WO1999065173A1

WO1999065173A1 - Dispositif d'annulation d'une onde de brouillage creee par des interferences

Info

Publication number: WO1999065173A1
Application number: PCT/JP1999/003105
Authority: WO
Inventors: Kazuhiko Shibuya; Naohiko Iai; Koichiro Imamura
Original assignee: Nippon Hoso Kyokai
Priority date: 1998-06-10
Filing date: 1999-06-10
Publication date: 1999-12-16
Also published as: EP1087559A1; TW439354B; CN1527514A; DE69941980D1; EP1087559B1; CN1308798A; JP4409639B2; CN1210899C; EP1087559A4; KR20010071441A; JPH11355160A; CN100505598C

Description

明細書 - 干渉による妨害波キヤンセラ

技術分野

本発明は、デジタル放送やデジタル伝送における中継所に設けられた中継装置において妨害波を除去若しくは低減する技術に関するものであり、特に単一周波数ネットワーク S F N (Single Frequency Network) における中継所の送信アンテナと受信アンテナとの間での信号の回り込みによる妨害波、マルチパスによるエコー妨害波あるいは複数の送信所から同一の信号が送信されるときに本来受信すべき送信所以外の送信所からの信号を受信することによる妨害波などをキヤンセルする技術に関するものである。本明細書では上述した種類の妨害波を、説明の便宜上、干渉による妨害波と総称することにする。

背景技術

現在の放送波中継では、受信周波数と送信周波数が異なる多周波数ネットヮーク MF N (Mul t i Frequency Network) が採用されており、送信アンテナから発射される送信電波が受信アンテナで受信されても、自局送信電波は受信フィル夕で十分減衰されるため、回り込みの問題は発生しない。また、送信と受信に同一の周波数を用いる場合は、送信電力の小さい局に限られ、さらに、この場合には送信アンテナと受信アンテナの物理的距離を十分確保する分離形式を採るため、送信電波は受信アンテナ入力において十分減衰されているため、回り込みは殆んど生ぜず問題とはならない。

これに対し、実施が検討されている地上デジタル放送では B S T-O F DM (Band Segmen ί eel Transmission Orthogonal Frequency Division Mul ! iplexin g) 方式が有力である。この方式はマルチパス歪みに対して強く、様々なサービス形態に対応できるなどの利点とともに、 S F Nが可能であるという特徴をもつている。地上デジタル放送を導入するに当たり、既存のアナログ放送と共存するためには、デジタル放送は空きチャンネルを利用する必要があるが、空きチャンネルの数が少ないために、 S F Nは必要条件となる。

S F Nを実現する上で問題となるのは、非分離型放送波中継所における送信ァンテナと受信アンテナとの間の回り込み現象であり、伝送品質の劣化を生じるのみでなく、送信アンテナと受信アンテナとの間の結合量が大きい場合には発振を引き起こし、再送信を不能にしてしまう。回り込みの量を小さくするには、受信アンテナと送信アンテナの物理的距離を離した分離型放送波中継所とし、地形などによる遮蔽効果を利用する方法があるが、コスト的に不利である。

なお、送信アンテナと受信アンテナを近づけて配置し、同一周波数で再送信している例として、無線呼出技術を用いるポケットベルシステム用の中継所の例があり、電気的な方法を用いて回り込みをキャンセルしている。ただし、この無線呼出システムでは、受信電波を一旦データに復調し、再び変調を行う再生中継方式が採用されている。しかし、このような再生中継方式は、地上デジタル放送における中継所のように、中継所での遅延時間を十分に短くすることが要求される O F D M信号を用いる S F Nには適用できない。また、これと同時に、デジタル放送波の中継の場合、帯域幅が数 1 0 k H z と非常に狭いポケットベルシステムに比べ帯域幅が約 6 M H z と非常に広く、回り込みに起因する帯域内特性も非常に複雑であるため、ポケットベルシステムにおける回り込みをキャンセルする方式を地上デジタル放送の中継に適用することはできない。

前述したように、地上デジタル放送の導入に際しては、空きチャンネルの不足から、 S F Nを実現することが必要となる。 O F D M信号は、キャリア数を多くすることで、単一キャリア変調方式と比較してシンボル周波数を低くし、 1 シンボル期間を長くすることが可能である。このため、伝送効率を僅かに低下させるだけで、比較的長期間のガードイン夕一バルを付加することが可能となり、従つて、強力な耐マルチパス特性をもたせることができる。このマルチパスに強いという特性を利用することで S F Nが可能となる。

S F Nにおいて放送波中継を行う場合に重要となるのは、第 1 に中継所内に設置され、受信信号の電力増幅を行う増幅器を主として含む中継放送装置における遅延時間、第 2に伝送信号の帯域幅である。前述したように、ポケットベルシステムなどの通信分野で利用される回り込みキヤンセラ機能を有する中継所は、受信電波を一旦データに復調して再変調を行う再生中継方式であり、また、帯域幅も、地上デジタル放送の 1チャンネル当たりの帯域幅が 6 M H z (日本の場合）であるのに対して、数 1 0 k H z と非常に狭い。この方式を地上デジタル放送の〇 F D M信号に適用した場合を考える。 O F D M変調波の 1 シンボルの時間長は - 通信の場合のそれよりはるかに長いことから、一旦データを復調するのに、ガードインターバルより長い遅延時間が中継放送装置で生じてしまう。この場合、一般受信者の受信機では、ガードィンターバルを超えた非常に長い遅延時間のマルチパス妨害を受けることになり、誤り率が大きく劣化してしまう。

