JP2001251224A - 反響消去方法および反響消去装置 - Google Patents
反響消去方法および反響消去装置Info
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- JP2001251224A JP2001251224A JP2000061265A JP2000061265A JP2001251224A JP 2001251224 A JP2001251224 A JP 2001251224A JP 2000061265 A JP2000061265 A JP 2000061265A JP 2000061265 A JP2000061265 A JP 2000061265A JP 2001251224 A JP2001251224 A JP 2001251224A
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- echo
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- echo path
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Telephone Function (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 反響路インパルス応答の周波数に依存する性
質に着目して適応フィルタによる真の反響路インパルス
応答への収束特性を向上させる。 【解決手段】 受話信号x(k)は再生器２により音響信号
に再生され、収音器３により収音された信号y(k)は減算
器７により擬似反響路６からの擬似反響信号ｕ（ｋ）が
減算されて残留信号e(k)が得られる。受話信号ベクトル
生成部5aにて受話信号x(k)から受話信号ベクトルX(k)が
生成され、修正方向算出部5bにて正の対称行列Ｂを受話
信号ベクトルX(k)に乗算させて修正方向BX(k)が算出さ
れる。修正情報生成部5cで受話信号ベクトルX(k)，修正
方向BX(k)，誤差e(k)から反響路減衰特性の周波数によ
る相違を反映する修正ベクトルを算出し、その修正ベク
トルとタップ係数記憶部5dの前回の擬似反響路推定値W
(ｋ)とを加算器５ｅにて加算して次時刻の擬似反響路推
定値W(k+1) を得る。
質に着目して適応フィルタによる真の反響路インパルス
応答への収束特性を向上させる。 【解決手段】 受話信号x(k)は再生器２により音響信号
に再生され、収音器３により収音された信号y(k)は減算
器７により擬似反響路６からの擬似反響信号ｕ（ｋ）が
減算されて残留信号e(k)が得られる。受話信号ベクトル
生成部5aにて受話信号x(k)から受話信号ベクトルX(k)が
生成され、修正方向算出部5bにて正の対称行列Ｂを受話
信号ベクトルX(k)に乗算させて修正方向BX(k)が算出さ
れる。修正情報生成部5cで受話信号ベクトルX(k)，修正
方向BX(k)，誤差e(k)から反響路減衰特性の周波数によ
る相違を反映する修正ベクトルを算出し、その修正ベク
トルとタップ係数記憶部5dの前回の擬似反響路推定値W
(ｋ)とを加算器５ｅにて加算して次時刻の擬似反響路推
定値W(k+1) を得る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、テレビ会議等の拡
声通話系において受話音が送話音に混合することによっ
て生ずる反響、会話を妨げハウリングの原因となる反響
を消去する反響消去方法および反響消去装置に関する。
声通話系において受話音が送話音に混合することによっ
て生ずる反響、会話を妨げハウリングの原因となる反響
を消去する反響消去方法および反響消去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１０は従来の反響消去方法の一例を示
すブロック図である。受話信号x(k)を受ける受話入力端
１からスピーカ２に至る受話系と、マイクロホン３から
送話出力端４に至る送話系とからなる拡声通話系におい
て、受話信号x(k)が擬似反響路6へ供給され、その擬似
反響路6からの擬似反響信号u(k)を、サンプル値化され
た反響信号y(k)から減算器7で差し引くことにより反響
信号y(k)は消去される。また、残差
すブロック図である。受話信号x(k)を受ける受話入力端
１からスピーカ２に至る受話系と、マイクロホン３から
送話出力端４に至る送話系とからなる拡声通話系におい
て、受話信号x(k)が擬似反響路6へ供給され、その擬似
反響路6からの擬似反響信号u(k)を、サンプル値化され
た反響信号y(k)から減算器7で差し引くことにより反響
信号y(k)は消去される。また、残差
【０００３】
【数１】e(ｋ)=y(k)−u(k) が０に近づくように推定回路5によって、擬似反響路6の
修正が逐次行われることによって、擬似反響路6は反響
路の経時変動に追従する。
修正が逐次行われることによって、擬似反響路6は反響
路の経時変動に追従する。
【０００４】学習同定法では、この擬似反響路6のイン
パルス応答W(k)は残差e(k)と受話信号からなるベクトル
X(k)をもちいて、次の（式１）のように逐次修正され
る。
パルス応答W(k)は残差e(k)と受話信号からなるベクトル
X(k)をもちいて、次の（式１）のように逐次修正され
る。
【０００５】
【数２】
【０００６】これにより、擬似反響路のインパルス応答
W(k)は、真の反響路インパルス応答に近づいていくが、
１回の修正では、擬似反響路のインパルス応答W(k)は、
受話信号ベクトルX(k)の方向にしか修正されない。
W(k)は、真の反響路インパルス応答に近づいていくが、
１回の修正では、擬似反響路のインパルス応答W(k)は、
受話信号ベクトルX(k)の方向にしか修正されない。
【０００７】真の反響路インパルス応答では、スピーカ
から直接マイクロホンに収音される直接波のパワーは大
きく、壁等を反射してマイクロホンに収音される間接波
のパワーは反射を繰り返すほどパワーが減衰している。
実際の会議室にスピーカとマイクロホンを設置して反
響路のインパルス応答とその変動を測定すると、インパ
ルス応答の振幅包絡は一般に指数減衰することが知られ
