内の入力フィルタを通過し、さらに、アダプティブフ
ィルタ出力を減算され回り込みキャセンラ１から出力さ
れｏ（ｔ）となり、（３）式が成立する。（３）式をフ
ーリエ変換した結果が（４）式である。 ｏ（ｔ）＝ｉ（ｔ）＊ｄ（ｔ）−ｃ'(ｔ）＊ｓ（ｔ） （３） Ｏ（ω）＝Ｉ（ω）Ｄ（ω）−Ｃ'(ω）Ｓ（ω） （４）
みキャンセラ１に入力された信号ｉ（ｔ）はキャンセラ
１内の入力フィルタを通過し、さらに、アダプティブフ
ィルタ出力を減算され回り込みキャセンラ１から出力さ
れｏ（ｔ）となり、（３）式が成立する。（３）式をフ
ーリエ変換した結果が（４）式である。 ｏ（ｔ）＝ｉ（ｔ）＊ｄ（ｔ）−ｃ'(ｔ）＊ｓ（ｔ） （３） Ｏ（ω）＝Ｉ（ω）Ｄ（ω）−Ｃ'(ω）Ｓ（ω） （４）
【００２５】回り込みキャンセラの出力信号ｏ（ｔ）は
中継放送機２を通って放送波ｓ（ｔ）となり送信アンテ
ナ（図示せず）より送信される。ここでは、（５）式が
成立し、（５）式をフーリエ変換した結果が（６）式で
ある。 ｓ（ｔ）＝Ａ・ｏ（ｔ）＊ｇ（ｔ） （５） Ｓ（ω）＝Ａ・Ｏ（ω）・Ｇ（ω） （６） （６）式に（４）式を代入すると（７）式が得られる。 Ｓ（ω）＝Ａ・Ｇ（ω）｛Ｉ（ω）Ｄ（ω）−Ｃ'(ω）Ｓ（ω）｝ （７） また、（７）式に（２）式を代入すると（８）式が得ら
れる。 Ｓ（ω）＝Ａ・Ｇ（ω）［｛Ｒ（ω）＋Ｃ（ω）Ｓ（ω）｝Ｄ（ω）−Ｃ'( ω）Ｓ（ω）］ （８）
中継放送機２を通って放送波ｓ（ｔ）となり送信アンテ
ナ（図示せず）より送信される。ここでは、（５）式が
成立し、（５）式をフーリエ変換した結果が（６）式で
ある。 ｓ（ｔ）＝Ａ・ｏ（ｔ）＊ｇ（ｔ） （５） Ｓ（ω）＝Ａ・Ｏ（ω）・Ｇ（ω） （６） （６）式に（４）式を代入すると（７）式が得られる。 Ｓ（ω）＝Ａ・Ｇ（ω）｛Ｉ（ω）Ｄ（ω）−Ｃ'(ω）Ｓ（ω）｝ （７） また、（７）式に（２）式を代入すると（８）式が得ら
れる。 Ｓ（ω）＝Ａ・Ｇ（ω）［｛Ｒ（ω）＋Ｃ（ω）Ｓ（ω）｝Ｄ（ω）−Ｃ'( ω）Ｓ（ω）］ （８）
【００２６】（８）式は（９）式のように整理される。 Ｓ（ω）［１−Ａ・Ｇ（ω）｛Ｄ（ω）Ｃ（ω）−Ｃ'(ω) ｝］＝Ａ・Ｇ（ ω）Ｒ（ω）Ｄ（ω） （９） （９）式を変形し、系全体の伝達関数Ｆ（ω）（以下、
一巡伝達関数という）を求めると（１０）式が得られ
る。
一巡伝達関数という）を求めると（１０）式が得られ
る。
【数１】 系全体の伝達関数が、中継放送機１の利得Ａ、その周波
数特性Ｇ（ω）および回り込みキャンセラ１の入力フィ
ルタの特性Ｄ（ω）のみで（１１）式のように表すこと
ができるとすれば、回り込みの影響はキャンセルされた
ことになる。 Ｆ（ω）＝Ａ・Ｇ（ω）Ｄ（ω） （１１）
数特性Ｇ（ω）および回り込みキャンセラ１の入力フィ
ルタの特性Ｄ（ω）のみで（１１）式のように表すこと
ができるとすれば、回り込みの影響はキャンセルされた
ことになる。 Ｆ（ω）＝Ａ・Ｇ（ω）Ｄ（ω） （１１）
【００２７】（１１）式が成立する条件は、（１０）式
において分母が１になることを意味し、これは、（１
２）式が成立することである。 Ｄ（ω）Ｃ（ω）＝Ｃ'(ω） （１２） （１２）式は、アダプティブフィルタの周波数特性（右
辺）の入力フィルタ経由の回り込み伝送路の周波数特性
（左辺）に等しいことがキャンセルの条件であることを
意味している。Ｇ（ω），Ｄ（ω）は既知であるから、
Ｃ（ω）を知ることができれば、回り込みはキャンセル
できることになる。
において分母が１になることを意味し、これは、（１
２）式が成立することである。 Ｄ（ω）Ｃ（ω）＝Ｃ'(ω） （１２） （１２）式は、アダプティブフィルタの周波数特性（右
辺）の入力フィルタ経由の回り込み伝送路の周波数特性
（左辺）に等しいことがキャンセルの条件であることを
意味している。Ｇ（ω），Ｄ（ω）は既知であるから、
Ｃ（ω）を知ることができれば、回り込みはキャンセル
できることになる。
【００２８】次に、回り込み伝送路の伝達関数の評価
（一巡伝達関数）の評価方法について説明する。図４お
よび図５に、それぞれＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭ
セグメントの構成、および同期変調部のＯＦＤＭセグメ
ントの構成を示す。ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号では、図５に
示すように、受信機側での復調を容易にするために、Ｃ
Ｐ（Continual Pilot signal) 、ＳＰ（Scattered Pilo
t signal)などの基準信号が挿入されており、さらに、
各ＯＦＤＭセグメントの変調方式などを示すＴＭＣＣ
（Transmission Modulation Configuration Code) が各
ＯＦＤＭセグメントに含まれている。
（一巡伝達関数）の評価方法について説明する。図４お