すなわち、上記理由から、中継放送装置における遅延時間はガードインターバルと比較して十分小さくする必要がある。また、通信の分野で使われている干渉による妨害波キャンセラでは、再送信出力から分配した複素信号に、複素係数を掛算して入力側に帰還させることによって干渉による妨害波をキャンセルする方式を採用している。伝送帯域幅が十分狭い場合には、非常に長い遅延時間の千涉による妨害波がないとすれば、帯域内特性は平坦であると見做せるため、干渉による妨害波キャンセルはこの方法でもよいが、帯域幅が約 6 M H z (日本の場合）と広帯域な地上デジタル放送では、遅延時間の異なる複数の干渉による妨害波による複雑な帯域特性が予想されるため、単純な複素係数の掛算による帰還では帯域内全体を等化することはできない。

本発明の目的は、従来から通信の分野で行われている再生中継方式ではなく、受信信号を単純に増幅して再送信を行う直接中継方式に適用でき、従って、地上デジタル放送のような広帯域の信号に対しても原理的に中継放送設備における遅延時間が大きくならない干渉による妨害波キャンセラを提供することにある。

発明の開示

本発明の干渉による妨害波キャンセラでは、中継放送装置（中継所内の機器であって、特に信号の電力増幅を行う増幅器のこと）の出力側または入力側から分配して取り出した信号を直交復調して等価複素ベースバンド信号に変換後、その変換した信号が供給されるように配置した後述する種類のデジタルフィルタを用いて中継所の干渉による妨害波伝送系の伝達特性に等しい伝達特性を実現して、中継放送装置の出力側または入力側から分配して取り出した信号を上記干渉による妨害波伝送系の伝達特性に等しい伝達特性を有するデジタルフィルタに通して得られる干渉による妨害成分に相当する複製信号を作成し、この複製信号を千涉による妨害成分を含む中継所の受信入力信号から減算することにより、中継所の送信アンテナと受信アンテナとの間での干渉による妨害成分をキャンセルするよ _ うにしている。勿論、この減算は、干渉による妨害成分を含む中継所の受信入力信号に、キャンセル用の複製信号の極性（正または負）を反転して加算することによつて実施することもできる。

すなわち、本発明の干渉による妨害波キャンセラは、受信アンテナ、この受信アンテナで受信した信号を増幅する中継放送装置、およびこの中継放送装置で増幅された信号を送信する送信アンテナを有する直接中継方式の中継所において発生する干渉による妨害成分を除去する干渉による妨害波キャンセラであって、前記中継放送装置の入力信号または出力信号から分岐された信号を受ける入力端子と、干渉による妨害成分に相当する複製信号を発生する出力端子とを有するデジタル信号処理部と、

前記受信アンテナで受信した干渉による妨害成分を含んでいる受信信号を受ける第 1の入力端子と、前記デジタル信号処理部の出力端子から出力される前記複製信号を受ける第 2の入力端子と、前記第 1の入力端子で受ける受信信号から前記第 2の入力端子で受ける複製信号を減算して干渉による妨害成分を除去した信号を、前記中継放送装置に供給する出力端子とを有する減算器と、

を具えるものである。

また、本発明の干渉による妨害波キャンセラの一実施例においては、前記デジタル信号処理部が、ァダプティブ複素デジタルフィルタと、該ァダブティブ複素デジタルフィル夕のタツプ係数を、前記デジタル信号処理部に供給される信号を処理して設定するタツプ係数作成回路とを具えるものである。このタツプ係数作成回路には、前記中継放送装置の入力信号または出力信号から分岐された信号を処理して等価べ一スパンド信号を出力する直交復調器と、この等価ベースバンド信号を処理して干渉による妨害波特性を評価する信号を出力する F F T (Fast F ourie Trans form)回路と、この F F T回路から出力される回り込み特性の評価信号を処理して複素インパルス応答を出力する D S P (Digital Signal

Processor) 回路とを設け、この複素インパルス応答に従ってァダプティブ複素デジタルフィル夕のタツプ係数を設定することができる。本発明による D S P回路が出力するインパルス応答は、有限ビット長および有限時間長であり、すなわちタップ係数そのものに対応する。

また、本発明による干渉による妨害波キャンセラの他の実施例では、前記デジタル信号処理部が帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィル夕と、この実数係数デジタルフィル夕のタツプ係数を設定する回路とを具え、この実数係数デジタルフィル夕のタップ係数を設定する回路には、前記中継放送装置の入力信号または出力信号から分岐された信号を処理して等価ベースバンド信号を出力する直交復調器と、この等価ベースバンド信号を処理して干渉による妨害波特性を評価する信号を出力する F F T回路と、この F F T回路から出力される干渉による妨害波特性の評価信号を処理してィンパルス応答を出力する D S P回路とを設け、このィンパルス応答に従って前記実数係数デジタルフィル夕のタツプ係数を設定することができる。

