JPH01257274A - 周波数推定方式 - Google Patents
周波数推定方式Info
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- JPH01257274A JPH01257274A JP8319788A JP8319788A JPH01257274A JP H01257274 A JPH01257274 A JP H01257274A JP 8319788 A JP8319788 A JP 8319788A JP 8319788 A JP8319788 A JP 8319788A JP H01257274 A JPH01257274 A JP H01257274A
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- complex
- frequency
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 4
- 230000009466 transformation Effects 0.000 abstract description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は周波数推定方式に関し、特に広帯域雑音にうず
もれたライン・スペクトラム信号から、正確なライン・
スペクトラムの周波数及び位相をディジタル演算により
推定する方式に関する。
もれたライン・スペクトラム信号から、正確なライン・
スペクトラムの周波数及び位相をディジタル演算により
推定する方式に関する。
従来、広帯域雑音にうずもれたライン・スペクトラム成
分を含むディジタル・サンプルされた信号列から周波数
推定を行う方式として、田部井。
分を含むディジタル・サンプルされた信号列から周波数
推定を行う方式として、田部井。
上田らによる「信学論(A) J70−A、 No、5
. pp、798−805. (1987−5) :
FFTを用いた高精度周波数決定法」に記載されたもの
がある。
. pp、798−805. (1987−5) :
FFTを用いた高精度周波数決定法」に記載されたもの
がある。
このものは、ウィンド操作を用いる方式である。
すなわち、この方式は、入力信号列に対し、ウィンド操
作を行い、F F T (Fast Fourier
Transform)により、周波数領域に変換してい
る。そして、振幅スペクトラムの絶対値の最も大きいサ
ンプルX、、そのときの周波数fm、及び隣接するサン
プルX、−1又はX□、との比r、sを求める。これは
、次のようにして行う。すなわち、X−、X−r。
作を行い、F F T (Fast Fourier
Transform)により、周波数領域に変換してい
る。そして、振幅スペクトラムの絶対値の最も大きいサ
ンプルX、、そのときの周波数fm、及び隣接するサン
プルX、−1又はX□、との比r、sを求める。これは
、次のようにして行う。すなわち、X−、X−r。
x□1を用イテ、次に、X7とXl、l−、及びX11
1トX 、、の比r、sを次式により求める。
1トX 、、の比r、sを次式により求める。
上記X、とf、と上記式(1)の結果を用いて、次式の
様に周波数と位相を補間し、周波数推定値・・・(3) θ=Arg(X+++’eXP(−jπ(L、z f
m)・(t 1/N)))・・・(4) 〔発明が解決しようとする課題〕 しかし、このものにあっては、次のようなS/Nの劣化
や構成面での難点がある。
様に周波数と位相を補間し、周波数推定値・・・(3) θ=Arg(X+++’eXP(−jπ(L、z f
m)・(t 1/N)))・・・(4) 〔発明が解決しようとする課題〕 しかし、このものにあっては、次のようなS/Nの劣化
や構成面での難点がある。
すなわち、上述した従来の方式は、ハミング・ウィンド
を用いているが、この場合4dBのS/N劣化を生じる
欠点があり、また、ハード・ウェアも複雑化する欠点が
ある。多数のライン・スペクトラムの存在が予想される
場合は、サイドローブ特性の改善のためにウィンド操作
は必須であるが、1本のスペクトラムしか存在しない場
合、ウィンド操作は、かならずしも必要でなく、また、
上述のようにウィンド操作はハード・ウェアが複雑とな
る。これらのことから、復調器などの応用において、低
いS/N状態で、しかも限られた数のサンプルから、正
確にリアルタイムで周波数推定を行う必要のある場合、
出来る限り損失の少ない方式で、これらの要求を満たす
方式が実現できれば望ましい。
を用いているが、この場合4dBのS/N劣化を生じる
欠点があり、また、ハード・ウェアも複雑化する欠点が
ある。多数のライン・スペクトラムの存在が予想される
場合は、サイドローブ特性の改善のためにウィンド操作
は必須であるが、1本のスペクトラムしか存在しない場
合、ウィンド操作は、かならずしも必要でなく、また、
上述のようにウィンド操作はハード・ウェアが複雑とな
る。これらのことから、復調器などの応用において、低
いS/N状態で、しかも限られた数のサンプルから、正