よび図５に、それぞれＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭ
セグメントの構成、および同期変調部のＯＦＤＭセグメ
ントの構成を示す。ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号では、図５に
示すように、受信機側での復調を容易にするために、Ｃ
Ｐ（Continual Pilot signal) 、ＳＰ（Scattered Pilo
t signal)などの基準信号が挿入されており、さらに、
各ＯＦＤＭセグメントの変調方式などを示すＴＭＣＣ
（Transmission Modulation Configuration Code) が各
ＯＦＤＭセグメントに含まれている。
【００２９】これらのキャリアはＢＰＳＫ変調され、か
つキャリア振幅は一定であるため、ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信
号を復調し、ＣＰ，ＳＰ，ＴＭＣＣそれぞれのキャリア
振幅値、位相値を知ることで、回り込み伝送路特性を推
定することができる。ここでは、全ＯＦＤＭセグメント
は同期変調部であり、ＳＰを用いる場合について説明す
る。ＳＰは、図５に示すように、シンボル内では１２キ
ャリア間隔で挿入されており、さらにシンボル方向に３
キャリアずつ挿入位置がオフセットしていき、４シンボ
ルで完結するように配置されている。従って、回り込み
伝送路の変動がシンボル速度に比べ十分遅い場合、４シ
ンボル期間観測すれば、周波数方向に３キャリア間隔で
周波数振幅特性、周波数位相特性を得ることができる。
ＳＰは一定振幅であるが、その位相は一定規則に従って
変化している。
つキャリア振幅は一定であるため、ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信
号を復調し、ＣＰ，ＳＰ，ＴＭＣＣそれぞれのキャリア
振幅値、位相値を知ることで、回り込み伝送路特性を推
定することができる。ここでは、全ＯＦＤＭセグメント
は同期変調部であり、ＳＰを用いる場合について説明す
る。ＳＰは、図５に示すように、シンボル内では１２キ
ャリア間隔で挿入されており、さらにシンボル方向に３
キャリアずつ挿入位置がオフセットしていき、４シンボ
ルで完結するように配置されている。従って、回り込み
伝送路の変動がシンボル速度に比べ十分遅い場合、４シ
ンボル期間観測すれば、周波数方向に３キャリア間隔で
周波数振幅特性、周波数位相特性を得ることができる。
ＳＰは一定振幅であるが、その位相は一定規則に従って
変化している。
【００３０】受信したＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号からキャリ
ア再生、シンボルタイミング再生して得られた、基準キ
ャリアおよび、基準シンボルタイミングを用いて、受信
したＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号を直交復調し、さらに、複素
ＦＦＴ処理して得られた実数データｘk 、虚数データｙ
k （ｋ＝１〜Ｎ、ここにｋはキャリア番号、Ｎはキャリ
ア総数）を４シンボルぶん観測し、ＳＰに相当するｓｘ
l ，ｓｙl を（Ｌ＝１〜ＮS 、ここに、Ｌは離散的な周
波数、ＮS はＳＰの１シンボル内の総数の４倍）を抽出
する。離散的な周波数Ｌは、ＳＰキャリア周波数と一致
し、Ｌが１つ増減するごとに、対応する周波数はＯＦＤ
Ｍ信号のキャリア間隔の３倍だけ増減する。
ア再生、シンボルタイミング再生して得られた、基準キ
ャリアおよび、基準シンボルタイミングを用いて、受信
したＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号を直交復調し、さらに、複素
ＦＦＴ処理して得られた実数データｘk 、虚数データｙ
k （ｋ＝１〜Ｎ、ここにｋはキャリア番号、Ｎはキャリ
ア総数）を４シンボルぶん観測し、ＳＰに相当するｓｘ
l ，ｓｙl を（Ｌ＝１〜ＮS 、ここに、Ｌは離散的な周
波数、ＮS はＳＰの１シンボル内の総数の４倍）を抽出
する。離散的な周波数Ｌは、ＳＰキャリア周波数と一致
し、Ｌが１つ増減するごとに、対応する周波数はＯＦＤ
Ｍ信号のキャリア間隔の３倍だけ増減する。
【００３１】さらに、上記ｓｘl ，ｓｙl に加え、ＯＦ
ＤＭフレームタイミングを再生して、ＳＰの規定振幅
Ａ、規定位相φから実数部の値ｒｘl 、虚数部の値ｒｙ
l を求め、（１３), (１４）式に示す関係にある差ｅｘ
l ，ｅｙl を求める。 ｅｘl ＝ｓｘl −ｒｘl （１３） ｅｙl ＝ｓｙl −ｒｙl （１４）
ＤＭフレームタイミングを再生して、ＳＰの規定振幅
Ａ、規定位相φから実数部の値ｒｘl 、虚数部の値ｒｙ
l を求め、（１３), (１４）式に示す関係にある差ｅｘ