また、本発明の干涉による妨害波キャンセラは、 B S T— O F DM方式および D V B一 T方式等のデジタル放送に適用するのが特に好適であるが、前者での実施例においては、 B S T— O F DM信号に含まれる C P信号および B P S K変調波である TMC C信号、 A C信号、 S P信号の各キャリアの振幅が一定であることを利用して干渉による妨害波伝送系の伝達関数を推定することができる。

このような実施例においては、前記 B S T— O F DM信号のすべてのシンボルに含まれる C P信号または TMC C信号を用いて千渉による妨害波伝送系の伝達関数の粗い推定を行った後、引き続き所定シンボル間隔で送られるが、周波数軸上では、前記 C P信号または前記 TMC C信号より細かい間隔で配置される S P 信号を用いて干渉による妨害波伝送系の伝達関数の微細な推定を行うことにより、千涉による妨害波伝送系の伝達関数の推定精度を向上させることができる。

図面の簡単な説明

図 1は、放送波中継所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする本発明の干渉による妨害波キヤンセラの原理的構成の一例を示すプロック図、

図 2は、放送波中継所の送受アンテナ間での回り込みをキヤンセルする本発明の干渉による妨害波キャンセラの原理的構成の他の例を示すブロック図、

図 3は、図 1の構成によって回り込みがキヤンセルできることを説明するために、図 1の回路構成中の信号とそのフーリエ変換、および各回路ブロックのインパルス応答とそのフーリェ変換を示すブロック図、

図 4は、 B S T— O F D M信号の O F D Mセグメントの構成を示す線図、図 5は、同期変調部の O F D Mセグメントのー構成例を示す線図、

図 6は、本発明の干渉による妨害波キヤンセラの第 1の実施の形態を示すプロック図、

図 7は、図 6中の、回り込み信号の複製を発生するデジタル信号処理部の詳細な構成例を示すブロック図、

図 8は、本発明の干渉による妨害波キヤンセラの第 2の実施の形態を示すプロック図、

図 9は、図 8中の、回り込み信号の複製を発生するデジタル信号処理部の詳細な構成例を示すブロック図、

図 1 0は、帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィルタ（ァダブティブフィル夕）を用いて構成した回り込み信号の複製を発生するデジタル信号処理部の詳細な構成例を示すブロック図、

図 1 1 は、ァダプティブデジタルフィルタの一構成例を示すブロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下に添付図面を参照して本発明を詳細に説明する。

地上デジタル放送において放送波中継により S F Nを構築する場合、親局から到来してきた放送波を中継放送装置で増幅して、全く同一の周波数で再送信する。このとき、送信電波の電界強度は受信電波の電界強度と比較して非常に強い。受信アンテナは親局の方向に指向性を持っているが、送信アンテナにはサービスェリァの形状に合わせた指向性を持たせていて、通常広い角度で電波が放射される。従って、送信アンテナの受信アンテナの方向への指向性利得および逆に受信アンテナの送信アンテナ方向への指向性利得に応じて回り込みが生じる。さらに、送信された電波のうち放送波中継所付近の構築物、樹木、山などで反射されて受信アンテナに戻ってくる電波もあり、これらも回り込みとなる。したがって、回り込みは異なる遅延時間、強度、位相を持つ信号の合成信号として、受信アンテナにて加算される。

また、親局からの信号を中継所で受信する場合、マルチパスによるエコーが存在する場合もあり、このような場合にも上述した回り込みによる妨害と同様の妨 ^ 害が生じることになる。さらに、複数の送信所から同じ信号が送信されて来る場合、本来受信すべき送信所以外の送信所から送られて来る信号も受信することになり、この場合にも上述した回り込みによる妨害と同じような妨害が生じる。本発明では、これらの妨害による不所望な信号成分を除去若しくは低減できるが、前述したようにこれらの妨害を干渉による妨害波と総称することにする。

図 1は、本発明の干渉による妨害波キヤンセラを使用して送受アンテナ間での回り込みをキャンセルするようにした放送波中継所の原理的構成の一例をブロック図にて示している。

図 1 において、符号 1 は本発明による干渉による妨害波キャンセラ、 2は電力増幅器などで構成される中継放送装置、 3は出力フィルタ、および 4は方向性結合器を示すものである。

このような構成において、千涉による妨害波を含んでいる希望波（再送信されるべき電波）は、図示の受信アンテナ R Aで受信され、本発明の干渉による妨害波キャンセラ 1 に入力される。以下に詳細に説明するように、この本発明の干渉による妨害波キヤンセラ 1 は、放送波の帯域制限用の出力フィルタ 3の後段に設けた方向性結合器 4から得られる放送波出力の分配信号を参照信号として、総合伝達関数を評価し、干渉による妨害波特性を推定すると同時に、干渉による妨害波の伝送路の伝達関数と同じ伝達関数をもつ伝送路を複素デジタルフィル夕によつて実現し、このフィル夕の出力信号を受信入力信号から差し引くことで、干渉による妨害波を相殺除去するようにしたものであり、従って、干渉による妨害波キャンセラ 1の出力信号には干渉による妨害波は含まれず、消失している。