ている。
から直接マイクロホンに収音される直接波のパワーは大
きく、壁等を反射してマイクロホンに収音される間接波
のパワーは反射を繰り返すほどパワーが減衰している。
実際の会議室にスピーカとマイクロホンを設置して反
響路のインパルス応答とその変動を測定すると、インパ
ルス応答の振幅包絡は一般に指数減衰することが知られ
ている。
【０００８】擬似反響路インパルス応答の真の反響路イ
ンパルス応答への収束特性を改善するために、反響路の
インパルス応答およびその変動特性が指数減衰特性を持
つことに着目して擬似反響路インパルス応答のタップ、
すなわち各係数毎にステップゲインを設定するESアルゴ
リズムが提案されている（S. Makino, Y. Kaneda, N.Ko
izumi:“ Exponentially Weighted Step size NLMS Ada
ptive Filter Basedon the Statistics of a Room Impu
lse Response”, IEEE Transactions on SPEECG AND AU
DIO PROCESSING, Vol. 1, No. 1, pp. 101-108, Januar
y 1993）。
ンパルス応答への収束特性を改善するために、反響路の
インパルス応答およびその変動特性が指数減衰特性を持
つことに着目して擬似反響路インパルス応答のタップ、
すなわち各係数毎にステップゲインを設定するESアルゴ
リズムが提案されている（S. Makino, Y. Kaneda, N.Ko
izumi:“ Exponentially Weighted Step size NLMS Ada
ptive Filter Basedon the Statistics of a Room Impu
lse Response”, IEEE Transactions on SPEECG AND AU
DIO PROCESSING, Vol. 1, No. 1, pp. 101-108, Januar
y 1993）。
【０００９】この反響消去方法は、インパルス応答W(k)
の中で直接波に対応する部分を大きく、間接波に対応す
る部分をパワーの減衰に応じて小さく修正するように、
受信信号ベクトルに定数行列Aを乗算して修正方向AX(k)
を求め、インパルス応答W(k)を次の（式２）のように逐
次修正する。
の中で直接波に対応する部分を大きく、間接波に対応す
る部分をパワーの減衰に応じて小さく修正するように、
受信信号ベクトルに定数行列Aを乗算して修正方向AX(k)
を求め、インパルス応答W(k)を次の（式２）のように逐
次修正する。
【００１０】
【数３】
【００１１】演算量と記憶量をほとんど増加させること
なく、この反響消去方法をデジタル・シグナルプロセッ
サに実装するため、反響路インパルス応答の指数減衰特
性を階段状に簡略化することも提案されている。
なく、この反響消去方法をデジタル・シグナルプロセッ
サに実装するため、反響路インパルス応答の指数減衰特
性を階段状に簡略化することも提案されている。
【００１２】いずれの場合にも、従来の反響消去方法で
は、反響路インパルス応答の減衰特性は周波数によら
ず、ほぼ均一と仮定している。
は、反響路インパルス応答の減衰特性は周波数によら
ず、ほぼ均一と仮定している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、実際の
音声通信会議の場では、反響路インパルス応答の減衰特
性が周波数によらず均一とみなせるとは限らない。例え
ば、オーディオ帯域のような広帯域で反響消去を行うと
き、10kHz以上では壁面による吸音効果が大きくなり、
反響路減衰特性は周波数によらず均一とはみなせなくな
る。
音声通信会議の場では、反響路インパルス応答の減衰特
性が周波数によらず均一とみなせるとは限らない。例え
ば、オーディオ帯域のような広帯域で反響消去を行うと
き、10kHz以上では壁面による吸音効果が大きくなり、
反響路減衰特性は周波数によらず均一とはみなせなくな
る。
【００１４】また、電話帯域でも、スピーカ―マイクロ
ホン間の音響結合量を低減するために、音声通信会議に
は指向性のあるマイクロホンを用いる場合が多い。この
ような音響系の反響路インパルス応答を時間―周波数領
域で分析すると、反響路の減衰特性は周波数により均一
でない。
ホン間の音響結合量を低減するために、音声通信会議に
は指向性のあるマイクロホンを用いる場合が多い。この
ような音響系の反響路インパルス応答を時間―周波数領
域で分析すると、反響路の減衰特性は周波数により均一
でない。
【００１５】本発明は、このような反響路インパルス応
答の周波数に依存する性質に着目することで、適応フィ
ルタによる真の反響路インパルス応答への収束特性を向
上させた反響消去方法および反響消去装置を提供するこ
とを目的とする。
答の周波数に依存する性質に着目することで、適応フィ
ルタによる真の反響路インパルス応答への収束特性を向
上させた反響消去方法および反響消去装置を提供するこ
とを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の反響消去方法の発明は、受話信号を再生
器で音響信号に再生するステップと、再生された前記音
響信号を反響路を経由して収音器で収音するステップ
と、収音された収音信号から擬似反響信号を減算するス
テップと、反響路減衰特性の周波数による相違を反映す
る行列を前記受話信号ベクトルに乗算して修正方向を算
出するステップと、前記受話信号ベクトル，前記修正方
向，前記減算の残りである残留信号とから修正ベクトル
を算出するステップと、前記修正ベクトルを用いて前記
反響路のインパルス応答の推定を逐次修正するステップ
と、前記修正されたインパルス応答をもつ擬似反響路を
生成するステップと、前記擬似反響路に前記受話信号を
印加することで前記擬似反響信号を生成するステップと
を有することを特徴とする。
め、請求項１の反響消去方法の発明は、受話信号を再生
器で音響信号に再生するステップと、再生された前記音
響信号を反響路を経由して収音器で収音するステップ
と、収音された収音信号から擬似反響信号を減算するス
テップと、反響路減衰特性の周波数による相違を反映す
