JP2013532447A - Ｒｆ消去基準を使用した中継器のためのハイブリッド無線アーキテクチャ - Google Patents

Ｒｆ消去基準を使用した中継器のためのハイブリッド無線アーキテクチャ Download PDF

Info

Publication number
JP2013532447A
JP2013532447A JP2013515590A JP2013515590A JP2013532447A JP 2013532447 A JP2013532447 A JP 2013532447A JP 2013515590 A JP2013515590 A JP 2013515590A JP 2013515590 A JP2013515590 A JP 2013515590A JP 2013532447 A JP2013532447 A JP 2013532447A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
antenna
transmission
receiver
repeater
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2013515590A
Other languages
English (en)
Inventor
ケネス・エム・ゲイニー
ジェームス・アーサー・プロクター・ジュニア
ダナンジャイ・アショク・ゴア
Original Assignee
クアルコム，インコーポレイテッド
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by クアルコム，インコーポレイテッド filed Critical クアルコム，インコーポレイテッド
Publication of JP2013532447A publication Critical patent/JP2013532447A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
    • H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

ワイヤレス中継器は、中間周波数(IF)サブサンプリング受信機として実装される受信機回路と、直接変換(ゼロIF)送信機として実装される送信機回路とを含む。中継器は、チャネル推定のための基準信号として使用するために、無線での送信の前に送信信号の一部をサンプリングするためのIFサブサンプリング受信機として実装される基準受信機をさらに含む。基準信号は中継器の送信機回路の中の歪みに対処することから、基準受信機からの基準信号を使用することによって、極めて正確なチャネル推定値が得られる。中継器は、チャネル推定に基づいて推定されたフィードバック量を入力信号から消去するためのエコーキャンセラを含み得る。