以上のようにして、干渉による妨害波が消失して希望波のみが中継放送装置 2 により増幅され、さらに出力フィル夕 3、方向性結合器 4を順次介して送信アンテナ T Aに入力され、ここから送信される。このようにして干渉による妨害波を含まない放送波を一般受信者が受信できる。なお、図示の方向性結合器 4は、放送波出力から参照信号を取り出して本発明の干渉による妨害波キヤンセラ 1 を動作させるために必要なものである。

図 2は、本発明の干渉による妨害波キヤンセラを使用して送受アンテナ間での回り込みをキャンセルするようにした放送波中継所の原理的構成の他の例をプロ - ック図にて示している。なお、図 2 と図 1 とで同一符号を付して示されるブロックは、両図において同一の回路要素を示すものとする。

図 2に示した構成においては、本発明の干渉による妨害波キャンセラ 1 を動作させるために必要な参照信号を、図 1では中継放送装置 2の出力側から方向性結合器 4を介して得ていたのを、中継放送装置 2の入力側から分配器 5を介して得ている点である。この場合、参照信号に中継放送装置 2、出力フィル夕 3の特性が含まれていないことを考慮し、総合伝達関数の評価や、干渉による妨害波キヤンセラ 1内で生成される伝達関数を作成する際に換算を行う必要がある。

以下に数式を用いて、図 1の構成によって干渉による妨害波がキヤンセルできることを図 3を参照して説明する。以下での数式による説明は、いわゆる狭義の回り込みについての説明である。

図 3においては、図 1 に示した回り込みによる妨害波をキャンセルのための回路構成中、信号とそのフーリエ変換、および各回路ブロックのインパルス応答とそのフーリエ変換を以下の説明に合わせて回路動作の定量化のために定めている。図 3および以下の説明における信号ゃィンパルス応答の表示については、大文字で複素数、小文字で実数をそれぞれ表すものとする。

まず、 t を時間、 ωを角周波数として、親局より到来する信号（希望波）を r ( t ) 、そのフーリエ変換を R (ω) 、自局送信信号（放送波）を s ( t ) 、そのフーリエ変換を S (ω) とする。つぎに、送信アンテナから受信アンテナに至る回り込み伝送路のインパルス応答を c ( t ) 、そのフーリエ変換を C (ω) とし、回り込みキャンセラ 1内のァダプティブフィルタ（複素デジタルフィル夕） 1 aのインパルス応答を c ' ( t ) 、そのフーリエ変換を C' (c ) とする。同じく回り込みキャンセラ 1内の入力フィルタ 1 bのインパルス応答を d ( t ) 、そのフーリエ変換を D (ω) とし、中継放送装置 2のインパルス応答を A X g ( t ) , そのフーリエ変換を AXG (ω) とする。ここで、 Αは中継放送装置 2の増幅度 (定数）である。

また、回り込みキャンセラ 1への入力信号を i ( t ) 、そのフーリエ変換を I (ω) 、回り込みキャンセラの出力を o ( t ) とし、そのフーリエ変換を O (ω ) とする。回り込みキャンセラ 1への入力信号は、希望波と回り込み波の和 _ であるから（ 1 ) 式が成立し、（ 1 ) 式をフーリエ変換した結果が（ 2 ) 式である。

i ( t ) = r ( t ) + c ( t ) * s ( t ) ( 1 )

I (ω ) = R (ω) + C (ω) S (ω) ( 2 )

ここで、 *は畳み込み演算を表す。回り込みキャンセラ 1 に入力された信号 i ( t ) はキャンセラ 1内の入力フィルタ 1 bを通過し、さらに、減算器 l c においてァダプティブフィル夕 1 aの出力が減算され、回り込みキヤセンラ 1から出力信号 o ( t ) として出力される。したがって、（ 3 ) 式が成立し、この（ 3 ) 式をフーリエ変換して（4 ) 式が得られる。

o ( t ) = i ( t ) * d ( t ) - c ' ( t ) * s ( t ) ( 3 )

〇 ( ω ) = 1 (ω) D (ω ) - C ' (ω ) S (ω) ( 4 )

回り込みキャンセラ 1の出力信号 o ( t ) は中継放送装置 2を通って放送波 s ( t ) となり送信アンテナより送信されるので、次の（ 5 ) 式が成立し、（ 5 ) 式をフーリエ変換して（ 6 ) 式が得られる。

s ( t ) =Α · ο ( t ) * g ( t ) ( 5 )

S (ω) =A - O (ω) - G (ω) ( 6 )

この（ 6 ) 式に前述した（4 ) 式を代入すると次の（ 7 ) 式が得られる。

S ( ω ) = Α · G (ω) { I ( ω ) D ( ω ) - C ' (ω ) S ( ω) } ( 7 ) また、この（ 7 ) 式に前述した（ 2 ) 式を代入することによって次の（ 8 ) 式が得られる。

