JP3177562B2 - 少遅延サブバンド適応フィルタ装置 - Google Patents
少遅延サブバンド適応フィルタ装置Info
- Publication number
- JP3177562B2 JP3177562B2 JP06644394A JP6644394A JP3177562B2 JP 3177562 B2 JP3177562 B2 JP 3177562B2 JP 06644394 A JP06644394 A JP 06644394A JP 6644394 A JP6644394 A JP 6644394A JP 3177562 B2 JP3177562 B2 JP 3177562B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- disturbance
- sub
- band
- reflecting
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
- H03H21/0025—Particular filtering methods
- H03H21/0027—Particular filtering methods filtering in the frequency domain
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的に適応ろ波技術
の分野に関し、具体的には適応雑音消去のための前記技
術の使用に関する。
の分野に関し、具体的には適応雑音消去のための前記技
術の使用に関する。
【０００２】
【従来の技術】適応ろ波技術は、現在、適応配列、適応
回線改善、適応モデル化とシステム同定、適応等化、お
よび、適応雑音消去（音響エコー消去および能動形雑音
制御を含む）のような、数多くの用途に広く使用されて
いる。
回線改善、適応モデル化とシステム同定、適応等化、お
よび、適応雑音消去（音響エコー消去および能動形雑音
制御を含む）のような、数多くの用途に広く使用されて
いる。
【０００３】詳しく言えば、適応雑音消去問題は、代表
的な場合、１次原始信号から低減または除去される（す
なわち、消去される）べき外乱（すなわち、雑音）の推
定値を反映する信号の生成を必要とする。推定信号は、
決定されると、外乱の影響を減らすため、１次原始信号
から差引かれる。詳しく言えば、能動形雑音制御は、予
め存在する雑音性外乱の影響を打消すための２次信号
（例えば、音）の生成を必要とする。
的な場合、１次原始信号から低減または除去される（す
なわち、消去される）べき外乱（すなわち、雑音）の推
定値を反映する信号の生成を必要とする。推定信号は、
決定されると、外乱の影響を減らすため、１次原始信号
から差引かれる。詳しく言えば、能動形雑音制御は、予
め存在する雑音性外乱の影響を打消すための２次信号
（例えば、音）の生成を必要とする。
【０００４】適応ろ波技術は、外乱の一部が除去された
原始信号が、外乱の存在を一層減らす（例えば、最小化
する）ために、繰返しテストされ処理されうるので、適
応雑音消去の文脈で有利に使用される。適応ろ波のある
用途では、数百個のタップを備えた長さの適応フィルタ
が必要とされる。このような用途の範例では、複雑な機
械構造物と音響エコー消去（いずれも長インパルス応答
を特徴とする）とのための広帯域能動形雑音制御が必要
とされる。
原始信号が、外乱の存在を一層減らす（例えば、最小化
する）ために、繰返しテストされ処理されうるので、適
応雑音消去の文脈で有利に使用される。適応ろ波のある
用途では、数百個のタップを備えた長さの適応フィルタ
が必要とされる。このような用途の範例では、複雑な機
械構造物と音響エコー消去（いずれも長インパルス応答
を特徴とする）とのための広帯域能動形雑音制御が必要
とされる。
【０００５】これらの長適応フィルタに伴う計算上の負
担のため、これらのフィルタを数多くの低コスト用途に
充てることが不可能となる。計算の複雑さに加えて、数
多くのタップを備えた適応フィルタは、特に、基準信号
スペクトルが広いダイナミックレンジを有するとき、長
い収束時間にも苦しめられる。
担のため、これらのフィルタを数多くの低コスト用途に
充てることが不可能となる。計算の複雑さに加えて、数
多くのタップを備えた適応フィルタは、特に、基準信号
スペクトルが広いダイナミックレンジを有するとき、長
い収束時間にも苦しめられる。
【０００６】サブバンドの使用を含む技術は、最近、前
記問題を扱うのに利用されるようになった。サブバンド
方式では、基準信号および外乱信号は複数のサブバンド
に分解される。これらのサブバンドにおいて、適応重み
を決定し、外乱の推定値を生成し、外乱の推定値を分解
された外乱信号から差し引いて、分解された誤り（誤
差）信号を導出する。その後、分解された誤り信号が合
成される。サブバンド内で信号を処理することには、２
倍の利点がある。まず、計算上の負担は、タップ長さと
重み更新率とを、共に、各サブバンド内で間引処理する
ことができるので、ほぼ、サブバンドの数だけ低減され
る。ついで、各サブバンド内のスペクトルダイナミック
レンジが全一スペクトルレンジと比較して非常に狭くな
るので、より速い収束が可能となる。
記問題を扱うのに利用されるようになった。サブバンド
方式では、基準信号および外乱信号は複数のサブバンド
に分解される。これらのサブバンドにおいて、適応重み
を決定し、外乱の推定値を生成し、外乱の推定値を分解
された外乱信号から差し引いて、分解された誤り（誤
差）信号を導出する。その後、分解された誤り信号が合
成される。サブバンド内で信号を処理することには、２
倍の利点がある。まず、計算上の負担は、タップ長さと
重み更新率とを、共に、各サブバンド内で間引処理する
ことができるので、ほぼ、サブバンドの数だけ低減され
る。ついで、各サブバンド内のスペクトルダイナミック
レンジが全一スペクトルレンジと比較して非常に狭くな
るので、より速い収束が可能となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、既存のサブバ
ンド技術の１つの欠点は、サブバンド信号を得るのに使
用される帯域通過フィルタによって、遅延が挿入される
ことである。この遅延は、幾つかの用途について問題と
なる。例えば、能動形雑音制御において、遅延は、良好
な消去が達成される帯域幅を厳しく制限してしまう。音
響エコー消去について、幾つかの伝送システムには、非
常に少ない信号経路遅延しか許されていない。このた
め、従来のサブバンド適応ろ波技術は、少遅延を必要と
する用途について除外される虞がある。
ンド技術の１つの欠点は、サブバンド信号を得るのに使
用される帯域通過フィルタによって、遅延が挿入される
ことである。この遅延は、幾つかの用途について問題と
なる。例えば、能動形雑音制御において、遅延は、良好
な消去が達成される帯域幅を厳しく制限してしまう。音
響エコー消去について、幾つかの伝送システムには、非
常に少ない信号経路遅延しか許されていない。このた
め、従来のサブバンド適応ろ波技術は、少遅延を必要と
する用途について除外される虞がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、（例えば）適
応雑音消去に使用される外乱推定信号を生成する技術を
提供する。本発明の実施態様によれば、基準情報を反映
する信号は、複数個のサブバンドフィルタによってろ波
されることにより、複数個のサブバンド基準信号を生じ
る。外乱を反映する信号は、前記サブバンドフィルタと
同一個数のサブバンドフィルタによりろ波されることに
より、複数個のサブバンド外乱反映信号を生じる。つい
で、複数個の時間領域サブバンド重み付け係数集合が生
成される。各時間領域サブバンド重み付け係数集合は、
対応するサブバンド基準信号と、対応するサブバンド外
乱反映信号とに基づいて得られる。各時間領域サブバン
ド重み付け係数集合は、周波数領域サブバンド重み付け
係数集合に変換される。ついで、すべての周波数領域サ
ブバンド重み付け係数は、複合され、周波数領域重み付
け係数結合集合を生じる。ついで、この複合集合のすべ
ての係数は、再び、時間領域に変換される。ついで、結
果として生じた複合時間領域重み付け係数集合は、外乱
推定信号を生成するため基準信号をろ波するプログラマ
ブルフィルタに供給される。サブバンドは、重み付け係
数を計算するためにのみ使用されるため、外乱推定信号
は、サブバンドを経由せずに基準信号から生成される。
したがって、外乱推定信号の生成中には遅延は挿入され
ない。さらに、本発明の適応雑音消去システムでは、外
乱推定信号は、外乱源信号のサブバンド処理を必要とせ
ずに、雑音信号から差し引かれる。したがって、本発明
の技術を用いた適応雑音消去システムには遅延は挿入さ
れない。
応雑音消去に使用される外乱推定信号を生成する技術を
提供する。本発明の実施態様によれば、基準情報を反映
する信号は、複数個のサブバンドフィルタによってろ波
されることにより、複数個のサブバンド基準信号を生じ
る。外乱を反映する信号は、前記サブバンドフィルタと
同一個数のサブバンドフィルタによりろ波されることに
より、複数個のサブバンド外乱反映信号を生じる。つい
で、複数個の時間領域サブバンド重み付け係数集合が生
成される。各時間領域サブバンド重み付け係数集合は、
対応するサブバンド基準信号と、対応するサブバンド外
乱反映信号とに基づいて得られる。各時間領域サブバン
ド重み付け係数集合は、周波数領域サブバンド重み付け
係数集合に変換される。ついで、すべての周波数領域サ
ブバンド重み付け係数は、複合され、周波数領域重み付
け係数結合集合を生じる。ついで、この複合集合のすべ
ての係数は、再び、時間領域に変換される。ついで、結
果として生じた複合時間領域重み付け係数集合は、外乱
推定信号を生成するため基準信号をろ波するプログラマ
ブルフィルタに供給される。サブバンドは、重み付け係
数を計算するためにのみ使用されるため、外乱推定信号
は、サブバンドを経由せずに基準信号から生成される。
したがって、外乱推定信号の生成中には遅延は挿入され
ない。さらに、本発明の適応雑音消去システムでは、外
乱推定信号は、外乱源信号のサブバンド処理を必要とせ
ずに、雑音信号から差し引かれる。したがって、本発明
の技術を用いた適応雑音消去システムには遅延は挿入さ
れない。
【０００９】
【実施例】図１は、本発明の第１実施例の適応雑音消去
用少遅延サブバンド適応フィルタのブロック線図であ
る。外乱信号ｄ（ｔ）は、低減または除去されるべき外
乱を反映する。基準信号ｘ（ｔ）は、低減されるべき外
乱と相関する基準情報を反映する信号である。例えば、
音響エコー消去において、マイクロホンの出力信号のあ
る一定の成分を消去することが望ましい。これらの成分
は、拡声器に対するマイクロホン近似の結果として生成
される。このようなことは、従来のスピーカホンによっ
てなされている。このような場合、外乱信号ｄ（ｔ）
は、マイクロホンの出力信号（外乱を含む）を表現し、
基準信号ｘ（ｔ）は、拡声器の（外乱の基となる）入力
信号を表現する。外乱信号ｄ（ｔ）が外乱の一部でない
原始信号のその部分を含むこともあるし、含まないこと
もあることに留意してほしい。本発明の実施例は、マイ
クロホン出力信号から、外乱と相関する信号の諸部分を
除去する（以下、図２に関する議論参照）。
用少遅延サブバンド適応フィルタのブロック線図であ
る。外乱信号ｄ（ｔ）は、低減または除去されるべき外