Description

本開示は一般に、ワイヤレス通信システムにおける中継器に関する。
ワイヤレス通信システムおよび技法は、人々が通信する方法の重要部分になっている。ただし、カバレージの提供は、ワイヤレスサービスプロバイダにとって大きな挑戦課題となり得る。カバレージを拡張する1つのやり方は、中継器を展開することである。
概して、中継器とは、信号を受信し、信号を増幅し、増幅信号を送信するデバイスである。図1は、セルラー電話システムのコンテキストにおける中継器110を示す基本図である。中継器110は、基地局125などのネットワークインフラストラクチャへの例示的ネットワークインターフェースとしてのドナーアンテナ115を含む。中継器110は、モバイルデバイス130へのモバイルインターフェースとしてのサーバアンテナ120(「カバレージアンテナ」とも呼ばれる)も含む。動作時、ドナーアンテナ115は基地局125と通信し、サーバアンテナ120はモバイルデバイス130と通信している。
基地局125からの信号は、順方向リンク回路構成135を使って増幅され、モバイルデバイス130からの信号は、逆方向リンク回路構成140を使って増幅される。多くの構成は、順方向リンク回路構成135および逆方向リンク回路構成140によって使用され得る。
多くのタイプの中継器が存在する。一部の中継器では、ネットワークとモバイルインターフェースの両方がワイヤレスであり、他の中継器では、ワイヤードネットワークインターフェースが使われる。一部の中継器は、第1のキャリア周波数を有する信号を受信し、第2の異なるキャリア周波数を有する増幅信号を送信し、その他の中継器は、同じキャリア周波数を使って信号を受信し送信する。「同一周波数」中継器について、1つの具体的な挑戦課題は、送信された信号の一部が漏れて受信回路構成に戻り、再度増幅され送信されるので、発生するフィードバックを管理することである。
既存の中継器はいくつかの技法を使用してフィードバックを管理し、たとえば、中継器は2つのアンテナ間に物理的な分離を与えるように構成され、フィルタが使用されるか、または他のエコー消去技法が使用され得る。
本明細書で開示するシステム、装置および方法によって、中継器の機能を拡張することができる。本発明の一実施形態による、中継されるリモート信号と、第1のアンテナと第2のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じたフィードバック信号との和である入力信号を受信するため、および増幅信号を送信するために第1のアンテナと第2のアンテナとを有するワイヤレス中継器は、入力信号を受信し、デジタル化された入力信号を生成するために第1のアンテナに結合された、ベースバンドよりも高い中間周波数を有する中間周波数サブサンプリング受信機である第1の受信機回路と、デジタル化された送信信号に基づいて、第2のアンテナ上で送信するための増幅信号を生成するために結合された、ベースバンドで中間周波数を有する直接変換送信機である第1の送信機回路と、第2のアンテナ上での送信の前に送信される信号の少なくとも一部を受信し、デジタル化された送信基準信号を生成するために結合された、中間周波数サブサンプリング受信機である第2の受信機回路と、第1の受信機回路と第2の受信機回路と第1の送信機回路とに結合された中継器ベースバンドブロックとを含む。中継器ベースバンドブロックは、デジタル化された入力信号を第1の受信機回路から受信し、第1の送信機回路のためにデジタル化された送信信号を生成するために動作可能であり、デジタル化された送信基準信号をチャネル推定のための基準信号として受信するようにさらに構成される。
本発明の別の態様による、ワイヤレス通信システムの中でワイヤレス中継器におけるエコー消去を提供するための方法は、中継されるリモート信号と、第1のアンテナと第2のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じたフィードバック信号との和である入力信号を中継器の第1のアンテナで受信するステップと、入力信号を第1の中間周波数で中間周波数信号に変換するステップと、サンプリング周波数で中間周波数信号をサブサンプリングすることによってデジタル化された入力信号を生成するステップと、デジタル化された入力信号に基づいて同相および直交位相のデジタル化された送信信号を生成するステップと、同相および直交位相のデジタル化された送信信号をベースバンド周波数で直交位相のアナログ送信信号に変換するステップと、送信周波数で信号を生成するために、直交位相のアナログ送信信号をアップコンバートして合成するステップと、送信周波数で信号に基づいて増幅信号を生成するステップと、第2のアンテナ上で増幅信号を送信するステップと、第2のアンテナ上での送信の前に送信される信号の少なくとも一部を受信して、送信される信号の一部を第1の中間周波数で第2の中間周波数信号に変換することによって、デジタル化された送信基準信号を生成し、サンプリング周波数で第2の中間周波数信号をサブサンプリングするステップと、デジタル化された送信基準信号をチャネル推定のための基準信号として使用して、第1のアンテナと第2のアンテナとの間のフィードバックチャネルを推定し、フィードバックチャネル推定値を提供するステップとを含む。
従来技術による中継器の簡略図である。 現在の開示の一部の実施形態による中継器環境を示す図である。 中継器の受信機回路と送信機回路とを示す通常のデジタルベースバンド干渉消去中継器の概略図である。 本発明の一実施形態による、干渉消去のためのRF基準信号を備えたハイブリッド無線アーキテクチャを使用する中継器の概略図である。 本発明の一実施形態による、干渉消去のためにRF基準信号を備えたハイブリッド無線アーキテクチャを使用する中継器の詳細な概略図である。 本発明の一実施形態よる中継器ベースバンドブロックの概略図である。
開示する方法および装置の性質、目的および利点は、以下の詳細な説明を添付の図面とともに検討した後、当業者にはより明らかとなろう。
上述のような先行技術の中継器は、セルラー電話または同様のネットワークのために大きな利点を提供することができる。しかしながら、既存の中継器構成は、一部のアプリケーションに適していない場合がある。たとえば、既存の中継器構成は、実質的に中継器のアンテナ間でより多くの分離が必要な場合のある屋内カバレージの適用例(たとえば、居住地またはビジネス環境のために信号を中継すること)には適さない場合がある。さらに、一部の従来型の中継器実装では、安定したフィードバックループ(1よりも小さなループ利得)を維持しながら妥当な高さの利得を達成することが目標である。しかしながら、中継器の利得が増えると、ドナーアンテナに漏れて戻る信号が増えることから、分離はより難しくなる。一般に、ループ安定性の要求は、カバレージアンテナからドナーアンテナに漏れて戻る信号がリモート信号(中継される信号)よりもはるかに小さいことを必要とする。したがって、安定性を確保するために、中継器の利得は従来、多少の余裕によって、サーバアンテナからドナーアンテナまでの分離よりも小さく制限されている。従来の中継器の利得がその分離を上回る場合、正のフィードバック条件によって発振が生じる。高利得と改善された分離は、特に屋内の適用例のためのものなど、現代の中継器のために必要とされる2つの矛盾する要求を形成する。
一部の従来型の中継器では、中継器のドナーアンテナとカバレージアンテナとの間の分離を改善するために、干渉消去またはエコー消去が使用される。中継器における積極的な分離を実現するために、従来型の中継器ではデジタルベースバンド干渉消去がしばしば採用され、より高度な全体的な分離およびより高い利得を達成する能力を可能にする。通常のデジタルベースバンド干渉消去またはエコー消去は、デジタルベースバンドにおいては、受信信号のサンプルとともに、送信信号のサンプルを使用することによって、またデジタルベースバンドにおいては、ドナーアンテナとサーバアンテナとの間のフィードバックチャネル(または「漏洩チャネル」)を推定するために実施される。次いで、フィードバックチャネル推定値は、「推定漏洩信号」とも呼ばれる推定フィードバック信号を生成するために使用される。次いで、推定フィードバック信号は積極的に干渉を消去するために受信信号から差し引かれ、それによって発振を防ぎながら、より高い利得を使用することが可能になる。効果的なエコー消去は、非常に正確なチャネル推定を必要とする。一般に、チャネル推定値がより正確であれば、消去はより高度になり、したがって、効果的な分離はより高度になる。本明細書では、「干渉消去」または「エコー消去」は、中継器アンテナ間の漏洩信号の量を減少させる、または除去する技法のことを指し、すなわち、「干渉消去」は推定漏洩信号の消去のことを指し、実際の漏洩信号の部分的な、または完全な消去を可能にする。
しかしながら、中継器の実際的な受信機および送信機回路構成における実体面での減損は、通常の干渉消去手法のパフォーマンスを制限する。さらに、屋内カバレージの適用例などの一部の中継器適用例によっては、中継器のすべての関連電子機器およびアンテナを1つの小さなユーザによる取り付けが可能な構造の中に収納することが望ましい。効果的なアンテナ分離のために、中継器はエコー消去が実装されることを必要とする。中継器のためのエコー消去パフォーマンス要件は、しばしば典型的な商品構成要素の機能を上回る。所望のエコー消去パフォーマンス要件を満たすために、高いパフォーマンスの構成要素が使用されなければならず、中継器におけるトランシーバ構成要素のコストを容認できないレベルにする。
本明細書のシステムおよび技法は、干渉消去またはエコー消去のためのRF基準信号を使用する同一周波数の中継器のための低コストで高パフォーマンスのハイブリッド無線アーキテクチャを提供する。より具体的には、ハイブリッド無線アーキテクチャは、中間周波数(IF)サブサンプリング受信機と、ゼロIF(直接変換)送信機とを組み込む。いくつかの実施形態では、受信機によって使用されるIFは140〜160MHzの範囲内の低いIF値を持ち、受信機のアナログデジタル変換器でのパフォーマンス要求を最小にする。ハイブリッド無線アーキテクチャでは、受信機は、送信機によって使用されるベースバンドIFよりも高いIFを使用する。受信機と送信機によって使用されるIF値における違いは、受信機と送信機との間の中継器の分離を改善する。
さらに、いくつかの実施形態では、中継器の実装する干渉消去は、RF送信信号をチャネル推定のための基準信号として使用してベースバンドにおいて実行される。RF基準信号はチャネル推定の正確度を改善し、それによって中継器のドナーアンテナ(順方向リンク送信の例のための「受信アンテナ」)とカバレージアンテナ(順方向リンク送信のための「送信アンテナ」)との間の分離を改善する。より重要なことには、基準信号としてデジタルベースバンド送信信号の代わりにRF送信信号を使用することによって、中継器の送信機回路構成による送信信号に対する歪みは、推定フィードバック信号の一部として対処され、消去される。したがって、中継器のRF送信機構成要素のパフォーマンスについての要件は緩和され得、中継器の製造コストは低減する。
図2は、現在の開示の実施形態による中継器210のための動作環境200の図を示す。図2の例は順方向リンク送信を示し、すなわち、基地局225からのリモート信号140はモバイルデバイス230に向けられている。中継器210などの中継器は、基地局225とモバイルデバイス230との間のパス227に沿った非中継信号が、モバイルデバイス230で受信される有効音声および/またはデータ通信用に十分な信号を提供しない場合、環境200内で使用され得る。利得Gおよび遅延Δを持つ中継器210は、ドナーアンテナ215において基地局225から受信した信号を、サーバアンテナ220を使ってモバイルデバイス230に中継するように構成される。中継器210は、基地局225から受信した信号を増幅し、ドナーアンテナ215およびサーバアンテナ220を介してモバイルデバイス230に送信するための順方向リンク回路構成を含む。中継器210は、モバイルデバイス230からの信号を増幅し、基地局225に戻るように送信するための逆方向リンク回路構成も含み得る。中継器210において、リモート信号s(t)は入力信号として受信され、リモート信号s(t)は、中継または増幅信号y(t)として中継され、ここで、
Figure 2013532447
である。理想的には、利得Gは大きく、中継器の遅延Δは小さく、入力SINRは、中継器210の出力において維持され(これは、データトラフィックサポートにとっては特に重要であり得る)、所望のキャリアのみが増幅される。
実際には、中継器210の利得は、ドナーアンテナ215とサーバアンテナ220との間の分離によって制限される。利得が大きすぎる場合、中継器は信号漏洩のために不安定になる可能性がある。信号漏洩は、図2のフィードバックパス222が示すように、1つのアンテナ(図2ではサーバアンテナ220)から送信された信号の一部が他のアンテナ(図2ではドナーアンテナ215)によって受信される現象のことを指す。干渉消去または他の技法がない場合、中継器はその通常動作の一部として、「漏洩信号」とも呼ばれるこのフィードバック信号を増幅し、増幅されたフィードバック信号は再びサーバアンテナ220によって送信される。信号漏洩および高い中継器の利得によって増幅されたフィードバック信号が繰返し送信されることは、中継器の不安定性につながり得る。加えて、中継器210における信号処理には、固有の無視できない遅延Δがある。さらに、中継器の出力SINRは、トランシーバ回路構成および他の信号処理機能における非線形性に依存する。したがって、前述の理想的な中継器の動作特性は、しばしば達成されない。最後に、実際には、所望のキャリアは、中継器が配備されている動作環境または市場によって異なり得る。所望のキャリアだけを増幅する中継器を常に提供できるとは限らない。