S (ω) = A · G (ω) [ { R (ω) + C (ω) S (ω) } D (ω) — C (ω) S (ω ) ] ( 8 )

この（ 8 ) 式は（ 9 ) 式のように整理される。

S (ω) [ 1 - A · G (ω) ( D (ω ) C (ω) - C (ω) } ] =A - G (ω) R (ω) D (ω) ( 9 )

この（ 9 ) 式を変形し、系全体の伝達関数 F (ω) (以下、総合伝達関数という）を求めると（ 1 0 ) 式が得られる。

_{Ρ(ω) =} ¾1 Λ·0(ω)Ρ(_ω) ( 1 0 )

Rico) 1 - A · 0(ω)ίθ(ω)ϋ(ω) - C' )) 系全体の総合伝達関数 F (ω) 、中継放送装置 1の利得 Α、その周波数特性 G (ω) および回り込みキャンセラ 1の入力フィル夕 1 bの特性 D (ω) のみで ( 1 1 ) 式のように表すことができるとすれば、回り込みの影響はキャンセルされたことになる。

F (ω) =Α - G (ω) D (ω) ( 1 1 )

この（ 1 1 ) 式が成立する条件は、（ 1 0 ) 式において分母が 1 になることを意味し、これは、以下の（ 1 2 ) 式が成立することである。

D (ω) C (ω) =C' (ω) ( 1 2 )

この（ 1 2 ) 式は、ァダプティブフィルタ 1 aの周波数特性（右辺）が、回り込み伝送路および入力フィルタ 1 b全体の周波数特性（左辺）に等しいことがキヤンセルの条件であることを意味している。 G (ω) , D (ω) は既知であるから、 C (ω) 推定タップ係数作成回路 1 dにおいて C (ω) を推定することができれば、回り込みはキャンセルできることになる。

次に、干渉による妨害波伝送路の伝達関数の評価方法について説明する。

図 4および図 5に、それぞれ B S T— O F DM信号の O F DMセグメントの構成、および同期変調部の O F DMセグメン卜の構成を示す。

B S T— O F DM信号では、図 5に示すように、受信機側での復調を容易にするために、 C P (Continual Pilot) 、 AC (Auxiliary Channel) 、 S P

(Scattered Pilot) などの基準信号が揷入されており、さらに、各 O F DMセグメン卜の変調方式などを示す TMC C (Transmission Modulation

Configuration Code) が各 O F D Mセグメントに含まれている。

これらのキヤリァの振幅は一定値であり、 C Pを除く各キヤリアは B P S K変調されている。したがって、 B S T— O F DM信号を復調し、 C P, AC、 S P， TMC Cそれぞれのキャリア振幅値、位相値を知ることで、干涉による妨害波の伝送路特性を推定することができる。ここでは全 O F DMセグメントは同期変調部であり、 S Pを用いて回り込み伝送路特性を推定する場合について説明する。 S Pは、図 5に示すように、シンボル内では 1 2キャリア間隔で挿入されており、さらにシンボル方向に 3キヤリァずつ挿入位置がオフセットしていき、 4シンポルで一巡するように配置されている。さらに、 S Pは一定振幅であり、その位相は一定規則に従って変調されている。従って、干渉による妨害波伝送路の変動が _ シンボル速度に比べ十分遅い場合、 4シンボル期間観測すれば、周波数方向に 3 キヤリア間隔で周波数振幅特性、周波数位相特性を得ることができる。

受信した B S T— O F D M信号からキャリア再生、シンボルタイミング再生して得られた、基準キャリアおよび、基準シンボルタイミングを用いて、受信した B S T _〇 F D M信号を直交復調し、さらに、複素 F F Τ処理して得られた実数データ X_K 、虚数データ y_k ( k = 1〜N、ここに kはキャリア番号、 Nはキヤリア総数）を 4シンボル分観測し、 S Pに相当する SXL , sy_L を（L = 1〜N_S

、ここに、 Lは離散的な周波数の番号、 N_s は S Pの 1 シンボル内の総数の 4 倍）を抽出する。離散的な周波数 Lは、 S Pキャリア周波数と一致し、 Lが 1つ増減するごとに、対応する周波数は 0 F D M信号のキヤリァ間隔の 3倍だけ増減する。

さらに、上記 SX_L ， SY[_ にカ卩え、 O F DMフレームタイミングを再生して、

S Pの規定振幅 A、規定位相 Φから実数部の値、虚数部の値 ry_Lを求め、以下の（ 1 3 ), (14) 式に示す関係にある差 ex^ , ey_L を求める。

ex_L = sx_L — rx_L ( ι 3 )

ey_L =sy_L - ry_L ( ι 4 )

これら求めた差 ex^ ， ey_L は、到来する親局電波の歪みが十分に小さければ、干渉による妨害波伝送系を含む総合伝達関数 F (ω) を周波数領域でサンプリングしたものとなる。上述の（ 1 0 ) 式を変形すると（ 1 5 ) 式が得られる。

Ρ(ω)-Α·σ(ω)Ό(ω)

0(ω)Ό(ω)-Ο(ω) ( 1 5

A-G( )F(w) この（ 1 5 ) 式の左辺は、干渉による妨害波をキャンセルするために設けた帰還回路の伝達関数と、遅延回路の影響を考慮した実際の千涉による妨害波系との差を表しており、この差 E (ω) は次の（ 1 6 ) 式で表されるものとなる。

^(ω) = \ J ( 1 6 )

、ノ A-G(co)F( ) この（ 1 6 ) 式において、 E (ω) をゼロにすることは、干涉による妨害波の . 完全なキャンセルに対応する。 A, G (ω) ， D (ω) は既知で変化しないから、あらかじめ、 S Ρに対応する周波数でのサンプリング値を得ることは可能であり、それらを , D とすれば、 E (ω) のサンプリング値 Ε,. は次の（ 1 7 ) 式で表される。

Κ - Λ- G,D,

Ε, ( 1 7 )

Λ · G,F, ここに、 Fしは以下の（ 1 8) 式で表されるが、ここで i は虚数である。

F = ex_L + i · ey_L ( ι 8 )

この（ 1 7 ) 式の E , を複素逆 F FT処理して得られる複素インパルス応答を Hm.n-i とし、ァダプティブ複素デジタルフィル夕のタップ係数を次の（ 1 9 ) 式で示すように修正を繰り返すことで、干渉による妨害波を完全にキヤンセルできると同時に、特性の変動する妨害波にも追従して、キャンセルを行うことが可能となる。ここで mは係数番号、 nは係数更新回数を表す整数である。（ 1 9 ) 式において、は 0〜 1の適当な数値、 H_m, _n— iは上記複素インパルス応答、および右辺第 1項の P_m,_n は更新を行う前のタップ係数であり、さらに、 P_m,_n (左辺）は更新後のタップ係数である。

P_ni, _n = P_m, _n_, · H_{m n}_! ( 1 9 )

以下に、上述した原理に基づいて構成される本発明の干渉による妨害波キヤンセラの実施の形態について説明する。

図 6は、本発明干渉による妨害波キヤンセラの第 1の実施例の構成を示すプロック図である。図 6において、符号 6 , 1 0 , 1 3は帯域通過フィル夕（以下、 B P Fと記す）、 7は局部発振器、 8は分配器、 9, 1 2はミキサ回路としての掛算器、 1 1 は I F周波数帯に変換された回り込み信号の複製を発生するデジ夕ル信号処理部、および 1 4は減算回路である。

次に図 6に示した実施例の動作を説明する。

受信アンテナで受信された信号は B P F 6で所定の帯域幅に帯域制限されるとともに、後述するデジタル信号処理部 1 1で発生する信号の遅延を補正するための遅延も与えられる。次に、中継増幅器の入力側で分配され、作成された参照信 ^ 号（図 2参照）を、局部発振器 7で発生され、分配器 8で分配される局部発振信号の一方とミキサ回路 9で掛算し、 I F信号に変換した後、 B P F 1 0でィメ一ジ成分を除去した後、デジタル信号処理部 1 1 に送り、同処理部において、回り込み伝送系から供給され、受信アンテナにて受信される信号と同じ周波数一振幅特性、周波数一位相特性を有する回り込み信号の複製を発生する。

デジタル信号処理部 1 1で発生した干渉による妨害波信号の複製（ I F信号）を、ミキサ回路 1 2で、分配器 8から送られる局部発振信号と掛算して周波数変換し、再び R F信号にする。さらに B P F 1 3でイメージ成分を除去した後、減算回路 1 4に供給する。減算回路 1 4において、 B P F 6から減算回路 1 4に供給されるアンテナ受信信号からこの回り込み信号の複製が引き算され、干渉による妨害波信号成分が除去された後、中継放送装置へ送られる。

図 7は、図 6 に示した回り込み信号の複製を発生するデジタル信号処理部 1 1 の詳細な構成例を示すブロック図である。図 7において、符号 1 5は AD変換器、 1 6は直交復調器、 1 7は F F T (Fast Fourie Transform) 回路、 1 8はァダプティブ複素デジタルフィルタ、 1 9はクロック再生回路、 2 0はキャリア再生回路、 2 1 は干渉による妨害波伝送路ィンパルス応答を作成する D S P

(Digital Signal Processor) 回路、 2 2は直交変調器、および 2 3は D A変換器を示すものである。

次に、このデジタル信号処理部 1 1の動作について説明する。

図 6中の B P F 1 0を介してデジタル信号処理部 1 1 に供給される参照信号 ( I F信号）は、まず AD変換器 1 5でデジタル I F信号に変換され、さらに直交復調器 1 6で等価ベースバンド信号の I軸信号、 Q軸信号に変換された後、 F F T回路 1 7、ァダプティブ複素デジタルフィルタ 1 8、クロック再生回路 1 9、キャリア再生回路 2 0にそれぞれ供給される。クロック再生回路 1 9は B S T— O F DM信号よりシンボルタイミングを再生すると共に、デジタル信号処理部 1 1で必要な各種タイミング信号およびクロック信号を作成のうえ、クロック信号を必要とする各回路に供給する。

