JPH01257274A - 周波数推定方式 - Google Patents
周波数推定方式Info
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- JPH01257274A JPH01257274A JP8319788A JP8319788A JPH01257274A JP H01257274 A JPH01257274 A JP H01257274A JP 8319788 A JP8319788 A JP 8319788A JP 8319788 A JP8319788 A JP 8319788A JP H01257274 A JPH01257274 A JP H01257274A
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 4
- 230000009466 transformation Effects 0.000 abstract description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は周波数推定方式に関し、特に広帯域雑音にうず
もれたライン・スペクトラム信号から、正確なライン・
スペクトラムの周波数及び位相をディジタル演算により
推定する方式に関する。
もれたライン・スペクトラム信号から、正確なライン・
スペクトラムの周波数及び位相をディジタル演算により
推定する方式に関する。
従来、広帯域雑音にうずもれたライン・スペクトラム成
分を含むディジタル・サンプルされた信号列から周波数
推定を行う方式として、田部井。
分を含むディジタル・サンプルされた信号列から周波数
推定を行う方式として、田部井。
上田らによる「信学論（Ａ） Ｊ７０−Ａ、 Ｎｏ、５
． ｐｐ、７９８−８０５． （１９８７−５） ：
ＦＦＴを用いた高精度周波数決定法」に記載されたもの
がある。
． ｐｐ、７９８−８０５． （１９８７−５） ：
ＦＦＴを用いた高精度周波数決定法」に記載されたもの
がある。
このものは、ウィンド操作を用いる方式である。
すなわち、この方式は、入力信号列に対し、ウィンド操
作を行い、Ｆ Ｆ Ｔ （Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、周波数領域に変換してい
る。そして、振幅スペクトラムの絶対値の最も大きいサ
ンプルＸ、、そのときの周波数ｆｍ、及び隣接するサン
プルＸ、−１又はＸ□、との比ｒ、ｓを求める。これは
、次のようにして行う。すなわち、Ｘ−、Ｘ−ｒ。
作を行い、Ｆ Ｆ Ｔ （Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）により、周波数領域に変換してい
る。そして、振幅スペクトラムの絶対値の最も大きいサ
ンプルＸ、、そのときの周波数ｆｍ、及び隣接するサン
プルＸ、−１又はＸ□、との比ｒ、ｓを求める。これは
、次のようにして行う。すなわち、Ｘ−、Ｘ−ｒ。
ｘ□１を用イテ、次に、Ｘ７とＸｌ、ｌ−、及びＸ１１
１トＸ 、、の比ｒ、ｓを次式により求める。
１トＸ 、、の比ｒ、ｓを次式により求める。
上記Ｘ、とｆ、と上記式（１）の結果を用いて、次式の
様に周波数と位相を補間し、周波数推定値・・・（３） θ＝Ａｒｇ（Ｘ＋＋＋’ｅＸＰ（−ｊπ（Ｌ、ｚ ｆ
ｍ）・（ｔ １／Ｎ）））・・・（４） 〔発明が解決しようとする課題〕 しかし、このものにあっては、次のようなＳ／Ｎの劣化
や構成面での難点がある。
様に周波数と位相を補間し、周波数推定値・・・（３） θ＝Ａｒｇ（Ｘ＋＋＋’ｅＸＰ（−ｊπ（Ｌ、ｚ ｆ
ｍ）・（ｔ １／Ｎ）））・・・（４） 〔発明が解決しようとする課題〕 しかし、このものにあっては、次のようなＳ／Ｎの劣化
や構成面での難点がある。
すなわち、上述した従来の方式は、ハミング・ウィンド
を用いているが、この場合４ｄＢのＳ／Ｎ劣化を生じる
欠点があり、また、ハード・ウェアも複雑化する欠点が
ある。多数のライン・スペクトラムの存在が予想される
場合は、サイドローブ特性の改善のためにウィンド操作
