DE3436029A1 - Digitaler dualtonmehrfrequenzdetektor - Google Patents

Description

10

Die Erfindung betrifft Dualtonmehrfrequenz signalverarbeitung (DTMF) und offenbart eine Vorrichtung und ein Verfahren zum digitalen Filtern solcher Signale. Die Vorrichtung ist speziell geeignet für

(5)

Signale, die üblicherweise durch Touch-Tone^-Telefone eingetragenes Warenzeichen der Bell Telephone Laboratory, verwendet werden, wie die, die allgemein in USA seit dem Jahr 1980 in Benutzung sind. Diese Anmeldung ist eine CIP-Anmeldung der gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung mit der Seriennummer 191 556, die am 29.9.1980 eingereicht wurde.

EPO COPY

Das Basiskonzept der DTMF-Signalverarbeitung ist, daß zwei Töne gleichzeitig übertragen werden, um digitale Information zu übertragen. Üblicherweise wird ein Ton aus einer "niedrigen Gruppe" mit vier Frequenzen übertragen (697Hz, 770Hz, 852Hz, 941Hz) und einer aus einer "hohen Gruppe" mit vier Frequenzen (1209Hz, 1336Hz, 1477Hz, 1633Hz). . Ein DTMF-Empfanger muß erkennen, welche der sechzehn möglichen Kombinationen empfangen wurde.

Die Spezifikationen für DTMF-Typ-I-Empfanger (Empfänger im allgemeinen Gebrauch) sind unten aufgelistet. Die wichtigsten sind :

a) Der Empfänger soll das Auftreten eines Paares von Tönen registrieren, wenn beide Individualfrequenzkomponenten weniger als 1,5% vom Sollwert abweichen.

Der Empfänger soll nicht registrieren, wenn eine der Frequenzkomponenten mehr als 3,5% vom Sollwert abweicht.

b) Der Empfänger soll einen Ton registrieren, wenn er

40 ms kurz ist. Der Empfänger soll Zwischendigitalintervalle von einer Kürze von 40 ms registrieren. . ·

c) Der Empfänger soll Paare von Tönen registrieren, deren Amplitudenverhältnis von +4 dB bis -8 dB variieren kann bezüglich des niedrigeren Frequenztones. Die Leistung pro Frequenz kann von -25 dBm bis 0 dBm liegen.

EPO COPY ft

t V

ΊΙ

d) Der Empfänger soll Signaltöne beim Auftreten von Wähltönen registrieren, deren Amplituden bis zu 9 dBm größer sind als die der Signaltöne (bis zu -16 dBm).

e) Der Empfänger soll Töne registrieren bei Anwesenheit von 0 bis 3 kHz, bandbegrenztem Gauss-Rauschen mit höchstens -35 dBm.

Die Empfängerfunktion wurde bisher mit analogen Schaltungen durchgeführt, um die Antwort auf jede der acht Frequenzen zu separieren, mit nachfolgenden Schaltungen, die Schwellen setzen, und Schaltungen, die die logischen Ausgangs signale dieser Schaltungen umsetzen in eine Anzeige, welche der sechzehn Kombinationen empfangen wurde. Eine alternative Methode ist es, analoge Schaltkreise zu verwenden zum Trennen der hohen und tiefen Gruppe, und dann diese zwei Signale in digitaler Weise zu verarbeiten. Digitale Schaltkreise zählen Null-Durchgänge pro Zeiteinheit (d.h. Frequenzbestimmung), um festzustellen, welche niedrige Frequenz und welche hohe Frequenz aufgetreten ist, und dann folgt die gleiche logische Verarbeitung wie im vorangegangenen (analogen) Fall.

Fig. 2 zeigt eine graphische Darstellung der Signale, die gemäß dem oben erwähnten Telefonstandard übertragen werden können. Niedrige Frequenzen werden in aufsteigender Reihenfolge von -3OdB bis 0 dB entlang der Abszisse dargestellt. Hohe Frequenzen werden von -30 dB bis 0 dB entlang

ΞΡΟ COPY

if

der Ordinate dargestellt. Nimmt man den existierenden Wähltonstandard, wie er durch Bell Telephone Netzwerke festgesetzt ist, so kann gesehen werden, daß die pro Frequenz erlaubte Leistung von -25dBm bis 0 dBm liegt. Dies stellt ein quadratisches Fenster dar, welches allgemein als 14 bezeichnet ist.