確にリアルタイムで周波数推定を行う必要のある場合、
出来る限り損失の少ない方式で、これらの要求を満たす
方式が実現できれば望ましい。
本発明の目的は、かかる点に着目し、損失が少なく、勝
つ少ないデータ数で能率の良い推定が可能であり、しか
もハード・ウェアの簡略化が可能な周波数推定方式を提
供することにある。
つ少ないデータ数で能率の良い推定が可能であり、しか
もハード・ウェアの簡略化が可能な周波数推定方式を提
供することにある。
本発明の周波数推定方式は、
複素サンプル・データブロックに対し、周波数変換及び
ディスクリート・フーリエ変換を行う手段を有し、 各ディスクリート・フーリエ変換においてブロックを2
個以上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め
、これらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位
相推定値を得ることを特徴としている。
ディスクリート・フーリエ変換を行う手段を有し、 各ディスクリート・フーリエ変換においてブロックを2
個以上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め
、これらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位
相推定値を得ることを特徴としている。
(作用〕
周波数及び位相の推定に際し、複素サンプルに対し周波
数変換を行い、さらにディスクリート・フーリエ変換(
D F T ; Discriete Fourier
Transfors )を行う。ディスクリート・フ
ーリエ変換においては各サンプルに対し、1ブロツクは
2個以上に区分され、各区分ごとの積算がなされる。
数変換を行い、さらにディスクリート・フーリエ変換(
D F T ; Discriete Fourier
Transfors )を行う。ディスクリート・フ
ーリエ変換においては各サンプルに対し、1ブロツクは
2個以上に区分され、各区分ごとの積算がなされる。
本発明では、従来のようなS/N劣化を生ずるウィンド
操作は必要とされず、周波数変換後のディスクリート・
フーリエ変換は、少ないデータ数に対し能率の良い推定
を可能とし、また、従来のFFTの複雑なシーケンス制
御の必要性も排除される。
操作は必要とされず、周波数変換後のディスクリート・
フーリエ変換は、少ないデータ数に対し能率の良い推定
を可能とし、また、従来のFFTの複雑なシーケンス制
御の必要性も排除される。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明の一実施例に係る周波数推定方式を説明
するためのブロック図である。
するためのブロック図である。
第1図に示す如く、本実施例方式では、複素乗算器1と
、ローカル発振器2と、A/Dコンバータ3,4と、タ
イミング発生回路5と、DFTブロック81〜B、lと
、演算処理回路10とを用いる。
、ローカル発振器2と、A/Dコンバータ3,4と、タ
イミング発生回路5と、DFTブロック81〜B、lと
、演算処理回路10とを用いる。
ローカル発振器2の出力が印加される複素乗算器1に入
力信号が供給され、演算処理回路10からする。
力信号が供給され、演算処理回路10からする。
複素乗算器lの出力が供給されるA/Dコンバータ3,
4には、タイミング発生回路5の出力が印加されており
、それらの出力はそれぞれDFTブロックB、〜BHに
供給されるようになっている。
4には、タイミング発生回路5の出力が印加されており
、それらの出力はそれぞれDFTブロックB、〜BHに
供給されるようになっている。
各DFTブロックB、−B、は、ローチータロと、アキ
ムレータ8と、メモリ9と、角度指定ROM7から成っ
ており、各A/Dコンバータ3゜4の出力はそれぞれの
ローチータロに供給され、また、それぞれの角度指定R
OM7には、タイミング発生回路5の出力が印加される
ようになっている。
ムレータ8と、メモリ9と、角度指定ROM7から成っ
ており、各A/Dコンバータ3゜4の出力はそれぞれの
ローチータロに供給され、また、それぞれの角度指定R
OM7には、タイミング発生回路5の出力が印加される
ようになっている。
各ローチータロ及び角度指定ROM7は、これによって
、各A/Dコンバータ3.4からの出力の複素乗算を行
う。
、各A/Dコンバータ3.4からの出力の複素乗算を行
う。
演算処理回路10には、各DFTブロックB、〜BNの
メモリ9からの出力が入力されるようになっている。
メモリ9からの出力が入力されるようになっている。
第1図に示した構成の装置によって、複素サンプル・デ
ータブロックに対し、周波数変換及びDFT、すなわち
ディスクリート・フーリエ変換を行う機能を有し、各デ
ィスクリート・フーリエ変換においてブロックを2個以
上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め、こ
れらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位相推