乱を反映する。基準信号ｘ（ｔ）は、低減されるべき外
乱と相関する基準情報を反映する信号である。例えば、
音響エコー消去において、マイクロホンの出力信号のあ
る一定の成分を消去することが望ましい。これらの成分
は、拡声器に対するマイクロホン近似の結果として生成
される。このようなことは、従来のスピーカホンによっ
てなされている。このような場合、外乱信号ｄ（ｔ）
は、マイクロホンの出力信号（外乱を含む）を表現し、
基準信号ｘ（ｔ）は、拡声器の（外乱の基となる）入力
信号を表現する。外乱信号ｄ（ｔ）が外乱の一部でない
原始信号のその部分を含むこともあるし、含まないこと
もあることに留意してほしい。本発明の実施例は、マイ
クロホン出力信号から、外乱と相関する信号の諸部分を
除去する（以下、図２に関する議論参照）。
【００１０】本発明の第１実施例によれば、基準信号ｘ
（ｔ）は、伝達関数Ｗを有するプログラマブルフィルタ
１２によりろ波される。この伝達関数は、繰返しにより
得られ、逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ２４
により供給されるＭＮ（すなわちＭ×Ｎ）個の重み（す
なわち、係数）ｗの集合に基づく。（外乱信号の推定値
を反映する）ろ波済信号は、ついで、（伝達関数Ｃを有
する）消去経路フィルタ２６によりろ波される。これに
より、外乱推定信号ｄ＾（ｔ）が生じる。外乱推定信号
ｄ＾（ｔ）は、プログラマブルフィルタ１２から出力さ
れた信号と同様に、外乱信号ｄ（ｔ）から除去されるべ
き外乱推定値を反映する。外乱信号ｄ（ｔ）からの外乱
推定信号ｄ＾（ｔ）の除去は、総和器１４により行われ
る。
（ｔ）は、伝達関数Ｗを有するプログラマブルフィルタ
１２によりろ波される。この伝達関数は、繰返しにより
得られ、逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ）プロセッサ２４
により供給されるＭＮ（すなわちＭ×Ｎ）個の重み（す
なわち、係数）ｗの集合に基づく。（外乱信号の推定値
を反映する）ろ波済信号は、ついで、（伝達関数Ｃを有
する）消去経路フィルタ２６によりろ波される。これに
より、外乱推定信号ｄ＾（ｔ）が生じる。外乱推定信号
ｄ＾（ｔ）は、プログラマブルフィルタ１２から出力さ
れた信号と同様に、外乱信号ｄ（ｔ）から除去されるべ
き外乱推定値を反映する。外乱信号ｄ（ｔ）からの外乱
推定信号ｄ＾（ｔ）の除去は、総和器１４により行われ
る。
【００１１】消去経路フィルタ２６は、プログラマブル
フィルタ１２により生成された信号に対する環境によっ
て加わる固有伝達関数を表現する。例えば、能動形雑音
制御においては、予め存在する所定の外乱の影響を消去
する拡声器からの音を生じることにより、特定の物理的
位置に「無音域」を形成することが望まれる。この場
合、消去経路フィルタ２６の伝達関数Ｃは、拡声器自体
による拡声器の入力信号への影響と、拡声器と目標「無
音域」との間の大気（または、音が伝搬する他の媒質）
の影響とを反映する。
フィルタ１２により生成された信号に対する環境によっ
て加わる固有伝達関数を表現する。例えば、能動形雑音
制御においては、予め存在する所定の外乱の影響を消去
する拡声器からの音を生じることにより、特定の物理的
位置に「無音域」を形成することが望まれる。この場
合、消去経路フィルタ２６の伝達関数Ｃは、拡声器自体
による拡声器の入力信号への影響と、拡声器と目標「無
音域」との間の大気（または、音が伝搬する他の媒質）
の影響とを反映する。
【００１２】換言すれば、能動形雑音制御システムが拡
声器に供給されるべき所定信号（すなわち、プログラマ
ブルフィルタ１２の出力）を生成するとしても、達成さ
れる実消去結果は、拡声器と大気との影響により「ろ波
された」生成信号に基づくことになる。
声器に供給されるべき所定信号（すなわち、プログラマ
ブルフィルタ１２の出力）を生成するとしても、達成さ
れる実消去結果は、拡声器と大気との影響により「ろ波
された」生成信号に基づくことになる。
【００１３】この結果、伝達関数Ｃは、拡声器の入力か
ら目標無声域の位置までの電気音響的（または、電気機
械的）伝達関数を表現する。前述の音響エコー消去の場
合のような他の場合には、総和器１４への直接アクセス
が可能なので、消去経路フィルタ２６は、存在しない。
すなわち、プログラマブルフィルタ１２の出力信号は、
総和器１４を電気的に実現することにより、外乱信号ｄ
（ｔ）から、直接差引いてもよい。
ら目標無声域の位置までの電気音響的（または、電気機
械的）伝達関数を表現する。前述の音響エコー消去の場
合のような他の場合には、総和器１４への直接アクセス
が可能なので、消去経路フィルタ２６は、存在しない。
すなわち、プログラマブルフィルタ１２の出力信号は、
総和器１４を電気的に実現することにより、外乱信号ｄ
（ｔ）から、直接差引いてもよい。
【００１４】総和器１４は、外乱信号ｄ（ｔ）から外乱
推定信号ｄ＾（ｔ）を差引くことにより、外乱信号から
外乱推定値を除去し、残留誤り信号ｅ（ｔ）を生じる。
さらに、残留誤り信号ｅ（ｔ）は、外乱推定信号ｄ＾
（ｔ）に基づいている。外乱推定信号ｄ＾（ｔ）は外乱
の推定値を反映しているため、信号ｅ（ｔ）もまた、外
乱の推定値を反映する信号である。総和器１４の動作
は、（例えば、能動形雑音制御の場合のような）物理的
環境または（音響エコー消去の場合のような）電気部品
によって達成される。（外乱信号ｄ（ｔ）が原始信号の
望ましい部分を含むか否かによって）残留誤り信号ｅ
（ｔ）が外乱の一部でない原始信号の望ましい部分を含
むこともあるし、含まないこともあることに留意してほ
しい。
推定信号ｄ＾（ｔ）を差引くことにより、外乱信号から
外乱推定値を除去し、残留誤り信号ｅ（ｔ）を生じる。
さらに、残留誤り信号ｅ（ｔ）は、外乱推定信号ｄ＾
（ｔ）に基づいている。外乱推定信号ｄ＾（ｔ）は外乱
の推定値を反映しているため、信号ｅ（ｔ）もまた、外
乱の推定値を反映する信号である。総和器１４の動作
は、（例えば、能動形雑音制御の場合のような）物理的
環境または（音響エコー消去の場合のような）電気部品
によって達成される。（外乱信号ｄ（ｔ）が原始信号の
望ましい部分を含むか否かによって）残留誤り信号ｅ
（ｔ）が外乱の一部でない原始信号の望ましい部分を含
むこともあるし、含まないこともあることに留意してほ
しい。
【００１５】しかし、外乱の一部である残留誤り信号ｅ
（ｔ）のその部分は、低減されるべき（最小化されるべ
き）実残留外乱（残留誤り）を表現する。換言すれば、
実残留誤りは、外乱信号と（したがって、基準信号ｘ
（ｔ）とも）相関する残留誤り信号ｅ（ｔ）の残差部分
である。実施例の作用には、平均二乗残留誤りが低減さ
れるように、プログラマブルフィルタ１２のすべての係
数ｗの繰返し調整が含まれる。
（ｔ）のその部分は、低減されるべき（最小化されるべ
き）実残留外乱（残留誤り）を表現する。換言すれば、
実残留誤りは、外乱信号と（したがって、基準信号ｘ
（ｔ）とも）相関する残留誤り信号ｅ（ｔ）の残差部分
である。実施例の作用には、平均二乗残留誤りが低減さ
れるように、プログラマブルフィルタ１２のすべての係
数ｗの繰返し調整が含まれる。
【００１６】プログラマブルフィルタ１２のすべての係
数を適合させるために使用される技術は、当業者に周知
の複素最小平均二乗の従来の修正形式を使用することで
ある。この修正形式は、ろ波済基準信号ｙ（ｔ）を生成
するために、消去経路推定フィルタ２８により、最初
に、基準信号ｘ（ｔ）をろ波することにより、消去経路
伝達関数Ｃの効果を補償する。ろ波済基準信号ｙ（ｔ）
は、基準信号ｘ（ｔ）と同様に、外乱と相関する基準情
報を反映する。消去経路推定フィルタ２８は、消去経路
フィルタ２６の伝達関数Ｃの推定値を反映する伝達関
数、Ｃ＾を有する。
数を適合させるために使用される技術は、当業者に周知
の複素最小平均二乗の従来の修正形式を使用することで
ある。この修正形式は、ろ波済基準信号ｙ（ｔ）を生成
するために、消去経路推定フィルタ２８により、最初
に、基準信号ｘ（ｔ）をろ波することにより、消去経路
伝達関数Ｃの効果を補償する。ろ波済基準信号ｙ（ｔ）
は、基準信号ｘ（ｔ）と同様に、外乱と相関する基準情
報を反映する。消去経路推定フィルタ２８は、消去経路
フィルタ２６の伝達関数Ｃの推定値を反映する伝達関
数、Ｃ＾を有する。
【００１７】このようにして、プログラマブルフィルタ
１２が使用するべき係数の選択により、消去経路フィル
タ２６の効果が適切に補償される。この技術は、当業者
に「ろ波済ｘ」最小平均二乗（ＦＸＬＭＳ）法として周
知である。もちろん、消去経路フィルタ２６が存在しな
い場合（例えば、音響エコー消去の場合）は、消去経路
推定フィルタ２８をも必要としない。このような場合
は、伝達関数ＣとＣ＾との両方が１に等しい（恒等関
数）と見なされてもよい。
１２が使用するべき係数の選択により、消去経路フィル
タ２６の効果が適切に補償される。この技術は、当業者
に「ろ波済ｘ」最小平均二乗（ＦＸＬＭＳ）法として周
知である。もちろん、消去経路フィルタ２６が存在しな
い場合（例えば、音響エコー消去の場合）は、消去経路
推定フィルタ２８をも必要としない。このような場合
は、伝達関数ＣとＣ＾との両方が１に等しい（恒等関
数）と見なされてもよい。
【００１８】本発明の実施例によれば、ろ波済基準信号
ｙ（ｔ）は、（Ｍ＋１）個の単側波帯帯域通過フィルタ
からなる集合の使用により、サブバンド基準信号ｙ0，
ｙ1，...，ｙMの集合に分解される。これらの単側波帯
帯域通過フィルタ、すなわち、サブバンドフィルタ１６
−０，１６−１，...，１６−Ｍ（以下、サブバンドフ
ィルタ１６−ｍと総称する）は、それぞれ、伝達関数Ｈ
0，Ｈ1，...，ＨMを有する。同様に、残留誤り信号ｅ
（ｔ）は、（Ｍ＋１）個の単側波帯帯域通過フィルタか
らなる集合の使用により、サブバンド残留誤り信号
ｅ0，ｅ1，...，ｅMの集合に分解される。これらの帯域
通過フィルタ、すなわち、サブバンドフィルタ１８−
０，１８−１，...，１８−Ｍ（以下、サブバンドフィ
ルタ１８−ｍと総称する）も、それぞれ、（同一の）伝
達関数Ｈ0，Ｈ1，...，ＨMを有する。これらのサブバン
ドフィルタは、０から標本化率までの周波数範囲に亘
る。
ｙ（ｔ）は、（Ｍ＋１）個の単側波帯帯域通過フィルタ
からなる集合の使用により、サブバンド基準信号ｙ0，
ｙ1，...，ｙMの集合に分解される。これらの単側波帯
帯域通過フィルタ、すなわち、サブバンドフィルタ１６
−０，１６−１，...，１６−Ｍ（以下、サブバンドフ
ィルタ１６−ｍと総称する）は、それぞれ、伝達関数Ｈ
0，Ｈ1，...，ＨMを有する。同様に、残留誤り信号ｅ
（ｔ）は、（Ｍ＋１）個の単側波帯帯域通過フィルタか
らなる集合の使用により、サブバンド残留誤り信号
ｅ0，ｅ1，...，ｅMの集合に分解される。これらの帯域
通過フィルタ、すなわち、サブバンドフィルタ１８−
０，１８−１，...，１８−Ｍ（以下、サブバンドフィ
ルタ１８−ｍと総称する）も、それぞれ、（同一の）伝
達関数Ｈ0，Ｈ1，...，ＨMを有する。これらのサブバン
ドフィルタは、０から標本化率までの周波数範囲に亘
る。
【００１９】各サブバンドにおいて、狭められた周波数
範囲を反映するため、サブバンド基準信号とサブバンド
残留誤り信号との両方は、サブバンドフィルタ１６−ｍ
および１８−ｍにより適切に間引処理される（すなわ