Fachleute der Signalübertragung (signaling arts) wissen, daß beim Feststellen von hohen differentiellen Amplituden ein Signal andere nebenliegende Signale "verdrehen" oder übertönen kann. Z.B. können, wenn einer der spezifizierten Töne in jeder Gruppe eine hohe Amplitude hat, die Ergebnissignale in der verbleibenden Gruppe gestört werden. Dies stimmt besonders dann, wenn die Übertragung ein Multiplexen und Verstärken beinhaltet, wie dies unausweichlich in einem modernen Telefonnetz der Fall ist. Um dies zu vermeiden, ist eine Begrenzung des Verhältnisses notwendig. Speziell kann die Leistung des Hochfrequenztones nur von +4 dB bis -8 dB relativ zum Niederfrequenzton variieren. Geometrisch ist dies dargestellt durch ein diagonales Band, das dem quadratischen Fenster 14 überlagert ist. Dies resultiert in dem schraffierten Bereich 15, in welchen die erlaubten Signale fallen können. Man kann also sehen, daß die Fläche von Signalen, die nach den derzeitigen Richtlinien akzeptabel sind, empfindlich im Bereich ist. Die Herstellung von Empfangsnetzwerken, die diese Richtlinien erfüllen, war bis jetzt

EPO COPY &

Gegenstand sehr komplizierter und teurer'analoger Schalt-

kreise.

V \ ' ,-Gemäß der Erfindung werden" .DTMF-Signale, wie die in

Touch-Tone-Telefonen benutzten, digital bestimmt. In einem Achttonfrequenzbereich mit vier niedrigen Frequenzen (697hz, 770hz, 852hz und 941hz) und vier hohen Frequenzen (1209hz, 1336hz, 1477hz und 1633hz) werden Kombinationen von gepaarten Tönen, jeweils einer aus einer Gruppe, festgestellt. Jeder empfangene Ton wird in ein digitales Format umgesetzt und danach durch parallele Digitalfilter durchgeführt, die vorzugsweise in einem Mikroprozessor untergebracht sind, der als Tondetektor arbeitet. Jeder Ton (suspect tone) wird zweifach untersucht, ein Mal über einen kurzen Zeitraum im Bereich von 10 ms und ein Mal über einen langen Zeitraum im Bereich von 20 ms. Die Kurzzeitspanne, die allgemein nicht fähig ist, die diskreten Töne in jeder Gruppe voneinander zu unterscheiden, erzeugt nur ein breites Leistungsantwortsignal auf die in jeder Gruppe vorhandenen Signale, und liefert so ein Breitbandfilter. Die Langzeituntersuchung genügt, um jede der gewählten vier diskreten Frequenzen diskret aufzulösen und liefert so ein Schmalbandfilter. Das Signal von jeder dieser Untersuchungen, das Langzeitintervall und das Kurzzeitintervall, werden dann miteinander verglichen. Die Signale werden

- 5 - y!<f«TT—

EPO COPY

3/.36029 •Μ

durchgelassen, wenn das Verhältnis der Signalstärke des Langzeitbestirtunungssignals zur Summe der Kurzzeitbestimmungssignale der Frequenzgruppe 8/10 oder größer ist. Frequenzen außerhalb der spezifizierten Töne um einen Abstand von größer als 3,5% werden bei dem vorgeschriebenen Verhältnis von 8/10 für Langzeitsignal zu Kurzzeitsignal nicht durchgelassen. Es sind Vorkehrungen getroffen, um Wähltoninterferenzen zu vermeiden, durch Benutzung eines digitalisierten angehobenen Fensters in der Ordnung eines Kosinusfensters als Multiplikator, um das Eingangssignal zu formen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein digitales Filtergerät und -verfahren zu schaffen, bei welchem jedes ankommende Signal zweifach digital gefiltert wird.

Ein erstes und Langzeitdigitalfiltern (in der Größenordnung von mindestens 20 ms) ist lang genug, um eine präzise, individuelle Auflösung eines jeden der gesendeten diskreten Töne zu erhalten. Die zweite und Kurzfilteranalyse ist über ein Zeitintervall in der Größenordnung von 10 ms, wodurch nicht jedes Signal einer Gruppe individuell aufgelöst werden kann. Die Kurzzeitauflösung zeigt nur grob, daß ein Signal vorhanden ist, welches irgendwo im Frequenzspektrum liegt, welches die gesamte Gruppe überdeckt. Die Signale von jeder Filteranalyse, die Langzeitabtastung und die Kurzzeitabtastung,