る行列を前記受話信号ベクトルに乗算して修正方向を算
出するステップと、前記受話信号ベクトル，前記修正方
向，前記減算の残りである残留信号とから修正ベクトル
を算出するステップと、前記修正ベクトルを用いて前記
反響路のインパルス応答の推定を逐次修正するステップ
と、前記修正されたインパルス応答をもつ擬似反響路を
生成するステップと、前記擬似反響路に前記受話信号を
印加することで前記擬似反響信号を生成するステップと
を有することを特徴とする。
【００１７】ここで、周波数毎に異なる反響路減衰特性
を反映する前記行列がKブロック（Ｋは２以上の正の整
数）に分割されており、前記受話信号ベクトルから前記
修正方向の各係数を求めるＦＩＲフィルタ係数が前記各
ブロック毎に設定されていることを特徴とすることがで
きる。
を反映する前記行列がKブロック（Ｋは２以上の正の整
数）に分割されており、前記受話信号ベクトルから前記
修正方向の各係数を求めるＦＩＲフィルタ係数が前記各
ブロック毎に設定されていることを特徴とすることがで
きる。
【００１８】また、前記受話信号ベクトルから前記修正
方向を算出するための前記行列の乗算が、シフトバッフ
ァと、該シフトバッファ間のＦＩＲフィルタ、もしくは
前記受話信号ベクトルの一部から前記シフトバッファへ
のＦＩＲフィルタにより遂行されることを特徴とするこ
とができる。
方向を算出するための前記行列の乗算が、シフトバッフ
ァと、該シフトバッファ間のＦＩＲフィルタ、もしくは
前記受話信号ベクトルの一部から前記シフトバッファへ
のＦＩＲフィルタにより遂行されることを特徴とするこ
とができる。
【００１９】また、前記擬似反響路に印加される前記受
話信号を帯域通過フィルタ通過後にあらかじめ決められ
た間引き率で間引かれたサブバンド受話信号とし、 前
記収音器からの収音信号を帯域通過フィルタ通過後にあ
らかじめ決められた間引き率で間引かれたサブバンド収
音信号とし、前記修正ベクトルが該サブバンド受話信号
と該サブバンド収音信号から生成され、反響消去後の信
号をあらかじめ決めれらた補間率により補間して帯域通
過フィルタを通過させることを特徴とすることができ
る。
話信号を帯域通過フィルタ通過後にあらかじめ決められ
た間引き率で間引かれたサブバンド受話信号とし、 前
記収音器からの収音信号を帯域通過フィルタ通過後にあ
らかじめ決められた間引き率で間引かれたサブバンド収
音信号とし、前記修正ベクトルが該サブバンド受話信号
と該サブバンド収音信号から生成され、反響消去後の信
号をあらかじめ決めれらた補間率により補間して帯域通
過フィルタを通過させることを特徴とすることができ
る。
【００２０】また、M個（Ｍは２以上の正の整数）の収
音器により収音された信号を対応するそれぞれM個のフ
ィルタにより処理するステップと、前記Ｍ個のフィルタ
により処理された信号を加算するステップとを有し、該
加算して得られた信号を前記反響路の出力である収音信
号として取り扱うことを特徴とすることができる。
音器により収音された信号を対応するそれぞれM個のフ
ィルタにより処理するステップと、前記Ｍ個のフィルタ
により処理された信号を加算するステップとを有し、該
加算して得られた信号を前記反響路の出力である収音信
号として取り扱うことを特徴とすることができる。
【００２１】上記目的を達成するため、請求項６の反響
消去装置の発明は、受話信号を音響信号に再生する再生
器と、再生された前記音響信号を反響路を経由して収音
する収音器と、収音された収音信号から擬似反響信号を
減算する手段と、反響路減衰特性の周波数による相違を
反映する行列を前記受話信号ベクトルに乗算して修正方
向を算出する手段と、前記受話信号ベクトル，前記修正
方向，前記減算の残りである残留信号とから修正ベクト
ルを算出する手段と、前記修正ベクトルを用いて前記反
響路のインパルス応答の推定を逐次修正する手段と、前
記修正されたインパルス応答をもつ擬似反響路を生成す
る手段と、前記擬似反響路に前記受話信号を印加するこ
とで前記擬似反響信号を生成する手段とを有することを
特徴とする。
消去装置の発明は、受話信号を音響信号に再生する再生
器と、再生された前記音響信号を反響路を経由して収音
する収音器と、収音された収音信号から擬似反響信号を
減算する手段と、反響路減衰特性の周波数による相違を
反映する行列を前記受話信号ベクトルに乗算して修正方
向を算出する手段と、前記受話信号ベクトル，前記修正
方向，前記減算の残りである残留信号とから修正ベクト
ルを算出する手段と、前記修正ベクトルを用いて前記反
響路のインパルス応答の推定を逐次修正する手段と、前
記修正されたインパルス応答をもつ擬似反響路を生成す
る手段と、前記擬似反響路に前記受話信号を印加するこ
とで前記擬似反響信号を生成する手段とを有することを
特徴とする。
【００２２】（作用）本発明では、反響路減衰特性の周
波数による相違を擬似反響路インパルス応答の逐次修正
に反映させるようにしているので、擬似反響路インパル
ス応答の反響路インパルス応答への収束速度の向上が得
られる。具体的には、図２のような行列Bを入力信号ベ
クトルに乗算することで、周波数ごとの減衰特性を調整
し推定する反響路インパルス応答の減衰特性を反映する
修正ベクトルを生成する。擬似反響路インパルス応答の
逐次修正は次の（式３）のようになる。
波数による相違を擬似反響路インパルス応答の逐次修正
に反映させるようにしているので、擬似反響路インパル
ス応答の反響路インパルス応答への収束速度の向上が得
られる。具体的には、図２のような行列Bを入力信号ベ
クトルに乗算することで、周波数ごとの減衰特性を調整
し推定する反響路インパルス応答の減衰特性を反映する
修正ベクトルを生成する。擬似反響路インパルス応答の
逐次修正は次の（式３）のようになる。
【００２３】
【数４】
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
実施の形態を詳細に説明する。
実施の形態を詳細に説明する。
【００２５】（発明の原理）まず、最初に、本発明の原
理を説明する。学習同定法（ＮＬＭＳアルゴリズム）で
は、擬似反響路インパルス応答の修正方向dW(k)は、
理を説明する。学習同定法（ＮＬＭＳアルゴリズム）で