ち、ダウンサンプリングされる）。このようなダウンサ
ンプリングは、サブバンド処理技術において従来技術に
属する。一例として、Ｍは、３２である。
範囲を反映するため、サブバンド基準信号とサブバンド
残留誤り信号との両方は、サブバンドフィルタ１６−ｍ
および１８−ｍにより適切に間引処理される（すなわ
ち、ダウンサンプリングされる）。このようなダウンサ
ンプリングは、サブバンド処理技術において従来技術に
属する。一例として、Ｍは、３２である。
【００２０】ろ波済基準信号ｙ（ｔ）と残留誤り信号ｅ
（ｔ）とが対応サブバンド信号の集合に分解されると、
Ｎ（複数）個の適応重み（すなわち、フィルタ係数）か
らなる集合が各サブバンド信号について、それぞれ、算
出される。上述の通り、最小平均二乗プロセッサ２０−
０，２０−１，...，２０−Ｍ（以下、最小平均二乗プ
ロセッサ２０−ｍと総称する）により、それぞれ、実現
される従来の複素最小平均二乗法が使用される。詳しく
言えば、最小平均二乗プロセッサ２０−０は、Ｎ個の係
数からなる集合ｗ0を生成し、最小平均二乗プロセッサ
２０−１は、Ｎ個の係数からなる集合ｗ1を生成し、最
小平均二乗プロセッサ２０−Ｍは、Ｎ個の係数からなる
集合ｗMを生成する。各最小平均二乗プロセッサの具体
的機能は、図２に図解されており、以下に詳述される。
一例として、Ｎは、３２である。
（ｔ）とが対応サブバンド信号の集合に分解されると、
Ｎ（複数）個の適応重み（すなわち、フィルタ係数）か
らなる集合が各サブバンド信号について、それぞれ、算
出される。上述の通り、最小平均二乗プロセッサ２０−
０，２０−１，...，２０−Ｍ（以下、最小平均二乗プ
ロセッサ２０−ｍと総称する）により、それぞれ、実現
される従来の複素最小平均二乗法が使用される。詳しく
言えば、最小平均二乗プロセッサ２０−０は、Ｎ個の係
数からなる集合ｗ0を生成し、最小平均二乗プロセッサ
２０−１は、Ｎ個の係数からなる集合ｗ1を生成し、最
小平均二乗プロセッサ２０−Ｍは、Ｎ個の係数からなる
集合ｗMを生成する。各最小平均二乗プロセッサの具体
的機能は、図２に図解されており、以下に詳述される。
一例として、Ｎは、３２である。
【００２１】各最小平均二乗プロセッサ２０−ｍが各サ
ブバンドについて、それぞれ、適応重みｗ0，
ｗ1，...，ｗM（以下、適応重みｗmと総称する）を生成
して後、これらの係数集合は、それぞれ、高速フーリエ
変換プロセッサ２２−０，２２−１，...，２２−Ｍ
（以下、高速フーリエ変換プロセッサ２２−ｍと総称す
る）により、周波数領域に変換される。具体的に言え
ば、各高速フ−リエ変換プロセッサ２２−ｍは、Ｎ個の
周波数領域係数からなる集合を生じる。これらの高速フ
−リエ変換プロセッサは、従来の高速フーリエ変換技術
により実現してもよい。
ブバンドについて、それぞれ、適応重みｗ0，
ｗ1，...，ｗM（以下、適応重みｗmと総称する）を生成
して後、これらの係数集合は、それぞれ、高速フーリエ
変換プロセッサ２２−０，２２−１，...，２２−Ｍ
（以下、高速フーリエ変換プロセッサ２２−ｍと総称す
る）により、周波数領域に変換される。具体的に言え
ば、各高速フ−リエ変換プロセッサ２２−ｍは、Ｎ個の
周波数領域係数からなる集合を生じる。これらの高速フ
−リエ変換プロセッサは、従来の高速フーリエ変換技術
により実現してもよい。
【００２２】ついで、（Ｍ＋１）個の周波数領域係数集
合は、適切に重ね合わされ、逆高速フーリエ変換プロセ
ッサ２４により逆変換されることにより、プログラマブ
ルフィルタ１２について（時間領域）フィルタ係数ｗ
（すなわち、伝達関数Ｗの係数）を得る。逆高速フーリ
エ変換プロセッサ２４は、従来の逆高速フーリエ変換技
術により実現してもよい。周波数重ね合わせの範例は、
図７に図解されており、以下に説明される。（広帯域）
フィルタ係数が実数であるから、広帯域フィルタ応答の
正の周波数成分に対応して、標本化帯の半分のみが実際
に処理される。広帯域フィルタ応答の他の半分は、複素
共役対称として形成される。
合は、適切に重ね合わされ、逆高速フーリエ変換プロセ
ッサ２４により逆変換されることにより、プログラマブ
ルフィルタ１２について（時間領域）フィルタ係数ｗ
（すなわち、伝達関数Ｗの係数）を得る。逆高速フーリ
エ変換プロセッサ２４は、従来の逆高速フーリエ変換技
術により実現してもよい。周波数重ね合わせの範例は、
図７に図解されており、以下に説明される。（広帯域）
フィルタ係数が実数であるから、広帯域フィルタ応答の
正の周波数成分に対応して、標本化帯の半分のみが実際
に処理される。広帯域フィルタ応答の他の半分は、複素
共役対称として形成される。
【００２３】高速フーリエ変換と逆高速フーリエ変換と
は、間引処理された標本化率で行われる必要がない。高
速フーリエ変換と逆高速フーリエ変換とが間引処理され
たすべての標本について１回のみ計算されるならば、計
算量のかなりの低減を実現することができる。これに伴
って、収束の遅れも軽度となる。また、広帯域フィルタ
畳込みは、ベクトルコプロセッサを使用することによ
り、または、直交変換技術を使用することにより、一層
効率的に計算されることも留意してほしい。ベクトルコ
プロセッサは、高速畳込み専用であり従来技術に属する
専用ハードウェア素子である。また、高速フーリエ変換
のような従来の直交変換技術を使用して、高速畳込みを
実現することができる。しかし、信号経路に遅延が入り
込まないことを確保するためには、幾分かの配慮がなけ
ればならない。
は、間引処理された標本化率で行われる必要がない。高
速フーリエ変換と逆高速フーリエ変換とが間引処理され
たすべての標本について１回のみ計算されるならば、計
算量のかなりの低減を実現することができる。これに伴
って、収束の遅れも軽度となる。また、広帯域フィルタ
畳込みは、ベクトルコプロセッサを使用することによ
り、または、直交変換技術を使用することにより、一層
効率的に計算されることも留意してほしい。ベクトルコ
プロセッサは、高速畳込み専用であり従来技術に属する
専用ハードウェア素子である。また、高速フーリエ変換
のような従来の直交変換技術を使用して、高速畳込みを
実現することができる。しかし、信号経路に遅延が入り
込まないことを確保するためには、幾分かの配慮がなけ
ればならない。
【００２４】通常、高速フーリエ変換畳込みは、スルー
プットにブロック遅延をもたらすことになる。しかし、
これは、広帯域フィルタ係数を同一長さのセグメントに
分割することにより、避けることができる。ついで、第
１セグメントを用いる処理は、直接畳込みによって実現
し、残りのセグメントは、時系列での高速畳込みによっ
て処理される。このような方法で、高速畳込み部は、必
要な時に、出力が入手可能となるように、直接畳込みの
ための標本数だけ、時間的に先行して開始される。この
結果、広帯域畳込みのための計算の全回数は、（計算の
高速部を無視すれば）ほぼ、セグメントの数だけ削減さ
れる。
プットにブロック遅延をもたらすことになる。しかし、
これは、広帯域フィルタ係数を同一長さのセグメントに
分割することにより、避けることができる。ついで、第
１セグメントを用いる処理は、直接畳込みによって実現
し、残りのセグメントは、時系列での高速畳込みによっ
て処理される。このような方法で、高速畳込み部は、必
要な時に、出力が入手可能となるように、直接畳込みの
ための標本数だけ、時間的に先行して開始される。この
結果、広帯域畳込みのための計算の全回数は、（計算の
高速部を無視すれば）ほぼ、セグメントの数だけ削減さ
れる。
【００２５】図２には、従来の最小平均二乗プロセッサ
２０−ｍの具体的動作が図解されている。各最小平均二
乗プロセッサは、入力としてサブバンド基準信号ｙ
m（ｔ）とサブバンド残留誤り信号ｅm（ｔ）とを取込
み、所定サブバンドについてＮ個の重み（係数）からな
る集合ｗmを出力する。シフトレジスタ３０を除いて、
図２に示された各素子は、各最小平均二乗プロセッサ２
０−ｍ内でＮ回複製されることに留意してほしい。具体
的に言えば、サブバンド基準信号ｙm（ｔ）は、シフト
レジスタ３０（すなわち、Ｎ個のタップを有するタップ
遅延線）により処理されることにより、Ｎ個の値からな
る集合ｙmを生じる。図２の星印によって示されている
ように、これらの値のそれぞれの複素共役が計算され
る。こうして生じたＮ個の値のそれぞれとサブバンド残
留誤り信号ｅm（ｔ）との積は、乗算器３２により計算
される。
２０−ｍの具体的動作が図解されている。各最小平均二
乗プロセッサは、入力としてサブバンド基準信号ｙ
m（ｔ）とサブバンド残留誤り信号ｅm（ｔ）とを取込
み、所定サブバンドについてＮ個の重み（係数）からな
る集合ｗmを出力する。シフトレジスタ３０を除いて、
図２に示された各素子は、各最小平均二乗プロセッサ２
０−ｍ内でＮ回複製されることに留意してほしい。具体
的に言えば、サブバンド基準信号ｙm（ｔ）は、シフト
レジスタ３０（すなわち、Ｎ個のタップを有するタップ
遅延線）により処理されることにより、Ｎ個の値からな
る集合ｙmを生じる。図２の星印によって示されている
ように、これらの値のそれぞれの複素共役が計算され
る。こうして生じたＮ個の値のそれぞれとサブバンド残
留誤り信号ｅm（ｔ）との積は、乗算器３２により計算
される。
【００２６】最後に、この乗算により生じたＮ個の値の
それぞれは、（利得μの）増幅器３４を通され、加算器
３６と遅延器３８とにより積分されることにより、集合
ｗmのＮ個の適応重みのうちの１個を生じる。この過程
は、サブバンド基準信号と相関するサブバンド残留誤り
信号のその部分のみが図１のシステムの適応ろ波過程に
より除去されることを保証する。したがって、外乱信号
ｄ（ｔ）が外乱の一部でない原始信号を含むときは、本
発明の技術は、事実として、外乱と相関する信号のその
部分のみを有利に除去することになる。
それぞれは、（利得μの）増幅器３４を通され、加算器
３６と遅延器３８とにより積分されることにより、集合
ｗmのＮ個の適応重みのうちの１個を生じる。この過程
は、サブバンド基準信号と相関するサブバンド残留誤り
信号のその部分のみが図１のシステムの適応ろ波過程に
より除去されることを保証する。したがって、外乱信号
ｄ（ｔ）が外乱の一部でない原始信号を含むときは、本
発明の技術は、事実として、外乱と相関する信号のその
部分のみを有利に除去することになる。
【００２７】説明のため、図１に示された少遅延サブバ
ンド適応フィルタについて、Ｍ＝３２およびＮ＝３２を
仮定する。ついで、ＭＮ／２＝５１２個のタップからな
る広帯域フィルタがプログラマブルフィルタ１２につい
て選択され、３２個のサブバンドフィルタバンクが２倍
臨界標本化（すなわち、１６という因数による間引処
理）を伴う従来の多相高速フーリエ変換技術を使用し
て、設計される。
ンド適応フィルタについて、Ｍ＝３２およびＮ＝３２を
仮定する。ついで、ＭＮ／２＝５１２個のタップからな
る広帯域フィルタがプログラマブルフィルタ１２につい
て選択され、３２個のサブバンドフィルタバンクが２倍
臨界標本化（すなわち、１６という因数による間引処
理）を伴う従来の多相高速フーリエ変換技術を使用し
て、設計される。
【００２８】サブバンドフィルタバンクは、最初と最後
とのフィルタが同一サブバンドの２個のハーフを反映す
るとき、実際、３３（Ｍ＋１）個のサブバンドフィルタ
からなることに留意してほしい。図３には、この説明用
範例の複素共役対称のために処理されるもののみである