l ，ｅｙl を求める。 ｅｘl ＝ｓｘl −ｒｘl （１３） ｅｙl ＝ｓｙl −ｒｙl （１４）
【００３２】これら求めた差ｅｘl ，ｅｙl は、到来す
る親局電波の歪みが十分に小さければ、回り込み伝送系
を含む一巡伝達関数Ｆ（ω）をサンプリングしたものと
なる。上述の（１０）式を変形すると（１５）式が得ら
れる。
る親局電波の歪みが十分に小さければ、回り込み伝送系
を含む一巡伝達関数Ｆ（ω）をサンプリングしたものと
なる。上述の（１０）式を変形すると（１５）式が得ら
れる。
【数２】 ここで、左辺は、回り込み波をキャンセルするために設
けた帰還回路の伝達関数と、遅延回路の影響を考慮した
実際の回り込み系との差を表しており、これ（左辺）を
Ｅ（ω）と置けば（１６）式となる。
けた帰還回路の伝達関数と、遅延回路の影響を考慮した
実際の回り込み系との差を表しており、これ（左辺）を
Ｅ（ω）と置けば（１６）式となる。
【数３】
【００３３】（１６）式において、Ｅ（ω）をゼロにす
ることは、回り込みの完全なキャンセルに対応する。
Ａ，Ｇ（ω），Ｄ（ω）は既知で変化しないから、あら
かじめ、ＳＰの送られるキャリア周波数でのサンプリン
グ値を得ることは可能であり、それらをＧl ，Ｄl とす
れば、Ｅ（ω）のサンプリング値Ｅl は（１７）式で表
される。
ることは、回り込みの完全なキャンセルに対応する。
Ａ，Ｇ（ω），Ｄ（ω）は既知で変化しないから、あら
かじめ、ＳＰの送られるキャリア周波数でのサンプリン
グ値を得ることは可能であり、それらをＧl ，Ｄl とす
れば、Ｅ（ω）のサンプリング値Ｅl は（１７）式で表
される。
【数４】 ここに、Ｆl は（１８）式で表され、ｉは虚数である。 Ｆl ＝ｅｘl ＋ｉ・ｅｙl （１８）
【００３４】（１７）式のＥl を複素逆ＦＦＴ処理して
得られる複素インパルス応答をＨm, n-1 とし、アダプテ
ィブ複素デジタルフィルタのタップ係数を次の（１９）
式で示すように修正を繰り返すことで、回り込みを完全
にキャンセルできると同時に、特性の変動する回り込み
波に追従、キャンセルを行うことが可能となる。（１
９）式において、μは０〜１の適当な数値、Ｈm,n-1 は
上記複素インパルス応答、および右辺第１項のＰm,n-1
は更新を行う前のタップ係数であり、さらに、Ｐ
m,n （左辺）は更新後のタップ係数である。 Ｐm,n ＝Ｐm,n-1 ＋μ・Ｈm,n-1 （１９）
得られる複素インパルス応答をＨm, n-1 とし、アダプテ
ィブ複素デジタルフィルタのタップ係数を次の（１９）
式で示すように修正を繰り返すことで、回り込みを完全
にキャンセルできると同時に、特性の変動する回り込み
波に追従、キャンセルを行うことが可能となる。（１
９）式において、μは０〜１の適当な数値、Ｈm,n-1 は
上記複素インパルス応答、および右辺第１項のＰm,n-1
は更新を行う前のタップ係数であり、さらに、Ｐ
m,n （左辺）は更新後のタップ係数である。 Ｐm,n ＝Ｐm,n-1 ＋μ・Ｈm,n-1 （１９）
【００３５】以下に、上述した原理に基づいて構成され
る回り込みキャンセラの実施の形態について説明する。
図６は、本発明回り込みキャンセラの第１の実施の形態
をブロック図にて示している。図６において、６，１
０，１３は帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと記す）、
７は局部発振器、８は分配器、９，１２はミキサ回路と
しての掛算器、１１は回り込み信号の複製を発生するデ
ジタル信号処理部、および１４は減算回路である。
る回り込みキャンセラの実施の形態について説明する。
図６は、本発明回り込みキャンセラの第１の実施の形態
をブロック図にて示している。図６において、６，１
０，１３は帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと記す）、
７は局部発振器、８は分配器、９，１２はミキサ回路と
しての掛算器、１１は回り込み信号の複製を発生するデ
ジタル信号処理部、および１４は減算回路である。
【００３６】動作につき説明する。受信アンテナで受信
された信号はＢＰＦ６で所定の帯域幅に帯域制限される
とともに、後述するデジタル信号処理部１１で発生する
信号の遅延を補正するための遅延も与えられる。次に、
中継増幅器の入力側で分配し作成した参照信号（図２参
照）は、局部発振器７で発生され、分配器８で２分配さ
れた一方の局部発振信号とミキサ回路９で掛算し、ＩＦ
信号に変換した後、ＢＰＦ１０でイメージ成分を除去し
た後、デジタル信号処理部１１に送り、同処理部におい
て、回り込み伝送系から供給され、受信アンテナにて受
信される信号と同じ周波数−振幅特性、周波数−位相特
性を有する回り込み信号の複製を発生する。
された信号はＢＰＦ６で所定の帯域幅に帯域制限される
とともに、後述するデジタル信号処理部１１で発生する
信号の遅延を補正するための遅延も与えられる。次に、