EPO COPY O]

werden daraufhin integriert und verglichen. Wenn das diskret empfangene Signal 8/10 oder größer der Leistung des breitbandig empfangenen Signals ist, tritt ein Durchgang auf.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß sie das unerwartete Ergebnis hat, daß ein Signal verwendet wird, welches theoretisch nicht in der Lage ist, die individuellen Signale in jeder Gruppe aufzulösen, um eine verbesserte Auflösung der Signale jeder Gruppe zu bewirken. Diese verbesserte Auflösung wird erreicht durch Integra t ion und Stärkevergleich der beiden Signale, nämlich des Langzeitintegrationssignals und des Kurzzeitintegrationssignals. In anderen Worten, durch Benutzung eines Breitbandfilters, welches jede Frequenz durchläßt, welche vielleicht in der Gruppe liegen kann, und durch Verhältnisbildung eines diskret bestimmten Signals zu dem Breitbandsignal, wird eine feinere Auflösung erreicht.

Ein weiterer Vorteil und unerwartetes Ergebnis der Filtertechnik ist, daß sie in der Lage ist, den Fall zurückzuweisen, in dem gepaarte Signale aus der gleichen Gruppe von vier Signalen vorliegen. In diesem Fall hat keines der diskret empfangenen Signale ein Verhältnis von 8/10 der Leistung des breit empfangenen oder Kurzzeit-

IPO COPY

3436Q29

abtastsignals. Die Paritätshürde, die durch das Verhältnis der vorliegenden Frequenzen geschaffen wird, verhindert, daß eines der Signale als empfangen registriert wird.

Ein weiterer Vorteil ist, daß die hier offenbarte Filterung theoretisch geeignet ist für Darstellung des Eingangssignals mit Ein-Bit-Genauigkeit. Wie im folgenden klarer wird, können alle Spezifikationen bis auf das überschreibende Wähltonsignal mit einer Ein-Bit-Analyse erfüllt werden.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß ein Ein-Bit-Konverter besonders einfach zu konstruieren ist. Fragen eines Skalenfaktors oder einer möglichen Verstärkungsanpassung sind eliminiert.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß das Filterschema leicht in das begrenzte Umfeld des Touch-Tone^^-Telefonsystems paßt.

Noch ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß der Übertöneffekt (bei welchem ein Signal eine sehr viel größere Amplitude als das andere hat) vermieden werden kann.

EPO COPY J

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es,eine Digitalvorrichtung und ein Verfahren zum Integrieren von Signalen zu schaffen. Entsprechend diesem Aspekt der Erfindung werden die kombinierten Sinus- und Kosinusgrößen summiert durch Abtasten des digitalen Signals in vorbestimmten Intervallen. Berechnungen durch Summieren der festgestellten Signale

! werden durchgeführt. Durch Speichern der Partialsummen

und durch Unterlassen jeglicher Operation, wenn die

digitalisierten Summen Null Leistung (of zero power) ι

j aufweisen, wird eine sehr schnelle Anzeige der Größe

ι
] erhalten mit einem Minimum von Verfahrensschritten.

"-

Ein Vorteil dieses Aspekts der Erfindung ist, daß

' die Integration des Signals und damit die Bestimmung

der Leistung hauptsächlich erzielt werden durch Summierungsoperationen im Mikroprozessor. Der kurze Integrationsprozeß ermöglicht sehr schnell die Bestimmung der · Signalleistung, welche daraufhin sehr schnell verglichen

: werden kann.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Kosinusfenstertechnik zu schaffen, die ein Eindringen naheliegender Harmonischer in die empfangenen Signale eliminiert. Gemäß diesem Aspekt der Erfindung wird eine Stufenfunktion digital erzeugt, die wie ein Kosinusfenster gebildet ist. Signale, die nahe aber nicht

ι - 9 -

EPO COPY

gleich jedem der diskreten Signale der beiden Gruppen sind, können zurückgewiesen werden,\da sie nicht in die erzeugten Kanten des Kosinusfensters passen.

Ein Vorteil dieses Aspekts der vorliegenden Erfindung ist, daß Wähltonharmonische nicht mit den Signalen interferieren, die durch diese Filter verarbeitet werden.

Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden klar aus der folgenden Beschreibung, die Bezug nimmt auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm des DTMF-Empfängers;

Fig. 2 eine Darstellung, die die Fläche der erlaubten relativen Signalamplituden für die Benutzung in einem Telefonsystem zeigt;

Fig. 3 eine Spektralanalyse der Eingangs- und der Ausgangsamplitude eines einzelnen Frequenzeingangs f^ zu

einem Komparator;

Fig. 4 eine Darstellung der Eingangs- und Ausgangsamplituden, wenn zwei Frequenzen vorliegen;

- 10 -

EPOCOPY

Fig. 5A eine Welle (suspect wave) nachdem sie digitalisiert wurde;

Fig. 5B das Vorzeichen von sin(2fl;f.t) als Funktion der Zeit;

Fig. 5C das Vorzeichen von cos(2rxf.t) als Funktion der Zeit;

Fig. 6A die angehobenen Kosinusfenster;

Fig. 6B die digitale Form des Kosinusfensters für die Benutzung in einem Schmalbandfiltereingang und

Fig. 6C die digitale Form des Kosinusfensters für die

Benutzung bei einem Breitbandfiltereingang.

Fig. 1 zeigt die Gesamtschematik dieser Erfindung. Ein Analog- zu Digitalkonverter A hat einen Eingang 24 für ein analoges Signal und einen Ausgang 26 für das digitalisierte Gegenstück. Das digitalisierte Signal wird schematisch verarbeitet in ein Kurzzeitspannensignal und ein Langzeitspannensignal für jede der diskreten Frequenzen, die festgestellt werden.

- 11 -

EPOCOPY

Ein Hochtondetektorschaltkreis B enthält parallele Kurzzeitspannenfilter 30 und Langzeitspahnenfilter 32, die jeweils individuell das Signal verarbeiten, und einen Detektor 34. Wie bereits vorher angedeutet, wirken die Kurzzeitspannenfilter 30 als Breitbandfilter, die nur das Signal integrieren oder summieren können. Die Langzeitspannenfilter 32 wirken als Schmalbandfilter, die alle in der Lage sind, die Signale festzustellen mit einer Frequenzauflösung im Bereich von _+1,5%.

Der Tieftondetektorschaltkreis C ist dem Hochtondetektorschaltkreis B ähnlich. Speziell bewirken die Breitbandfilter 40 alle eine Integration des resultierenden Signals. Zum gleichen Zeitpunkt liefern die Schmalbandfilter 42 jedes Signal zu einem Tiefgruppentondetektor

Jeder Gruppentondetektor besteht aus mindestens einem Teil eines Mikroprozessors. Im Fall des Hochgruppentondetektors 34 empfängt ein herkömmlicher Mikroprozessor wie z.B. ein Z80-Chip von Zilog Corporation, Cupertino, Kalifornien, jedes der Signale. Die Signale werden daraufhin integriert, um ihre relative Stärke zu bestimmen. Daraufhin wird das Verhältnis der Signale verglichen. Wenn die Signale der diskret empfangenen Signale aus dem Schmalbandfilter 32 ein Verhältnis von 8/10 oder größer bezüglich der Summe der Breitbandfiltersignale 30 aufweisen, werden sie zum

r-

EPO COPY

Ausgangsdekoder 50 durchgelassen. Ähnlich werden, wenn das Signal vom Schmalbandfilter 4 2 das richtige Verhältnis zu dem Breitbandfilter 4 0 aufweisen, die Signale vom Niedergruppentondetektor zum Ausgangsdekoder durchgelassen. Durch das Durchlassen eines Signals aus jeder der empfangenen Gruppentondetektoren 34, 44 tritt ein Ausgang vom Filternetzwerk auf.

Was den Analogdigitalkonverter A angeht, so ist ein Ein-Bit-Konverter besonders einfach herzustellen (es ist nur ein Komparator) und vermeidet die Fragen von Skalenfaktoren und möglichen Verstärkungsanpassungen. Der Ausgang ist ein logisches "1", wenn der empfangene Eingang positiv ist und ein logisches "0", wenn der empfangene Eingang negativ ist. Für derzeitige Zwecke wird die negative Antwort als -1 genommen. Wenn eine Einzelfrequenz-Sinuswelle in solch einen Schaltkreis eingegeben wird, ist das Ausgangssignal eine Rechteckwelle dieser Frequenz. Wenn die Basis-zu Spitzenamplitude in Eingangssignal wie Ausgangssignal T sind, sind die Leistungsspektren wie in Fig. 3 gezeigt (die Einheitsamplituden-Sinuskurve ist 0 dB).