最初のＭ／２＋１＝１７個のフィルタの周波数応答が示
されている。
とのフィルタが同一サブバンドの２個のハーフを反映す
るとき、実際、３３（Ｍ＋１）個のサブバンドフィルタ
からなることに留意してほしい。図３には、この説明用
範例の複素共役対称のために処理されるもののみである
最初のＭ／２＋１＝１７個のフィルタの周波数応答が示
されている。
【００２９】各サブバンドは、Ｎ＝３２個のタップを使
用して、５１２タップインパルス応答に亘る。サブバン
ド応答重み集合ｗmのそれぞれは、３２点高速フーリエ
変換プロセッサ２２−ｍにより変換されることにより、
サブバンド毎に３２個の周波数を得る。ついで、これら
の周波数は、図４に示される方法で重複され、５１２点
スペクトルのうち点０から点２５５を形成する。
用して、５１２タップインパルス応答に亘る。サブバン
ド応答重み集合ｗmのそれぞれは、３２点高速フーリエ
変換プロセッサ２２−ｍにより変換されることにより、
サブバンド毎に３２個の周波数を得る。ついで、これら
の周波数は、図４に示される方法で重複され、５１２点
スペクトルのうち点０から点２５５を形成する。
【００３０】詳しく言えば、サブバンド信号０から得ら
れた周波数は、最初に割当てられ、これにサブバンド１
から得られた周波数が続く。以下、同様。Ｎ＝３２個の
周波数の中心周波数（１６）のみが奇数番号のサブバン
ドに使用され、３２個の周波数の上下四半部（すなわ
ち、上側８個と下側８個）のみが偶数番号のサブバンド
に使用される。また、偶数番号サブバンド内の周波数の
前記上下四半部は、合成前に転置される。ついで、行列
は、点２５６を零に設定し、点２５７〜５１１が満たさ
れるのを防ぐ手段として、点１〜２５５の複素共役を使
用することにより、完成される。最後に、５１２点スペ
クトルは、５１２点逆高速フーリエ変換プロセッサ２４
に変換されることより、プログラマブルフィルタ１２に
ついて広帯域フィルタ重みｗを得る。前記範例は、説明
のためだけに記述されたことに留意してほしい。
れた周波数は、最初に割当てられ、これにサブバンド１
から得られた周波数が続く。以下、同様。Ｎ＝３２個の
周波数の中心周波数（１６）のみが奇数番号のサブバン
ドに使用され、３２個の周波数の上下四半部（すなわ
ち、上側８個と下側８個）のみが偶数番号のサブバンド
に使用される。また、偶数番号サブバンド内の周波数の
前記上下四半部は、合成前に転置される。ついで、行列
は、点２５６を零に設定し、点２５７〜５１１が満たさ
れるのを防ぐ手段として、点１〜２５５の複素共役を使
用することにより、完成される。最後に、５１２点スペ
クトルは、５１２点逆高速フーリエ変換プロセッサ２４
に変換されることより、プログラマブルフィルタ１２に
ついて広帯域フィルタ重みｗを得る。前記範例は、説明
のためだけに記述されたことに留意してほしい。
【００３１】本発明の技術は、任意の数のタップ、任意
の数のサブバンド、任意の間引因数（これらのすべて
は、具体的用途に対して最適化される）等に対して適宜
当てはまる。伝達関数Ｃ＝１、すなわち、消去経路フィ
ルタ２６（というよりは、消去経路推定フィルタ２８）
が存在しないときは、図１のシステムの特殊ケースが生
じる。この場合には、図１のシステムは、図５に示され
た少遅延サブバンド最小平均二乗システムと等しくな
る。この特殊ケースは、音響エコー消去問題（この場
合、ｘ（ｔ）は、電気線経路入力信号であり、ｄ（ｔ）
は、マイクロホン信号であり、総和器１４は、出力信号
ｅ（ｔ）を生じる電子的減算回経路である）に関係す
る。図１の場合と同様に、プログラマブルフィルタ１２
から出力された信号ｄ＾（ｔ）は、外乱信号ｄ（ｔ）の
推定値を示す。
の数のサブバンド、任意の間引因数（これらのすべて
は、具体的用途に対して最適化される）等に対して適宜
当てはまる。伝達関数Ｃ＝１、すなわち、消去経路フィ
ルタ２６（というよりは、消去経路推定フィルタ２８）
が存在しないときは、図１のシステムの特殊ケースが生
じる。この場合には、図１のシステムは、図５に示され
た少遅延サブバンド最小平均二乗システムと等しくな
る。この特殊ケースは、音響エコー消去問題（この場
合、ｘ（ｔ）は、電気線経路入力信号であり、ｄ（ｔ）
は、マイクロホン信号であり、総和器１４は、出力信号
ｅ（ｔ）を生じる電子的減算回経路である）に関係す
る。図１の場合と同様に、プログラマブルフィルタ１２
から出力された信号ｄ＾（ｔ）は、外乱信号ｄ（ｔ）の
推定値を示す。
【００３２】図１および図５に示された少遅延サブバン
ドシステムは、残留誤り信号出力がサブバンド残留誤り
フィルタバンクに帰還されるので、閉ループシステムと
して特徴づけられる。図５に示された少遅延サブバンド
システムの（消去経路伝達関数が存在しない）特殊ケー
スとして他の例がありうる。このような例（すなわち、
本発明の第２実施例）は、開ループシステムとして特徴
づけられる。本発明の第２実施例は、図６に示されたシ
ステムにより図解される。
ドシステムは、残留誤り信号出力がサブバンド残留誤り
フィルタバンクに帰還されるので、閉ループシステムと
して特徴づけられる。図５に示された少遅延サブバンド
システムの（消去経路伝達関数が存在しない）特殊ケー
スとして他の例がありうる。このような例（すなわち、
本発明の第２実施例）は、開ループシステムとして特徴
づけられる。本発明の第２実施例は、図６に示されたシ
ステムにより図解される。
【００３３】具体的に言えば、図６に示された開ループ
システムにおいて、最小平均二乗プロセッサ２０−０，
２０−１，...，２０−Ｍは、それぞれ、動作の異なる
最小平均二乗プロセッサ４０−０，４０−１，...，４
０−Ｍ（以下、最小平均二乗プロセッサ４０−ｍと総称
する）に代えられる。
システムにおいて、最小平均二乗プロセッサ２０−０，
２０−１，...，２０−Ｍは、それぞれ、動作の異なる
最小平均二乗プロセッサ４０−０，４０−１，...，４
０−Ｍ（以下、最小平均二乗プロセッサ４０−ｍと総称
する）に代えられる。
【００３４】各最小平均二乗プロセッサ４０−ｍは、Ｎ
個の適応重みからなる集合ｗmを生成するほかに、（対
応「局在」サブバンド残留誤り信号ｅ0，ｅ1，...，ｅM
（以下、局在サブバンド残留誤り信号ｅmと総称する）
を得るのにそれぞれ使用される）サブバンド外乱推定信
号ｄ0＾，ｄ1＾，...，ｄM＾（以下、サブバンド外乱推
定信号ｄm＾と総称する）を生成する。これらの局在サ
ブバンド残留誤り信号のそれぞれは、再び、対応する最
小平均二乗プロセッサに供給される。
個の適応重みからなる集合ｗmを生成するほかに、（対
応「局在」サブバンド残留誤り信号ｅ0，ｅ1，...，ｅM
（以下、局在サブバンド残留誤り信号ｅmと総称する）
を得るのにそれぞれ使用される）サブバンド外乱推定信
号ｄ0＾，ｄ1＾，...，ｄM＾（以下、サブバンド外乱推
定信号ｄm＾と総称する）を生成する。これらの局在サ
ブバンド残留誤り信号のそれぞれは、再び、対応する最
小平均二乗プロセッサに供給される。
【００３５】具体的に言えば、サブバンドフィルタ１８
−ｍは、（外乱を表わす）外乱信号ｄ（ｔ）を複数個の
サブバンド信号ｄ0，ｄ1，...，ｄM（以下、サブバンド
信号ｄmと総称する）に分解する。これは、もちろん、
（サブバンドフィルタ１８−ｍが（外乱をも表わす）残
留誤り信号ｅ（ｔ）をサブバンド残留誤り信号ｅmに分
解する）図５に示されたシステムと対照関係にある。つ
いで、図６に示されたシステムにおいて、各サブバンド
総和器４２−０，４２−１，...，４２−Ｍ（以下、サ
ブバンド総和器４２−ｍと総称する）は、対応する最小
平均二乗プロセッサ４０−ｍに供給されるべき局在サブ
バンド残留誤り信号ｅmを計算する。
−ｍは、（外乱を表わす）外乱信号ｄ（ｔ）を複数個の
サブバンド信号ｄ0，ｄ1，...，ｄM（以下、サブバンド
信号ｄmと総称する）に分解する。これは、もちろん、
（サブバンドフィルタ１８−ｍが（外乱をも表わす）残
留誤り信号ｅ（ｔ）をサブバンド残留誤り信号ｅmに分
解する）図５に示されたシステムと対照関係にある。つ
いで、図６に示されたシステムにおいて、各サブバンド
総和器４２−０，４２−１，...，４２−Ｍ（以下、サ
ブバンド総和器４２−ｍと総称する）は、対応する最小
平均二乗プロセッサ４０−ｍに供給されるべき局在サブ
バンド残留誤り信号ｅmを計算する。
【００３６】終局的に、プログラマブルフィルタ１２
は、最小平均二乗プロセッサ４０−ｍの出力に基づい
て、（外乱の推定値を表わす）外乱推定信号、ｄ＾
（ｔ）を生成する。（広帯域）残留誤り信号ｅ（ｔ）
は、サブバンド重み計算に帰還されないので、図６に示
されたシステムは、図５に示されたシステムの開ループ
版と特徴づけられる。
は、最小平均二乗プロセッサ４０−ｍの出力に基づい
て、（外乱の推定値を表わす）外乱推定信号、ｄ＾
（ｔ）を生成する。（広帯域）残留誤り信号ｅ（ｔ）
は、サブバンド重み計算に帰還されないので、図６に示
されたシステムは、図５に示されたシステムの開ループ
版と特徴づけられる。
【００３７】図７には、図４に示されたシステムの従来
の最小平均二乗プロセッサ４０−ｍの具体的動作が図解
されている。最小平均二乗プロセッサ４０−ｍの動作
は、図２に図解された最小平均二乗プロセッサ２０−ｍ
の動作とほぼ同一である。相違は、図４に示されたシス
テムの動作に関連して上述された目的のためサブバンド
外乱推定信号、ｄm＾（ｔ）を生成する乗算器４４が最
小平均二乗プロセッサ４０−ｍに付加されていることで
ある。
の最小平均二乗プロセッサ４０−ｍの具体的動作が図解
されている。最小平均二乗プロセッサ４０−ｍの動作
は、図２に図解された最小平均二乗プロセッサ２０−ｍ
の動作とほぼ同一である。相違は、図４に示されたシス
テムの動作に関連して上述された目的のためサブバンド
外乱推定信号、ｄm＾（ｔ）を生成する乗算器４４が最
小平均二乗プロセッサ４０−ｍに付加されていることで
ある。
【００３８】図６に図解されたような開ループシステム
の収束は、初期において、図５に示された閉ループシス
テムの収束よりも速くなる。しかし、初期収束相の後、
閉ループシステムは、開ループシステムより大きな速度
で収束し続ける。このため、両技術を組込んだシステム
を提供することは、利点がある。このような、本発明の
実施例によれば、開ループ技術がまず使用され、つい
で、閉ループ技術へ切換えられる。例えば、サブバンド
フィルタ１８−ｍの入力端および出力端に（電気的）ス
イッチが設けられる。入力スイッチは、各サブバンドフ
ィルタに外乱信号ｄ（ｔ）または残留誤り信号ｅ（ｔ）
を供給するように設計される。出力スイッチは、各サブ
バンドフィルタの出力を対応サブバンド総和器４２−ｍ
に供給するように、または、対応最小平均二乗プロセッ
サ４０−ｍに直接供給するように設計される。このよう
にすれば、複合収束特性を有する実施例が得られる。
の収束は、初期において、図５に示された閉ループシス
テムの収束よりも速くなる。しかし、初期収束相の後、
閉ループシステムは、開ループシステムより大きな速度
で収束し続ける。このため、両技術を組込んだシステム
を提供することは、利点がある。このような、本発明の
実施例によれば、開ループ技術がまず使用され、つい
で、閉ループ技術へ切換えられる。例えば、サブバンド
フィルタ１８−ｍの入力端および出力端に（電気的）ス
イッチが設けられる。入力スイッチは、各サブバンドフ
ィルタに外乱信号ｄ（ｔ）または残留誤り信号ｅ（ｔ）
を供給するように設計される。出力スイッチは、各サブ