中継増幅器の入力側で分配し作成した参照信号（図２参
照）は、局部発振器７で発生され、分配器８で２分配さ
れた一方の局部発振信号とミキサ回路９で掛算し、ＩＦ
信号に変換した後、ＢＰＦ１０でイメージ成分を除去し
た後、デジタル信号処理部１１に送り、同処理部におい
て、回り込み伝送系から供給され、受信アンテナにて受
信される信号と同じ周波数−振幅特性、周波数−位相特
性を有する回り込み信号の複製を発生する。
【００３７】デジタル信号処理部１１で発生した回り込
み信号の複製（ＩＦ信号）はミキサ回路１２で、分配器
８から送られる局部発振信号と掛算して周波数変換し、
再びＲＦ信号にする。さらにＢＰＦ１３でイメージ成分
を除去した後減算回路１４に供給する。減算回路１４に
おいて、この回り込み信号の複製は、ＢＰＦ６からこの
同じ減算回路１４に供給されるアンテナ受信信号から引
き算され、回り込み信号成分が除去されて後、中継放送
機へ送られる。
み信号の複製（ＩＦ信号）はミキサ回路１２で、分配器
８から送られる局部発振信号と掛算して周波数変換し、
再びＲＦ信号にする。さらにＢＰＦ１３でイメージ成分
を除去した後減算回路１４に供給する。減算回路１４に
おいて、この回り込み信号の複製は、ＢＰＦ６からこの
同じ減算回路１４に供給されるアンテナ受信信号から引
き算され、回り込み信号成分が除去されて後、中継放送
機へ送られる。
【００３８】図６中、回り込み信号の複製を発生するデ
ジタル信号処理部１１の詳細な構成例を図７にブロック
図にて示し、以下、これにつき説明する。図７におい
て、１５はＡＤ変換器、１６は直交復調器、１７はＦＦ
Ｔ回路、１８はアダプティブ複素デジタルフィルタ、１
９はクロック再生回路、２０はキャリア再生回路、２１
は回り込み伝送路インパルス応答を作成するＤＳＰ処理
部、２２は直交変調器、および２３はＤＡ変換器であ
る。
ジタル信号処理部１１の詳細な構成例を図７にブロック
図にて示し、以下、これにつき説明する。図７におい
て、１５はＡＤ変換器、１６は直交復調器、１７はＦＦ
Ｔ回路、１８はアダプティブ複素デジタルフィルタ、１
９はクロック再生回路、２０はキャリア再生回路、２１
は回り込み伝送路インパルス応答を作成するＤＳＰ処理
部、２２は直交変調器、および２３はＤＡ変換器であ
る。
【００３９】次に、このデジタル信号処理部（図７に示
される回路部分）の動作について説明する。図６中のＢ
ＰＦ１０を介して当該回路部分に供給される参照信号
（ＩＦ信号）は、まずＡＤ変換器１５でデジタルＩＦ信
号に変換され、さらに直交復調器１６で等価ベースバン
ド信号のＩ軸信号、Ｑ軸信号に変換された後、ＦＦＴ回
路１７、アダプティブ複素デジタルフィルタ１８、クロ
ック再生回路１９、キャリア再生回路２０にそれぞれ供
給される。クロック再生回路１９はＢＳＴ−ＯＦＤＭ信
号よりシンボルタイミングを再生すると共に、当該信号
処理部で必要な各種タイミング信号を作成のうえ、クロ
ックを必要とする各回路に供給する。
される回路部分）の動作について説明する。図６中のＢ
ＰＦ１０を介して当該回路部分に供給される参照信号
（ＩＦ信号）は、まずＡＤ変換器１５でデジタルＩＦ信
号に変換され、さらに直交復調器１６で等価ベースバン
ド信号のＩ軸信号、Ｑ軸信号に変換された後、ＦＦＴ回
路１７、アダプティブ複素デジタルフィルタ１８、クロ
ック再生回路１９、キャリア再生回路２０にそれぞれ供
給される。クロック再生回路１９はＢＳＴ−ＯＦＤＭ信
号よりシンボルタイミングを再生すると共に、当該信号
処理部で必要な各種タイミング信号を作成のうえ、クロ
ックを必要とする各回路に供給する。
【００４０】キャリア再生回路２０はＢＳＴ−ＯＦＤＭ
信号より基準キャリア信号を再生し、直交復調器１６と
直交変調器２２に供給する。また、ＦＦＴ回路１７で
は、有効シンボル期間のＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号の抽出と
ＦＦＴ処理を行い、その結果を次段のＤＳＰ処理部２１
へ送る。ＤＳＰ処理部２１では、ＦＦＴ回路１７から供
給されるＦＦＴ処理結果の実数部と虚数部の各信号か
ら、ＳＰ，ＣＰ，ＴＭＣＣのキャリア成分を抽出して回
り込み伝送系の伝達関数を求めた後、逆ＦＦＴ処理を行
い、複素インパルス応答に変換し、さらにタップ係数を
作成して、そのタップ係数をアダプティブ複素デジタル
フィルタ１８へ送る。アダプティブ複素デジタルフィル
タ１８は、直交復調器１６から供給された等価ベースバ
ンド信号に、回り込み伝送系から受信アンテナに供給さ
れる信号と同じ周波数−振幅特性、周波数−位相特性を
与えて、その出力を直交変調器２２へ送出する。
信号より基準キャリア信号を再生し、直交復調器１６と
直交変調器２２に供給する。また、ＦＦＴ回路１７で
は、有効シンボル期間のＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号の抽出と