は必須であるが、１本のスペクトラムしか存在しない場
合、ウィンド操作は、かならずしも必要でなく、また、
上述のようにウィンド操作はハード・ウェアが複雑とな
る。これらのことから、復調器などの応用において、低
いＳ／Ｎ状態で、しかも限られた数のサンプルから、正
確にリアルタイムで周波数推定を行う必要のある場合、
出来る限り損失の少ない方式で、これらの要求を満たす
方式が実現できれば望ましい。
を用いているが、この場合４ｄＢのＳ／Ｎ劣化を生じる
欠点があり、また、ハード・ウェアも複雑化する欠点が
ある。多数のライン・スペクトラムの存在が予想される
場合は、サイドローブ特性の改善のためにウィンド操作
は必須であるが、１本のスペクトラムしか存在しない場
合、ウィンド操作は、かならずしも必要でなく、また、
上述のようにウィンド操作はハード・ウェアが複雑とな
る。これらのことから、復調器などの応用において、低
いＳ／Ｎ状態で、しかも限られた数のサンプルから、正
確にリアルタイムで周波数推定を行う必要のある場合、
出来る限り損失の少ない方式で、これらの要求を満たす
方式が実現できれば望ましい。
本発明の目的は、かかる点に着目し、損失が少なく、勝
つ少ないデータ数で能率の良い推定が可能であり、しか
もハード・ウェアの簡略化が可能な周波数推定方式を提
供することにある。
つ少ないデータ数で能率の良い推定が可能であり、しか
もハード・ウェアの簡略化が可能な周波数推定方式を提
供することにある。
本発明の周波数推定方式は、
複素サンプル・データブロックに対し、周波数変換及び
ディスクリート・フーリエ変換を行う手段を有し、 各ディスクリート・フーリエ変換においてブロックを２
個以上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め
、これらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位
相推定値を得ることを特徴としている。
ディスクリート・フーリエ変換を行う手段を有し、 各ディスクリート・フーリエ変換においてブロックを２
個以上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め
、これらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位
相推定値を得ることを特徴としている。
（作用〕
周波数及び位相の推定に際し、複素サンプルに対し周波
数変換を行い、さらにディスクリート・フーリエ変換（
Ｄ Ｆ Ｔ ； Ｄｉｓｃｒｉｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｓ ）を行う。ディスクリート・フ
ーリエ変換においては各サンプルに対し、１ブロツクは
２個以上に区分され、各区分ごとの積算がなされる。
数変換を行い、さらにディスクリート・フーリエ変換（
Ｄ Ｆ Ｔ ； Ｄｉｓｃｒｉｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ
Ｔｒａｎｓｆｏｒｓ ）を行う。ディスクリート・フ
ーリエ変換においては各サンプルに対し、１ブロツクは
２個以上に区分され、各区分ごとの積算がなされる。
本発明では、従来のようなＳ／Ｎ劣化を生ずるウィンド
操作は必要とされず、周波数変換後のディスクリート・
フーリエ変換は、少ないデータ数に対し能率の良い推定
を可能とし、また、従来のＦＦＴの複雑なシーケンス制
御の必要性も排除される。
操作は必要とされず、周波数変換後のディスクリート・
フーリエ変換は、少ないデータ数に対し能率の良い推定
を可能とし、また、従来のＦＦＴの複雑なシーケンス制
御の必要性も排除される。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例に係る周波数推定方式を説明
するためのブロック図である。
するためのブロック図である。
第１図に示す如く、本実施例方式では、複素乗算器１と
、ローカル発振器２と、Ａ／Ｄコンバータ３，４と、タ
イミング発生回路５と、ＤＦＴブロック８１〜Ｂ、ｌと