バンドフィルタの出力を対応サブバンド総和器４２−ｍ
に供給するように、または、対応最小平均二乗プロセッ
サ４０−ｍに直接供給するように設計される。このよう
にすれば、複合収束特性を有する実施例が得られる。
【００３９】図８は、音響雑音問題を取扱う能動形雑音
制御の適用を図解する。１次外乱源５０は、閉じられた
部屋内で音響雑音を生成する。具体的に言えば、拡声器
４５を制御して消去性音響信号を出力することにより、
マイクロホン４６の回りに「無音域」を創出することが
望まれる。したがって、マイクロホン４６は、最小化さ
れるべき残留誤り信号ｅ（ｔ）を得る。基準信号ｘ
（ｔ）は、１次外乱源５０に近接したマイクロホン４８
から得られる。この結果、基準信号は、目標とする無音
域から取除かれるべき外乱と非常に相関性が高いと仮定
される。音響伝達関数Ｈd，ＨxおよびＣは、環境に固有
である（すなわち、閉じられた部屋の音響効果から生じ
る）ので、制御が存在しない伝達関数である。
制御の適用を図解する。１次外乱源５０は、閉じられた
部屋内で音響雑音を生成する。具体的に言えば、拡声器
４５を制御して消去性音響信号を出力することにより、
マイクロホン４６の回りに「無音域」を創出することが
望まれる。したがって、マイクロホン４６は、最小化さ
れるべき残留誤り信号ｅ（ｔ）を得る。基準信号ｘ
（ｔ）は、１次外乱源５０に近接したマイクロホン４８
から得られる。この結果、基準信号は、目標とする無音
域から取除かれるべき外乱と非常に相関性が高いと仮定
される。音響伝達関数Ｈd，ＨxおよびＣは、環境に固有
である（すなわち、閉じられた部屋の音響効果から生じ
る）ので、制御が存在しない伝達関数である。
【００４０】図９には、図８に図解された能動形雑音制
御問題に適用された図１のシステムが示されている。
（一点鎖線で示された）ボックス５６内に含まれるシス
テムの構成要素は、基準信号部ｘ（ｔ）と残留誤り「観
察部」ｓ（ｔ）とを除いて、直接アクセスまたは直接制
御が利用できない環境のその部分と、本発明の技術によ
り供給されるべき制御入力（プログラマブルフィルタ１
２の出力）とを表現する。
御問題に適用された図１のシステムが示されている。
（一点鎖線で示された）ボックス５６内に含まれるシス
テムの構成要素は、基準信号部ｘ（ｔ）と残留誤り「観
察部」ｓ（ｔ）とを除いて、直接アクセスまたは直接制
御が利用できない環境のその部分と、本発明の技術によ
り供給されるべき制御入力（プログラマブルフィルタ１
２の出力）とを表現する。
【００４１】具体的に言えば、（伝達関数Ｈxを有す
る）フィルタ５２は、外乱源５０が部屋内を移動しマイ
クロホン４８に捕捉されることにより基準信号ｘ（ｔ）
を生じるので、外乱源５０に対する環境の影響を表わ
す。伝達関数Ｈdを有するフィルタ５４は、外乱源５０
が部屋内を移動して、マイクロホン４６の回りの目標無
音域に達するので、外乱源５０に対する環境の影響を表
わす。伝達関数Ｃを有する消去経路フィルタ２６は、
（フィルタ５４によりろ波された）外乱源５０を消去す
る目的のため、プログラマブルフィルタ１２により生成
された信号に対する環境（および拡声器４５自体）の影
響を表わす。
る）フィルタ５２は、外乱源５０が部屋内を移動しマイ
クロホン４８に捕捉されることにより基準信号ｘ（ｔ）
を生じるので、外乱源５０に対する環境の影響を表わ
す。伝達関数Ｈdを有するフィルタ５４は、外乱源５０
が部屋内を移動して、マイクロホン４６の回りの目標無
音域に達するので、外乱源５０に対する環境の影響を表
わす。伝達関数Ｃを有する消去経路フィルタ２６は、
（フィルタ５４によりろ波された）外乱源５０を消去す
る目的のため、プログラマブルフィルタ１２により生成
された信号に対する環境（および拡声器４５自体）の影
響を表わす。
【００４２】総和器１４は、目標無音域において生じた
前記諸音響信号の音響的複合の固有過程を表わす。した
がって、プログラマブルフィルタ１２を制御するフィル
タ重みｗの生成を通じて、残留誤り信号ｅ（ｔ）を最小
化することにより、無音域は、確保される。プログラマ
ブルフィルタ１２は、伝達関数Ｈdおよび（ＨxＣ）-1の
複合された長さに亘るように、十分な数のタップを有す
る。
前記諸音響信号の音響的複合の固有過程を表わす。した
がって、プログラマブルフィルタ１２を制御するフィル
タ重みｗの生成を通じて、残留誤り信号ｅ（ｔ）を最小
化することにより、無音域は、確保される。プログラマ
ブルフィルタ１２は、伝達関数Ｈdおよび（ＨxＣ）-1の
複合された長さに亘るように、十分な数のタップを有す
る。
【００４３】図１０には、音響エコー消去問題に適用さ
れた図１のシステムが図解されている。この場合、基準
信号ｘ（ｔ）は、「遠端」受信信号と解釈され、Ｈは、
（フィルタ５８により達成された）音響エコー経路伝達
関数と解釈され、残留誤り信号ｅ（ｔ）は、（所望「近
端」原始信号が付加される）エコー消去済戻り信号と解
釈される。この結果、残留誤り信号ｅ（ｔ）を最小化す
ることにより、生じた複合信号（すなわち、原始信号と
残留誤り信号との和）へのエコー効果は、適切に低減さ
れることになる。図４に示されたシステムの開ループの
実施例も、類似の方法で音響エコー消去問題を取扱うの
に使用されることに留意してほしい。
れた図１のシステムが図解されている。この場合、基準
信号ｘ（ｔ）は、「遠端」受信信号と解釈され、Ｈは、
（フィルタ５８により達成された）音響エコー経路伝達
関数と解釈され、残留誤り信号ｅ（ｔ）は、（所望「近
端」原始信号が付加される）エコー消去済戻り信号と解
釈される。この結果、残留誤り信号ｅ（ｔ）を最小化す
ることにより、生じた複合信号（すなわち、原始信号と
残留誤り信号との和）へのエコー効果は、適切に低減さ
れることになる。図４に示されたシステムの開ループの
実施例も、類似の方法で音響エコー消去問題を取扱うの
に使用されることに留意してほしい。
【００４４】説明を明確にするため、本発明の説明用実
施例は、個別の（「プロセッサ」と名づけられた機能ブ
ロックを含めて）機能ブロックから成るものとして示さ
れた。これらの機能ブロックが表現する機能は、ソフト
ウェアを実現するハードウェア（限定されないが）を含
めて、共用または専用ハードウェアの使用を通じて提供
してもよい。例えば、図に示されたプロセッサの機能
は、１個の共用プロセッサによって提供されてもよい。
施例は、個別の（「プロセッサ」と名づけられた機能ブ
ロックを含めて）機能ブロックから成るものとして示さ
れた。これらの機能ブロックが表現する機能は、ソフト
ウェアを実現するハードウェア（限定されないが）を含
めて、共用または専用ハードウェアの使用を通じて提供
してもよい。例えば、図に示されたプロセッサの機能
は、１個の共用プロセッサによって提供されてもよい。
【００４５】明細書中、「プロセッサ」の語の使用は、
ソフトウェアを実現しうるハードウェアのみを指すと解
釈されるべきでない。
ソフトウェアを実現しうるハードウェアのみを指すと解
釈されるべきでない。
【００４６】本発明の説明用実施例は、ＡＴ＆ＴＤＳＰ
１６もしくはＤＳＰ３２Ｃのようなディジタル信号プロ
セッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、前述した作用を行うソ
フトウェアを記憶する読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、お
よび、ディジタル信号プロセッサの結果を記憶するラン
ダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）を含んでいてもよい。超
大規集積（ＶＬＳＩ）ハードウェア、および、汎用ディ
ジタル信号プロセッサ回路と組合わされたカスタム超大
規集積回経路を設けても良い。
１６もしくはＤＳＰ３２Ｃのようなディジタル信号プロ
セッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、前述した作用を行うソ
フトウェアを記憶する読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、お
よび、ディジタル信号プロセッサの結果を記憶するラン
ダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）を含んでいてもよい。超
大規集積（ＶＬＳＩ）ハードウェア、および、汎用ディ
ジタル信号プロセッサ回路と組合わされたカスタム超大
規集積回経路を設けても良い。
【図１】本発明の第１実施例による少遅延サブバンド適
応フィルタのブロック線図である。
応フィルタのブロック線図である。
【図２】図１に示されたシステムの従来の最小平均二乗
プロセッサのブロック線図である。
プロセッサのブロック線図である。
【図３】図１に示されたシステムの説明用範例のサブバ
ンドフィルタの周波数応答を示す図である。
ンドフィルタの周波数応答を示す図である。
【図４】図１に示されたシステムの説明用実施例の周波
数重ね合わせ過程を示す図である。
数重ね合わせ過程を示す図である。
【図５】消去経路フィルタのない図１のシステムを示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図６】本発明の第２実施例の少遅延サブバンド適応フ
ィルタのブロック線図である。
ィルタのブロック線図である。
【図７】図６に示されたシステムの従来の最小平均二乗
プロセッサのブロック線図である。
プロセッサのブロック線図である。
【図８】音響雑音問題を取扱う能動形雑音制御技術の適
用を示す模式図である。
用を示す模式図である。
【図９】図８に示された能動形雑音制御の文脈で使用さ
れた図１のシステムを示すブロック線図である。
れた図１のシステムを示すブロック線図である。
【図１０】音響エコー消去問題に適用された図１のシス
テムを示すブロック線図である。
テムを示すブロック線図である。
１２ プログラマブルフィルタ １４ 総和器 １６−ｍ サブバンドフィルタ １８−ｍ サブバンドフィルタ ２０−ｍ 最小平均二乗プロセッサ ２２−ｍ 高速フーリエ変換プロセッサ ２４ 逆高速フーリエ変換プロセッサ ２６ 消去経路フィルタ ２８ 消去経路推定フィルタ ３０ シフトレジスタ ３２ 乗算器 ３４ 増幅器 ３６ 加算器 ３８ 遅延器 ４０−ｍ 最小平均二乗プロセッサ ４２−ｍ サブバンド総和器 ４４ 乗算器 ４５ 拡声器 ４６ マイクロホン ４８ マイクロホン ５０ １次外乱源 ５２ フィルタ ５４ フィルタ ５６ ボックス ５８ フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジェームズ チイ フー スィ アメリカ合衆国、20877 メリーランド、 モントゴメリー、ライドアウト コー ト １ (56)参考文献 特開 平４−123606（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−123621（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−143035（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−125722（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−129890（ＪＰ，Ａ) 特開 昭48−65822（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−147644（ＪＰ，Ａ) 1993ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏ ｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｕｏｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａ ｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉ ｎｇ，1993．ＩＣＡＳＳＰ−93，Ｖｏ ｌ．１（1993−４−27〜30）ｐ．181− 184 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 21/00 G05B 13/00 G10K 11/178 H03H 17/02 613 H04B 1/10 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (18)