本発明の中継器が配備され得る通信システムは、赤外線、無線および/またはマイクロ波技術に基づく様々なワイヤレス通信ネットワークを含む。そのようなネットワークは、たとえば、ワイヤレスワイドエリアネットワーク(WWAN)、ワイヤレスローカルエリアネットワーク(WLAN)、ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク(WPAN)、WiMAXネットワークなどを含み得る。WWANは、符号分割多元接続(CDMA)ネットワーク、時分割多元接続(TDMA)ネットワーク、周波数分割多元接続(FDMA)ネットワーク、直交周波数分割多元接続(OFDMA)ネットワーク、シングルキャリア周波数分割多元接続(SC-FDMA)ネットワークなどであり得る。CDMAネットワークは、CDMA2000、広帯域CDMA(W-CDMA)などの1つまたは複数の無線アクセス技術(RAT)を実装することができる。CDMA2000は、IS-95、IS-2000、およびIS-856基準を含む。TDMAネットワークは、Global System for Mobile Communications(GSM(登録商標))、Digital Advanced Mobile Phone System(D-AMPS)または何らかの他のRATを実装することができる。GSM(登録商標)およびW-CDMAは、「第3世代パートナーシッププロジェクト」(3GPP)という名称の組織からの文書で説明される。CDMA2000は、「第3世代パートナーシッププロジェクト2」(3GPP2)という名称の組織からの文書で説明される。3GPPおよび3GPP2の文書は、公に利用可能である。WLANは、IEEE 802.11xネットワークでもよく、WPANはBluetooth(登録商標)ネットワーク、IEEE 802.15x、または何らかの他のタイプのネットワークでもよい。本明細書で説明するシステムおよび技法はまた、WWAN、WLAN、および/またはWPANの任意の組合せのために使用され得る。
図3は、中継器の受信機回路と送信機回路とを示す通常のデジタルベースバンド干渉消去中継器の概略図である。簡単のために、図3は、ドナーアンテナ315上でリモート信号を受信し、サーバアンテナ320上で増幅信号を送信するための中継器300の順方向リンク回路構成の詳細のみを示す。逆方向での送信のための逆方向リンク回路構成の詳細は省略されるが、中継器は順方向リンク回路構成と同じ方法で実装される逆方向リンク回路構成を含むことを理解されたい。図3の例示では、ドナーアンテナ315は、順方向リンク通信を受信するための受信機回路312、または逆方向リンク通信を送信するための送信機回路313のいずれかにドナーアンテナを接続するために動作可能なデュプレクサ311に結合される。同様に、サーバアンテナ320は、順方向リンク通信を送信するための送信機回路316、または逆方向リンク通信を受信するための受信機回路317のいずれかにサーバアンテナを接続するために動作可能なデュプレクサ319に結合される。このようにして、各デュプレクサ311と319とは、通信チャネルを介した双方向(デュプレックス)通信を可能にするために、受信機回路と送信機回路に接続する。
図3に示すように、受信機回路312(「受信機」とも呼ばれる)は、増幅されるリモート信号に、ドナーアンテナとサーバアンテナとの間のフィードバックチャネル327からの任意のフィードバック信号を足したものである受信信号(「入力信号」と呼ばれることがある)をデュプレクサ311から受信する。この例示では、受信機312は直接変換受信機またはゼロIF受信機として実装される。受信機312は低雑音増幅器362と、RFフィルタ364と、局部発振器368によって駆動されるIQダウンコンバータ366と、画像フィルタ370と、最後に到来信号をデジタル化するために局部発振器374によって駆動されるアナログデジタル変換器372とを含む。一実施形態では、RFフィルタ364はRF SAWフィルタである。他の実施形態では、RFフィルタ364はセラミックフィルタまたはFBARフィルタまたは他の適切なフィルタを使用して実装され得る。デジタル化された信号は、中継器ベースバンドブロック314に結合される。中継器ベースバンドブロック314は、受信信号のエコー消去および信号増幅を実行する。中継器ベースバンドブロック314は、サーバアンテナ320上で増幅信号として送信されるエコー消去されたデジタル送信信号を生成する。送信機回路316(「送信機」とも呼ばれる)はデジタルベースバンド信号であるデジタル送信信号を受信する。送信機316は、デジタルアナログ変換器375と、画像フィルタ376と、局部発振器380によって駆動されるIQアップコンバータ378と、RFフィルタ382と、電力増幅器(PA)384とを含む。一実施形態では、RFフィルタ382はRF SAWフィルタである。他の実施形態では、RFフィルタ382はセラミックフィルタまたはFBARフィルタまたは他の適切なフィルタを使用して実装され得る。送信機316は、デジタル送信信号からRF送信信号を生成し、アンテナ320上で送信されるRF送信信号をデュプレクサ319に与える。
通常の中継器300では、エコー消去のためのチャネル推定は、チャネル推定のための基準信号として中継器ベースバンドブロック内で生成された信号を使用して、中継器ベースバンドブロック314で実行される。中継器ベースバンドブロック314で、フィードバックチャネルは、基準信号として送信信号のデジタルサンプルを使用して、また受信信号のデジタルサンプルも使用して推定される。次いで、チャネル推定値は、送信信号のデジタルサンプルを使用してフィードバック信号を推定するために使用される。次いで、推定されたフィードバック信号は受信信号の中の望ましくないフィードバック信号を消去するために使用され、それにより積極的な分離を与え、安定性を改善する。
しかしながら、中継器300の送信機回路における減損は、干渉消去のパフォーマンスを制限する。より具体的には、送信機回路構成はRF送信信号に歪みをもたらす。歪みは、デジタルアナログ変換器(DAC)375からの量子化雑音と、局部発振器380からの位相雑音と、IQアップコンバータ378からのIQの不均衡および線形性誤差と、RFフィルタ382からのチャネル間干渉(ICI)または信号間干渉(ISI)と、最後に電力増幅器384からの非線形性誤差とを含み得る。これらの送信機の歪みは、通常の中継器のパフォーマンスを制限し、このパフォーマンスの制限が送信機回路の変更を通じて克服される場合には、実装コストが大幅に増える。
RF基準を備えたハイブリッド無線アーキテクチャ
図4は、本発明の一実施形態による、干渉消去のためのRF基準信号を備えたハイブリッド無線アーキテクチャを使用する中継器の概略図である。図4を参照すると、中継器400は、デュプレクサ411を介して受信機回路412(「受信機」)と送信機回路413(「送信機」)に結合されたドナーアンテナ415を含む。中継器400はまた、デュプレクサ419を介して送信機回路416と受信機回路417に結合されたサーバアンテナ420を含む。受信機412および送信機416は中継器400において順方向リンク通信を実施し、ここでアンテナ415は中継されるリモート信号を受信し、アンテナ420は増幅信号Y(t)を送信する。受信機417および送信機413は逆方向リンク通信を実施し、ここで中継されるリモート信号はアンテナ420上で受信され、増幅信号はアンテナ415上で送信される。
中継器400の受信機412は、増幅されるリモート信号と、ドナーアンテナとサーバアンテナとの間のフィードバックチャネル427から生じたフィードバック信号(または漏洩信号)との和である受信信号S(t)を受信する。中継器400はまた、チャネル推定、エコー消去および信号増幅の実行など、受信信号を処理するための中継器ベースバンドブロック414を含む。
本議論では、受信機回路412および受信機回路417が所望のリモート信号を受信するために使用され、送信機回路416および送信機回路413が所望の増幅信号を送信するために使用されることを示すために、受信機回路412、417は「信号受信機」と呼ばれることがあり、送信機回路416、413は「信号送信機」と呼ばれることがある。
本発明の一態様によって、中継器400はハイブリッド無線アーキテクチャを使用して実装される。より具体的には、中継器400は中間周波数(IF)サブサンプリング受信機を使用する受信機回路(412,417)を実装する。本明細書では、中間周波数(IF)サブサンプリング受信機は、受信信号を所定のIF値を持つ中間周波数信号にダウンコンバートし、次いで所与のサンプリング周波数でのアナログデジタル変換過程の間に中間周波数信号をサブサンプリングする受信機のことを指す。最初にIF信号に変換し、次いでサブサンプリングすることによって、サンプリング周波数はIF信号または受信信号のキャリアよりもはるかに小さく成り得る。一実施形態では、IFサブサンプリング受信機は低IFを使用し、ここで「低IF」はリモート信号のキャリア周波数よりもはるかに低い周波数値のことを指す。いくつかの実施形態では、リモート信号がギガヘルツの範囲内(たとえば2GHzなど)のキャリア周波数を持つ場合、IFサブサンプリング受信機は数百メガヘルツの範囲内(たとえば140〜160MHzなど)の低IF値を使用する。さらに、いくつかの実施形態では、中間周波数信号をサブサンプリングするために受信機によって使用されるサンプリング周波数は、数十メガヘルツの範囲内(たとえば20〜40MHz)にある。
一方、中継器400は、ゼロIF(直接変換)送信機を使用する送信機回路(413、416)を実装する。ゼロIFまたは直接変換送信機は、中継器ベースバンドブロックから同相(I)および直交位相(Q)信号を受信する送信機のことを指す。直接変換送信機は、ベースバンド(IF=0MHz)からの同相および直交位相IおよびQ信号を、1つの周波数変換ステップの中で送信周波数にアップコンバートおよび合成する。このように構成されるので、中継器の受信機は直接変換送信機によって使用されるベースバンドIFよりも高いIFを持つ。受信機回路と送信機回路との間のIFの差は、受信機と送信機との間の分離を改善する効果を持つ。改善された分離によって、低コストの受信機/送信機構成要素の使用が所望の送信電力と同じレベルを得ることが可能になる。
本発明の他の態様によって、中継器400は干渉消去のためのRF基準信号を実装する。より具体的には、中継器400は、RF送信信号をチャネル推定のための基準信号として使用して、ベースバンドにおいて干渉消去を実施する。図4を参照すると、中継器400は、無線での送信の前にRF送信信号を受信するための基準受信機回路430を含む。本実施形態では、基準受信機430は、デュプレクサ419への入力の前に信号送信機416の出力に結合された方向性結合器422を介してRF送信信号をサンプリングする。基準受信機430は、中継器ベースバンドブロック414によってチャネル推定のための基準信号として使用されるためのRF送信信号に基づいて、デジタルベースバンド信号を生成する。RF送信信号Y(t)を受信するための基準受信機430が、順方向リンクで到来するリモート信号S(t)を受信するために使用される信号受信機412とは別であることに留意することは有益である。本実施形態では、方向性結合器422は、基準受信機430がRF送信信号をサーバアンテナ420でサンプリングすることができるようにするために使用される。他の実施形態では、送信機の出力をサンプリングし、基準受信機へ送信された信号の一部をフィードバックするために、信号スプリッタなどの他の技法が使用され得る。逆方向リンクでは、デュプレクサ411への入力の前に信号送信機413の出力に結合された方向性結合器424を介してRF送信信号をサンプリングするために、基準受信機432が設けられる。
本実施形態では、基準受信機430、432によって生成された基準信号は、順方向/逆方向リンク通信のチャネル推定のために使用される。このようにして構成されるので、RF送信信号から導出された基準信号は、それぞれ送信機回路416、413によって生じた歪みを含む。次いで、これらの歪みはチャネル推定およびエコー消去過程で対処されるので、コストのかかる非商品構成要素の使用を必要とせずに、改善された干渉消去パフォーマンスが達成される。より具体的には、チャネル推定のための基準信号として、中継器ベースバンドブロックで生成されるデジタルベースバンド基準信号を使用するのではなく、RF送信信号を使用することによって、チャネル推定基準信号は送信機回路による歪みを含むことができる。上記で説明したように、送信機の歪みはDAC量子化雑音、位相雑音、IQの不均衡および線形性誤差、ICIおよびISI雑音、ならびに電力増幅器の非線形性誤差を含み得る。これらの送信機の歪みは基準受信機によってサンプリングされる基準信号の中に含まれるので、送信機の歪みは漏洩信号の一部として消去される。したがって送信機の歪みが除去され得る場合、干渉消去中継器の中のRF送信機構成要素に課される要件は緩和され、低コストの商品構成要素の使用が可能になり、それによって製造コストが低減する。さらに、いくつかの実施形態では、RF送信信号をチャネル推定基準信号として使用することは、線形性要件が低下することによって、中継信号のSNR(信号対雑音比)を8〜10dB改善し、出力電力を少なくとも10dB改善するように示されている。