定価を得る周波数推定値式を実現するようにしている。
ータブロックに対し、周波数変換及びDFT、すなわち
ディスクリート・フーリエ変換を行う機能を有し、各デ
ィスクリート・フーリエ変換においてブロックを2個以
上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め、こ
れらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位相推
定価を得る周波数推定値式を実現するようにしている。
更に、第1図を参照して具体的に説明すると、以下に述
べるように、周波数の決定にあたり、L個の複素サンプ
ルに対しN回の周波数変換を行い、さらにこれらに対し
DFTを行う。DFTにおいては、各サンプルに対し、
回転因子を乗じた後、1ブロツクをM個に区分し、各区
分ごとの積算を行う。そして、この様にして得られたL
−N−M個のデータに対し、演算処理により周波数及び
位相の推定値を求める。
べるように、周波数の決定にあたり、L個の複素サンプ
ルに対しN回の周波数変換を行い、さらにこれらに対し
DFTを行う。DFTにおいては、各サンプルに対し、
回転因子を乗じた後、1ブロツクをM個に区分し、各区
分ごとの積算を行う。そして、この様にして得られたL
−N−M個のデータに対し、演算処理により周波数及び
位相の推定値を求める。
第1図において、今、入力信号が供給されると、入力信
号は複素乗算器1により直交復調される。
号は複素乗算器1により直交復調される。
その出力はHutのA/Dコンバータ3,4によりディ
ジタル変換され、Lサンプルのブロックにされる。ディ
ジタル変換された複素出力は、ローチータロ及び角度指
定ROM7により複素乗算される。さらにこの複素乗算
結果は、アキムレータ8により、本実施例では次式に従
い前半、後半に分けて積算され、メモリ9にストアされ
る。
ジタル変換され、Lサンプルのブロックにされる。ディ
ジタル変換された複素出力は、ローチータロ及び角度指
定ROM7により複素乗算される。さらにこの複素乗算
結果は、アキムレータ8により、本実施例では次式に従
い前半、後半に分けて積算され、メモリ9にストアされ
る。
(前半) ・・・(5)
(後半) ・・・(6)
ただし、x7は入力サンプルを示す。
ここで、上記式(5) 、 (6)において、Aを1と
すると、XFk +XBkはDFTの式となるが、DF
TはIXm l、IXk−+ lの中間における落
ち込みが約4dBとなり、感度偏差が大きくなるためA
=0.5を用いる。この場合、1ブロツクのデータは2
L個のXF、XBに変換される。これらの結果はメモリ
9にストアされ、さらに演算処理回路10に入力される
。演算処理回路10ではxFk+XBkの絶対値を求め
、さらに絶対値が最大となるkを求め、その時のkの値
をmとする。その時のXF、、XB、及び周波数fmよ
り、次式に基づき、周波数f及び位相θを推定する。
すると、XFk +XBkはDFTの式となるが、DF
TはIXm l、IXk−+ lの中間における落
ち込みが約4dBとなり、感度偏差が大きくなるためA
=0.5を用いる。この場合、1ブロツクのデータは2
L個のXF、XBに変換される。これらの結果はメモリ
9にストアされ、さらに演算処理回路10に入力される
。演算処理回路10ではxFk+XBkの絶対値を求め
、さらに絶対値が最大となるkを求め、その時のkの値
をmとする。その時のXF、、XB、及び周波数fmよ
り、次式に基づき、周波数f及び位相θを推定する。
f = A−f s + (Arg(X F a
) −Arg(X Be))π ・・・(7) ・・・(8) 以上のようにして、周波数及び位相の推定値を求めるこ
とができる。本方式は、広帯域雑音にうずもれたライン
・スペクトラム信号から、正確なライン・スペクトラム
の周波数及び位相をディジタル演算により推定する場合
に用いて適している。
) −Arg(X Be))π ・・・(7) ・・・(8) 以上のようにして、周波数及び位相の推定値を求めるこ
とができる。本方式は、広帯域雑音にうずもれたライン
・スペクトラム信号から、正確なライン・スペクトラム
の周波数及び位相をディジタル演算により推定する場合
に用いて適している。
本実施例では、前、後のブロックに区分されているため
、通常のFFTは用いることができないが、復調器のよ
うに比較的低いS/N、短いブロック長(最大256程
度)の場合、ローデータをROMで構成することができ
、DFTを用いることによりFFTの複雑なシーケンス
制御が必要なくなるため、ウィンド操作によるものに比
べてこの点でもハード・ウェアの複雑化が避けられ、特
に復調器などへの応用において効果的である。
、通常のFFTは用いることができないが、復調器のよ
うに比較的低いS/N、短いブロック長(最大256程
度)の場合、ローデータをROMで構成することができ
、DFTを用いることによりFFTの複雑なシーケンス
制御が必要なくなるため、ウィンド操作によるものに比
べてこの点でもハード・ウェアの複雑化が避けられ、特
に復調器などへの応用において効果的である。