は、擬似反響路インパルス応答の修正方向dW(k)は、
【００２６】
【数５】 という拘束条件のもとで、評価関数
【００２７】
【数６】 を最小にするベクトルとして、Lagrange（ラグランジ
ュ）の未定乗数法により導かれる。 そして、
ュ）の未定乗数法により導かれる。 そして、
【００２８】
【数７】 を擬似反響路インパルス応答の更新式とする。ただし、
μ、Ｗ（ｋ）、Ｘ（ｋ）は（式１）で定義した通りであ
る。また、これら（式４）、（式５）、（式６）の詳細
については、例えば、S. Haykin，『Adaptive Filter T
heory』，Prentice-Hall，pp. 352―356，1991に記載さ
れている。しかし、この評価関数Ｖ1(k)を用いると、疑
似反響路インパルス応答における各係数が、振幅包絡が
指数減衰しているインパルス応答内での位置に依存して
残差に影響することが考慮されていない。
μ、Ｗ（ｋ）、Ｘ（ｋ）は（式１）で定義した通りであ
る。また、これら（式４）、（式５）、（式６）の詳細
については、例えば、S. Haykin，『Adaptive Filter T
heory』，Prentice-Hall，pp. 352―356，1991に記載さ
れている。しかし、この評価関数Ｖ1(k)を用いると、疑
似反響路インパルス応答における各係数が、振幅包絡が
指数減衰しているインパルス応答内での位置に依存して
残差に影響することが考慮されていない。
【００２９】そこで、次の評価関数
【００３０】
【数８】
【００３１】
【数９】 という修正方向が導びかれ、（C+CT）-1の設定によっ
て、反響路の減衰特性を修正方向に反映させることが可
能となる。ここで、
て、反響路の減衰特性を修正方向に反映させることが可
能となる。ここで、
【００３２】
【数１０】 とおけば、上記の（式６）および（式８）から、
【００３３】
【数１１】 となり、上記の（式３）の擬似反響路インパルス応答の
更新式が導かれる。行列Bとして、固有値が全て正の対
称行列を選び、入力信号ベクトルに乗算させて修正方向
を求めるとき、行列
更新式が導かれる。行列Bとして、固有値が全て正の対
称行列を選び、入力信号ベクトルに乗算させて修正方向
を求めるとき、行列
【００３４】
【数１２】 の固有値は全て正になり、（式７）のV2(k)が評価関数
の性質を満たす。このため、反響路インパルス応答の推
定に問題は生じない。行列Bの一例として、図２に示す
ような行列が考えられる。この行列は5つのL×Lブロッ
ク行列D(p)からなり、各行列D(p)は同図の下部に示すよ
うに、１×L行列、（L−２）×L行列、１×L行列の３つ
の行列に分割できる。行列Bの大きさは、５L×５Lにな
る。
の性質を満たす。このため、反響路インパルス応答の推
定に問題は生じない。行列Bの一例として、図２に示す
ような行列が考えられる。この行列は5つのL×Lブロッ
ク行列D(p)からなり、各行列D(p)は同図の下部に示すよ
うに、１×L行列、（L−２）×L行列、１×L行列の３つ
の行列に分割できる。行列Bの大きさは、５L×５Lにな
る。
【００３５】修正方向BXの中で信号ｘ（ｎ）に対応する
成分ｂnは、行列D(p)の成分と受話信号の乗算により、
成分ｂnは、行列D(p)の成分と受話信号の乗算により、
【００３６】
【数１３】 になる。この乗算は受信信号を伝達関数
【００３７】
【数１４】
【００３８】のデジタルフィルタに通過させて１サンプ
ルずらすことと等価である。サンプリング周波数がFの
とき、０〜１の値をとる正規化周波数ｆｒ＝２ｆ／Ｆを
もちいると、このフィルタの周波数特性H(ｆr)は
ルずらすことと等価である。サンプリング周波数がFの
とき、０〜１の値をとる正規化周波数ｆｒ＝２ｆ／Ｆを
もちいると、このフィルタの周波数特性H(ｆr)は
【００３９】
【数１５】H(ｆr)=p+(1−２ｐ)ｅ-j π fr＋ｐｅ-j2 π fr になる。例えばp=0.1，0.2では、図３に示すような周波
数特性｜Ｈ（ｆr）｜を持つ。
数特性｜Ｈ（ｆr）｜を持つ。
【００４０】従って、例えば０＜ｐ1＜ｐ2＜ｐ3＜ｐ4＜
０．２５のように、ブロック行列D(p)の設定をブロック
毎に変えことにより、後部ほど高域成分が低域成分より
も減衰している修正方向を得ることが可能となる。
０．２５のように、ブロック行列D(p)の設定をブロック
毎に変えことにより、後部ほど高域成分が低域成分より
も減衰している修正方向を得ることが可能となる。
【００４１】また逆に、０．２５＞ｐ1＞ｐ2＞ｐ3＞ｐ4
＞０のように、ブロック行列D(p)の設定をブロック毎に
変えことにより、後部ほど低域成分が高域成分よりも減
衰している修正方向を得ることが可能となる。
＞０のように、ブロック行列D(p)の設定をブロック毎に
変えことにより、後部ほど低域成分が高域成分よりも減
衰している修正方向を得ることが可能となる。
【００４２】（第１の実施形態）図１に本発明の第１の
実施形態の構成を示す。受話信号x(k)は再生器（スピー
カ）２により音響信号に再生される。収音器（マイクロ
ホン）３により収音された信号y(k)は、減算器７により
擬似反響路（ＦＩＲフィルタ；有限インパルスフィル
タ）６からの擬似反響信号ｕ（ｋ）が減算されて残留信
号e(k)が得られる。
実施形態の構成を示す。受話信号x(k)は再生器（スピー
カ）２により音響信号に再生される。収音器（マイクロ
ホン）３により収音された信号y(k)は、減算器７により
擬似反響路（ＦＩＲフィルタ；有限インパルスフィル
タ）６からの擬似反響信号ｕ（ｋ）が減算されて残留信
号e(k)が得られる。
【００４３】
【数１６】 推定部５の受話信号ベクトル生成部5aにおいて、受話信
号x(k)から次式で表わされる受話信号ベクトルX(k)が生
成され、
号x(k)から次式で表わされる受話信号ベクトルX(k)が生
成され、
【００４４】
【数１７】
【００４５】修正方向算出部5bにおいて、固有値が全て
正の対称行列Ｂを受話信号ベクトルX(k)に乗算させて修
正方向BX(k)が生成される。推定部５の修正情報生成部5
cでは、受話信号ベクトルX(k)，修正方向ＢX(k)，誤差
（残留信号）e(k)から、修正ベクトル
正の対称行列Ｂを受話信号ベクトルX(k)に乗算させて修