この説明の中では、基準受信機430は、順方向リンクで無線での送信の前にアンテナ420でRF送信信号を受信するための専用受信機であり、一方基準受信機432は、逆方向リンクで無線での送信前にアンテナ415でRF送信信号を受信するための専用受信機である。このようにして、順方向リンクと逆方向リンクの両方のチャネル推定およびエコー消去は順方向リンクのためのエコー消去として実現され、逆方向リンクは一般的に別々のベースバンドブロックで別々に与えられる。
中継器400が順方向リンクと逆方向リンクの両方の回路構成で構成される場合、基準受信機430は、順方向リンクのリモート信号を受信するための信号受信機412とは別の受信機であり、また逆方向リンクのリモート信号を受信するための信号受信機417とは別の受信機でもある。同様に、基準受信機432は、順方向リンクのリモート信号を受信するための信号受信機412とは別の受信機であり、また逆方向リンクのリモート信号を受信するための関連する信号受信機417とは別の受信機でもある。本実施形態では、基準受信機430と432の両方は、信号受信機と同じ受信機構造を使用して実装される。すなわち、基準受信機430と432の両方は、IFサブサンプリング受信機として実装される。
干渉消去のためのRF基準を備えたハイブリッド無線アーキテクチャを使用する中継器400は、通常の中継器アーキテクチャよりも多くの利点を実現する。第1に、受信機と送信機とは異なるIFで動作しているので、受信機と送信機の周波数プランが衝突することはない。結果として、送信機回路と受信機回路の両方は、受信機と送信機との間の分離は中継器の動作においてはそれほど問題ではないので、低コストの構成要素を使用して実装され得る。さらに、IFサブサンプリング受信機は、さらにコストを減らし、パフォーマンスを高めるために、低サンプリングレートを使用して実装され得る。
第2に、RF基準信号をチャネル推定のために使用することによって、送信機回路構成によるかなりの量の減損は除去され、結果的にパフォーマンスがより高くなる。より具体的には、ゼロIF送信機でのIQ不均衡およびDCオフセットによる信号減損は、RF基準を通して補償される。受信機側では、ゼロIF受信機の代わりにIFサブサンプリング受信機が使用されるので、受信機にはIQ不均衡およびDCオフセット問題は存在しない。したがって、RF基準を備えたハイブリッドアーキテクチャによって、低コストの構成要素を使用することにより高い中継器のパフォーマンスが可能になる。たとえば、受信機がゼロIF受信機として実装される場合、一般にゼロIF受信機に関連したIQ不均衡およびDCオフセットの減損は、正しく動作するために、エコー消去のための非常に高いレベルに較正されなければならない。したがって、ゼロIF受信機を使用することは高コストの構成要素を必要とし、一般に実装するのが難しい。IFサブサンプリング受信機を使用することによって、IQ不均衡およびDCオフセットなどの問題は除去される。
図5は、本発明の一実施形態による、干渉消去のためにRF基準信号を備えたハイブリッド無線アーキテクチャを使用する中継器の詳細な概略図である。図5を参照すると、中継器500は、デュプレクサ511に接続されたドナーアンテナ515と、デュプレクサ519に接続されたサーバアンテナ520とを含む。この説明図では、ドナーアンテナ515上でリモート信号を受信し、サーバアンテナ520上で増幅信号を送信するための中継器500の順方向リンク回路構成のみを示す。図を簡略化するために、この説明図では、逆方向の送信のための逆方向リンク回路構成は省略する。中継器は、中継器の機能を完成するために順方向リンクと逆方向リンクの両方の回路構成を含むということを理解されたい。図5では、ドナーアンテナ515は、順方向リンク通信を受信するための受信機回路、または逆方向リンク通信を送信するための送信機回路(不図示)のいずれかにドナーアンテナを接続するために動作可能なデュプレクサ511に結合されて示されている。同様に、サーバアンテナ520は、順方向リンク通信を送信するための送信機回路516、または逆方向リンク通信を受信するための受信機回路(不図示)のいずれかにサーバアンテナを接続するために動作可能なデュプレクサ519に結合されて示されている。デュプレクサ511と519とは、通信チャネルを介した双方向(デュプレックス)通信を可能にするために、各受信機回路と送信機回路に接続することを理解されたい。
中継器500は受信機回路512と、中継器ベースバンドブロック514と、送信機回路516とを含む。ハイブリッド無線アーキテクチャを実装するために、受信機回路512はIFサブサンプリング受信機として構成され、一方送信機回路516はゼロIF送信機(直接変換送信機としても知られる)として構成される。その目的で、受信機回路512(「受信機」とも呼ばれる)はデュプレクサ511から入力信号を受信する。受信機512で受信される信号は受信信号(または「入力信号」)と呼ばれ、増幅されるリモート信号、ならびにフィードバックチャネルからの任意のフィードバック信号を含む。受信機512は、受信信号を増幅するための低雑音増幅器542と、受信信号をフィルタリングするためのRFフィルタ544と、受信信号をIF信号にダウンコンバートするための混合器546と、IF信号を増幅するための増幅器548と、増幅されたIF信号を帯域通過フィルタリングするための帯域通過フィルタ550と、最後にFSのサンプリング周波数で、フィルタリングされ増幅されたIF信号をデジタル化するためのアナログデジタル変換器551とを含む。デジタル化された信号は、中継器ベースバンドブロック514に結合される。一実施形態では、RFフィルタ544はRF SAWフィルタであり得る。他の実施形態では、RFフィルタ544はセラミックフィルタまたはFBARフィルタまたは他の適切なフィルタを使用して実装され得る。
IF信号は、受信信号を局部発振器周波数FLO1を持つ局部発振器信号と混合することによって得られる。局部発振器周波数FLO1は、受信信号のキャリア周波数よりも低い所望のIF周波数を持つIF信号を生成するために選択される。いくつかの実施形態では、局所発振器周波数FLO1は、受信信号のキャリア周波数と所望のIFとの和に等しい値を持つ。ADC551は、実質的にIFよりも低いFSのサンプリング周波数でIF信号をデジタル化するために配置される。いくつかの実施形態では、サンプリング周波数FSは、IFが数百MHzの範囲内にある場合、10分の数MHzの範囲内にある。
中継器ベースバンドブロック514は、入力信号のエコー消去および増幅を実行する。中継器ベースバンドブロック514は、サーバアンテナ520上で増幅信号として送信されるデジタル送信信号を生成する。送信機回路516(「送信機」とも呼ばれる)はデジタルベースバンド信号であるデジタル送信信号を受信する。直接変換送信機である送信機516は、中継器ベースバンドブロック514から同相Iおよび直交位相Qのデジタル送信信号を受信する。送信機516は、同相Iおよび直交位相Qのデジタル送信信号をベースバンド(IF=0MHz)で直交アナログ送信信号に変換するためのデジタルアナログ変換器572、574のペアを含む。送信機516は、アナログRF送信信号をローパスフィルタリングするためのローパスフィルタ576、578のペアと、直交位相アナログベースバンド送信信号をアップコンバートして合成し、RF送信信号を生成するための、局部発振器582によって駆動されるIQアップコンバータ(または変調器)580とをさらに含む。送信機516は、RF送信信号を増幅するための可変利得励振器584と、増幅されたRF送信信号をフィルタリングするためのRFフィルタ586と、フィルタリングされたRF送信信号を増幅するための電力増幅器(PA)588とをさらに含む。送信機516は、アンテナ520上で送信されるRF送信信号をデュプレクサ519に与える。一実施形態では、RFフィルタ586はRF SAWフィルタであり得る。他の実施形態では、RFフィルタ586はセラミックフィルタまたはFBARフィルタまたは他の適切なフィルタを使用して実装され得る。
干渉消去のためのRF基準を実装するために、中継器500は、無線での送信に結合された信号を送信する前にRF送信信号を受信するために結合された基準受信機530を含む。本実施形態では、方向性結合器522は、電力増幅器588の後で送信機516の出力をサンプリングし、サンプリングされた信号の一部を基準受信機530にフィードバックするために使用される。他の実施形態では、送信機の出力をサンプリングし、信号の一部を基準受信機にフィードバックするために、スプリッタまたは他の技法が使用され得る。
本実施形態では、基準受信機530は信号受信機512の構造と酷似している。すなわち、基準受信機530もまたIFサブサンプリング受信機として構成される。より具体的には、基準受信機530は、サンプリングされたRF送信信号をIF信号にダウンコンバートするための混合器552と、IF信号を増幅するための増幅器554と、増幅されたIF信号を帯域通過フィルタリングするための帯域通過フィルタ556と、最後にFSのサンプリング周波数で、フィルタリングされ増幅されたIF信号をデジタル化するためのアナログデジタル変換器558とを含む。デジタル化された信号は、チャネル推定のための基準信号として使用するために、中継器ベースバンドブロック514に結合される。RF送信信号は無線での送信の前にサンプリングされ、それゆえサンプリング信号を受信するためにすべての受信機要素が必要なわけではないので、基準受信機530はIFサブサンプリング受信機512のすべての構成要素を複製するとは限らない。たとえば、RF送信信号は方向性結合器522の前に送信機回路516によって増幅されているので、方向性結合器522から再び結合されたサンプリングされた信号は増幅されなくてもよい。したがって、低雑音増幅器の要素を省略することができる。また、サンプリングされた信号は正しい周波数帯域にあるので、サンプリングされた信号の帯域を限定するためのフィルタは必要ではない。
基準受信機530はRF送信信号を取り出して、それをデジタルサンプルに変換し、次いでデジタルサンプルは、チャネル推定のための基準信号として中継器ベースバンドブロック514に与えられる。中継器ベースバンドブロック514は、フィードバックチャネルを推定する際にRF送信信号のデジタルサンプルを使用する。推定されたフィードバックチャネルは次いで、エコー消去を実施するために、受信信号においてフィードバック信号を消去する際に使用される。RF基準信号を無線での送信の直前に使用することによって、送信機516の回路構成による歪みは干渉消去動作の中で対処される。
上述の実施形態では、RF送信信号は送信機回路の最終段階からサンプリングされる。すなわち、RF送信信号は、電力増幅器588の後の箇所でサンプリングされる。本発明の他の実施形態では、RF送信信号は、デジタルアナログ変換器の後、送信機回路の中の他の段階で取り出されてもよい。たとえば、RF送信信号は電力増幅器の前またはRFフィルタの前に取り出されてもよい。RF送信信号は、前述のように、方向性結合器またはスプリッタ、または送信信号をサンプリングし、信号の一部を基準受信機にフィードバックするための他の技法を使用することによって、これらの早期の段階でサンプリングされる。当然ながら、RF送信信号がすべてに満たない送信機構成要素を含む箇所から取り出される場合、それらの構成要素に関連した歪みはチャネル推定およびエコー消去過程の中で対処されない。したがって、すべての送信機回路構成に関連した歪みが対処されるように、最後の送信機構成要素(電力増幅器588など)の後の箇所でRF信号をサンプリングすることが有利である。しかしながら、残りの構成要素の歪みの寄与が大きくない限り、送信機回路より前の箇所でRF送信信号をサンプリングすることが可能である。
さらに、上述の実施形態では、デュプレクサは、受信機回路と送信機回路に接続して通信チャネルを介した双方向(デュプレックス)通信を可能にするために使用される。他の実施形態では、本発明の中継器はWiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access)通信ネットワークの中に配置されてもよい。WiMAX中継器は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる2007年3月30日に出願し、米国特許公開第2007/0268846 A1として公開されたJames Proctor他の「Enhanced physical layer repeater for operation in WiMAX systems」と題する同一出願人による同時係属の米国特許出願第11/730,361号の中で述べられている。WiMAXネットワークは、アップリンク通信信号とダウンリンク通信信号とを分離するために、時分割複信(TDD)を採用してもよい。TDDを使用して、単一の周波数チャネルは送信機と受信機との両方に割り当てられ、アップリンクとダウンリンクとの両方のトラフィックは異なる時間にではあるが、同じ周波数を使用する。本発明の中継器がTDDを採用するWiMAXネットワークの中に配置される場合、アップリンクおよびダウンリンクのトラフィックを分離し、それぞれの受信機または送信機回路に向けるために、図4および図5のデュプレクサの代わりにスイッチが使用されてもよい。