ＦＦＴ処理を行い、その結果を次段のＤＳＰ処理部２１
へ送る。ＤＳＰ処理部２１では、ＦＦＴ回路１７から供
給されるＦＦＴ処理結果の実数部と虚数部の各信号か
ら、ＳＰ，ＣＰ，ＴＭＣＣのキャリア成分を抽出して回
り込み伝送系の伝達関数を求めた後、逆ＦＦＴ処理を行
い、複素インパルス応答に変換し、さらにタップ係数を
作成して、そのタップ係数をアダプティブ複素デジタル
フィルタ１８へ送る。アダプティブ複素デジタルフィル
タ１８は、直交復調器１６から供給された等価ベースバ
ンド信号に、回り込み伝送系から受信アンテナに供給さ
れる信号と同じ周波数−振幅特性、周波数−位相特性を
与えて、その出力を直交変調器２２へ送出する。
【００４１】直交変調器２２では、直交復調器１６で使
用したのと同じキャリア再生回路２０で発生された基準
キャリア信号を用いて等価ベースバンド信号をデジタル
ＩＦ信号に変換後、ＤＡ変換器２３でアナログ信号に変
換し、当該デジタル信号処理部の出力としている。以上
において、アダプティブ複素デジタルフィルタ１８は、
図示のように、４個のアダプティブデジタルフィルタと
２個の加算器とで構成することができる。なお、アダプ
ティブ複素デジタルフィルタ１８と同様、破線枠で囲っ
て示される直交復調器１６および直交変調器２２の構成
は、それら構成が十分周知であるので説明を省略する。
用したのと同じキャリア再生回路２０で発生された基準
キャリア信号を用いて等価ベースバンド信号をデジタル
ＩＦ信号に変換後、ＤＡ変換器２３でアナログ信号に変
換し、当該デジタル信号処理部の出力としている。以上
において、アダプティブ複素デジタルフィルタ１８は、
図示のように、４個のアダプティブデジタルフィルタと
２個の加算器とで構成することができる。なお、アダプ
ティブ複素デジタルフィルタ１８と同様、破線枠で囲っ
て示される直交復調器１６および直交変調器２２の構成
は、それら構成が十分周知であるので説明を省略する。
【００４２】図６および図７により説明した本発明回り
込みキャンセラの第１の実施形態に対して、アナログ信
号処理を行う直交復調器、直交変調器を使用して本発明
回り込みキャンセラを構成することもでき、この場合の
構成例を第２の実施形態として、それぞれ図８および図
９にブロック図にて示している。
込みキャンセラの第１の実施形態に対して、アナログ信
号処理を行う直交復調器、直交変調器を使用して本発明
回り込みキャンセラを構成することもでき、この場合の
構成例を第２の実施形態として、それぞれ図８および図
９にブロック図にて示している。
【００４３】図８および図９に示す本発明回り込みキャ
ンセラの第２の実施形態においては、回り込みキャンセ
ラ１（図１および図２参照）への入力信号である参照信
号をＩＦ信号に変換しなくてもよい（図８参照）代わり
に、図９に示すように、ＡＤ変換器およびＤＡ変換器が
それぞれ２個ずつ必要となる（図９に、それぞれ２４，
２５および２６，２７として示される）ほか、十分なキ
ャンセル効果を得るためには、これらに高い直交性能が
要求される。また、この第２の実施形態では、キャリア
再生回路２０から出力される再生キャリア信号はアナロ
グ信号となる。なお、図８および図９の回路動作は、そ
れぞれ図６および図７から殆んど類推可能である（例え
ば、同じ参照番号によって）ことから、詳細な説明は省
略する。
ンセラの第２の実施形態においては、回り込みキャンセ
ラ１（図１および図２参照）への入力信号である参照信
号をＩＦ信号に変換しなくてもよい（図８参照）代わり
に、図９に示すように、ＡＤ変換器およびＤＡ変換器が
それぞれ２個ずつ必要となる（図９に、それぞれ２４，
２５および２６，２７として示される）ほか、十分なキ
ャンセル効果を得るためには、これらに高い直交性能が
要求される。また、この第２の実施形態では、キャリア
再生回路２０から出力される再生キャリア信号はアナロ
グ信号となる。なお、図８および図９の回路動作は、そ
れぞれ図６および図７から殆んど類推可能である（例え
ば、同じ参照番号によって）ことから、詳細な説明は省
略する。
【００４４】以上説明した本発明回り込みキャンセラ
は、その第１および第２の実施形態においても、図６お
よび図８のデジタル信号処理部１１にアダプティブ複素
デジタルフィルタ１８を用いて回り込みキャンセル用信
号を発生している（図７、図９参照）が、本発明回り込
みキャンセラは、図６に示すデジタル信号処理部１１
を、図１０に示すように、帯域通過特性を有する実数係
数デジタルフィルタ（図１０において、アダプティブフ
ィルタ２８と記されている）を用いて構成することもで
きる。
は、その第１および第２の実施形態においても、図６お
よび図８のデジタル信号処理部１１にアダプティブ複素
デジタルフィルタ１８を用いて回り込みキャンセル用信
号を発生している（図７、図９参照）が、本発明回り込
みキャンセラは、図６に示すデジタル信号処理部１１
を、図１０に示すように、帯域通過特性を有する実数係