、演算処理回路１０とを用いる。
、ローカル発振器２と、Ａ／Ｄコンバータ３，４と、タ
イミング発生回路５と、ＤＦＴブロック８１〜Ｂ、ｌと
、演算処理回路１０とを用いる。
ローカル発振器２の出力が印加される複素乗算器１に入
力信号が供給され、演算処理回路１０からする。
力信号が供給され、演算処理回路１０からする。
複素乗算器ｌの出力が供給されるＡ／Ｄコンバータ３，
４には、タイミング発生回路５の出力が印加されており
、それらの出力はそれぞれＤＦＴブロックＢ、〜ＢＨに
供給されるようになっている。
４には、タイミング発生回路５の出力が印加されており
、それらの出力はそれぞれＤＦＴブロックＢ、〜ＢＨに
供給されるようになっている。
各ＤＦＴブロックＢ、−Ｂ、は、ローチータロと、アキ
ムレータ８と、メモリ９と、角度指定ＲＯＭ７から成っ
ており、各Ａ／Ｄコンバータ３゜４の出力はそれぞれの
ローチータロに供給され、また、それぞれの角度指定Ｒ
ＯＭ７には、タイミング発生回路５の出力が印加される
ようになっている。
ムレータ８と、メモリ９と、角度指定ＲＯＭ７から成っ
ており、各Ａ／Ｄコンバータ３゜４の出力はそれぞれの
ローチータロに供給され、また、それぞれの角度指定Ｒ
ＯＭ７には、タイミング発生回路５の出力が印加される
ようになっている。
各ローチータロ及び角度指定ＲＯＭ７は、これによって
、各Ａ／Ｄコンバータ３．４からの出力の複素乗算を行
う。
、各Ａ／Ｄコンバータ３．４からの出力の複素乗算を行
う。
演算処理回路１０には、各ＤＦＴブロックＢ、〜ＢＮの
メモリ９からの出力が入力されるようになっている。
メモリ９からの出力が入力されるようになっている。
第１図に示した構成の装置によって、複素サンプル・デ
ータブロックに対し、周波数変換及びＤＦＴ、すなわち
ディスクリート・フーリエ変換を行う機能を有し、各デ
ィスクリート・フーリエ変換においてブロックを２個以
上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め、こ
れらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位相推
定価を得る周波数推定値式を実現するようにしている。
ータブロックに対し、周波数変換及びＤＦＴ、すなわち
ディスクリート・フーリエ変換を行う機能を有し、各デ
ィスクリート・フーリエ変換においてブロックを２個以
上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め、こ
れらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位相推
定価を得る周波数推定値式を実現するようにしている。
更に、第１図を参照して具体的に説明すると、以下に述
べるように、周波数の決定にあたり、Ｌ個の複素サンプ
ルに対しＮ回の周波数変換を行い、さらにこれらに対し
ＤＦＴを行う。ＤＦＴにおいては、各サンプルに対し、
回転因子を乗じた後、１ブロツクをＭ個に区分し、各区
分ごとの積算を行う。そして、この様にして得られたＬ
−Ｎ−Ｍ個のデータに対し、演算処理により周波数及び
位相の推定値を求める。
べるように、周波数の決定にあたり、Ｌ個の複素サンプ
ルに対しＮ回の周波数変換を行い、さらにこれらに対し
ＤＦＴを行う。ＤＦＴにおいては、各サンプルに対し、
回転因子を乗じた後、１ブロツクをＭ個に区分し、各区
分ごとの積算を行う。そして、この様にして得られたＬ
−Ｎ−Ｍ個のデータに対し、演算処理により周波数及び
位相の推定値を求める。
第１図において、今、入力信号が供給されると、入力信
号は複素乗算器１により直交復調される。
号は複素乗算器１により直交復調される。
その出力はＨｕｔのＡ／Ｄコンバータ３，４によりディ
ジタル変換され、Ｌサンプルのブロックにされる。ディ
ジタル変換された複素出力は、ローチータロ及び角度指
定ＲＯＭ７により複素乗算される。さらにこの複素乗算
結果は、アキムレータ８により、本実施例では次式に従
い前半、後半に分けて積算され、メモリ９にストアされ