以上説明したように、本発明によれば、ウィンド操作を
必要とせず、これによる損失を防ぐことができる。又通
常のDFTに比べ周波数変換後のDFTを行うことによ
り、フィルタ特性の谷を減少させ、少ないデータ数に対
し能率の良い推定が可能となる。
必要とせず、これによる損失を防ぐことができる。又通
常のDFTに比べ周波数変換後のDFTを行うことによ
り、フィルタ特性の谷を減少させ、少ないデータ数に対
し能率の良い推定が可能となる。
更に、DFTを用いることによりFFTの複雑なシーケ
ンス制御も必要なくなるため、全体としてはハード・ウ
ェアの部幅化が可能となる。
ンス制御も必要なくなるため、全体としてはハード・ウ
ェアの部幅化が可能となる。
第1図は本発明の一実施例を示す図である。
■・・・・・複素乗算器
2・・・・・ローカル発振器
3.4・・・A/Dコンバータ
5・・・・・タイミング発生回路
6・・・・・ローテーク
7・・・・・角度指定ROM
8・・・・・アキムレータ
9・・・・・メモリ
10・・・・・演算処理回路
B l−B N・・ディスクリート・フーリエ変換ブロ
ック 代理人 弁理士 岩 佐 義 幸 <L <(b
ック 代理人 弁理士 岩 佐 義 幸 <L <(b
Claims (1)
- (1)複素サンプル・データブロックに対し、周波数変
換及びディスクリート・フーリエ変換を行う手段を有し
、 各ディスクリート・フーリエ変換においてブロックを2
個以上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め
、これらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位
相推定値を得ることを特徴とする周波数推定方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8319788A JP2789600B2 (ja) | 1988-04-06 | 1988-04-06 | 周波数推定方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8319788A JP2789600B2 (ja) | 1988-04-06 | 1988-04-06 | 周波数推定方式 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01257274A true JPH01257274A (ja) | 1989-10-13 |
JP2789600B2 JP2789600B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=13795600
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8319788A Expired - Lifetime JP2789600B2 (ja) | 1988-04-06 | 1988-04-06 | 周波数推定方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2789600B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002040066A (ja) * | 2000-07-26 | 2002-02-06 | Furuno Electric Co Ltd | 信号周波数算出方法および信号処理装置 |
KR100366298B1 (ko) * | 2000-01-27 | 2002-12-31 | 한국전자통신연구원 | 극초단펄스 스펙트럼 분석방법 |
JP2008501933A (ja) * | 2004-06-07 | 2008-01-24 | 株式会社アドバンテスト | 広帯域信号解析装置、広帯域周期ジッタ解析装置、広帯域スキュー解析装置、広帯域信号解析方法、及び試験装置システム |
-
1988
- 1988-04-06 JP JP8319788A patent/JP2789600B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100366298B1 (ko) * | 2000-01-27 | 2002-12-31 | 한국전자통신연구원 | 극초단펄스 스펙트럼 분석방법 |
JP2002040066A (ja) * | 2000-07-26 | 2002-02-06 | Furuno Electric Co Ltd | 信号周波数算出方法および信号処理装置 |
JP2008501933A (ja) * | 2004-06-07 | 2008-01-24 | 株式会社アドバンテスト | 広帯域信号解析装置、広帯域周期ジッタ解析装置、広帯域スキュー解析装置、広帯域信号解析方法、及び試験装置システム |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2789600B2 (ja) | 1998-08-20 |
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