数デジタルフィルタ（図１０において、アダプティブフ
ィルタ２８と記されている）を用いて構成することもで
きる。
【００４５】この場合、回り込み特性を評価するＦＦＴ
回路１７や、その後段のＤＳＰ処理部２１に供給する信
号は直交復調器１６による直交復調後の等価ベースバン
ド信号であるが、回り込み伝送系で生成されたのと同じ
周波数−振幅特性、周波数−位相特性を有する回り込み
信号の複製を作り出す帯域通過特性を有する実数係数デ
ジタルフィルタ２８には直交復調する前の参照信号（Ｉ
Ｆ信号）が供給され、帯域通過特性が与えられる。この
構成においては、アダプティブデジタルフィルタ（図１
０において、アダプティブフィルタ２８として示されて
いる）のブロックは１個ですむが、高速動作が要求され
る。
回路１７や、その後段のＤＳＰ処理部２１に供給する信
号は直交復調器１６による直交復調後の等価ベースバン
ド信号であるが、回り込み伝送系で生成されたのと同じ
周波数−振幅特性、周波数−位相特性を有する回り込み
信号の複製を作り出す帯域通過特性を有する実数係数デ
ジタルフィルタ２８には直交復調する前の参照信号（Ｉ
Ｆ信号）が供給され、帯域通過特性が与えられる。この
構成においては、アダプティブデジタルフィルタ（図１
０において、アダプティブフィルタ２８として示されて
いる）のブロックは１個ですむが、高速動作が要求され
る。
【００４６】回り込み信号の複製を作り出すデジタルフ
ィルタは、いずれの場合も（前述した図７および図９の
場合も含めて）、例えば、図１１に示すように、複数の
係数レジスタ、加算器：
ィルタは、いずれの場合も（前述した図７および図９の
場合も含めて）、例えば、図１１に示すように、複数の
係数レジスタ、加算器：
【外１】 、掛算器：
【外２】 およびＤラッチ：Ｄによって構成される重みづけ加算回
路の形態をなしているが、１個のアダプティブデジタル
フィルタ２８のブロックは２つの独立したデジタルフィ
ルタの系統を有し、それら各系統が交互にセレクタによ
って選択され、選択されていない系統にＤＳＰ処理部２
１（図１０参照）から更新後の係数がロードされ、係数
更新によって生じる不正信号が消失した後で、系統を切
り替えるようにしている。この切り替えのタイミング
を、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルに一致させるこ
とで、係数更新の影響を少なくすることが可能である。
また、図６〜図９を参照して説明したアダプティブ複素
デジタルフィルタ１８を使用する場合には、アダプティ
ブデジタルフィルタのブロックを４個必要とするのに対
し、図１０に示す本例の場合は１個のみでよい。
路の形態をなしているが、１個のアダプティブデジタル
フィルタ２８のブロックは２つの独立したデジタルフィ
ルタの系統を有し、それら各系統が交互にセレクタによ
って選択され、選択されていない系統にＤＳＰ処理部２
１（図１０参照）から更新後の係数がロードされ、係数
更新によって生じる不正信号が消失した後で、系統を切
り替えるようにしている。この切り替えのタイミング
を、ＯＦＤＭ信号のガードインターバルに一致させるこ
とで、係数更新の影響を少なくすることが可能である。
また、図６〜図９を参照して説明したアダプティブ複素
デジタルフィルタ１８を使用する場合には、アダプティ
ブデジタルフィルタのブロックを４個必要とするのに対
し、図１０に示す本例の場合は１個のみでよい。
【００４７】
【発明の効果】本発明によれば、放送波中継所における
送受アンテナ間での回り込みをキャンセルすることが可
能となり、従って、地上デジタル放送におけるＳＦＮを
実現するのに必要なコストを大幅に軽減することができ
る。
送受アンテナ間での回り込みをキャンセルすることが可
能となり、従って、地上デジタル放送におけるＳＦＮを
実現するのに必要なコストを大幅に軽減することができ
る。
【図１】本発明回り込みキャンセラを使用して放送波中
継所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方
法の原理的構成の一例をブロック図にて示している。
継所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方
法の原理的構成の一例をブロック図にて示している。
【図２】本発明回り込みキャンセラを使用して放送波中
継所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方
法の原理的構成の他の例をブロック図にて示している。
継所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方
法の原理的構成の他の例をブロック図にて示している。
【図３】図１の構成によって回り込みがキャンセルでき
ることを説明するために、図１の回路構成中の信号とそ