る。
ジタル変換され、Ｌサンプルのブロックにされる。ディ
ジタル変換された複素出力は、ローチータロ及び角度指
定ＲＯＭ７により複素乗算される。さらにこの複素乗算
結果は、アキムレータ８により、本実施例では次式に従
い前半、後半に分けて積算され、メモリ９にストアされ
る。
（前半） ・・・（５）
（後半） ・・・（６）
ただし、ｘ７は入力サンプルを示す。
ここで、上記式（５） 、 （６）において、Ａを１と
すると、ＸＦｋ ＋ＸＢｋはＤＦＴの式となるが、ＤＦ
ＴはＩＸｍ ｌ、ＩＸｋ−＋ ｌの中間における落
ち込みが約４ｄＢとなり、感度偏差が大きくなるためＡ
＝０．５を用いる。この場合、１ブロツクのデータは２
Ｌ個のＸＦ、ＸＢに変換される。これらの結果はメモリ
９にストアされ、さらに演算処理回路１０に入力される
。演算処理回路１０ではｘＦｋ＋ＸＢｋの絶対値を求め
、さらに絶対値が最大となるｋを求め、その時のｋの値
をｍとする。その時のＸＦ、、ＸＢ、及び周波数ｆｍよ
り、次式に基づき、周波数ｆ及び位相θを推定する。
すると、ＸＦｋ ＋ＸＢｋはＤＦＴの式となるが、ＤＦ
ＴはＩＸｍ ｌ、ＩＸｋ−＋ ｌの中間における落
ち込みが約４ｄＢとなり、感度偏差が大きくなるためＡ
＝０．５を用いる。この場合、１ブロツクのデータは２
Ｌ個のＸＦ、ＸＢに変換される。これらの結果はメモリ
９にストアされ、さらに演算処理回路１０に入力される
。演算処理回路１０ではｘＦｋ＋ＸＢｋの絶対値を求め
、さらに絶対値が最大となるｋを求め、その時のｋの値
をｍとする。その時のＸＦ、、ＸＢ、及び周波数ｆｍよ
り、次式に基づき、周波数ｆ及び位相θを推定する。
ｆ ＝ Ａ−ｆ ｓ ＋ （Ａｒｇ（Ｘ Ｆ ａ
） −Ａｒｇ（Ｘ Ｂｅ））π ・・・（７） ・・・（８） 以上のようにして、周波数及び位相の推定値を求めるこ
とができる。本方式は、広帯域雑音にうずもれたライン
・スペクトラム信号から、正確なライン・スペクトラム
の周波数及び位相をディジタル演算により推定する場合
に用いて適している。
） −Ａｒｇ（Ｘ Ｂｅ））π ・・・（７） ・・・（８） 以上のようにして、周波数及び位相の推定値を求めるこ
とができる。本方式は、広帯域雑音にうずもれたライン
・スペクトラム信号から、正確なライン・スペクトラム
の周波数及び位相をディジタル演算により推定する場合
に用いて適している。
本実施例では、前、後のブロックに区分されているため
、通常のＦＦＴは用いることができないが、復調器のよ
うに比較的低いＳ／Ｎ、短いブロック長（最大２５６程
度）の場合、ローデータをＲＯＭで構成することができ
、ＤＦＴを用いることによりＦＦＴの複雑なシーケンス
制御が必要なくなるため、ウィンド操作によるものに比
べてこの点でもハード・ウェアの複雑化が避けられ、特
に復調器などへの応用において効果的である。
、通常のＦＦＴは用いることができないが、復調器のよ
うに比較的低いＳ／Ｎ、短いブロック長（最大２５６程
度）の場合、ローデータをＲＯＭで構成することができ
、ＤＦＴを用いることによりＦＦＴの複雑なシーケンス
制御が必要なくなるため、ウィンド操作によるものに比
べてこの点でもハード・ウェアの複雑化が避けられ、特
に復調器などへの応用において効果的である。
以上説明したように、本発明によれば、ウィンド操作を
必要とせず、これによる損失を防ぐことができる。又通
常のＤＦＴに比べ周波数変換後のＤＦＴを行うことによ
り、フィルタ特性の谷を減少させ、少ないデータ数に対
し能率の良い推定が可能となる。
必要とせず、これによる損失を防ぐことができる。又通
常のＤＦＴに比べ周波数変換後のＤＦＴを行うことによ
り、フィルタ特性の谷を減少させ、少ないデータ数に対
し能率の良い推定が可能となる。
更に、ＤＦＴを用いることによりＦＦＴの複雑なシーケ
ンス制御も必要なくなるため、全体としてはハード・ウ
ェアの部幅化が可能となる。
ンス制御も必要なくなるため、全体としてはハード・ウ
ェアの部幅化が可能となる。
第１図は本発明の一実施例を示す図である。
■・・・・・複素乗算器
２・・・・・ローカル発振器
３．４・・・Ａ／Ｄコンバータ