図6は、本発明の一実施形態よる中継器ベースバンドブロックの概略図である。図6を参照すると、中継器ベースバンドブロック614は、信号受信機および基準受信機からのデジタル化されたIF信号をベースバンドに変換するためのデジタル直交位相ダウンコンバータのペアを含む。すなわち、ADC551およびADC558は、受信信号と基準信号のIF信号を表すデジタルデータビットを中継器ベースバンドブロック614に与える。より具体的には、受信信号に関連したデジタルデータビットのためのデジタル直交位相ダウンコンバータは、信号スプリッタ601、混合器603、604およびローパスフィルタ612、614によって形成される。したがって、デジタル同相I信号および直交位相Q信号は、受信信号に関連したデジタルデータビットのために生成され、ベースバンド処理のためにベースバンド処理ブロック620に与えられる。基準信号に関連したデジタルデータビットのための別のデジタル直交位相ダウンコンバータは、信号スプリッタ602、混合器605、606およびローパスフィルタ616、618によって形成される。したがって、デジタル同相I信号および直交位相Q信号は、基準信号に関連したデジタルデータビットのために生成され、ベースバンド処理のためにベースバンド処理ブロック620に与えられる。混合器603、604、605および606は、数値制御発振器(NCO)610によって生成される直交位相クロック信号によって駆動される。NCO610は、混合器604および606のための第1のクロック信号(正弦位相)と、混合器603および605のための90オフセットの第2のクロック信号(余弦位相)を生成する。
ベースバンド処理ブロック620では、中継器のフィードバックチャネルを推定するためにチャネル推定ブロックでチャネル推定が実行され、エコー消去を目的としてフィードバック信号の推定値を計算する。本実施形態では、RF送信信号のデジタルサンプルは、チャネル推定のための基準信号として、ベースバンド処理ブロック620に与えられる。すなわち、チャネル推定基準信号として中継器ベースバンドブロック内で生成されたデジタル送信信号を使用する代わりに、チャネル推定アルゴリズムは、基準信号がRF送信信号から導出される中継器ベースバンドブロック614の外部から基準信号を受信する。より具体的には、中継器の基準受信機530は、無線での送信の直前にRF送信信号のサンプルを受信し、サンプリングされたRF送信信号に基づいてデジタルベースバンド基準信号を生成する。RF送信信号のサンプルは、たとえば中継器ベースバンドブロックの外部の送信機回路516の後の箇所で、方向性結合器の使用を通じて取得される。ベースバンド処理ブロック620は、周波数領域チャネル推定または時間領域チャネル推定を含めて、異なるチャネル推定アルゴリズムを採用してもよい。
ベースバンド処理ブロック620はエコー消去を実行するためのエコーキャンセラ624を含み、ここではエコー消去された信号を生成するために、受信信号から推定フィードバック信号が差し引かれる。本発明の実施形態によれば、エコー消去は、受信信号の中の望ましくないフィードバック信号の部分的または完全な消去を実現する。ベースバンド処理ブロック620は同相Iおよび直交位相Qのデジタル送信信号を生成し、これらはデジタルアナログ変換のために中継器の送信機に結合される。
いくつかの実施形態によれば、たとえば多入力多出力(MIMO)環境またはシステムの中で使用するための多数の指向性アンテナまたはアンテナペア、および多数の全または疑似全指向性アンテナなど、同じ中継器内で多数のアンテナモジュールが構成され得る。これらの同じアンテナ技法は、ダウンリンクが1つの周波数上にあり、アップリンクが別の周波数上に存在するFDDベースのシステムなどの複数周波数中継器のために使用され得る。MIMO信号ストリームを受信するために構成された中継器は、以下の同時係属の同一出願人による米国特許出願の中で述べられている:2007年10月26日に出願し、米国特許公開第2009/0323582 A1として公開されたJames Proctor Jr他の「Repeater Techniques For Multiple Input Multiple Output Utilizing Beam Formers」と題する米国特許出願第12/439,018号、2008年3月3日に出願し、米国特許公開第2008/0225775 A1として公開されたJames Proctor Jr他の「Physical Layer Repeater Utilizing Real Time Measurement Metrics and Adaptive Antenna Array to Promote Signal Integrity and Amplification」と題する米国特許出願第12/041,598号、2006年1月27日に出願し、米国特許公開第2006/0193271 A1として公開されたJames Proctor Jr他の「Physical layer repeater configuration for increasing MIMO performance」と題する米国特許出願第11/340,838号。上記の特許および特許出願は、それらの全体が参照により本明細書に組み込まれる。
したがって、本発明のいくつかの実施形態では、ワイヤレス通信ネットワークのための中継器は、上述のような干渉消去のためのRF基準信号を備えたハイブリッド無線アーキテクチャを採用し、MIMOデータトラフィックをサポートするために多数の受信アンテナと多数の送信アンテナとを含むようにさらに構成される。一実施形態では、中継器は、異なるパスで複数の多入力多出力(MIMO)信号ストリームを受信するために第1および第2の受信アンテナに結合された第1および第2の信号受信機回路と、第1および第2の送信アンテナに結合された第1および第2の送信機回路とを含む。中継器は、複数の合成されたMIMO信号ストリームを生成するために、様々な数学的合成に従って複数のMIMO信号ストリームを合成するための信号合成器と、複数の重み付けされたMIMO信号ストリームを生成するために、複数のMIMO信号ストリームの各々に重みを適用するための重み付け回路とをさらに含み得る。重み付けされたMIMO信号ストリームは、第1および/または第2の送信アンテナ上で送信され得る。このように構成することにより、中継器はMIMO信号ストリームを受信および送信することができ、MIMO信号を屋外の環境から屋内の環境へ中継するために有用である。MIMO信号はしばしばビル構造物によってブロックされ、屋内の位置に到達しないことがある。本発明の中継器は、屋内でMIMO信号ストリームを再現し、通信パフォーマンスを改善するために使用され得る。
情報および信号は、多種多様な技術および技法のいずれかを使用して表され得ることを当業者であれば理解されよう。たとえば、データ、情報、信号、ビット、シンボル、チップ、命令およびコマンドは、上記の説明全体にわたって参照され得る。これらは、電圧、電流、電磁波、磁界もしくは磁性粒子、光場もしくは光粒子、またはそれらの任意の組合せによって表すことができる。
1つまたは複数の例示的な実施形態では、説明した機能および過程はハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの任意の組合せで実装され得る。ソフトウェアで実装する場合、機能は、1つまたは複数の命令またはコードとしてコンピュータ可読媒体上に記憶されるか、あるいはコンピュータ可読媒体を介して送信され得る。コンピュータ可読媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする任意の媒体を含む、コンピュータ記憶媒体とコンピュータ通信媒体の両方を含む。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされ得る任意の利用可能な媒体であり得る。限定ではなく例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、RAM、ROM、EEPROM、CD-ROMもしくは他の光ディスクストレージ、磁気ディスクストレージもしくは他の磁気ストレージデバイス、または、命令もしくはデータ構造の形態の所望のプログラムコードを搬送または記憶するために使用でき、コンピュータによってアクセスできる、任意の他の媒体を含み得る。本明細書で使用する場合、ディスク(disk)およびディスク(disc)は、コンパクトディスク(CD)、レーザディスク、光ディスク、デジタル多用途ディスク(DVD)、フレキシブルディスク、およびブルーレイディスクを含み、ディスク(disk)は、通常、磁気的にデータを再生し、ディスク(disc)は、レーザで光学的にデータを再生する。上記の組合せもコンピュータ可読媒体の範囲内に含まれるものとする。本明細書で使用する「制御論理」という用語はソフトウェア、(機能はプロセッサを使用して実行される機械可読媒体に記憶された命令によって実装される)、回路構成が特定の入力のために特定の出力を与えるように構成されたハードウェア(機能は回路構成(論理ゲートなど)を使用して実装される)、およびファームウェア(機能は再プログラム可能な回路を使用して実装される)に適合し、またソフトウェア、ハードウェアおよびファームウェアのうちの1つまたは複数の組合せにも適合する。
ファームウェアおよび/またはソフトウェア実装形態の場合、これらの方法は、本明細書で説明する機能を実行するモジュール(たとえば、プロシージャ、関数など)によって実装されてもよい。命令を有形に具現化するいずれの機械可読媒体も、本明細書で説明する方法の実装において使用され得る。たとえば、ソフトウェアコードは、メモリ、たとえば移動局または中継器のメモリに記憶され、たとえばモデムのマイクロプロセッサなどのプロセッサによって実行され得る。メモリは、プロセッサの内部またはプロセッサの外部に実装され得る。本明細書では、「メモリ」という用語は、長期メモリ、短期メモリ、揮発性メモリ、不揮発性メモリ、または他のメモリのいずれかの種類を指し、メモリのいかなる特定の種類またはメモリの数、あるいはメモリが記憶される媒体の種類に限定されない。
また、コンピュータ命令/コードは、物理的な伝送媒体上の信号を介して、送信機から受信機に送信され得る。たとえば、ソフトウェアが同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者線(DSL)、または、赤外線、無線およびマイクロ波のようなワイヤレス技術の物理的な構成要素を用いて、ウェブサイト、サーバ、または他の遠隔のソースから送信される場合である。上記の組合せも、物理的な伝送媒体の範囲内に含まれ得る。
さらに、開示される実装形態の上記の説明は、いかなる当業者も本発明を作成または使用できるようにするために提供される。これらの実装形態への様々な修正が当業者には容易に明らかになることになり、本明細書に定義する一般原理は、本発明の趣旨または範囲を逸脱することなしに他の実装形態に適用され得る。したがって、本発明は、本明細書に示す特徴に限定されるものではなく、本明細書で開示する原理および新規の特徴に一致する最大の範囲を与えられるものである。
110 中継器
115 ドナーアンテナ
120 サーバアンテナ
125 基地局
130 モバイルデバイス
135 順方向リンク回路構成
140 逆方向リンク回路構成、リモート信号
200 動作環境
210 中継器
215 ドナーアンテナ
220 サーバアンテナ
225 基地局
227 パス
230 モバイルデバイス
300 中継器
311、319 デュプレクサ
312、317 受信機回路
313、316 送信機回路
314 中継器ベースバンドブロック
315 ドナーアンテナ
320 サーバアンテナ
327 フィードバックチャネル
362 低雑音増幅器
364 RFフィルタ
366 IQダウンコンバータ
368 局部発振器
370 画像フィルタ
372 アナログデジタル変換器
374 局部発振器
375 デジタルアナログ変換器
376 画像フィルタ
378 IQアップコンバータ
380 局部発振器
382 RFフィルタ
384 電力増幅器(PA)
400 中継器
411、419 デュプレクサ
412、417 受信機回路
413、416 送信機回路
414 中継器ベースバンドブロック
415 ドナーアンテナ
420 サーバアンテナ
422 方向性結合器
427 フィードバックチャネル
430、432 基準受信機回路
500 中継器
511、519 デュプレクサ
512 受信機回路
514 中継器ベースバンドブロック
515 ドナーアンテナ
516 送信機回路
520 サーバアンテナ
522 方向性結合器
530 基準受信機
542 低雑音増幅器
544 RFフィルタ
546 混合器
548 増幅器
550 帯域通過フィルタ
551、558 アナログデジタル変換器
552 混合器
554 増幅器
556 帯域通過フィルタ
572、574 デジタルアナログ変換器
576、578 ローパスフィルタ
580 IQアップコンバータ
582 局部発振器
584 可変利得励振器
586 RFフィルタ
588 電力増幅器(PA)
601 信号スプリッタ
603、604、605、606 混合器
610 数値制御発振器(NCO)
612、614、616、618 ローパスフィルタ
614 中継器ベースバンドブロック
620 ベースバンド処理ブロック
624 エコーキャンセラ

Claims (22)

  1. 中継されるリモート信号と、第1のアンテナと第2のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じたフィードバック信号との和である入力信号を受信するため、および増幅信号を送信するために前記第1のアンテナと前記第2のアンテナとを有するワイヤレス中継器であって、
    前記入力信号を受信し、デジタル化された入力信号を生成するために前記第1のアンテナに結合された、ベースバンドよりも高い中間周波数を有する中間周波数サブサンプリング受信機である第1の受信機回路と、
    デジタル化された送信信号に基づいて、前記第2のアンテナ上で送信するための前記増幅信号を生成するために結合された、ベースバンドで中間周波数を有する直接変換送信機である第1の送信機回路と、
    前記第2のアンテナ上での送信の前に送信される信号の少なくとも一部を受信し、デジタル化された送信基準信号を生成するために結合された、中間周波数サブサンプリング受信機である第2の受信機回路と、
    前記デジタル化された入力信号を前記第1の受信機回路から受信し、前記第1の送信機回路のために前記デジタル化された送信信号を生成するように構成され、前記デジタル化された送信基準信号をチャネル推定のための基準信号として受信するようにさらに構成された中継器ベースバンドブロックとを備えるワイヤレス中継器。
  2. 前記中継器ベースバンドブロックは、フィードバック信号推定値にアクセスし、前記デジタル化された入力信号から前記フィードバック信号推定値を消去して前記デジタル化された送信信号を生成するようにさらに構成され、前記フィードバックチャネルを推定し、前記デジタル化された送信基準信号をチャネル推定のための前記基準信号として使用して、フィードバックチャネル推定値を与えるためのチャネル推定ブロックを含む請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  3. 前記第2の受信機回路は、送信される前記信号として前記第1の送信機回路の電力増幅器によって生成された前記増幅信号の少なくとも一部を受信するために結合される請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  4. 前記第1の送信機回路と前記第2のアンテナとの間で結合された方向性結合器をさらに備え、前記第2の受信機回路は前記増幅信号の一部を前記方向性結合器から受信するように結合される請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  5. 前記第1の送信機回路と前記第2のアンテナとの間で結合されたスプリッタをさらに備え、前記第2の受信機回路は前記増幅信号の一部を前記スプリッタから受信するように結合される請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  6. 前記第1の送信機回路はデジタルアナログ変換器のペアと、1つまたは複数の送信機構成要素とを備え、前記第2の受信機回路は、前記第1の送信機回路内の前記1つまたは複数の送信機構成要素で信号の少なくとも一部を前記デジタルアナログ変換器のペアの後で送信される前記信号として受信するように結合される請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  7. 前記チャネル推定ブロックは、周波数領域チャネル推定を使用して前記フィードバックチャネルを推定する請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  8. 前記中継器ベースバンドブロックは、前記チャネル推定ブロックから前記フィードバックチャネル推定値を受信し、前記フィードバックチャネル推定値と送信される信号に基づいて、フィードバック信号推定値を生成するために結合されたエコーキャンセラをさらに備え、前記エコーキャンセラは、前記入力信号から前記フィードバック信号推定値を消去するために結合される請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  9. 前記第1の受信機回路は、中間周波数サブサンプリング受信機として前記入力信号を受信し、処理するための1つまたは複数の要素を備え、前記第2の受信機回路は、同じ中間周波数サブサンプリング受信機の同じ要素のうちの1つまたは複数を備える請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  10. 中間周波数サブサンプリング受信機として実装される前記第1の受信機回路は、前記入力信号を受信するために結合された低雑音増幅器と、前記入力信号をフィルタリングするために結合されたRFフィルタと、前記入力信号を中間周波数信号にダウンコンバートするために結合された混合器と、前記中間周波数信号を増幅するために結合された増幅器と、前記増幅された中間周波数信号をフィルタリングするために結合された帯域通過フィルタと、前記フィルタリングされ、増幅された中間周波数信号を第1のサンプリング周波数でデジタル化するために結合されたアナログデジタル変換器とを備え、前記第2の受信機回路は、少なくとも混合器と、増幅器と、帯域通過フィルタと、前記第1のサンプリング周波数で動作するアナログデジタル変換器とを含む請求項9に記載のワイヤレス中継器。
  11. 前記第1の送信機回路は直接変換送信機を実装し、同相および直交位相のデジタル化された送信信号をベースバンド周波数で直交位相のアナログ送信信号に変換するために結合されたデジタルアナログ変換器のペアと、前記直交位相のアナログ送信信号をフィルタリングするために結合されたローパスフィルタのペアと、RF送信信号を形成するために、前記直交位相のアナログ送信信号をアップコンバートおよび合成するために結合されたIQアップコンバータと、前記RF送信信号を増幅するための可変利得励振器と、前記増幅されたRF送信信号をフィルタリングするためのRFフィルタと、前記フィルタリングされたRF送信信号を前記増幅信号として増幅するための電力増幅器とを備える請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  12. 前記第1および第2の受信機回路の各々は、前記入力信号を前記中間周波数で中間周波数信号に変換し、前記中間周波数信号をサンプリング周波数でサブサンプリングするように構成される請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  13. 前記入力信号はギガヘルツの範囲のキャリア周波数を持ち、前記中間周波数は数百メガヘルツの範囲の値を持ち、前記サンプリング周波数は数十メガヘルツの範囲の値を持つ請求項12に記載のワイヤレス中継器。
  14. 前記第1の送信機回路は、同相および直交位相のデジタル送信信号をベースバンド周波数で直交位相のアナログ送信信号に変換し、1つの周波数変換で前記増幅信号を生成するために、前記直交位相アナログ送信信号をアップコンバートおよび合成するように構成される請求項1に記載のワイヤレス中継器。
  15. 前記中継器の前記第1のアンテナは第1の受信アンテナと第2の受信アンテナとを備え、前記中継器の前記第2のアンテナは第1の送信アンテナと第2の送信アンテナとを備え、
    異なるパスで複数の多入力多出力(MIMO)信号ストリームを受信するために前記第1および第2の受信アンテナに結合された第1および第2の受信機回路を備える前記第1の受信機回路と、
    複数の出力MIMO信号ストリームを送信するために第1および第2の送信器回路を備える前記送信機回路と、
    複数の合成されたMIMO信号ストリームを生成するために、様々な数学的合成に従って前記複数の入力MIMO信号ストリームを合成するための信号合成器と、
    前記第1または第2の送信アンテナで送信される複数の重み付けされたMIMO信号ストリームを生成するために、前記複数の合成されたMIMO信号ストリームの各々に重みを適用するための重み付け回路とをさらに備える請求項1記載のワイヤレス中継器。
  16. 中継されるリモート信号と、第1のアンテナと第2のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じたフィードバック信号との和である入力信号を受信するため、および増幅信号を送信するために前記第1のアンテナと前記第2のアンテナとを有するワイヤレス中継器であって、
    前記第1のアンテナから前記入力信号を受信するため、およびデジタル化された入力信号を生成するための、ベースバンドよりも高い中間周波数を有する中間周波数サブサンプリング受信機である第1の手段と、
    デジタル化された送信信号に基づいて、前記第2のアンテナ上で送信するための前記増幅信号を生成するための、ベースバンドで中間周波数を有する直接変換送信機である手段と、
    前記第2のアンテナ上での送信の前に送信される信号の少なくとも一部を受信し、デジタル化された送信基準信号を生成するための、中間周波数サブサンプリング受信機である第2の手段と、
    受信するための前記第1の手段から前記デジタル化された入力信号を受信し、前記増幅信号を生成するための前記手段のために、前記デジタル化された送信信号を生成し、さらに前記デジタル化された送信基準信号をチャネル推定のための基準信号として受信するための手段とを備えるワイヤレス中継器。
  17. ワイヤレス通信システムの中のワイヤレス中継器でエコー消去を提供するための方法であって、
    中継されるリモート信号と、前記中継器の第1のアンテナと第2のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じたフィードバック信号との和である入力信号を前記第1のアンテナで受信するステップと、
    前記入力信号を第1の中間周波数で中間周波数信号に変換するステップと、
    前記中間周波数信号をサンプリング周波数でサブサンプリングすることによって、デジタル化された入力信号を生成するステップと、
    前記デジタル化された入力信号に基づいて、同相および直交位相のデジタル化された送信信号を生成するステップと、
    前記同相および直交位相のデジタル化された送信信号を、ベースバンド周波数で直交位相のアナログ送信信号に変換するステップと、
    送信周波数で信号を生成するために、前記直交位相のアナログ送信信号をアップコンバートおよび合成するステップと、
    前記送信周波数で前記信号に基づいて増幅信号を生成するステップと、
    前記増幅信号を前記第2のアンテナ上で送信するステップと、
    前記第2のアンテナ上での送信の前に送信される信号の少なくとも一部を受信し、送信される前記信号の前記一部を前記第1の中間周波数で第2の中間周波数信号に変換することによって、デジタル化された送信基準信号を生成し、前記サンプリング周波数で前記第2の中間周波数信号をサブサンプリングするステップと、
    前記デジタル化された送信基準信号をチャネル推定のための基準信号として使用して、前記第1のアンテナと前記第2のアンテナとの間のフィードバックチャネルを推定し、フィードバックチャネル推定値を提供するステップとを備える方法。
  18. 前記第2のアンテナ上での送信の前に送信される信号の少なくとも一部を受信するステップは、前記増幅された信号の少なくとも一部を送信される前記信号として受信するステップを備える請求項17に記載の方法。
  19. 前記第2のアンテナ上での送信の前に送信される信号の少なくとも一部を受信するステップは、送信される前記信号として前記増幅信号を生成するステップの間に、信号の少なくとも一部を受信するステップを備える請求項17に記載の方法。
  20. フィードバックチャネルを推定するステップは、周波数領域チャネル推定を使用してフィードバックチャネルを推定するステップを備える請求項17に記載の方法。
  21. 前記フィードバックチャネル推定値を使用してフィードバック信号推定値を推定するステップと、
    前記フィードバック信号推定値を前記デジタル化された入力信号から消去するステップとをさらに備える請求項17に記載の方法。
  22. 前記入力信号はギガヘルツの範囲のキャリア周波数を持ち、前記第1の中間周波数は数百メガヘルツの範囲の値を持ち、前記サンプリング周波数は数十メガヘルツの範囲の値を持つ請求項17に記載の方法。
JP2013515590A 2010-06-30 2011-06-30 Ｒｆ消去基準を使用した中継器のためのハイブリッド無線アーキテクチャ Pending JP2013532447A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/827,669 2010-06-30
US12/827,669 US8630211B2 (en) 2010-06-30 2010-06-30 Hybrid radio architecture for repeaters using RF cancellation reference
PCT/US2011/042687 WO2012003384A1 (en) 2010-06-30 2011-06-30 Hybrid radio architecture for repeaters using rf cancellation reference