正方向BX(k)が生成される。推定部５の修正情報生成部5
cでは、受話信号ベクトルX(k)，修正方向ＢX(k)，誤差
（残留信号）e(k)から、修正ベクトル
【００４６】
【数１８】 ただし、μ：ステップゲイン（０＜μ＜２）を計算し、
この計算結果とタップ係数記憶部5dに記憶されている前
回の擬似反響路推定値W(ｋ)を加算器５ｅにおいて加算
して、次時刻の擬似反響路推定値W(k+1) を得る（（式
９）を参照）。
この計算結果とタップ係数記憶部5dに記憶されている前
回の擬似反響路推定値W(ｋ)を加算器５ｅにおいて加算
して、次時刻の擬似反響路推定値W(k+1) を得る（（式
９）を参照）。
【００４７】推定部５で得られた次時刻の擬似反響路推
定値W(k+1) は擬似反響路６とタップ係数記憶部5dへ供
給され、擬似反響路６においてこの擬似反響路推定値W
(k+1)と受話信号ベクトルX(k+1)とから擬似反響信号ｕ
（ｋ＋１）が生成される。
定値W(k+1) は擬似反響路６とタップ係数記憶部5dへ供
給され、擬似反響路６においてこの擬似反響路推定値W
(k+1)と受話信号ベクトルX(k+1)とから擬似反響信号ｕ
（ｋ＋１）が生成される。
【００４８】（第２の実施形態）図２に、本発明の第２
の実施形態における、ブロックに分割された非対角成分
をもつ行列の一例を挙げる。図２の行列は、非対角成分
をもつ５つのブロック行列D(p)からなり、
の実施形態における、ブロックに分割された非対角成分
をもつ行列の一例を挙げる。図２の行列は、非対角成分
をもつ５つのブロック行列D(p)からなり、
【００４９】
【数１９】 のとき、行列D(p)はさらに行方向に３つの行列に分割さ
れる。図２において、行列Bは全部で13のブロックに分
割される。このとき、受話信号ベクトルX(k)に行列D(p)
の中央の行列を乗算することは、受話信号x(k)を伝達関
数
れる。図２において、行列Bは全部で13のブロックに分
割される。このとき、受話信号ベクトルX(k)に行列D(p)
の中央の行列を乗算することは、受話信号x(k)を伝達関
数
【００５０】
【数２０】 のデジタルフィルタに通過させることと等価になってい
る。
る。
【００５１】（第３の実施形態）図４に、本発明の第３
の実施形態における、非対角成分を持つ行列Ｂによる受
話信号ベクトルX(k)から修正方向BX(k)を算出する演算
がシフトバッファにより実行される、修正方向算出法の
一例を示す。この図４の構成は、本発明の第２の実施形
態の修正方向BX(k)をシフトバッファにより構成したと
きの図である。
の実施形態における、非対角成分を持つ行列Ｂによる受
話信号ベクトルX(k)から修正方向BX(k)を算出する演算
がシフトバッファにより実行される、修正方向算出法の
一例を示す。この図４の構成は、本発明の第２の実施形
態の修正方向BX(k)をシフトバッファにより構成したと
きの図である。
【００５２】図４中のフィルタF1,F2,F3は、行列D(p)の
一部
一部
【００５３】
【数２１】 をそれぞれ対応する受話信号ベクトルX(k)の一部に乗算
させることに対応している。
させることに対応している。
【００５４】シフトバッファによる修正方向の算出は、
次のステップで行われる。 （ａ）入力信号の受話信号ベクトルX(k−１)を1つシフ
トする。 （ｂ）第1〜第5のシフトバッファの値を１つシフトす
る。 （ｃ）入力信号の受話信号x(k)を入力信号の受話信号ベ
クトルの先頭と第1シフトバッファの先頭に入れる。 （ｄ）第2，3，4，5のシフトバッファの先頭に、対応す
る入力信号ベクトルのサンプルをFIRフィルタF2 により
処理した結果を入れる。 （ｅ）第1〜第5のシフトバッファの値を修正方向ＢX(k)
に転送する。 （ｆ）FIRフィルタF1, F3による処理結果の1サンプル
を、修正方向BX(k)中の対応するサンプルに入れる。
次のステップで行われる。 （ａ）入力信号の受話信号ベクトルX(k−１)を1つシフ
トする。 （ｂ）第1〜第5のシフトバッファの値を１つシフトす
る。 （ｃ）入力信号の受話信号x(k)を入力信号の受話信号ベ
クトルの先頭と第1シフトバッファの先頭に入れる。 （ｄ）第2，3，4，5のシフトバッファの先頭に、対応す
る入力信号ベクトルのサンプルをFIRフィルタF2 により
処理した結果を入れる。 （ｅ）第1〜第5のシフトバッファの値を修正方向ＢX(k)
に転送する。 （ｆ）FIRフィルタF1, F3による処理結果の1サンプル
を、修正方向BX(k)中の対応するサンプルに入れる。
【００５５】このように、シフト処理を用いることで、
行列の計算をすることなく、少ない演算量で修正方向BX
(k)を得ることができる。
行列の計算をすることなく、少ない演算量で修正方向BX
(k)を得ることができる。
【００５６】（第４の実施形態）図５に、本発明の第４
の実施形態における、周波数帯域型の反響消去方法の一
例を示す。
の実施形態における、周波数帯域型の反響消去方法の一
例を示す。
【００５７】推定部５および擬似反響路６へ供給される
サブバンド受話信号x(k)は、受話信号を帯域通過フィル
タ10に通過させてから、間引き部11においてあらかじめ
決められた間引き率で間引くことにより得られる。ま
た、収音器３からの信号を、帯域通過フィルタ12に通過
させ、あらかじめ決められた間引き率で間引き部13にお
いて間引くことで、サブバンド収音信号y(k)が得られ
る。
サブバンド受話信号x(k)は、受話信号を帯域通過フィル
タ10に通過させてから、間引き部11においてあらかじめ
決められた間引き率で間引くことにより得られる。ま
た、収音器３からの信号を、帯域通過フィルタ12に通過
させ、あらかじめ決められた間引き率で間引き部13にお
いて間引くことで、サブバンド収音信号y(k)が得られ
る。
【００５８】減算器７においてサブバンド収音信号y(k)
から擬似反響信号u(k)を減算して得られた反響消去後の
信号e(k)は、あらかじめ決めれらた補間率により補間部
14において補間され、帯域通過フィルタ15を通過するこ
とで、間引き前の周波数帯域の信号に戻す。
から擬似反響信号u(k)を減算して得られた反響消去後の
信号e(k)は、あらかじめ決めれらた補間率により補間部
14において補間され、帯域通過フィルタ15を通過するこ
とで、間引き前の周波数帯域の信号に戻す。
【００５９】この第4の実施形態の反響消去方法に従っ
て、残響時間250msの部屋においてサンプリング周波数4
0kHzで実測した室内インパルス応答の10〜15kHz帯域の
伝達特性を用いて数値シミュレーションを行った。この
伝達特性は、室内インパルス応答を10〜15kHz帯域通過
フィルタで処理し、4分の１に間引いて、1500タップで
打ち切って得られたFIRフィルタでシミュレートした。
この反響路インパルス応答とスペクトログラムを図６と
図７に示す。収音器３のSN比を−35dBに設定した。適応
フィルタのタップ数は1250タップとした。
て、残響時間250msの部屋においてサンプリング周波数4
0kHzで実測した室内インパルス応答の10〜15kHz帯域の
伝達特性を用いて数値シミュレーションを行った。この
伝達特性は、室内インパルス応答を10〜15kHz帯域通過
フィルタで処理し、4分の１に間引いて、1500タップで
打ち切って得られたFIRフィルタでシミュレートした。
この反響路インパルス応答とスペクトログラムを図６と
図７に示す。収音器３のSN比を−35dBに設定した。適応
フィルタのタップ数は1250タップとした。
【００６０】サブバンド受話信号から修正方向を算出す
る行列Bは、 250×250の行列
る行列Bは、 250×250の行列
【００６１】
【数２２】 とr=0.6をもちいて次のように設定された１２５０×１
２５０の行列である。
２５０の行列である。
【００６２】
【数２３】 受話信号として白色雑音を入力したときの、学習同定
法、ESアルゴリズムと本発明による実験結果の残留反響
レベルのグラフを図８に示す。残留反響信号のレベルが
収音信号と比較して−20dBに達した時間により収束速度
を評価すると、図８のグラフでは、本発明による収束速
度は学習同定法の約50％程度であり、ESアルゴリズムの
収束速度の約90％となっている。
法、ESアルゴリズムと本発明による実験結果の残留反響
レベルのグラフを図８に示す。残留反響信号のレベルが
収音信号と比較して−20dBに達した時間により収束速度
を評価すると、図８のグラフでは、本発明による収束速
度は学習同定法の約50％程度であり、ESアルゴリズムの
収束速度の約90％となっている。
【００６３】（第５の実施形態）図９に、本発明の第５
の実施形態における反響消去方法を示す。反響を含む信
号y(k)は、M個の収音器31〜3Mにより収音された信号の
それぞれを対応するフィルタ201〜20Mに通過させて、加
算器21により加算することで得られる。
の実施形態における反響消去方法を示す。反響を含む信
号y(k)は、M個の収音器31〜3Mにより収音された信号の
それぞれを対応するフィルタ201〜20Mに通過させて、加
算器21により加算することで得られる。
【００６４】本実施形態では、複数の収音器31〜3M、複
数のフィルタ201〜20Mと加算器２１を組み合わせる構成
により、指向性のある収音が可能になる。指向性のある
収音により、スピーカ２―マイクロホン３間の音響結合
量が低減され、テレビ会議が円滑に進行できるようにな
る。収音に指向性を持たせた場合には、反響路インパル
ス応答の減衰特性が周波数に大きく依存するため、反響
路減衰特性の周波数による相違を反映する本発明の反響
消去方法が有効となる。
数のフィルタ201〜20Mと加算器２１を組み合わせる構成
により、指向性のある収音が可能になる。指向性のある
収音により、スピーカ２―マイクロホン３間の音響結合
量が低減され、テレビ会議が円滑に進行できるようにな
る。収音に指向性を持たせた場合には、反響路インパル
ス応答の減衰特性が周波数に大きく依存するため、反響
路減衰特性の周波数による相違を反映する本発明の反響
消去方法が有効となる。
【００６５】（他の実施形態）なお、本発明の目的は、
前述した実施の形態の機能を実現するソフトウエアのプ
ログラムコードを記録した記録媒体（記憶媒体）を、シ
ステムあるいは装置に供給し、そのシステムあるいは装
置のコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記録媒体
に格納されたプログラムコードを読み出し、実行するこ
とによっても、達成されることは言うまでもない。この
場合、記録媒体から読み出されたプログラムコード自体
が前述した実施の形態の機能を実現することになり、そ
のプログラムコードを記録した記録媒体は本発明を構成
することになる。そのプログラムコードを記録し、また
テーブル等の変数データを記録する記録媒体としては、
例えばフロッピディスク、ハードディスク、光ディス
ク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭなどを用いことがで
きる。
前述した実施の形態の機能を実現するソフトウエアのプ
ログラムコードを記録した記録媒体（記憶媒体）を、シ
ステムあるいは装置に供給し、そのシステムあるいは装
置のコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記録媒体
に格納されたプログラムコードを読み出し、実行するこ
とによっても、達成されることは言うまでもない。この
場合、記録媒体から読み出されたプログラムコード自体
が前述した実施の形態の機能を実現することになり、そ
のプログラムコードを記録した記録媒体は本発明を構成
することになる。そのプログラムコードを記録し、また
テーブル等の変数データを記録する記録媒体としては、
例えばフロッピディスク、ハードディスク、光ディス
ク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭなどを用いことがで
きる。
【００６６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
収音信号から擬似反響信号を減算し、反響路減衰特性の
周波数による相違を反映する行列を受話信号ベクトルに
乗算して修正方向を算出し、受話信号ベクトル，修正方
向，減算の残りとから修正ベクトルを算出し、この修正
ベクトルを用いて反響路のインパルス応答の推定を逐次