５・・・・・タイミング発生回路
６・・・・・ローテーク
７・・・・・角度指定ＲＯＭ
８・・・・・アキムレータ
９・・・・・メモリ
１０・・・・・演算処理回路
Ｂ ｌ−Ｂ Ｎ・・ディスクリート・フーリエ変換ブロ
ック 代理人 弁理士 岩 佐 義 幸 ＜Ｌ ＜（ｂ
ック 代理人 弁理士 岩 佐 義 幸 ＜Ｌ ＜（ｂ
Claims (1)
- （１）複素サンプル・データブロックに対し、周波数変
換及びディスクリート・フーリエ変換を行う手段を有し
、 各ディスクリート・フーリエ変換においてブロックを２
個以上に分割して前記フーリエ変換に係る積算値を求め
、これらの値を用いて、演算により周波数推定値及び位
相推定値を得ることを特徴とする周波数推定方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319788A JP2789600B2 (ja) | 1988-04-06 | 1988-04-06 | 周波数推定方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319788A JP2789600B2 (ja) | 1988-04-06 | 1988-04-06 | 周波数推定方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01257274A true JPH01257274A (ja) | 1989-10-13 |
| JP2789600B2 JP2789600B2 (ja) | 1998-08-20 |
Family
ID=13795600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8319788A Expired - Lifetime JP2789600B2 (ja) | 1988-04-06 | 1988-04-06 | 周波数推定方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2789600B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002040066A (ja) * | 2000-07-26 | 2002-02-06 | Furuno Electric Co Ltd | 信号周波数算出方法および信号処理装置 |
| KR100366298B1 (ko) * | 2000-01-27 | 2002-12-31 | 한국전자통신연구원 | 극초단펄스 스펙트럼 분석방법 |
| JP2008501933A (ja) * | 2004-06-07 | 2008-01-24 | 株式会社アドバンテスト | 広帯域信号解析装置、広帯域周期ジッタ解析装置、広帯域スキュー解析装置、広帯域信号解析方法、及び試験装置システム |
-
1988
- 1988-04-06 JP JP8319788A patent/JP2789600B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100366298B1 (ko) * | 2000-01-27 | 2002-12-31 | 한국전자통신연구원 | 극초단펄스 스펙트럼 분석방법 |
| JP2002040066A (ja) * | 2000-07-26 | 2002-02-06 | Furuno Electric Co Ltd | 信号周波数算出方法および信号処理装置 |
| JP2008501933A (ja) * | 2004-06-07 | 2008-01-24 | 株式会社アドバンテスト | 広帯域信号解析装置、広帯域周期ジッタ解析装置、広帯域スキュー解析装置、広帯域信号解析方法、及び試験装置システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2789600B2 (ja) | 1998-08-20 |
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