- 【請求項１】 外乱の推定値を反映する信号を生成する
方法において、 ａ．複数のサブバンドフィルタで、基準情報を反映する
信号をフィルタリングして、複数のサブバンド基準反映
信号を生成するステップと、 ｂ．複数のサブバンドフィルタで、外乱を反映する信号
をフィルタリングして、複数のサブバンド外乱反映信号
を生成するステップと、 ｃ．前記サブバンド基準反映信号と、前記サブバンド外
乱反映信号とに基づいて、複数の時間領域サブバンド重
み付け信号集合を生成するステップと、 ｄ．前記複数の時間領域サブバンド重み付け信号集合を
複合して複合時間領域重み付け信号集合を形成するステ
ップと、 ｅ．前記複合時間領域重み付け信号集合を用いて、前記
基準情報を反映する信号をフィルタリングして、外乱の
推定値を反映する信号を生成するステップとを有するこ
とを特徴とする、外乱の推定値を反映する信号を生成す
る方法。 - 【請求項２】 前記基準情報を反映する信号は、前記外
乱を反映する信号と相関があることを特徴とする請求項
１に記載の方法。 - 【請求項３】 前記ステップｃは、複素最小平均二乗法
を使用することを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 前記ステップｄは、 ｆ．前記複数の時間領域サブバンド重み付け信号集合を
複数の周波数領域サブバンド重み付け信号集合に変換す
るステップと、 ｇ．前記複数の周波数領域サブバンド重み付け信号集合
を複合して、複合周波数領域重み付け信号集合を形成す
るステップと、 ｈ．前記複合周波数領域重み付け信号集合を複合時間領
域重み付け信号集合に変換するステップとを含むことを
特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 前記ステップｆは、フ−リエ変換を行う
ステップを含むことを特徴とする請求項４に記載の方
法。 - 【請求項６】 前記ステップｈは、逆フ−リエ変換を行
うステップを含むことを特徴とする請求項５に記載の方
法。 - 【請求項７】 前記基準情報を反映する信号は、基準信
号からなることを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項８】 前記基準情報を反映する信号は、基準信
号をフィルタリングすることによって生成されることを
特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項９】 前記外乱を反映する信号は、さらに、前
記外乱の推定値を反映する信号を反映することを特徴と
する請求項１に記載の装置。 - 【請求項１０】 外乱の推定値を反映する信号を生成す
る適応フィルタ装置において、 基準情報を反映する信号に基づいて、複数のサブバンド
基準反映信号を生成する複数のサブバンドフィルタと、 外乱を反映する信号に基づいて、複数のサブバンド外乱
反映信号を生成する複数のサブバンドフィルタと、 前記サブバンド基準反映信号と、前記サブバンド外乱反
映信号とに基づいて、複数の時間領域サブバンド重み付
け信号集合を生成する手段と、 前記複数の時間領域サブバンド重み付け信号集合を複合
して複合時間領域重み付け信号集合を形成する手段と、 前記複合時間領域重み付け信号集合を用いて、前記基準
情報を反映する信号をフィルタリングして、外乱の推定
値を反映する信号を生成するプログラマブルフイルタと
を有することを特徴とする適応フィルタ装置。 - 【請求項１１】 前記基準情報を反映する信号は、前記
外乱を反映する信号と相関があることを特徴とする請求
項１０に記載の装置。 - 【請求項１２】 前記複数の時間領域サブバンド重み付
け信号集合を生成する手段は、複素最小平均二乗法を使
用することを特徴とする請求項１０に記載の装置。 - 【請求項１３】 前記複合時間領域重み付け信号集合を
形成する手段は、 前記複数の時間領域サブバンド重み付け信号集合を複数
の周波数領域サブバンド重み付け信号集合に変換する手
段と、 前記複数の周波数領域サブバンド重み付け信号集合を複
合して、複合周波数領域重み付け信号集合を形成する手
段と、 前記複合周波数領域重み付け信号集合を複合時間領域重
み付け信号集合に変換する手段とを含むことを特徴とす
る請求項１０に記載の装置。 - 【請求項１４】 前記複数の時間領域サブバンド重み付
け信号集合を複数の周波数領域サブバンド重み付け信号
集合に変換する手段は、フ−リエ変換を行う手段を含む
ことを特徴とする請求項１３に記載の装置。 - 【請求項１５】 前記複合周波数領域重み付け信号集合
を複合時間領域重み付け信号集合に変換する手段は、逆
フ−リエ変換を行う手段を含むことを特徴とする請求項
１４に記載の装置。 - 【請求項１６】 前記基準情報を反映する信号は、基準
信号からなることを特徴とする請求項１０に記載の装
置。 - 【請求項１７】 基準信号に基づいて、前記基準情報を
反映する信号を生成するフィルタをさらに有することを
特徴とする請求項１０に記載の装置。 - 【請求項１８】 前記外乱を反映する信号は、さらに、
前記外乱の推定値を反映する信号を反映することを特徴
とする請求項１０に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/030,931 US5329587A (en) | 1993-03-12 | 1993-03-12 | Low-delay subband adaptive filter |
| US030931 | 1993-03-12 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06326559A JPH06326559A (ja) | 1994-11-25 |
| JP3177562B2 true JP3177562B2 (ja) | 2001-06-18 |
Family
ID=21856756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06644394A Expired - Lifetime JP3177562B2 (ja) | 1993-03-12 | 1994-03-11 | 少遅延サブバンド適応フィルタ装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5329587A (ja) |
| EP (1) | EP0615340B1 (ja) |
| JP (1) | JP3177562B2 (ja) |
| CA (1) | CA2118879C (ja) |
| DE (1) | DE69410322T2 (ja) |
Families Citing this family (53)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06318885A (ja) * | 1993-03-11 | 1994-11-15 | Nec Corp | 帯域分割適応フィルタによる未知システム同定の方法及び装置 |
| US5644596A (en) * | 1994-02-01 | 1997-07-01 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for frequency selective adaptive filtering |
| FR2726392B1 (fr) * | 1994-10-28 | 1997-01-10 | Alcatel Mobile Comm France | Procede et dispositif de suppression de bruit dans un signal de parole, et systeme avec annulation d'echo correspondant |
| US5745396A (en) * | 1995-04-28 | 1998-04-28 | Lucent Technologies Inc. | Pipelined adaptive IIR filter |
| FR2733866B1 (fr) * | 1995-05-05 | 1997-07-18 | France Telecom | Procede de filtrage adaptatif, par critere d'optimisation pondere d'un signal numerique decompose en sous-bandes de frequences et dispositif correspondant |
| JP3199155B2 (ja) * | 1995-10-18 | 2001-08-13 | 日本電信電話株式会社 | 反響消去装置 |
| US5737433A (en) * | 1996-01-16 | 1998-04-07 | Gardner; William A. | Sound environment control apparatus |
| KR970066881A (ko) * | 1996-03-23 | 1997-10-13 | 구자홍 | 서브밴드 필터의 필터링방법 |
| US5933495A (en) * | 1997-02-07 | 1999-08-03 | Texas Instruments Incorporated | Subband acoustic noise suppression |
| JP3236242B2 (ja) * | 1997-05-12 | 2001-12-10 | 沖電気工業株式会社 | エコーキャンセラ装置 |
| GB2342549B (en) * | 1998-10-07 | 2003-10-08 | Mitel Corp | Zero-delay structure for sub-band echo cancellation |
| US7423983B1 (en) | 1999-09-20 | 2008-09-09 | Broadcom Corporation | Voice and data exchange over a packet based network |
| US6765931B1 (en) * | 1999-04-13 | 2004-07-20 | Broadcom Corporation | Gateway with voice |