のフーリエ変換、および各回路ブロックのインパルス応
答とそのフーリエ変換を示している。
ることを説明するために、図１の回路構成中の信号とそ
のフーリエ変換、および各回路ブロックのインパルス応
答とそのフーリエ変換を示している。
【図４】ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号のＯＦＤＭセグメントの
構成を示している。
構成を示している。
【図５】同期変調部のＯＦＤＭセグメントの構成を示し
ている。
ている。
【図６】本発明回り込みキャンセラの第１の実施の形態
をブロック図にて示している。
をブロック図にて示している。
【図７】図６中の、回り込み信号の複製を発生するデジ
タル信号処理部の詳細な構成例をブロック図にて示して
いる。
タル信号処理部の詳細な構成例をブロック図にて示して
いる。
【図８】本発明回り込みキャンセラの第２の実施の形態
をブロック図にて示している。
をブロック図にて示している。
【図９】図８中の、回り込み信号の複製を発生するデジ
タル信号処理部の詳細な構成例をブロック図にて示して
いる。
タル信号処理部の詳細な構成例をブロック図にて示して
いる。
【図１０】帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィ
ルタ（アダプティブフィルタ）を用いて構成した回り込
み信号の複製を発生するデジタル信号処理部の詳細な構
成例をブロック図にて示している。
ルタ（アダプティブフィルタ）を用いて構成した回り込
み信号の複製を発生するデジタル信号処理部の詳細な構
成例をブロック図にて示している。
【図１１】デジタルフィルタの一構成例を示している。
１ 回り込みキャンセラ ２ 中継放送機 ３ 出力フィルタ ４ 方向性結合器 ５ 分配器 ６，１０，１３ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ） ７ 局部発振器 ８ 分配器 ９，１２ ミキサ回路 １１ デジタル信号処理部 １４ 減算回路 １５ ＡＤ変換器 １６ 直交復調器 １７ ＦＦＴ回路 １８ アダプティブ複素デジタルフィルタ １９ クロック再生回路 ２０ キャリア再生回路 ２１ ＤＳＰ処理部 ２２ 直交変調器 ２３ ＤＡ変換器 ２４，２５ ＡＤ変換器 ２６，２７ ＤＡ変換器 ２８ 帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィルタ
（アダプティブフィルタ） 〔外１〕 加算器 〔外２〕 掛算器 Ｄ Ｄラッチ
（アダプティブフィルタ） 〔外１〕 加算器 〔外２〕 掛算器 Ｄ Ｄラッチ
Claims (5)
- 【請求項１】 減算器１４と該減算器の減算端子に、そ
の出力信号が供給されるように実質的に接続された回り
込み信号の複製を発生するデジタル信号処理部１１とを
少なくとも具えてなり、前記減算器１４の被減算端子に
は前記回り込み信号を含んでいる受信信号が実質的に供
給され、前記減算器１４の出力端子には中継放送機２の
入力端子が実質的に接続され、そして前記デジタル信号
処理部１１の入力端子には、前記中継放送機２の入出力
信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給さ
れるように構成されていることを特徴とする回り込みキ
ャンセラ。 - 【請求項２】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記デジタル信号処理部１１は、該処理部の主要
な構成要素としてアダプティブ複素デジタルフィルタ１
８を含む回路により構成され、該アダプティブ複素デジ
タルフィルタのタップ係数は、前記処理部１１に供給さ
れる信号から直交復調器１６を介して得られた等価ベー
スバンド信号が供給され、回り込み特性を評価するＦＦ
Ｔ回路１７および該回路に後続して配置されるＤＳＰ処
理部２１によって得られる複素インパルス応答に従って
設定されることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項３】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記デジタル信号処理部１１は、該処理部の主要
な構成要素として帯域通過特性を有する実数係数デジタ
ルフィルタ２８を含む回路により構成され、該実数係数
デジタルフィルタのタップ係数は、前記処理部１１に供
給される信号から直交復調器１６を介して得られた等価
ベースバンド信号が供給され、回り込み特性を評価する
ＦＦＴ回路１７および該回路に後続して配置されるＤＳ
Ｐ処理部２１によって得られるインパルス応答に従って
設定されることを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれか１項記載の回
り込みキャンセラにおいて、ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号に含