修正するようにしたので、適応フィルタによる真の反響
路インパルス応答への収束特性を向上させることができ
る。
収音信号から擬似反響信号を減算し、反響路減衰特性の
周波数による相違を反映する行列を受話信号ベクトルに
乗算して修正方向を算出し、受話信号ベクトル，修正方
向，減算の残りとから修正ベクトルを算出し、この修正
ベクトルを用いて反響路のインパルス応答の推定を逐次
修正するようにしたので、適応フィルタによる真の反響
路インパルス応答への収束特性を向上させることができ
る。
【００６７】
【図１】本発明の第１の実施形態の構成を示すブロック
図である。
図である。
【００６８】
【図２】本発明の第２の実施形態におけるブロックに分
割された行列を示す説明図である。
割された行列を示す説明図である。
【００６９】
【図３】伝達関数ｐ＋（１−２ｐ）ｚ-1＋ｐｚ-2のデジ
タルフィルタの周波数振幅特性を示すグラフである。
タルフィルタの周波数振幅特性を示すグラフである。
【００７０】
【図４】本発明の第3の実施形態におけるシフトバッフ
ァにより構成される修正方向算出の方法を示す概念図で
ある。
ァにより構成される修正方向算出の方法を示す概念図で
ある。
【００７１】
【図５】本発明の第4の実施形態における周波数帯域型
反響消去方法の構成を示すブロック図である。
反響消去方法の構成を示すブロック図である。
【００７２】
【図６】実際にスピーカと会議用マイクロホンによって
測定された10〜15ｋＨｚの反響路インパルス応答を示す
グラフである。
測定された10〜15ｋＨｚの反響路インパルス応答を示す
グラフである。
【００７３】
【図７】実際にスピーカと会議用マイクロホンよって測
定された10〜15ｋＨｚの反響路インパルス応答のスペク
トログラムである。
定された10〜15ｋＨｚの反響路インパルス応答のスペク
トログラムである。
【００７４】
【図８】本発明の第4の形態において学習同定法とES法
と本発明の実験結果の残留反響レベルを比較したグラフ
である。
と本発明の実験結果の残留反響レベルを比較したグラフ
である。
【００７５】
【図９】本発明の第5実施形態における、複数の収音器
により収音され、それぞれFIRフィルタにより処理され
加算されて得られた信号を反響路の出力とする反響消去
方法の構成を示すブロック図である。
により収音され、それぞれFIRフィルタにより処理され
加算されて得られた信号を反響路の出力とする反響消去
方法の構成を示すブロック図である。
【００７６】
【図１０】従来の反響消去方法の構成を示すブロック図
である。
である。
【００７７】
１ 受話入力端 ２ 再生器（スピーカ） ３ 収音器（マイクロホン） 31〜3M 収音器 ４ 送話出力端 ５ 推定部（推定回路） 5a 受話信号ベクトル生成部 5b 修正方向算出部 5c 修正方情報生成部 5d タップ係数記憶部 ５ｅ 加算器 ６ 擬似反響路（ＦＩＲフィルタ） ７ 減算器 １０、１２、１５ 帯域通過フィルタ １１、１３ 間引き部 １４ 補間部 201〜20M フィルタ ２１ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 青木 茂明 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5K027 AA07 BB03 DD10 DD11 DD14 HH03 JJ03 5K046 BB01 HH24 HH52 HH79
Claims (10)
- 【請求項１】 受話信号を再生器で音響信号に再生する
ステップと、 再生された前記音響信号を反響路を経由して収音器で収
音するステップと、 収音された収音信号から擬似反響信号を減算するステッ
プと、 反響路減衰特性の周波数による相違を反映する行列を前
記受話信号ベクトルに乗算して修正方向を算出するステ
ップと、 前記受話信号ベクトル，前記修正方向，前記減算の残り
である残留信号とから修正ベクトルを算出するステップ
と、 前記修正ベクトルを用いて前記反響路のインパルス応答
の推定を逐次修正するステップと、 前記修正されたインパルス応答をもつ擬似反響路を生成
するステップと、 前記擬似反響路に前記受話信号を印加することで前記擬
似反響信号を生成するステップとを有することを特徴と
する反響消去方法。 - 【請求項２】 周波数毎に異なる反響路減衰特性を反映
する前記行列がKブロック（Ｋは２以上の正の整数）に
分割されており、 前記受話信号ベクトルから前記修正方向の各係数を求め
るＦＩＲフィルタ係数が前記各ブロック毎に設定されて
いることを特徴とする請求項１に記載の反響消去方法。 - 【請求項３】 前記受話信号ベクトルから前記修正方向
を算出するための前記行列の乗算が、シフトバッファ
と、該シフトバッファ間のＦＩＲフィルタ、もしくは前
記受話信号ベクトルの一部から前記シフトバッファへの
ＦＩＲフィルタにより遂行されることを特徴とする請求
項２に記載の反響消去方法。 - 【請求項４】 前記擬似反響路に印加される前記受話信
号を帯域通過フィルタ通過後にあらかじめ決められた間
引き率で間引かれたサブバンド受話信号とし、 前記収
音器からの収音信号を帯域通過フィルタ通過後にあらか
じめ決められた間引き率で間引かれたサブバンド収音信
号とし、前記修正ベクトルが該サブバンド受話信号と該
サブバンド収音信号から生成され、 反響消去後の信号をあらかじめ決めれらた補間率により
補間して帯域通過フィルタを通過させることを特徴とす
る請求項１ないし３のいずれかに記載の反響消去方法。 - 【請求項５】 M個（Ｍは２以上の正の整数）の収音器
により収音された信号を対応するそれぞれM個のフィル
タにより処理するステップと、 前記Ｍ個のフィルタにより処理された信号を加算するス
テップとを有し、 該加算して得られた信号を前記反響路の出力である収音
信号として取り扱うことを特徴とする請求項１ないし４
のいずれかに記載の反響消去方法。 - 【請求項６】 受話信号を音響信号に再生する再生器
と、 再生された前記音響信号を反響路を経由して収音する収
音器と、 収音された収音信号から擬似反響信号を減算する手段
と、 反響路減衰特性の周波数による相違を反映する行列を前
記受話信号ベクトルに乗算して修正方向を算出する手段
と、 前記受話信号ベクトル，前記修正方向，前記減算の残り