| US6882711B1 (en) | 1999-09-20 | 2005-04-19 | Broadcom Corporation | Packet based network exchange with rate synchronization |
| US6549587B1 (en) * | 1999-09-20 | 2003-04-15 | Broadcom Corporation | Voice and data exchange over a packet based network with timing recovery |
| DE19925046A1 (de) * | 1999-06-01 | 2001-05-03 | Alcatel Sa | Verfahren und Vorrichtung zur Unterdrückung von Rauschen und Echos |
| US6757367B1 (en) | 1999-09-20 | 2004-06-29 | Broadcom Corporation | Packet based network exchange with rate synchronization |
| US7924752B2 (en) | 1999-09-20 | 2011-04-12 | Broadcom Corporation | Voice and data exchange over a packet based network with AGC |
| US7161931B1 (en) * | 1999-09-20 | 2007-01-09 | Broadcom Corporation | Voice and data exchange over a packet based network |
| US7920697B2 (en) * | 1999-12-09 | 2011-04-05 | Broadcom Corp. | Interaction between echo canceller and packet voice processing |
| ATE388542T1 (de) * | 1999-12-13 | 2008-03-15 | Broadcom Corp | Sprach-durchgangsvorrichtung mit sprachsynchronisierung in abwärtsrichtung |
| DE10043064B4 (de) * | 2000-09-01 | 2004-07-08 | Dietmar Dr. Ruwisch | Verfahren und Vorrichtung zur Elimination von Lautsprecherinterferenzen aus Mikrofonsignalen |
| US6661858B1 (en) | 2000-09-12 | 2003-12-09 | Beaudin Andre | DC restoration circuit for a radio receiver |
| GB2374689B (en) * | 2001-04-20 | 2005-11-23 | Eldama Systems Ip Ltd | Communications system |
| GB0116493D0 (en) * | 2001-07-06 | 2001-08-29 | Koninkl Philips Electronics Nv | Receiver having an adaptive filter and method of optimising the filter |
| CA2354808A1 (en) * | 2001-08-07 | 2003-02-07 | King Tam | Sub-band adaptive signal processing in an oversampled filterbank |
| US6999509B2 (en) * | 2001-08-08 | 2006-02-14 | Octasic Inc. | Method and apparatus for generating a set of filter coefficients for a time updated adaptive filter |
| US6957240B2 (en) * | 2001-08-08 | 2005-10-18 | Octasic Inc. | Method and apparatus for providing an error characterization estimate of an impulse response derived using least squares |
| US6970896B2 (en) | 2001-08-08 | 2005-11-29 | Octasic Inc. | Method and apparatus for generating a set of filter coefficients |
| US6965640B2 (en) * | 2001-08-08 | 2005-11-15 | Octasic Inc. | Method and apparatus for generating a set of filter coefficients providing adaptive noise reduction |
| CA2399159A1 (en) * | 2002-08-16 | 2004-02-16 | Dspfactory Ltd. | Convergence improvement for oversampled subband adaptive filters |
| EP1625668B1 (en) * | 2003-04-28 | 2014-11-12 | Marvell International, Ltd. | Multiple channel interference cancellation |
| US7149591B2 (en) * | 2003-10-01 | 2006-12-12 | Cleveland State University | Multi-resolution controller |
| DE10362073A1 (de) * | 2003-11-06 | 2005-11-24 | Herbert Buchner | Vorrichtung und Verfahren zum Verarbeiten eines Eingangssignals |
| CA2481629A1 (en) * | 2004-09-15 | 2006-03-15 | Dspfactory Ltd. | Method and system for active noise cancellation |
| US7555040B2 (en) * | 2004-11-05 | 2009-06-30 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for generating equalizer filter tap coefficients |
| JP2009510503A (ja) * | 2005-09-27 | 2009-03-12 | アノクシス・アーゲー | 活性ノイズの減少のための方法及び該方法を動作させるための装置 |
| US8155304B2 (en) * | 2007-04-10 | 2012-04-10 | Microsoft Corporation | Filter bank optimization for acoustic echo cancellation |
| US8259928B2 (en) * | 2007-04-23 | 2012-09-04 | Microsoft Corporation | Method and apparatus for reducing timestamp noise in audio echo cancellation |
| GB0725111D0 (en) | 2007-12-21 | 2008-01-30 | Wolfson Microelectronics Plc | Lower rate emulation |
| DK2541973T3 (da) | 2011-06-27 | 2014-07-14 | Oticon As | Tilbagekoblingsstyring i en lytteanordning |
| US20130259253A1 (en) * | 2012-03-29 | 2013-10-03 | Rogerio Guedes Alves | Controllers for active noise control systems |
| WO2015041476A1 (ko) * | 2013-09-17 | 2015-03-26 | 주식회사 윌러스표준기술연구소 | 오디오 신호 처리 방법 및 장치 |
| EP3062535B1 (en) | 2013-10-22 | 2019-07-03 | Industry-Academic Cooperation Foundation, Yonsei University | Method and apparatus for processing audio signal |
| WO2015099424A1 (ko) | 2013-12-23 | 2015-07-02 | 주식회사 윌러스표준기술연구소 | 오디오 신호의 필터 생성 방법 및 이를 위한 파라메터화 장치 |
| EP3122073B1 (en) | 2014-03-19 | 2023-12-20 | Wilus Institute of Standards and Technology Inc. | Audio signal processing method and apparatus |
| KR101856540B1 (ko) | 2014-04-02 | 2018-05-11 | 주식회사 윌러스표준기술연구소 | 오디오 신호 처리 방법 및 장치 |
| US9837065B2 (en) * | 2014-12-08 | 2017-12-05 | Ford Global Technologies, Llc | Variable bandwidth delayless subband algorithm for broadband active noise control system |
| CN108604444B (zh) * | 2016-02-05 | 2020-05-12 | 本田技研工业株式会社 | 有源振动噪声控制装置和有源振动噪声控制电路 |
| CN108768346B (zh) * | 2018-05-30 | 2022-04-29 | 重庆交通大学 | 车辆主动减振降噪系统及方法 |
| US10917074B2 (en) * | 2019-03-29 | 2021-02-09 | Bose Corporation | Subband adaptive filter for systems with partially acausal transfer functions |
| EP3764349B1 (en) | 2019-07-11 | 2023-05-24 | Faurecia Creo AB | Noise controlling method and system |