キャリア再生回路 2 0は B S T— O F DM信号より基準キヤリア信号を再生し、直交復調器 1 6 と直交変調器 2 2に供給する。また、 F F T回路 1 7では、有効 . シンボル期間の B S T— O F D M信号の抽出と F F T処理を行い、その結果を次段の D S P回路 2 1へ送る。 D S P回路 2 1では、 F F T回路 1 7から供給される F F T処理結果の実数部と虚数部の各信号から、 S P , C P , T M C Cのキヤリァ成分を抽出して干渉による妨害波伝送系の伝達関数を求めた後、逆 F F T処理を行い、複素インパルス応答に変換し、さらにタップ係数を作成して、その夕ップ係数をァダプティブ複素デジタルフィルタ 1 8へ送る。ァダプティブ複素デジタルフィル夕 1 8は、直交復調器 1 6から供給された等価べ一スパンド信号に、干渉による妨害波伝送系から受信アンテナに供給される信号と同じ周波数一振幅特性、周波数一位相特性を与えて、その出力を直交変調器 2 2へ送出する。

直交変調器 2 2では、直交復調器 1 6で使用したのと同じキヤリァ再生回路 2 0で発生された基準キャリア信号を用いて等価べ一スバンド信号をデジタル I F 信号に変換後、 D A変換器 2 3でアナログ信号に変換し、当該デジタル信号処理部の出力としている。以上において、ァダプティブ複素デジタルフィルタ 1 8は、図示のように、 4個のァダプティブデジタルフィル夕と 2個の加算器とで構成することができる。なお、ァダブティブ複素デジタルフィル夕 1 8 と同様、破線枠で囲って示される直交復調器 1 6および直交変調器 2 2の構成は、それら構成は周知であるので説明を省略する。

図 8および図 9は、アナログ信号処理を行う直交復調器および直交変調器を使用して構成した本発明の干渉による妨害波キャンセラの第 2の実施例を示すプロック図である。干渉による妨害波キャンセラ 1 (図 1および図 2参照）への入力信号である参照信号を I F信号に変換する必要がない代わりに、図 9に示すように、 A D変換器および D A変換器がそれぞれ 2個ずつ必要となるほか、十分なキャンセル効果を得るためには、これら直交変調器および直交復調器に高い直交性能が要求される。また、この第 2の実施例では、キャリア再生回路 2 0から出力される再生キャリア信号はアナログ信号となる。なお、図 8および図 9の回路動作は、それぞれ図 6および図 7から当業者が容易に類推可能であるから、詳細な説明は省略する。

以上説明した本発明による干渉による妨害波キヤンセラの第 1および第 2の実施例においては、図 6〜 9に示すようにデジタル信号処理部 1 1 にァダプティブ _ 複素デジタルフィルタ 1 8を用いて干渉による妨害成分をキヤンセルするための複製信号を発生しているが、本発明の干渉による妨害波キャンセラは、図 6に示すデジタル信号処理部 1 1 を、図 1 0に示すように、帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィル夕 2 8を用いて構成することもできる。

この場合、干渉による妨害波伝送系の特性を評価する F F T回路 1 7や、その後段の D S P回路 2 1 に供給する信号は直交復調器 1 6による直交復調後の等価ベースバンド信号であるが、干渉による妨害波伝送系で生成されたのと同じ周波数一振幅特性、周波数一位相特性を有する干渉による妨害波信号の複製を作り出す帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィルタ 2 8には直交復調する前の参照信号（ I F信号）が供給され、帯域通過特性が与えられる。この構成においては、ァダプティブデジタルフィル夕 2 8のブロックは 1個で済むが、高速動作が要求される。

干渉による妨害波信号の複製を作り出すデジタルフィルタは、いずれの場合も (前述した図 7および図 9の場合も含めて）、例えば、図 1 1 に示すように、複数の係数レジス夕 R、加算器㊉、掛算器 ®および Dラッチ Dによって構成される重みづけ加算回路の形態をなしているが、 1個のァダプティブデジタルフィルタのブロックは 2つの独立したデジタルフィル夕の系統を有し、それら各系統が交互にセレクタ Sによって選択され、選択されていない系統に D S P回路 2 1 (図 1 0参照）から更新後の係数がロードされ、係数更新によって生じる不正信号が消失した後で、系統を切り替えるようにしている。この切り替えのタイミングを、 O F D M信号のガードインターバルに一致させることで、係数更新の影響を少なくすることが可能である。また、図 6〜図 9を参照して説明したァダプティブ複素デジタルフィル夕 1 8を使用する場合には、ァダプティブデジタルフィル夕のブロックを 4個必要とするのに対し、図 1 0に示すァダプティブデジタルフィル夕 2 8は 1個のみでよい。なお、 D V B— T方式の場合も B S T—〇 F D M方式の場合と同様に本発明を適用できることは明らかである。