まれるＴＭＣＣ信号、ＣＰ信号およびＳＰ信号の各キャ
リアがＢＰＳＫ変調波であり、かつそれら信号の各キャ
リア振幅が一定であることを利用して回り込み伝送系の
伝達関数を推定するようにしたことを特徴とする回り込
みキャンセラ。 - 【請求項５】 請求項４記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記ＢＳＴ−ＯＦＤＭ信号のすべてのシンボルに
含まれるＣＰ信号またはＴＭＣＣ信号を用いて回り込み
伝送系の伝達関数の粗い推定を行った後、引き続き所定
シンボル間隔で送られるが、周波数軸上では、前記ＣＰ
信号または前記ＴＭＣＣ信号より細かい間隔で配置され
るＳＰ信号を用いて回り込み伝送系の伝達関数の微細な
推定を行うことにより、回り込み伝送系の伝達関数の推
定精度を向上させるようにしたことを特徴とする回り込
みキャンセラ。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16218998A JP4409639B2 (ja) | 1998-06-10 | 1998-06-10 | 回り込みキャンセラ |
| EP99923994A EP1087559B1 (en) | 1998-06-10 | 1999-06-10 | Canceller for jamming wave by interference |
| CNB2003101245864A CN100505598C (zh) | 1998-06-10 | 1999-06-10 | 干涉致干扰波消除器 |
| TW088109745A TW439354B (en) | 1998-06-10 | 1999-06-10 | Interference wave eliminator |
| CNB998083992A CN1210899C (zh) | 1998-06-10 | 1999-06-10 | 干涉致干扰波消除器 |
| KR1020007013922A KR20010071441A (ko) | 1998-06-10 | 1999-06-10 | 간섭에 의한 방해파 캔슬러 |
| PCT/JP1999/003105 WO1999065173A1 (fr) | 1998-06-10 | 1999-06-10 | Dispositif d'annulation d'une onde de brouillage creee par des interferences |
| DE69941980T DE69941980D1 (de) | 1998-06-10 | 1999-06-10 | Auslöscher für störwelle mit interferenz |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16218998A JP4409639B2 (ja) | 1998-06-10 | 1998-06-10 | 回り込みキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11355160A true JPH11355160A (ja) | 1999-12-24 |
| JP4409639B2 JP4409639B2 (ja) | 2010-02-03 |
Family
ID=15749704
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16218998A Expired - Lifetime JP4409639B2 (ja) | 1998-06-10 | 1998-06-10 | 回り込みキャンセラ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1087559B1 (ja) |
| JP (1) | JP4409639B2 (ja) |
| KR (1) | KR20010071441A (ja) |
| CN (2) | CN1210899C (ja) |
| DE (1) | DE69941980D1 (ja) |
| TW (1) | TW439354B (ja) |
| WO (1) | WO1999065173A1 (ja) |
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| JP2013532447A (ja) * | 2010-06-30 | 2013-08-15 | クアルコム，インコーポレイテッド | Ｒｆ消去基準を使用した中継器のためのハイブリッド無線アーキテクチャ |
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-
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