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2013532447A true JP2013532447A (ja) 2013-08-15

Family

ID=44484017

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013515590A Pending JP2013532447A (ja) 2010-06-30 2011-06-30 Ｒｆ消去基準を使用した中継器のためのハイブリッド無線アーキテクチャ

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8630211B2 (ja)
EP (1) EP2589163A1 (ja)
JP (1) JP2013532447A (ja)
KR (1) KR20130032378A (ja)
CN (1) CN102959882A (ja)
TW (1) TW201208457A (ja)
WO (1) WO2012003384A1 (ja)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017017394A (ja) * 2015-06-26 2017-01-19 株式会社東芝 無線中継装置及び方法
JP2017529715A (ja) * 2014-06-26 2017-10-05 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 干渉除去装置および方法
US9973224B2 (en) 2014-06-26 2018-05-15 Huawei Technologies Co., Ltd. Interference cancellation apparatus and method
US10050812B2 (en) 2014-06-26 2018-08-14 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods and apparatuses for interference cancellation
JP2019125941A (ja) * 2018-01-17 2019-07-25 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 中継装置、無線通信システム、中継方法、及びプログラム
JP7571931B2 (ja) 2019-08-13 2024-10-23 ソリッド インコーポレイテッド 干渉除去中継器及びその動作方法