| EP4054210A1 (en) | 2021-03-05 | 2022-09-07 | Oticon A/s | A hearing device comprising a delayless adaptive filter |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8601604A (nl) * | 1986-06-20 | 1988-01-18 | Philips Nv | Frequentie-domein blok-adaptief digitaal filter. |
| US4951269A (en) * | 1986-10-30 | 1990-08-21 | Fujitsu Limited | Echo canceller with short processing delay and decreased multiplication number |
| NL8701633A (nl) * | 1987-07-10 | 1989-02-01 | Philips Nv | Digitale echocompensator. |
| FR2628918B1 (fr) * | 1988-03-15 | 1990-08-10 | France Etat | Dispositif annuleur d'echo a filtrage en sous-bandes de frequence |
| US5001701A (en) * | 1989-08-07 | 1991-03-19 | At&T Bell Laboratories | Subband echo canceler including real time allocation among the subbands |
| US4977591A (en) * | 1989-11-17 | 1990-12-11 | Nynex Corporation | Dual mode LMS nonlinear data echo canceller |
| GB2240452A (en) * | 1990-01-10 | 1991-07-31 | Motorola Inc | Echo canceller has plurality of sub-band channels each with its own adaptive filter |
-
1993
- 1993-03-12 US US08/030,931 patent/US5329587A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-03-02 DE DE69410322T patent/DE69410322T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-03-02 EP EP94301499A patent/EP0615340B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-03-11 CA CA002118879A patent/CA2118879C/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-03-11 JP JP06644394A patent/JP3177562B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９９３ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｕｏｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，１９９３．ＩＣＡＳＳＰ−９３，Ｖｏｌ．１（１９９３−４−２７〜３０）ｐ．１８１−１８４ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0615340B1 (en) | 1998-05-20 |
| EP0615340A1 (en) | 1994-09-14 |
| CA2118879C (en) | 1997-09-23 |
| US5329587A (en) | 1994-07-12 |
| CA2118879A1 (en) | 1994-09-13 |
| JPH06326559A (ja) | 1994-11-25 |
| DE69410322D1 (de) | 1998-06-25 |
| DE69410322T2 (de) | 1998-10-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3177562B2 (ja) | 少遅延サブバンド適応フィルタ装置 | |
| Morgan et al. | A delayless subband adaptive filter architecture | |
| US8280065B2 (en) | Method and system for active noise cancellation | |
| US5272695A (en) | Subband echo canceller with adjustable coefficients using a series of step sizes | |
| US5680393A (en) | Method and device for suppressing background noise in a voice signal and corresponding system with echo cancellation | |
| US5553014A (en) | Adaptive finite impulse response filtering method and apparatus | |
| US5774562A (en) | Method and apparatus for dereverberation | |
| US5568558A (en) | Adaptive noise cancellation device | |
| EP0288577B1 (en) | Echo canceller with short processing delay and decreased multiplication number and method for controlling an echo signal | |
| US6108413A (en) | Echo cancellation method and echo canceller implementing such a process | |
| EP1638079B1 (en) | Method and system for active noise cancellation | |
| NL9001016A (nl) | Digitale echocompensator met een dubbelspraakdetector. | |
| US9837098B2 (en) | Reduced-delay subband signal processing system and method | |
| JPH10164686A (ja) | 最適小波パケットおよび交差周波数帯消去を用いた副周波数帯反響消去装置 | |
| US7231234B2 (en) | Method and apparatus for reducing echo in a communication system | |
| JP4041770B2 (ja) | 音響エコー消去方法、その装置、プログラム及びその記録媒体 | |
| US10999444B2 (en) | Acoustic echo cancellation device, acoustic echo cancellation method and non-transitory computer readable recording medium recording acoustic echo cancellation program | |
| JP3391144B2 (ja) | 帯域分割型エコーキャンセラー | |
| Valero et al. | An alternative complexity reduction method for partitioned-block frequency-domain adaptive filters | |
| Ohno et al. | Convergence behavior of the LMS algorithm in subband adaptive filtering | |
| Gordy et al. | Fast system identification using affine projection and a critically sampled subband adaptive filter | |
| CA2519868C (en) | Method and system for active noise cancellation | |
| Hussain et al. | Non-linear processing in cochlear spaced sub-bands using artificial neural networks for multi-microphone adaptive speech enhancement | |
| Nezamdoust et al. | Frequency-Domain Functional Links For Nonlinear Feedback Cancellation In Hearing Aids | |
| Gu et al. | Frequency bin nonlinear LMS adaptive noise canceler and its application to co-channel speech noise reduction |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080406 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090406 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090406 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100406 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110406 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120406 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130406 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130406 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140406 Year of fee payment: 13 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |