SE443240B - Sett och anordning for bestemning av en formodad signals spektrala fordelning - Google Patents

Description

8404832-1 10 l5 20 25 30 35 2 dem avviker mer än 3,5% från det nominella värdet. (b) Mottagaren skall registrera en ton ned till 40 ms-varaktighet. Mottagaren skall registrera mellan- rum mellan siffror ned till 40 ms. (c) Mottagaren skall registrera två toner, vilkas amplitudförhållande kan variera från +4 dB till -8 dB relativt tonen med lägre frekvens. Effekten per frekvens kan vara -25 dBm till O dBm. (d) Mottagaren skall registrera signaltoner i när- varo av ringtoner, vilkas amplituder är upp till 9 dBm större än signaltonernas (upp till -16 dBm). (e) Mottagaren skall registrera toner i närvaro av 0 - 3 kHz bandbegränsat gaussfördelat brus upp till -35 dBm.

Mottagarfunktionen har hitintills implementerats med analoga kretsar för åtskiljande av svarssignalen för var och en av de åtta frekvcnserna, följda av kretsar för inställning av tröskelvärden, följda av kretsar för omvandling av de föregående kretsarnas logiska ut- signaler till en angivelse av vilken av de 16 kombina- tionerna som mottogs. En alternativ metod är att använda analoga kretsar för åtskiljande av den låga och den höga gruppen och att därefter behandla dessa två sepa- rata signaler digitalt. Medelst de digitala kretsarna räknas antalet nollgenomgångar per tidsenhet (dvs be- stämmes frekvensen) för fastställande av vilken den låga frekvensen resp den höga frekvensen var och därefter följer samma logiska behandling som i det föregående (analoga) fallet.

Fig 2 är en grafisk framställning av de signaler som kan överföras i överensstämmelse med de förutnämnda telefonstandarderna. Låga frekvenser är plottade i sti- gande ordning från -30 dB till 0 dB längs abskíssan.

Höga frekvenser är plottade från -30 dB till O dB längs ordinatan. Av de av Bell Telefonbolag angivna, existe- rande ringtonsstandarderna framgår det att den per frek- vensenhet medgivna effekten är från -25 dBm till 0 dBm. 10 15 20 25 30 35 8404832-1 3 Detta resulterar i ett fyrkantsfönster, vilket allmänt betecknas med 14.

Fackmannen på området vet att, när mycket höga differentiella amplituder uppträder, kan en signal "förvränga" eller undertrycka andra intilliggande sig-I naler. Om exempelvis en av de för varje grupp specifi- cerade tonerna har hög amplitud kan signalen i den återstående gruppen bli störd. Detta gäller speciellt när överföringen innefattar multiplexering och för- stärkning, vilket oundvikligen är fallet i ett modernt telefonnät. För undvikande av detta erfordras en be- gränsning av amplitudförhållandet. Speciellt kan den högfrekventa tonens effekt variera enbart från +4 dB till -8 dB relativt den lågfrekventa tonen. Geometriskt representeras detta av ett diagonalt band, som är över- lagrat på fyrkantsfönstret 14. Detta resulterar i ett skuggat område 15, inom vilket tillåtna signaler kan falla. Det framgår sålunda att med de nuvarande stan- darderna har området för godtagbara signaler ett märk- ligt omfång. Implementeringen av mottagarnät, som kan uppfylla dessa standarder, har hitintills gjorts med ganska komplexa och dyra analoga kretsar.

Dubbeltons-multifrekvenssignaler, såsom de som används i Touch Tone-telefoner, detekteras digitalt.

I ett åtta toners frekvenssystem med fyra låga frekvenser (697 Hz, 770 Hz, 852 Hz och 941 Hz) och fyra höga frek- venser (1209 Hz, 1336 Hz, 1477 Hz och 1633 Hz) detekteras kombinationer av parvisa toner med en ton från var- deraßgruppen. Varje mottagen ton konverteras till digitalt format och digitalfiltreras därefter parallellt, varvid den digitala filtreringen företrädesvis är implementerad i en mikroprocessor, som fungerar som tondetektor.

Varje förmodad ton undersökes två gånger, en gäng under ett kort tidsintervall av storleksordningen 10 ms och en gång under ett långt tidsintervall av storleksordningen 20 ms. Det korta tidsintervallet, under vilket det i allmänhet inte är möjligt att upplösa de diskreta tonerna 8404832-1 10 15 20 25 30 35 4 i varje grupp från varandra, åstadkommer enbart en bredbandig effektsvarssignal för de i varje grupp närvarande signalerna, vilket sålunda ger ett brett bandfilter. Den långvariga undersökningen är tillräcklig fyra valda ett smalt för att diskret lösa upp var och en av de diskreta frekvenserna, vilket sålunda ger bandfilter. Signalen från var och en av undersökning- arna, nämligen den långa och den korta, jämföres därefter med varandra. Signalerna släpps igenom om förhållandet mellan signalstyrkan hos den under det långa tidsintervallet detekterade signalen och summan av de under det korta tidsintervallet detekterade sig- nalerna för frekvensgruppen är 8/10 eller större. Frek- venser, som avviker fràn de specificerade tonerna med mer än 3,5%, kan inte släppas igenom med det föreskrivna förhållandet på 8/10 för det långa tidsintervallets signal i förhållande till korta tidsintervallets signal.

För att undvika ringtonsinterferens utnyttjas ett di- gitaliserat höjt fönster i form av ett cosinusfönster som ett multipliceringsorgan för formning av insignalen.

Ett ändamål med föreliggande uppfinning är att anvisa ett sätt och en anordning för bestämning av en förmodad signals spektralfördelning. Ändamålet uppnås därigenom att sättet och anordningen uppvisar de i patentkraven angivna kännetecknen.

En fördel med föreliggande uppfinning är att den utnyttjar en signal, vilken teoretiskt inte kan lösa upp den enskilda signalen i varje grupp, för åstadkom- mande av det oväntade resultatet att upplösningen av signalen i varje grupp förbättras. Denna förbättrade upplösning uppnås genom integrering och jämförelse av signalstyrkan hos både den integrerade långtidssignalen och den integrerade korttidssignalen. Med andra ord uppnås ännu noggrannare upplösning genom utnyttjande av ett brett bandpassfilter, vilket släpper igenom varje frekvens som möjligen kan ligga inom gruppen, och genom bildandet av förhållandet mellan en diskret detekterad 10 15 20 25 30 35 8404832-1 5 signal och den bredbandiga signalen.

En ytterligare fördel och ett oväntat resultat av filtreringstekniken är att det är möjligt att för- kasta det fall, då parvisa signaler från samma grupp om fyra signaler är närvarande. I detta fall kommer ingendera av de diskret mottagna signalerna att ha 8/10 av den bredbandigt mottagna eller korttidssamplade sig- nalens effekt. Detta paritetshinder som ástadkommes av förhållandet mellan den närvarande frekvenserna kom- mer att förhindra att endera signalen registreras som mottagen.

En ytterligare fördel är att den här visade filt- reringen är teoretiskt lämplig för representering av insignalen med en bits noggrannhet. Såsom kommer att, framgå närmare nedan kan alla specifikationerna, med undantag för den undertryckande ringtonssignalen, upp- fyllas med 1-bitsanalys.

En fördel med föreliggande uppfinning är att en 1-bitskonverterare är speciellt enkel att konstruera.

Skalfaktorer och eventuella förstärkningsjusteringar elimineras.

En annan fördel med föreliggande uppfinning är att filtersystemet enkelt passar in i den restriktiva miljö som utgörs av Touch Tone-telefonsystemet.

En ytterligare fördel med föreliggande uppfinning är att infángningseffekten (vid vilken en signal har mycket större amplitud än en annan signal) kan undvikas.

Ett ytterligare ändamål med föreliggande uppfinning är att visa en digital anordning och ett digitalt sätt för integrering av signaler. Enligt denna sida av upp- finningen summeras sinus och cosinus kombinerade stor- lekar genom sampling av den digitala signalen med förut- bestämda intervaller. Beräkningar genom summering av de detekterade signalerna göres. Genom att delsummorna lagras och inte någon operation utföres när de digitali- serade summorna är noll erhålles snabba storleksangivel- ser med ett minimalt antal manipuleringar. 8404852-1 10 20 25 30 35 6 En fördel hos denna sida av uppfinningen är att integreringen av signalen och sålunda bestämningen av effekterna utföres huvudsakligen genom summationsopera- tioner i mikroprocessorn. Med det korta integreringsförfa- randet fastställes snabbt signalstyrkan, vilken därefter kan ligga till grund för en snabb jämförelse.

Ett ytterligare ändamål med föreliggande uppfinning är att visa en teknik med cosinusfönster, vilken teknik eliminerar genomträngandet av övertoner, som ligger nära de mottagna signalerna. Enligt denna sida av upp- finningen skapas digitalt en stegniváfunktion, vilken har ett cosinusfönster som förebild. Signaler, som ligger nära, men inte är lika med var och en av de diskreta signalerna i de två grupperna, kan avvisas eftersom de inte kommer klara de skapade kanterna på cosinus-\ fönstret.

En fördel hos denna sida av föreliggande uppfinning är att ringtonsövertoner inte stör de av detta filter behandlade signalerna.

Andra ändamål, särdrag och fördelar med föreliggande uppfinning kommer att framgå av den följande beskrivningen och bifogade ritningar. Fig l är ett blockschema över DTMF-mottagaren. Fig 2 är ett diagram och visar området för tolererbara relativa signalamplituder för användning i telefonsystem. Fig 3 visar en spektralanalys av in- signals- och utsignalsamplituden hos en enda till en komparator inmatad frekvens fi. Fig 4 är ett diagram över insignals- och utsignalsamplituderna, när två frek- venser är närvarande. Fig SA visar en förmodad signal, efter det att den har digitaliserats. Fig SB visar tecknet för sin(2wffit) som funktion av tiden. Fig SC visar t@Cknet för COS(2¶ffit) som funktion av tiden- Fig 6A visar de höjda cosinusfönsterna. Fig 6B visar den för användning på den smala bandfilterinsignalen avsedda digitala formen av cosinusfönstret. Fig 6C visar den för användning på den breda bandfilterinsignalen avsedda digitala formen av cosinusfönstret. 10 15 20 25 30 35 8404832-1 7 Fig l visar det övergripande schemat för denna uppfinning. En analog-digitalomvandlare A har en in- gång 24 för en analog signal och en utgång 26 för dess digitaliserade motsvarighet. Den digitaliserade signalen behandlas schematiskt som en korttidssignal och en lång- tidssignal för var och en av de diskreta frekvenser som detekteras.

Högtonsdetektorkretsarna B innefattar parallella korttidsfilter 30 och làngtidsfilter 32, vilka vart och ett behandlar signalen individuellt, och en detektor 34. Såsom tidigare angivits fungerar korttidsfilterna 30 som bredbandiga bandpassfilter, vilka endast kan integrera eller summera signalen. Lángtidsfilterna 32 fungerar som smalbandiga bandpassfilter, vilka alla kan detektera signalen med en frekvensupplösning i området fl,5%.

Lågtonsdetektorkretsarna C är likadana som högtons- detektorkretsarna B. Speciellt ger alla de bredbandiga bandpassfilterna 40 upphov till en integration av den resulterande signalen. Samtidigt vidarebefordrar de smalbandiga bandpassfilterna 42 varje signal till en tondetektor 44 för den låga gruppen.

Varje grupptondetektor bestàr av åtminstone en del av en mikroprocessor. I fallet med tondetektorn 34 för den höga gruppen mottar en konventionell mikro- processor, såsom ett Z80-chips, tillverkat av Zilog Corporation, Cupertino, California, var och en av sig- nalerna. Signalerna integreras därefter för fastställande av deras relativa styrka. Därefter jämföres signalför- hållandet. Om signalerna för de från de smalbandiga bandpassfilternas 32 diskret mottagna signalerna har ett förhållande av 8/10 eller mer till summan av signa- lerna 30 från de bredbandiga bandpassfiltren sker en vidarebefordring till utsignalavkodaren 50. Om signalen från det smalbandiga bandpassfiltret 42 har den rätta proportionen i förhållande till det bredbandiga band- passfiltret 40 överföres signalen pà samma sätt fràn 8404832-1 10 15 20 25 30 35 8 tondetektorn för den låga gruppen till utsignalsavkodaren.

När en signal från var och en av de mottagna grupptons- detektorerna 34, 44 vidarebefordras uppstår en utsignal från filternätet.

Med hänvisning till analog-digitalomvandlaren A är en enbitsomvandlare speciellt enkel att konstruera (det är bara en komparator) och eliminerar frågan om skalfaktor och eventuell förstärkningsjustering. Utsig- nalen kommer att vara en logisk "l" om den mottagna insignalen är positiv och en logisk "O" om den mottagna insignalen är negativ. För aktuella ändamål kommer den negativa svarssignalen att registreras som -l. Om en' sinusvåg med en frekvens matas in i en sådan krets kommer utsignalen att vara en fyrkantsvåg med denna frekvens.

Om bas-till-toppamplituden i både insignalen och utsig- fig 3 visade utseendena dB)- är harmoniskt relate- nalen är l får effektspektra de i (sinusvåg med enhetsamplitud är 0 När två frekvenser, som inte rade, används som insignal kommer utsignalsspektrat att bero av den relativa amplituden hos de två komponen- terna. Eftersom DTMF-frekvenserna har valts till att täcka ett område, som är mindre än 3:1 ligger den tredje övertonen och högre övertoner utanför det intressanta frekvensbandet. Amplituden hos utsignalen vid endera av insignalfrekvenserna som en funktion av amplitud- förhållandet (förvrängning) visas i fig 4. Fig 4 de- monstrerar den välkända infàngningseffekten, som består i att den större signalen dominerar över den mindre signalen.

I fig 4 är amplituden för signalen Fl i förhållande till F2 plottad som ett förhållande längs abskissan.

Abskissan eller den vertikala axeln innefattar utsignalen med Flzs amplitud jämfört med Fl:s amplitud när signalen F2 inte är närvarande. Denna kurva planar ut, såsom klart framgår, bortom punkten 60. Det betyder att, när F1~s amplitud överstiger Fzzs amplitud med en faktor 4 är Fl:s amplitud den enda närvarande, dominerande 10 15 20 30 35 8404832-1 9 signalen. Den återstående signalen F2 blir ourskiljbar och uppslukadi För att kringgå detta drages fördel av det före- skrivna förhållandet mellan parvisa signaler, såsom tidigare har framlagts med hänvisning till fig 2. Med diagrammet i fig 2 i åtanke skall det förhållande (AfH/AfL), för vilket insignalerna kan variera i DTMF- -mottagare av typ I, vara mellan +4 dB och -8 dB. Ut- signalsområdet för detta insignalsområde är omkring 16 dB.

Eftersom mottagaren måste vara känslig för frekvenser som ligger inom l,5% av det nominella värdet och inte får vara känslig för de som avviker mer än 3,5% från det nominella värdet och dessutom de måste bestämma svars- signalen inom 40 ms uppstår ett allvarligt problem vid utformningen av filtret. Om beslutströskeln emellertid görs anpassningsbar för tillgodoseende av 16 dB-området för insignalnivàn till filtret förenklas utformningen väsentligt.

Lösningen är att implementera 16 digitala filter, två för var och en av de fyra låga frekvenserna och två för var och en av de fyra höga frekvenserna. För varje frekvens är ett av de digitala filtren ett smal- bandigt bandpassfilter och ett är ett bredbandigt band- passfilter. Om utsignalen från vart och ett av de smal- bandiga bandpassfiltren är effekten vid den nominella frekvensen över M perioder och utsignalen från vart och ett av de bredbandiga bandpassfiltren är effekten vid den nominella frekvensen över å perioder kan åtta normaliserade utsignaler beräknas. 9' : Fin l Flw + Fzw + FBW + F4w där i = 1, 2, 3, 4 indexerar frekvenserna i den "låga" gruppen.

Fin 9. = l Fsw J' Fsw J' Fvw J' Fsw där i = 5, 6, 7, 8 indexerar frekvenserna i den höga gruppen. 8404832-1 10 15 20 25 30 35 10 Index betecknar frekvens och är utsignaleffekten från n" står för smal- bandig, det izte filtret.

Man definierar nu ett beslutskriterium Pi för huru- vida en specifik ton i (lí i 5 8) finns på ingången: om förhållandet G är större än en konstant R så sätts "w" för bredbandig. Fi Pi = l; annars sätts Pi = 0.

Om det emellertid finns två Gi i samma grupp (làg eller hög), vilkas utsignaler > R sätts ingetdera Pi till l. Beslutet baseras på kravet att endast en frek- vens kan vara närvarande i den låga gruppen och endast en frekvens kan vara närvarande i den höga gruppen.

Ett värde R = 0,8 har för nuvarande ändamål visat sig skilja falska träffar från sanna träffar i så gott som samtliga fall.

Värdet 14 perioder och 7 perioder (för smalbandig resp bredbandig sampling) valdes för M och % eftersom 14 perioder är tillräckligt för att en 3,5 %-ig frekvens~ avvikelse skall breda ut sig till intilliggande frekvens- band och utgör det önskade bandpassfiltret. Vidare varar l4 perioder vid 697 Hz (den lägsta frekvensen) nästan 20 ms, vilket medger att giltiga tonintervall omges av två på varandra följande 20 ms-perioder, och uppfyller fortfarande kravet på É l,5 %-ig frekvensupplösning.

Det fullständiga beslutskriteriet är det följande: Om det finns en och endast en lágfrekvensutsignal Pi cyklers perioder och om det en och endast en högfrekvens- = l för två konsekutiva l4 under samma perioder finns utsignal Pj = l så har ett Fig 5A-SC kan användas för att förklara hur det tonpar detekterats. går till att bestämma hur mycket effekt det finns i varje frekvensomráde av intresse. För fackmannen på signaleringsomràdet är det välkänt att en metod att bestämma hur mycket effekt det finns i en signal vid (och nära) någon frekvens f är att falta signalen med en sinusvàg med frekvensen f. Såsom framgår av fig 5A och 5B kan fasen mellan dessa signaler vara godtycklig. 10 15 20 25 30 35 8404832-1 ll Effekten är oberoende av detekteringssignalens godtyckliga fasvinkel. För att få fram en verkligt relevant fysi- kalisk kvantitet (dvs effekten) faltas den förmodade signalen med en sinusvåg och separat och samtidigt med en cosinusvåg. De separatat faltningsresultaten kvadreras och adderas. Eftersom en faltning berodde av den god- tyckliga fasen ® som cos® och den andra faltningcn som sin® framgår genom kvadrering, summering och använd- ning av den trigonometriska identiteten sin2®+cos2@=l att resultatet är oberoende av den godtyckliga fasvinkeln ®.

En faltning inbegriper att den förmodade signalen multipliceras med sinusen eller cosinusen och att pro- dukten integreras över någon tidsperiod. Multiplikation erfordrar emellertid mer än addition. Enligt föreliggande uppfinning har ett sätt åstadkommits att erhålla samma faltningsresultat genom enbart addering och subtrahering.

Sättet enligt uppfinningen inbegriper användningen av fyrkantsvàgor i stället för sinus- och cosinusvågor.

Fig 3 visade att en fyrkantsvág har en grundläggande frekvenskomponent liksom en tredje överton, en femte överton, osv. DTMF-systemet är så anordnat att den tredje övertonen för den lägsta frekvensen (697) är högre än den högsta frekvensen (1633). Eftersom denna oönskade signal ligger utanför det intressanta området kan en fyrkantsvåg med samma frekvens som grundfrekvensen an- vändas för att erhàlla fullständigt tillfredsställande resultat.

Det bör påpekas att detta sätt fungerar tillsammans med varje funktion som har samma frekvens som grund- frekvensen och som har vissa symmetriegenskaper. Sym- metrikraven består i att signalen måste vara symmetrisk runt start-, fjärdedels-, halv- och trefjärdedelspunkten i perioden. Detta visas bäst genom exempel. Den första perioden av fyrkantsvâgen i fig SB har sådan symmetri.

Om man startar från den vertikala linjen med +l till höger är vågen symmetrisk runt starten (udda), runt fjärdedelsperiodspunkten (jämn), runt halvperiodpunkten (udda) och runt trefjärdedelsperiodpunkten (jämn). Det- 8404832-1 10 15 20 25 30 35 12 samma gäller för en sinusvág eller en triangelvåg. Fyr- kantsvågen fungerar för ett godtyckligt antal samplings- punkter per period. För enkelhetens skull kommer för- klaringen att göras med fyrkantsvågor och fyra samp- lingspunkter per period.

Fig SA visar en förmodad signal, vilken har digi- taliserats. Fig SB och SC visar en "sinus"- resp en "cosinus"-våg, vilka båda har samma frekvens, fas och amplitud. I var och en av vågformerna i fig 5A-SC är samplingspunkterna indikerade. Dessa samplingspunkter är betecknade A, B, C, D och därefter upprepat A', B', C', D', A", etc.

Antag nu att den förmodade vågen, fig SA, har värdet a vid A, b vid B, c vid C och d vid D. Det framgår av_ fig SB att tecknet för sinusvågen har värdet +l vid 7 A, +l vid B, -l vid C och -l vid D. Om vi sålunda multi- plicerar den förmodade signalen punkt för punkt med sinusvågens tecken får vi +a vid A, +b vid B, -c vid C och -d vid D. Om vi summerar dessa får vi (a + b - c - d) för den första perioden. Denna summa upprepas för förutbestämt antal perioder.

Samma sak göres för tecknet för cosinus vid samma tid. Det framgår av fig SC att tecknet för cosinusvágen har värdet +l vid A, -1 vid B, -1 vid C och +l vid D.

Om den förmodade signalen sålunda multipliceras punkt för punkt med tecknet för cosinusvágen får man +a vid A, -b vid B, -c vid C och +d vid D. Om dessa summeras får man (a - b - c + d) för den första perioden. Denna summa upprepas för ett förutbestämt antal perioder.

Det bör noteras att all nödvändig faltningsin- formation ingår i talen a-c och b-d. Det betyder att sinusfaltningen är (a-c)+(b-d) och cosinusfaltningen är (a-c)-(b-d). Genom att utnyttja detta faktum kan antalet beräkningssteg skäras ned med en faktor 2.

Antag att faltningsfunktionen (exempelvis tecknet för sin(2nfit))'delas upp i fyra i tiden lika fjärde- delar, såsom har gjorts i fig 5. Antag att den förmodade 10 15 20 25 30 35 8404832-1 13 signalen samplas med likformig samplingstakt. Varje värde som mäts under observationsperioden kommer att lagras i en av två ackumulatorer, varvid det finns två för varje diskret frekvens, exempelvis totalt 16 acku- mulatorer för átta “touch tone"-frekvenser. Varje värde för den förmodade signalen som samplas under den första fjärdedelen av blandningsfunktionsperioden (exempelvis sektion A i fig 5) adderas till den första ackumulatorn.

Varje värde som samplas under den andra fjärdedelen av perioden (exempelvis B i fig 5) adderas till den andra ackumulatorn. Varje värde som samplas under den tredje fjärdedelen av perioden (exempelvis sektion C i fig 5) subtraheras från den första ackumulatorn. Varje värde som samplas under den fjärde fjärdedelen av cykeln (exempelvis sektion D i fig 5) subtraheras från den andra ackumulatorn. Det bör påpekas att varje samplat värde ackumuleras i endast en av de tvâ ackumulatorerna.

Såsom tidigare nämnts utnyttjas enligt uppfinningen faltning av den förmodade signalen med "sinus"- och "cosinus"-funktioner. I den följande beskrivningen be- tyder "sinus" och "cosinus“ tecknet för sinus resp tecknet för cosinus. Genom att summera kvadraten för var och en av dessa faltningar blir den beräknade effekten oberoende av fasvinkeln mellan den förmodade signalen och faltningssinusen och cosinusen. Dessa "sinus"- och "cosinus"-faltningar erhålles fràn informationen i acku- mulatorerna enligt följande. Ackumulator l innehåller (a-C). Ackumulator 2 innehåller (b-d). “Sinus“-falt- ningen är summan av innehållen i ackumulator 1 och acku- mulator 2. "Cosinus"-faltningen är skillnaden i innehàllen i ackumulator 1 och ackumulator 2. Summan av kvadraten på dessa tvâ faltningar adderas därefter. Det betyder att summan av kvadraterna på "sinus"- och "cosinus"- -faltningarna är lika med: [(a-C) + (b-a>]2 + [(3-C) - (b-a)] 2 Det visas emellertid enkelt att detta är lika med: 2 [2 + (b-aJ2] 8404832-1 10 15 20 25 30 35 14 Det är sålunda inte nödvändigt att addera eller subtra- hera innehàllen i ackumulatorerna före kvadreringen.

Sá snart som summorna (a-c) och (b-d) har ackumulerats i respektive ackumulator kvadreras innehållen i var och en av ackumulatorerna och resultaten adderas. Det sålunda erhållna talet är en direkt representation av värdet på effekten i den förmodade signalen vid och runt blandningsfunktionens frekvens.

Detta frekvensdetekteringssätt inbegriper att man jämför effekten genom ett smalbandigt bandpassfilter, som är centrerat på frekvensen (exempelvis en av Touch- -Tone-frekvenserna) med effekten i gruppen av frekvenser (exempelvis den "höga" eller "låga" gruppen). Detta sätt kan genomföras med eller utan fysiskt separata filter. Utan fysiskt separata filter är filtrets smal- bandighet omvänt proportionell mot den tidslängd, över vilken den förmodade signalen samplas. En infinitesimal samplingstid ger fullständig osäkerhet vad det gäller frekvensen, dvs ett oändligt brett filter. En oändligt lång samplingstid ger fullkomlig visshet vad det gäller frekvensen, dvs ett ytterst smalbandigt filter.

När mottagaren enligt föreliggande uppfinning an- vänds tillsammans med ett DTMF-touch-tone-system åstad- kommer sampling under 7 perioder ett tillräckligt bred- bandigt bandpassfilter. Sampling under 14 perioder åstad- kommer ett tillräckligt smalbandigt bandpassfilter. följande procedur används för var och en av frekvenserna, som skall detekteras (åtta i Touch Tone). Den förmodade signalen samplas ett förutbestämt antal gånger per period under sju perioder. Den förmodade signalens värde ackumu- leras i ackumulatorerna enligt tidigare givna instruk- tioner. Värdena i ackumulatorerna lagras efter sju perio- der, ackumulatorerna nollställs och ytterligare sju perioder ackumuleras. För att erhålla effekten genom det smalbandiga bandfiltret adderas värdet i ackumulatorn för de sju sista perioderna till det lagrade värdet från de första sju perioderna och summan kvadreras. 10 15 20 25 30 35 8404832-1 15 Därefter görs en jämförelse mellan effekten genom det smalbandiga bandet och effekten genom alla de bredbandiga bandfilterutsignalerna i den frekvensgruppen. Om för- hållandet är större än ett visst tal (0,8 i vårt system) har en ton detekterats.

Beträffande gaussfördelat brus innefattar specifi- ceringarna för mottagare av typ I korrekt igenkännande i närvaro av gaussfördelat brus med signalfrekvenser vid de nominella frekvenserna och med lika amplitud med 0 - 3 kHz vitt brus 15 dB under varje signal.

När tre frekvenser matas in till komparatorn, varvid tvâ har samma amplitud och den tredje ligger 15 dB under de andra, är utsignalen från komparatorn vid den tredje frekvensen 15 dB under utsignalen för de andra tvâ. = Eftersom brus är fördelat över hela 0 till 3 kHz-bandet, ger det inte upphov till något signifikant felvärde- Pulsbrustestspecifikationerna anger att toppvärdet för pulsen är 0,200 V. Om detta vore en sinusvàg med en enda frekvens och denna amplitud skulle dess'nivå vara -29,5 dBm eller 9,5 dB under amplituden för var och en av signalerna i testet. Pulsbrus med denna amplitud resulterar inte i något signifikant felvärde.

Vad det gäller ringtoner finns det ett problem.

Det erfordras också att mottagaren fungerar i närvaro av ringtoner med frekvensen 350 Hz och 440 Hz. Den tredje övertonen för 440 Hz ligger i det tillåtna bandet för 1336 Hz f l,5% och är ett potentiellt problem. Frek- venserna 350 Hz och 440 Hz är emellertid närvarande samtidigt och de tredje övertonerna ut frán komparatorn ligger omkring 20 dB under grundtonsamplituderna, i stället för 10 dB, vilket är fallet när endast en frek- vens är närvarande. Det finns också en heterodyneffekt, vilken ger upphov till komponenter med frekvenserna 350 Hz + 440 Hz + fs och 350 Hz + 440 Hz - fs. Det finns vissa signalfrekvenser fs, för vilka denna heterodyn- frekvens faller inom det tillåtna bandet för en annan signalfrekvens. Effekten är värre, när frekvenserna 8404832-1 10 15 20 25 30 35 16 350 Hz och 440 Hz har samma amplitud. Maxförhâllandet för var och en av dessa amplituder relativt signalampli- tuden är 12 dB. När förhållandet är så stort är för- hållandet mellan den ursprungliga frekvenssignalen och heterodynsignalen ut från komparatorn bara 5 dB. Detta är inte någon tillräcklig marginal för pålitlig funktion.

Dämpning av ringtonsamplituden med ett eller flera hög- passfilter med en pol vid 1000 Hz medger inte pålitlig detektering i närvaro av maximalt möjlig förvrängning.

Följderna av detta misslyckande diskuteras nedan.

Med enbitsidén lyckas man, såsom angivits ovan, inte fånga in DTMF-tonerna i närvaro av ringtoner. Om ringtonerna speciellt har den relativa amplituden 5,6 (maximalt tillåtna) och den låga och höga frekvensen_ har amplituden l resp 1,6 maskeras ofta den låga frek- vensen av ringtonerna. Å andra sidan är den ovan angivna enbits-idén fullständigt adekvat om det i förväg är känt att det inte finns någon rington som har större amplitud än den för endera DTMF-frekvensen.

För att lösa detta allmänna problem med mottagare av typ I erfordras en AD-omvandlare, vars dynamiska omrâde täcker området för de specificerade insignalerna.

En ytterligare teknik användes för att undertrycka ring- tonerna. Den ovan angivna enbits-metoden är ekvivalent med att använda ett M perioder brett, rektangulärt fönster för undersökning av de inkommande signalerna. Med ett sådant sätt fås (sin x)/x som spektralsvarsegenskaper runt varje centrumfrekvens. För att dämpa amplituden hos oönskade svar vid fönstrets lober utnyttjas i stället för ett rektangulärt fönster ett höjt cosinusfönster.

När fönstret täcker M perioder multipliceras insignalen I(t) med andra ord med ¿Éos(2¶fit/M + n) + if före integreringen. Verkan är att dämpa ut effekten vid kan- terna på fönstret, vilket oproportionerligt minskar de oönskade frekvenserna.

Vid användningen av idén med det formade fönstret utnyttjar man ett fönster med M perioder för varje frek- 10 15 20 25 30 35 8404832-1 17 vens för infångning av det smalbandiga bandets effekt och de mittersta M/2 perioderna för infångning av den bredbandiga effekten.

Låt åter I(t) vara insignalen, vilken samplas L gånger per period för varje frekvens. Lát HiN(t) = cos(2nfit/M + n) + 1 vara den smalbandiga formningskoefficienten, och låt H (t) = cos(znfit/(å) + U) + 1 iw vara den bredbandiga formningskoefficienten. Därefter definieras liksom tidigare SiN = Z I(t) sin(2wfit)HiN(t) L'M och “ CiN =LfMI(t) cos(2¶fit)HiN(t) som smalbandiga filter, och Siw = ZM I(t) sin(2flfit)HíW(t) L'2 och Ciw = Eg I(t) Cos(2nfit)Hiw(t) L°2 som bredbandiga filter. Beslutsförhållandena Qi defi- nieras som ovan. Det bör pàpekas att dessa förhållanden i teorin är fyra gånger större än deras tidigare värden, eftersom de bredbandiga filterna endast täcker hälften så många perioder.

För att implementera n-bitsmetoden användes en synkron detektor enligt ovan. I stället för en fullt upplöst cosinus utnyttjas en stegfunktion med fyra ni- våer. I stället för sin(2nfit) och cos(2nfit) utnyttjas en enda tabell med L värden, vilka vart och ett är ett heltal från -4 till 4. Talet 4 valdes därför att använd- ningen av ett större heltal och sålunda större upplös- ning inte förbättrade resultaten signifikant. 8404832-1 10 15 20 25 30 35 18 För att fånga in toner, som inte exakt sammanfaller med samplingsfönstret utnyttjas tvâ fönster samtidigt, varvid de är fasförskjutna precis ett halvt fönster.

Användningen av den diskreta formningsfunktionen gör detta speciellt lämpligt. _ Vad gäller värdena för parametrarna n (antalet A-D-omvandlade bitar) och L (antalet samplingar per period) kan dessa inte anges förrän ytterligare prestanda- specifikationer har erhållits. Försök har gjorts med n = 4 och 8 tillsammans med L = 4 och 8. (I samtliga fall användes M = 32 perioder). Det är möjligt att välja värden för n och L för uppnående av en speciell prestanda- nivå. Valet kommer naturligtvis att påverka maskinvaru- kostnaderna.

A-D-omvandlaren måste kunna göra 3 000 L omvandlingar per sekund.

För varje frekvens i erfordras mellan beräkningarna av Si och CiN L-M~2 multiplikationer per samplings- fönstïr, formningen oräknad. I själva verket består varje multiplikation av att ett digitaliserat värde I(t) multipliceras med ett litet heltal och detta göres bäst genom upprepad addition. Detta ger ett medeltal av L~M-2-2 additioner per samplingsfönster.

Fig GB och 6C är grafer för lämpliga samplings- fönster och visar formningskoefficient som funktion av ett tidsindex j. Detta fungerar bäst om M väljs till att vara en multipel av 16 (exempelvis M = 32 perioder per fönster). Formningsfunktionen H har distorderats så att den upptar lika åtskilda steg för lika tidsperioder.

Varje j-värde täcker då ett helt antal perioder och täckes också av ett enda värde på H för bàde de bredbandiga och de smalbandiga filterna. Om summorna Z I(t) sin(2¶fit) och Z I(t) cos(2¶fit) ackumuleras behöver endast en multiplikation med H(t) för jämna heltalsvärden av j utföras för bildande av SiN och CiN och vid mittheltalsvärden för j för bildande av Siw och Ciw. Om principen med upprepad addition åter åberopas 10 20 25 30 35 8404832-1 19 ger formningen 2(2-8 + l-8 + 2-8 + 1-8) = 96 additioner ytterligare per samplingsfönster. Med två fasförskjutna fönster tillkommer ytterligare 96 additioner per fönster.

Sammanfattningsvis erfordrar beräkningarna av SiN, CiN, Siw, och Ciw 4L~M + 192 additioner per samplings- period. För L = 8 och M = 32 ger detta 1 216 additioner per 45 ms per frekvens eller 216 177 additioner per s.

(M är helt och hållet irrelevant för denna beräkning).

Minnesbehoven är de följande: För varje frekvens in' cin' Siw och Ciw plus ytterligare 4 för de fasförskjutna filtren. i, 2 ackumulatorer för lagring av 2 I(t) sin(2nfit) och Z I(t) cos(2nfit), 4 ackumulatorer för S.

Detta ger totalt 80 ackumulatorer, vilka var och en typiskt är 16 bitar breda.

I fig 1 visas synkroniserings- och styrorgan för sig. Typiskt är en 8 MHz-klocka 100 ansluten till nio dividerare 101 till 109. Med tanke pà att klockan är driven med 8 MHz kan dividerarnas heltalsvärde beräknas som digitala signaler, vilka frigöres från A-D-omvandlaren A. Det bör påpekas att klockpulserna, som kommer från systemklockan 100, driver det av Zilog Corporation of Cupertino California tillverkade Z-80-chipset.

Korttidsfilterna 30, 40 och långtidsfilterna 32, 42 är dividerare, såsom den av Texas Instruments Co. of Dallas, Texas sålda divideraren 7497. Analog-digital- omvandlaren A kan vara en National Semiconducter ADC 0801, vilken tillverkas av National Semiconducter Corp. of Santa Clara, California.

Fackmannen på området inser att var och en av divi- derarna måste programmeras för den heltalsdivision, som skall utföras. Heltalsdivideringsvärdet är givet för var och en av frekvenserna i fig 1. Ett exempel på en beräkning för hur dessa värden bestämmes diskuteras nedan.

Division kan göras för återstoden av den visade kretsen. Om man exempelvis betraktar 941 Hz-utgången bestämmes ett heltalsdivideringsvärde av 1 063, varvid en optimal frekvens av 940,73 är den frekvens som 8404832-1 10 20 25 30 35 20 verkligen undersöks. Eftersom denna gott och väl är inom systemtoleranserna är det här valda heltalsvärdet mer än väl tillfredsställande. De återstående divide- ringstalen visas på ritningen.

Det framgår sålunda att vart och ett av filterbanden i själva verket är pulsöppnade i fas med den önskade digitala frekvensen. Med användning av den här visade enbitsmultiplikationen ackumuleras varje bit i själva verket i de önskade ackumulatorerna, summeras och jämförs i det tidigare beskrivna förhållandet och undersöks genom jämförelse för tröskelutsignaler för dessa signaler.

Summationen av de här visade cosinusfönsterna sker på samma sätt. I fallet med sinus- och cosinusfunktioner för cosinusfönsterna överföres bitarna samtidigt till! olika ackumulatorer inom Zilog-chipset. För varje diskret frekvens finns det sålunda två filter för sinus- och cosinusfunktionen, fyra ackumulatorer för fönsterfunk- tionen och ytterligare fyra för fasförskjutna filter.

Med tio filter för varje diskret frekvens och åtta olika frekvenser blir detta totalt 80 ackumulatorer, varvid den visade synkroniseringen och styrningen är tillräcklig för överföring i hela systemet.

I det följande visas ett datorprogramexempel, vilket är skrivet i Basic-språk. 1000 DEF FuQ(s) 1020 IE s>o THEN RETURN (INi(msxs)+1)/M4 ELsE RETURN 1NT(M5xs)/M4 1040 ENEND 1060 x9=a 1080 DEF FNT(x) 1100 IF ADs(x)<.o01 THEN REIURN 0 ELsE RETURN scN(x) 1120 ENEND 1140 DIM x(10),Y(10)\REn x=NunERA1oR,Y=INDEx 1160 E0s="DA1A39,2" 1180 DIM s1(10).C1(10).S2(l0).C2(l0).U6(10) 1200 REM s1 noLDs sun sïnxsln 1220 REM c1 HoLDs sun cosxslu 1240 REM sz HoLDs Donna sun sxs 1260 REM cz HoLDs EDRMER sun cxs 12a0 REM us couuws our axn cYcLEs 1300 DEF fNc(F) 1320 IE F1=0 THEN RETURN 1/sQRT(1+(Ps /F)^2) ELsE RETURN 1 1340 FNEND 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 8404832-1 21 1360 IF PID: (r0s)> 60 famn Dzsrnoy r0s\RzM DELEID THE oLD 811: IF raæas Is oNE 1380 CREATE F0s,3\RzM 22 snocxs NEEDED von 48 caszs 1400 opau # 1,208 1420 DIM H1s(80),H2s<80),H3s(80),n4s(80) 1440 H1s=“rEsT 37 10/4/79 syNcHoNous rssr wxæa vAR1o0s Pn08LEMs" Pnzss RETURN ro coNT1N0E 1460 u2s="A couNwzR Ar 233554 Hz cars DIVIDED ro MAKE se rnzgs.

A1 zvnay H11" 1480 H3s="A 233554 couNTzR cars DIv1DzD av sa, AND PARrAILs svzny Ls cycnasfl 1500 H4s="vARIAßLEs PRINTDD ARE F7.F8.N0.c0,A0(sLoP fRzQ)" 1520 wRITE #1,H1s,a2s,H3$,H4$ 1540 DIN A(10),8(10),s(10),c(10),Po(10),10(10),N8(1o0) 1560 oPzN #2,"cAussNs,2" 1580 F08 I=1 ro 100\nEAD#2,N8(I)\NExT I\nsN READ cAuss1AN Nozsz 1600 cnosz #2 1620 REN A=ANs,F=rRzQ,s,c=sIN,cos,P0,ro Accum Tznzs 5 1640 F(o)=1067\nzM 8880 IN NIDDLD of BAND 1660 F(1)=697\F(2)=770\r(3)=08s2\r(4)=0941\R8m Lowsn FnsQuENcI8s 1680 r(s)=1209\r(6)=1336\f(7)=1477\F(8)=16a3\azM arenan PRDQUENCIES 1700 r(9)=350\P(10>=440\8sm DIAL ToNE Fnßgs 1720 Ml=-l\P=3.l4l5926\REM CONSTANTS 1740 DIM U(10),U1(10).u2(16),U3(16),u4(10) 1760 DIM v6(50o)\azn mAxInum 5128 =s8xL5 1780 DIM s3(1o),c3(1o)\nsM nouns NARR0w BAND srurr IN THE MIDDLE 1800 REM uz HoLDs SINE MULT sag (++++----), U3 HoLDs COS(++----++) 1820 aan 04 P0INrs To U2 AND U3 1840 son x7=1 To 4 srzr 3 1860 von K8=8 ro 5 srzr -3 1880 roa N0=o ro 0\REn Noxss LEVEL 1900 son w=1.6 ro 1.6 srzr 1.0\Rsn P0ssIßLß rwIsIs Pnsss RETDRN ro c0Nr1Nuz 1920 son A0=0.0 ro 5.6 sr8P s.6\a:m P0ss18Ls DT Amæs 1940 Fox r1=1 10 1 srsr -1\asM 18 0 INN UNFILTERED wzss FILTERED 1960 son Ps=1000 To 1000 srzp 1000 1980 F08 co = .oss ro .01s sms?-.02\RßM P0ssIßLz sLoPs 2000 roa c2=1 ro 1\REm APPLY sL0P 10 Lowsn THN HIGHER 2020 c3=1-c2\Rsn Ir c2=o THN No Lowßn sLoP 2030 c3=1 2040 87-r(x7)x(1+c0xc2)+0\88=F(x8)x(1-coxca)-0\Rzn Acruan Fnzgusncxss Tzuæs 2060 m7=fNc(87)\na=rNc(88)\nzm ATTBNUATED Anæs 2080 F08 rs=.193 To .193\RsN TOTAL TIN: 2100 roa Ls=30ro40 sT8P10\REM 4 cYcLEs 2120 P08 s8= 410 4 srsr 4\n:M # sAMæLzs PER cYcLE 2140 v2=Lsxs8\nzn # Poznrs To Kr DowN «- 2160 son I=1 10 v2\v6(1)=INw(2x (cos((lxzxr)/v2+P)+1))\Rzn MDLT av cos FcN 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 8404832-1 2170 usxw 1 2180 v3=v2x.2s\v4=v2x.7s 2200 n6=rNc(43s)\m9=rNc(43s) 2220 roa m3=4 To 4 swe? 4\RßM 0 A-2-o pLAcss 2240 M4-2A(M3-l)\REM MAXIMUM VALUE IN ONE POLE 2260 M2=A0x(M6+M9 )+M7+M8xw " 2280 MS=M4/M2\REM PARTS OP RANGE 2300 roa s9=1 To sa\x=2xPxs9/s8\asm GENERATE s1N Parfsans 2320 U2(s9)=scN(s1N(x))\u3(s9)=scN(c0s(x))\NExT se Pnsss RETURN 10 conrxuuz 2340 s0=233ss49xs8\REM sAnæL1Nc FREQUENCY, aænrz 2360 s1=1/s0\RzM SAMLING 282100, szcouos 2380 roa x=1 ro x9\u(K)=1NT(so/ 2400 U1(x)=u(x) \NExT K 2420 u=rs/s1\R:m # Poxuws 2440 o=2xPxs1\RBm 2 P1 DELTA 1 2460 o7=nxF7\08=DxF8\REM 2 P1 DT FREQ 2480 06=0x34s\o9=ox43s\RsM 2 P1 oxanrons 2500 roa K=1 To x9\REm INITIALIZE counwsas 2520 A 2540 Po(x)=F(x)xD\REM 2 2 PI x or x EREQ 2560 Nzxt K 2580 :\s\s\foR n=1 To 16\: "xxxx",\NExT R\:\x\s 2600 IF F1=1 THEN 1" UNFILTERED" ELSE 1" FILTERED" 2620 1" ",M3," BIT A-10-0" 2640 1" snAPsn nßxsso cosxns wïunow, 4 osscnsrz srsrsfl 2660 17=0\T8=0\REm RUNNING suns of 07,08 2680 16=0\19=0\Rsn DIAL Tons T 2700 x1=0\a2=0\R3=0\R4=0\N2=RNn(-1)\nzn wznoow FILTER 2720 s"Ls=",Ls," s8=",s8," F7=",%6F0,F7," r8=",F8, 2740 1" c0=",c0," N0=",N0," A0=",A0," w=",w," Ps=",Ps 2760 nan mala Loop FoLLows. roa :Asa TIME T\ 2780 REM "DIGIIIZE" (comæurz v2= sen (sxu (2 P1 P7 or) + w x szu (2 P1 P8 01)) Pnzss REIURN ro conæxnus 2800 REM 2820 REM 2840 nam sraar of MAIN Loov 6 2860 F0R K=1 ro x9\1F x=x7 THEN :%7r0,r7,\1F x=xe Inæu s%7F0,F8, 2880 IF x<>K7 AND K<>x8 THEN !" ",\NExT K\: 2900 FOR K=1 To x9\!%F0,F(K),\NExT x\s 2920 1=0 2940 Q=1\REn INITIALIZE FLIP/FLOP 2960 Fox x=1 To x9\u6(x)=Lsxs8\u4(x)=0\nsxT x\nEm Inxr 4 Prs PER CHAN 2980 son z=1 ro s0\Rsu DUMY Loor 3000 u8=1\nEM Finn MINIMUM KT LEFT 3020 Eon x=1 ro x9\1F u1(x) 3040 u7=01(U8)\Rsn Lzssr # LEFT 3060 1=1+u7 3080 N1=RND(0)x100.+1 3100 R1=R2\R2=R3\R3=R4\R4=N8(NI)\N2=(R1+R2+R3+n4)x.2s 3120 son x=1 To x9\u1(x)=u1(x)-u7\u2xT x 3140 x=u8\u1(x)=u(x)\u6(x)=u6(x)-1\nsM ou: Fzwzn Poxnw To Do 3160 Us=u4(K)+1\IF Us>s8 Inn u5=1\U4(K)=us 3180 v1=M7xs1n(n7x1)+Maxs1u(o8x1)xw+u2xNox3.s/4 S(K)= SUM (V2xSIN(F(K)X2 PI DT)) C(K)= SUN V2 X COS F(K) X 2 PI DT) THEN U8=K\NEXT K 10 15 20 25 30 35 40 45 S0 SS 3200 3220 3240 8404832-1 23 IF AO<>0 THEN Vl=Vl+A0x(M6xSIN(D6xI)+M9xSIN(D9xI)) Vl=FNQ(V1)\V5=U6(K)+1\V2=VlxV6(V5) C(K)=C(K)+V2xU3(U5) PRESS RETURN TO CONTINUE 3260 3270 3280 3320 3340 3360 3380 3400 3420 3440 3460 3480 3500 3520 3540 3560 3580 3600 3620 3640 3660 3680 3700 s(x)=s(x)+vzxu2(us) IF vs>= vs AND vs<= v4 THENv2=v1xv6((vs-v3)x2+1) IF vs>=v3 AND vs=v4 Tnæn s3(x)=sa(x)+v2xu2(us) Ir vs>=va AND vs=v4 Inn c3(x)=c3(x)+v2xu3(us) IP x=1 AND us(x)=o THEN cosuß 3160 IF us(x)=o wnæn cosus 43no\RzM START AGAIN IF 1>u THEN sxxr 344o If Q=3 THEN zxlr 344o\1F Q=2 AND Ls=4o THEN EXIT 3440 Naxf z REM Nzxr Nzxr nzxw Naxr NEXT uzxr NEXT NEXT NEXT Nzxr w Nzxw Nsxr Nsxr PRESS RETURN TO CONTINUE 3720 3740 3760 3780 3800 3820 3840 3860 3880 3900 3920 3940 3960 2980 4000 4020 4040 4060 4080 4100 4120 4140 4160 cnosz #1 END cosuß 43o0\Q=Q+1\REm1r Q=2 THN RETURN roa x=1 To xs :%41,s1(x),\1F c1(x)>-99 Taæu z%31,c1(x), ELSE szsr,-99,\NExT x\: son x=1 To x9\s%41,s2(x), IF cz(x)>-99 rann :%s1,c2(x), :Lsz :"xxx",\nExr x\: DEF-FNs(x)=s1(x)^z+o1(x)^2 Q1=(o)\Q2=(o)\nEM Q1 roa Low BAND. Q2 roa nxca BAND son x-1 To 4 Q1=Q1+FNs(K)\Q2=Q2+FNs(x+4)\RzM LOAD UP suus of sQuAREs NEXT K FOR K=l TO K9\REM CALC NUMERATORS FOR ALL BANDS X(K)=( S2(K))A2+( C2(K))A2 NEXT K FOR K=1 TO 4 Y(K)=X(K)/Q1\REM INDEX FOR LOWER !%7F3,Y(K), REM WRITE #1,Y(K) Nzxt x roa x=s ro e\R:M Hzanæn BAND Y(K)=X(K)/Q2 :%7F3,Y(x), PRESS RETURN TO CONTINUE 4180 4200 REM WRITE #l,Y(K) NEXT K 8404832-1 10 15 20 25 30 b) J: 4220 Ir x9=1o Taru :%7f3,x(9)/Q1,x(1o)/Q1 4240 :\: " 4260 x=1 4280 REIURN 4300 s1(K)=1NT(s3(x))\c1(x)=1NT(c3(x)) 4320 s2(x)=1NT(1 xs(x))\c2(x)=1NT(1 xc(x)) 4340 RrM:rAß((K-1)x7),%41,s1(K),%31,c1(x) 4360 s(K)=o\c(K)=o 4380 s3(x)=o\c3(x)=o 4400 Ue(x)=Lsxsa 4420 REIURN RBADY Med hänvisning till rad 3780 och 4420 emuleras filtret i datorspràk.

Det bör påpekas att detta språk direkt kan konver- teras till att styra det visade Zilog-80-chipset. Läsaren hänvisas till Z-80 Microcomputer Handbook by William Barden, Jr. published by Howard W. Sams & Co., Inc. of Indianapolis, Indiana (© 1978). Med hänvisning till denna skrift Section II med titeln "Z-80 Software" och speciellt kapitel 9 kan läsaren eller vem som helst som har kunskaper på området taga de diskret visade stegen i det bifogade programmet och omvandla det till det i Zilog-80-chipset använda språket.

Det inses att i överensstämmelse med den visade synkroniseringen måste avbrottsfunktioner anordnas till Zilog-80-maskinvaran. För sådana avbrottfunktioner hän~ visas speciellt till Z-80 Microcomputer Handbook, kapitel 15. Kapitel 12 visar dessutom multiplikation och division, som erfordras för cosinusfönstret.

Andra delar av det visade datorprogramexemplet _ kan enkelt förstås. Rad 1640 till 2030 utgör en amplitud- generator. Sinusfunktioner för alstring av diskreta frekvenser finns i närheten av rad 2840 till 3240. Olika parametrar testas i filterna i närheten av rad 2040 till 2320. En ringtonssimulering visas kring rad 2480.

Claims (9)

10 15 20 25 30 8404832-1 25 PATENTKRAV

1. Sätt att bestämma en förmodad signals spektral- fördelning i förhållande till en grupp av frekvenser, varvid (a) signalen föres genom ett flertal parallella smalbandiga bandfilter (101-104, 42; l06-109, 32), vilka vart och ett är centrerat runt var sin av frekvenserna i gruppen; k ä n n e t e c k n a t av att (b) signalen föres genom ett bredbandigt bandfilter (101-104, 40; 106-109, gruppen av frekvenser; och (c) utsignalen för vart och ett av de smalbandiga 30), vilket omfattar den nämnda bandfiltren jämföres (34; 44) med utsignalen från det bredbandiga filtret, varvid genomsläppning sker endast om utsignalen från de smalbandiga bandfiltren relativt utsignalen från det bredbandiga filtret överstiger ett givet värde.

2. Sätt enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a t av att steget (c) innefattar att de smalbandiga band- filtrens utsignal divideras med det bredbandiga band- filtrets utsignal.

3. Sätt enligt krav 1, av att åtminstone ett av stegen (a) och (b) innefattar k ä n n e t e c k n a t att signalen förs genom ett digitalt filter.

4. Sätt enligt krav l, k ä n n e t e c k n a t av att steget (b) innefattar att signalen förs genom ett flertal parallella mellanliggande bandpassfilter, vilka vart och ett är centrerat pà var sin av frekvenserna i gruppen; och att utsignalerna från de mellanliggande bandpass- filterna summeras.

5. Sätt enligt krav l, av att steget (a) innefattar att signalen samplas; och k ä n n e t e c k n a t att signalen faltas med åtminstone en faltnings- 8404852-1 10 15 20 25 30 35 26 funktion för varje frekvens under en tillräckligt läng tid för att de smalbandiga utsignalerna skall åstad- kommas.

6. Sätt enligt krav 5, varvid den förmodade signalen faltas med sinus- och cosinusfyrkantsvågor med en given frekvens, k ä n n e t e c k n a t av att den förmodade signalen samplas vid likformiga tidsintervall under åtminstone en period av den givna frekvensen; de samplade värdena adderas till innehållet i en första ackumulator, vilken innehåller tecknet för sinus- vågen, om och endast om det samplade värdet har upp- tagits under den första fjärdedelen av perioden; det samplade värdet adderas till innehållet i en andra ackumulator om och endast om det samplade värdet har upptagits under den andra fjärdedelen av perioden; det samplade värdet subtraheras från innehållet i den första ackumulatorn om och endast om det samplade värdet har upptagits under den tredje fjärdedelen av perioden; det samplade värdet subtraheras från innehållet i den andra ackumulatorn om och endast om det sampladc värdet har upptagits under den fjärde fjärdedelen av perioden; innehållet i den första ackumulatorn kvadreras, när samplingen är klar; innehållet i den andra ackumulatorn kvadreras, när samplingen är klar; och de kvadrerade ackumulerade värdena adderas.

7. Anordning för bestämning av spektralfördelningen hos en förmodad signal, vilken har åtminstone två för- modade frekvenskomponenter, vilka var och en befinner sig i en separat frekvensgrupp, innefattande organ (24) för mottagning av den förmodade signalen i analog form: organ (A) för omvandling av den mottagna förmodade signalen till en digital signal; organ (101-104, 106-109) för alstring av en ytter- ligare signal fràn den digitala signalen vid var och 10 15 20 25 30 8404832-1 27 en av de förmodade frekvenserna; en första (B) och en andra (C) ackumulator för varje förmodad frekvens; k ä n n e t e c k n a d av styrorgan (34, 44) för addering eller subtrahering av den ytterligare signalen till ackumulatorerna (B, C), vilken signal placeras i endast en ackumulator per samp- lingspunkt, varvid den ytterligare signalen adderas till eller subtraheras från den första ackumulatorn (B) endast under samplingsperioder i den första respektive den tredje fjärdedelen av perioden vid den förmodade frekvensen, och den ytterligare signalens värde adderas till eller subtraheras från den andra ackumulatorn (C) endast under samplingsperioder i den andra respektive den fjärde fjärdedelen av perioden vid den förmodade frekvensen; organ (34, 44) för lagring av ackumulatorernas innehåll efter en förutbestämd tidsperiod; organ (34, 44) för numerisk kvadrering av acku- mulatorernas lagrade innehåll; organ (34, 44) för addering av de kvadrerade värdena till summor; organ (34, 44) för jämförelse av kvadratsummorna för olika förmodade frekvenser; och utsignalorgan (50) för jämförelseorganen.

8. Anordning enligt krav 7, k ä n n e t e c k - n a d av organ (34, 44) för avkodning av den förmodade signalen genom omvandling av kvadratsummorna till en representation, som anger den närvarande frekvensen.

9. Anordning enligt krav 7, k ä n n e t e c k ~ n a d av organ (34, 44) för formning av den förmodade signalen över samplingsperioden för att oönskade signaler skall undertryckas.