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8380143B2 (en) 2002-05-01 2013-02-19 Dali Systems Co. Ltd Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus
US8811917B2 (en) 2002-05-01 2014-08-19 Dali Systems Co. Ltd. Digital hybrid mode power amplifier system
CN104202279A (zh) 2006-12-26 2014-12-10 大力系统有限公司 用于多信道宽带通信系统中的基带预失真线性化的方法和系统
US8542623B2 (en) * 2010-01-13 2013-09-24 Qualcomm Incorporated Use of RF reference in a digital baseband interference cancellation repeater
CN103180844B (zh) 2010-08-17 2017-10-03 大力系统有限公司 用于分布式天线系统的中性主机架构
US8682338B2 (en) 2010-09-14 2014-03-25 Dali Systems Co., Ltd. Remotely reconfigurable distributed antenna system and methods
WO2012122698A1 (zh) * 2011-03-14 2012-09-20 苏州全波通信技术有限公司 用于覆盖补点的同频转发器的回波消除系统及其方法
US8649418B1 (en) 2013-02-08 2014-02-11 CBF Networks, Inc. Enhancement of the channel propagation matrix order and rank for a wireless channel
US8937874B2 (en) 2011-09-23 2015-01-20 Qualcomm Incorporated Adjusting repeater gains based upon received downlink power level
US20130077556A1 (en) * 2011-09-23 2013-03-28 Qualcomm Incorporated Setting gains in an interference cancellation repeater based on path loss
WO2013097247A1 (zh) * 2011-12-31 2013-07-04 华为技术有限公司 一种利用载波调制的传输方法、装置和系统
CN102664673B (zh) * 2012-04-25 2014-12-31 四川邮科通信技术有限公司 一种应用于gsm跳频网络的直放站数字处理系统及方法
KR101791633B1 (ko) * 2014-03-29 2017-10-30 주식회사 쏠리드 간섭 제거 중계 장치
US9781612B2 (en) * 2014-03-31 2017-10-03 Intel IP Corporation Correlation-based self-interference suppression
US9961632B2 (en) * 2014-09-26 2018-05-01 Apple Inc. DSP assisted and on demand RF and analog domain processing for low power wireless transceivers
US9559434B2 (en) * 2014-12-12 2017-01-31 Intel Corporation Method for closed-loop tuner in a receiver antenna
CN107078755B (zh) * 2015-04-06 2019-07-16 美国亚德诺半导体公司 用于发射机校准的电路和系统
US10142086B2 (en) 2015-06-11 2018-11-27 At&T Intellectual Property I, L.P. Repeater and methods for use therewith
US9608692B2 (en) 2015-06-11 2017-03-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Repeater and methods for use therewith
US10424822B2 (en) 2015-10-14 2019-09-24 Wilson Electronics, Llc Multi-common port multiband filters
CN105306144B (zh) * 2015-11-16 2018-01-30 无锡路通视信网络股份有限公司 中继器、应用该中继器的上行链路及消除其光差拍干扰方法
DE102015225592A1 (de) * 2015-12-17 2017-06-22 Robert Bosch Gmbh Vorrichtung zum Verarbeiten oder Erzeugen eines Signals und Verfahren zum Ermitteln einer Anpassung
CA3051477A1 (en) * 2017-02-02 2018-08-09 Wilson Electronics, Llc Band-specific detection in a signal booster
US10355771B1 (en) 2017-05-22 2019-07-16 Resonant Sciences, LLC RF repeater and mobile unit with cancellation of interference from a repeated signal
CN109150211B (zh) * 2017-06-19 2020-09-25 大唐移动通信设备有限公司 一种宽频发射装置
US10637518B2 (en) 2018-01-30 2020-04-28 Mediatek Inc. Wireless communication device with frequency planning for spur avoidance under coexistence of multiple wireless communication systems
US10879995B2 (en) 2018-04-10 2020-12-29 Wilson Electronics, Llc Feedback cancellation on multiband booster
US10659142B1 (en) 2018-12-04 2020-05-19 Wilson Electronics, Llc Independent band detection for network protection
US11894910B2 (en) * 2018-12-31 2024-02-06 Wilson Electronics, Llc Cellular and public safety repeater
US11101842B2 (en) * 2019-04-18 2021-08-24 Qualcomm Incorporated Interference mitigation techniques in directional beamforming repeaters
US11233492B2 (en) * 2019-06-05 2022-01-25 Wilson Electronics, Llc Power amplifier (PA)-filter output power tuning
US11722207B2 (en) * 2019-08-06 2023-08-08 Commscope Technologies Llc Repeater system using umbrella base station
US12120716B1 (en) 2020-06-26 2024-10-15 Resonant Sciences, LLC Initiating wideband simultaneous transmit and receive communications
US11575400B2 (en) * 2020-08-03 2023-02-07 Nokia Solutions And Networks Oy PIM cancellation
CN112865851B (zh) * 2020-12-31 2023-04-11 京信网络系统股份有限公司 信号的采样方法、装置、中继设备和存储介质
US11502738B2 (en) * 2021-01-15 2022-11-15 International Business Machines Corporation Transmitter with multiple signal paths
KR102391188B1 (ko) * 2021-02-17 2022-04-27 주식회사 케이비엘앤티 5g 이동통신 서비스용 rf 중계기에서의 입력 신호의 신호 대 잡음비 검출 시스템
US11533076B1 (en) * 2021-09-30 2022-12-20 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Phase based distance estimation with non-zero intermediate frequency
US11522574B1 (en) * 2021-09-30 2022-12-06 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Phase based distance estimation with carrier frequency offset
WO2024059034A1 (en) * 2022-09-12 2024-03-21 Dean Zavadsky Small form factor wireless communication relays with low physical isolation configured for adjacent channel and co-channel operation

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11355160A (ja) * 1998-06-10 1999-12-24 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 回り込みキャンセラ
WO2009014281A1 (en) * 2007-07-20 2009-01-29 Electronics And Telecommunications Research Institute On-channel repeater and on-channel repeating method

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4159808A (en) 1978-01-06 1979-07-03 Butler Automatic, Inc. Variable ratio winder
FR2702903B1 (fr) 1993-03-17 1995-05-24 Europ Agence Spatiale Récepteur de signaux radiofréquences.
US5584059A (en) 1993-06-30 1996-12-10 Motorola, Inc. DC offset reduction in a zero-if transmitter
US6895232B2 (en) 1999-05-07 2005-05-17 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for receiving radio frequency signals
EP1249076B1 (en) 2000-10-26 2004-02-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. Direct conversion radio transceiver
US7110732B2 (en) 2001-04-09 2006-09-19 Texas Instruments Incorporated Subsampling RF receiver architecture
US6487398B1 (en) 2001-08-14 2002-11-26 Motorola, Inc. Low noise architecture for a direct conversion transmitter
US7206557B2 (en) 2003-01-08 2007-04-17 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for suppressing local oscillator leakage in a wireless transmitter
KR101060585B1 (ko) 2003-07-19 2011-08-31 주식회사 쏠리테크 반향 제거 장치를 갖는 무선 중계기 및 반향 신호 제거 방법
KR100603608B1 (ko) * 2003-10-29 2006-07-24 한국전자통신연구원 지상파 디지털 텔레비젼 방송 시스템에서 동일채널중계기의 시간지연을 줄이기 위한 복조 장치 및 그 방법
WO2005069616A1 (en) * 2004-01-19 2005-07-28 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method for modulating of on-channel repeater
US7664520B2 (en) 2004-06-24 2010-02-16 Nokia Corporation Low current direct conversion transmitter architecture
WO2006081405A2 (en) 2005-01-28 2006-08-03 Widefi, Inc. Physical layer repeater configuration for increasing mino performance
GB0510385D0 (en) * 2005-05-20 2005-06-29 British Broadcasting Corp Improvements relating to on-channel repeaters
CN101636930A (zh) 2006-03-31 2010-01-27 高通股份有限公司 用于在WiMAX系统中操作的增强型物理层中继器
US7564910B2 (en) 2006-04-17 2009-07-21 Zoran Kostic Method and system for communications with reduced complexity receivers
WO2008004916A1 (en) 2006-07-03 2008-01-10 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Multi-antenna relay with self-interference cancellation
WO2008057290A1 (en) 2006-10-26 2008-05-15 Qualcomm Incorporated Repeater techniques for multiple input multiple output utilizing beam formers
US8068783B2 (en) 2007-01-24 2011-11-29 Powerwave Technologies, Inc. Adaptive echo cancellation for an on-frequency RF repeater using a weighted power spectrum
KR101164835B1 (ko) 2007-03-02 2012-07-11 퀄컴 인코포레이티드 적응형 안테나 어레이를 이용하는 적응형 온-채널 중계기에서 필터 뱅크의 이용
GB0720658D0 (en) * 2007-10-22 2007-12-05 British Broadcasting Corp Improvements relating to adaptive finite impulse response filters such as used in on-channel repeaters
US8135339B2 (en) * 2008-12-31 2012-03-13 Andrew Llc System and method for feedback cancellation in repeaters
US8223821B2 (en) * 2009-06-25 2012-07-17 Andrew Llc Uplink signal detection in RF repeaters

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11355160A (ja) * 1998-06-10 1999-12-24 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 回り込みキャンセラ
WO2009014281A1 (en) * 2007-07-20 2009-01-29 Electronics And Telecommunications Research Institute On-channel repeater and on-channel repeating method

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017529715A (ja) * 2014-06-26 2017-10-05 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 干渉除去装置および方法
US9973224B2 (en) 2014-06-26 2018-05-15 Huawei Technologies Co., Ltd. Interference cancellation apparatus and method
US10050812B2 (en) 2014-06-26 2018-08-14 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods and apparatuses for interference cancellation
US10084584B2 (en) 2014-06-26 2018-09-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Interference cancellation apparatus and method
JP2017017394A (ja) * 2015-06-26 2017-01-19 株式会社東芝 無線中継装置及び方法
JP2019125941A (ja) * 2018-01-17 2019-07-25 Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 中継装置、無線通信システム、中継方法、及びプログラム
JP7571931B2 (ja) 2019-08-13 2024-10-23 ソリッド インコーポレイテッド 干渉除去中継器及びその動作方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN102959882A (zh) 2013-03-06
US8630211B2 (en) 2014-01-14
WO2012003384A1 (en) 2012-01-05
US20120002586A1 (en) 2012-01-05
EP2589163A1 (en) 2013-05-08
TW201208457A (en) 2012-02-16
KR20130032378A (ko) 2013-04-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8630211B2 (en) Hybrid radio architecture for repeaters using RF cancellation reference
US8542623B2 (en) Use of RF reference in a digital baseband interference cancellation repeater
US8503926B2 (en) IQ imbalance compensation in interference cancellation repeater using a zero-IF radio architecture
US11283530B2 (en) Wideband remote unit for distributed antenna system
EP3285404B1 (en) Digital-centric full-duplex architecture
US8638835B2 (en) Wireless repeater implementing multi-parameter gain management
US20130034128A1 (en) Echo cancellation repeater operation in the absence of an input signal
US20120287968A1 (en) Interference cancellation repeater incorporating a non-linear element
KR20180030120A (ko) 트랜시버 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법
WO2014036930A1 (zh) 一种干扰信号的处理方法、装置和系统
CN106464284A (zh) 一种干扰消除的装置和方法
US20220029774A1 (en) Self-interference cancellation in frequency division duplexing system
US20040156097A1 (en) Intelligent gain control in an on-frequency repeater
US20130143483A1 (en) Maintaining repeater stability in a multi-repeater scenario
Collins et al. Practical insights on full-duplex personal wireless communications gained from operational experience in the satellite environment
CN112368985B (zh) 一种用于无线通信的系统和方法

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20131225

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20140107

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20140609