産業上の利用可能性

本発明によれば、 S F Nにおける放送波中継所において送信アンテナと受信ァンテナとの間での回り込みによる妨害成分、マルチパスのエコーによる妨害成分 . や親局以外の送信所からの信号による妨害成分をキヤンセルすることが可能となり、従って、地上デジタル放送における S F Nを実現するのに必要なコストを大幅に軽減することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 受信アンテナ、この受信アンテナで受信した信号を増幅する中継放送装置、およびこの中継放送装置で増幅された信号を送出する送信アンテナを有する直接中継方式の中継所において発生する干渉による妨害成分を除去する干渉による妨害波キヤンセラであって、

前記中継放送装置の入力信号または出力信号から分岐された信号を受ける入力端子と、干渉による妨害成分に対応した複製信号を発生する出力端子とを有するデジタル信号処理部と、

前記受信アンテナで受信した干渉による妨害成分を含んでいる信号を受ける第 1 の入力端子と、前記デジタル信号処理部の出力端子から出力される前記複製信号を受ける第 2の入力端子と、前記第 1の入力端子で受ける信号から前記第 2の入力端子で受ける複製信号を減算して干渉による妨害成分を除去した信号を、前記中継放送装置に供給する出力端子とを有する減算器と、

を具える干渉による妨害波キャンセラ。

2 . 前記デジタル信号処理部が、ァダプティブ複素デジタルフィルタと、該ァダプティブ複素デジタルフィル夕のタツプ係数を、前記デジタル信号処理部に供給される信号を処理して設定するタツプ係数作成回路とを具える請求項 1記載の干渉による妨害波キヤンセラ。

3 . 前記タップ係数作成回路が、前記中継放送装置の入力信号または出力信号から分岐された信号を処理して等価ベースバンド信号を出力する直交復調器と、この等価ベースバンド信号を処理して干渉による妨害波特性を評価する信号を出力する F F T回路と、この F F T回路から出力される千渉による妨害波特性の評価信号を処理して複素ィンパルス応答を出力する D S P回路とを具え、この複素ィンパルス応答に従ってァダプティブ複素デジタルフィル夕の夕ップ係数を設定するようにした請求項 2記載の干渉による妨害波キヤンセラ。

4. 前記中継所における受信信号を B S T— O F DM方式のデジタル放送信号 . とし、 B S T— O F DM信号に含まれる C P信号および B P S K変調波である T MC C信号、 A C信号、 S P信号の各キャリアの振幅が一定であることを利用して干渉による妨害波伝送系の伝達関数を推定することによりァダプティブ複素デジタルフィル夕のタップ係数を設定するように前記タツプ係数作成回路を構成した請求項 2または 3に記載の干渉による妨害波キヤンセラ。

5. 前記 B S T—O F DM信号のすべてのシンポルに含まれる C P信号、 A C信号または TM C C信号を用いて干渉による妨害波伝送系の伝達関数の粗い推定を行った後、引き続き所定シンボル間隔で送られるが、周波数軸上では、前記 C P 信号、前記 A C信号または前記 TM C C信号より細かい間隔で配置される S P信号を用いて干渉による妨害波伝送系の伝達関数の精密な推定を行うように前記夕ップ係数作成回路を構成した請求項 4記載の干渉による妨害波キャンセラ。

6. 前記デジタル信号処理部が帯域通過特性を有する実数係数デジタルフィル夕と、この実数係数デジタルフィル夕のタツプ係数を設定するタツプ係数作成回路とを具える請求項 1記載の干渉による妨害波キヤンセラ。

7. 前記実数係数デジタルフィル夕の夕ップ係数を設定する夕ップ係数作成回路が、前記中継放送装置の入力信号または出力信号から分岐された信号を処理して等価ベースバンド信号を出力する直交復調器と、この等価ベースバンド信号を処理して干渉による妨害波特性を評価する信号を出力する F F T回路と、この F F T回路から出力される干渉による妨害波特性の評価信号を処理してィンパルス応答を出力する D S P回路とを具え、このィンパルス応答に従って前記実数係数デジタルフィルタのタツプ係数を設定するようにした請求項 6記載の干渉による妨害波キャンセラ。

8. 前記中継所における受信信号を B S T一 O F DM方式のデジタル放送信号とし、 B S T _ O F DM信号に含まれる C P信号、および B P S K変調波である TMC C信号、 A C信号、 S P信号の各キャリアの振幅が一定であることを利用して干渉による妨害波伝送系の伝達関数を推定することにより前記実数係数デジタルフィル夕のタツプ係数を設定するように前記夕ップ係数作成回路を構成した請求項 6または 7に記載の干渉による妨害波キャンセラ。

9. 前記 B S T—〇 F DM信号のすべてのシンボルに含まれる C P信号、 AC信号または TMC C信号を用いて干渉による妨害波伝送系の伝達関数の粗い推定を行った後、引き続き所定シンボル間隔で送られるが、周波数軸上では、前記 C P 信号、前記 AC信号または前記 TMC C信号より細かい間隔で配置される S P信号を用いて干渉による妨害波伝送系の伝達関数の精密な推定を行うように前記夕ップ係数作成回路を構成した請求項 8記載の干渉による妨害波キヤンセラ。