である残留信号とから修正ベクトルを算出する手段と、 前記修正ベクトルを用いて前記反響路のインパルス応答
の推定を逐次修正する手段と、 前記修正されたインパルス応答をもつ擬似反響路を生成
する手段と、 前記擬似反響路に前記受話信号を印加することで前記擬
似反響信号を生成する手段とを有することを特徴とする
反響消去装置。 - 【請求項７】 周波数ごとに異なる反響路減衰特性を反
映する前記行列がKブロック（Ｋは２以上の正の整数）
に分割されており、 前記受話信号ベクトルから前記修正方向の各係数を求め
るＦＩＲフィルタ係数が前記各ブロック毎に設定されて
いることを特徴とする請求項６に記載の反響消去装置。 - 【請求項８】 前記受話信号ベクトルから前記修正方向
を算出するための前記行列の乗算演算が、シフトバッフ
ァと、該シフトバッファ間のＦＩＲフィルタ、もしくは
前記受話信号ベクトルの一部から前記シフトバッファへ
のＦＩＲフィルタにより遂行されることを特徴とする請
求項７に記載の反響消去装置。 - 【請求項９】 前記擬似反響路に印加される前記受話信
号を帯域通過フィルタ通過後にあらかじめ決められた間
引き率で間引かれたサブバンド受話信号とし、 前記収
音器からの収音信号を帯域通過フィルタ通過後にあらか
じめ決められた間引き率で間引かれたサブバンド収音信
号とし、前記修正ベクトルが該サブバンド受話信号と該
サブバンド収音信号から生成され、 反響消去後の信号をあらかじめ決めれらた補間率により
補間して帯域通過フィルタを通過させることを特徴とす
る請求項６ないし８のいずれかに記載の反響消去装置。 - 【請求項１０】 M個（Ｍは２以上の正の整数）の収音
器により収音された信号をそれぞれ処理するM個のフィ
ルタと、 前記Ｍ個のフィルタにより処理された信号を加算する加
算器とを有し、 該加算器で加算して得られた信号を前記反響路の出力で
ある収音信号として取り扱うことを特徴とする請求項６
ないし９のいずれかに記載の反響消去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000061265A JP2001251224A (ja) | 2000-03-06 | 2000-03-06 | 反響消去方法および反響消去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000061265A JP2001251224A (ja) | 2000-03-06 | 2000-03-06 | 反響消去方法および反響消去装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001251224A true JP2001251224A (ja) | 2001-09-14 |
Family
ID=18581426
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000061265A Pending JP2001251224A (ja) | 2000-03-06 | 2000-03-06 | 反響消去方法および反響消去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001251224A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005086377A (ja) * | 2003-09-05 | 2005-03-31 | Japan Radio Co Ltd | 遅延波キャンセラ |
| WO2005091677A1 (ja) * | 2004-03-22 | 2005-09-29 | Toa Corporation | マルチチャンネルシステム同定装置 |
| JP2009271045A (ja) * | 2008-05-07 | 2009-11-19 | Sensitive Object | 物体の表面上の衝撃位置を決定する方法 |
| WO2018230062A1 (ja) * | 2017-06-12 | 2018-12-20 | 株式会社オーディオテクニカ | 音声信号処理装置と音声信号処理方法と音声信号処理プログラム |
-
2000
- 2000-03-06 JP JP2000061265A patent/JP2001251224A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4579518B2 (ja) * | 2003-09-05 | 2010-11-10 | 日本無線株式会社 | 遅延波キャンセラ |
| WO2005091677A1 (ja) * | 2004-03-22 | 2005-09-29 | Toa Corporation | マルチチャンネルシステム同定装置 |
| JP2009271045A (ja) * | 2008-05-07 | 2009-11-19 | Sensitive Object | 物体の表面上の衝撃位置を決定する方法 |
| WO2018230062A1 (ja) * | 2017-06-12 | 2018-12-20 | 株式会社オーディオテクニカ | 音声信号処理装置と音声信号処理方法と音声信号処理プログラム |
| JPWO2018230062A1 (ja) * | 2017-06-12 | 2020-05-21 | 株式会社オーディオテクニカ | 音声信号処理装置と音声信号処理方法と音声信号処理プログラム |
| US11227618B2 (en) | 2017-06-12 | 2022-01-18 | Audio-Technica Corporation | Sound signal processing device, sound signal processing method and sound signal processing program |
| JP7122756B2 (ja) | 2017-06-12 | 2022-08-22 | 株式会社オーディオテクニカ | 音声信号処理装置と音声信号処理方法と音声信号処理プログラム |
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