Wenn zwei Frequenzen als Eingangssignal verwendet werden, die keine Harmonischen zueinander sind, hängt das Ausgangsspektrum von den relativen Amplituden der beiden Komponenten ab. Da die DTMF-Frequenzen so gewählt sind, daß sie weniger als einen Bereich von 3:1 abdecken, liegt die dritte und höhere Harmonische außerhalb des interessierenden

- 13 -

43 34360«

Frequenzbandes. Die Amplitude des Ausgangs'bei jeder der

\ Eingangsfrequenzen als Funktion des Amplitudenverhältnisses (twist) ist wie in Fig. 4 gezeigt. Fig. 4 zeigt den wohlbekannten "Auslösch-Effekt", bei welchem das größere Signal das kleinere Signal dominiert.

In Fig. 4 ist die Amplitude des Signals F bezüglich des Signals F als Verhältnis entlang der Abszisse aufgetragen. Die Abszisse oder vertikale Achse enthält das Ausgangssignal, wobei die Amplitude von F₁ verglichen wird mit der Amplitude von F , ohne daß das Signal F₂ vorliegt. Wie klar zu sehen ist, flacht diese Kurve hinter dem Punkt 60 ab. D.h., wenn die Amplitude von F₁ die Amplitude von F„ um einen Faktor von 4 übertrifft, ist die Amplitude von F₁ das einzige vorliegende dominante Signal. Das verbleibende Signal F₂ wird ununterscheidbar und somit verschluckt.

Um dies zu umgehen, wird ein Vorteil gezogen aus dem vorgeschriebenen Verhältnis zwischen den gepaarten Signalen, wie dies bereits vorher unter Bezugnahme auf Fig. 2 festgesetzt wurde. Erinnert man sich an die Darstellung von Fig. 2, so soll das Verhältnis, über welches die Eingangssignale bei

variierten , DTMF-Typ-I-Empfängern (Af.,/Af. )/ zwischen +4 dB und -8 dB sein.

η Jj

Der Bereich von Ausgangssignalen für diesen Eingangssignalbereich ist ungefähr 16 dB.

- 14 -

Da der Empfänger antworten muß auf ,Frequenzen, die

innerhalb von 1,5% des Nennwertes sind, und nicht auf

\
solche die weiter weg als 3,5% vom Nennwert sind, und da er außerdem die Antwort innerhalb von 40 ms bestimmen muß, tritt ein ernsthaftes Problem auf beim Filteraufbau. Wenn aber die Bestimmungsschwelle anpaßbar gemacht ist, um den 16 dB-Bereich des Eingangspegels zum Filter anzupassen, wird der Aufbau erheblich vereinfacht.

Die Lösung ist, .16 Digitalfilter einzubauen, 2 für jede der 4 niedrigen Frequenzen und 2 für jede der 4 hohen Frequenzen. Für jede der Frequenzen ist einer der Digitalfilter ein Schmalbandfilter und einer ein Breitbandfilter. Wenn das Ausgangssignal jedes Schmalbandfilters die Leistung bei der Nominalfrequenz über M Zyklen ist, und das Ausgangssignal jedes der Breitbandfilter die Leistung bei

M
der Nennfrequenz über -z Zyklen, können acht normierte Ausgangssignale berechnet werden.

^F1w ^{+ F}2w ^{+ F}3w ^{+ F}4w

wobei i = 1, 2, 3, 4 der Index der Frequenzen in der "niederen" Gruppe ist.

^F5w ^{+ F}6w ^{+ F}7w ^{+ F}8w wobei i = 5, 6, 7, 8 der Index der Frequenzen in der "höhen" Gruppe ist.

- 15 - EPOCOPY

Der Index bezeichnet die Frequenz und "n" bedeutet schmal "w" breit. F. ist die Ausgangsleistung des .ten Filters.

Es soll jetzt ein Entscheidungskriterium P. bestimmt werden, ob ein spezifischer Ton i (1 <c i < 8) am Eingang vorliegt: Wenn das Verhältnis Θ. größer als eine Konstante R ist, dann soll P. = 1 gesetzt werden, sonst P. =

0.

Wenn aber zwei Θ. in der gleichen Gruppe (niedrige oder hohe) vorliegen, deren Ausgang >R ist, wollen wir keines der P. auf 1 setzen. Die Entscheidung basiert auf dem Erfordernis, daß nur eine Frequenz in der niedrigen Gruppe vorliegen soll und nur eine Frequenz in der hohen Gruppe.

Für den vorliegenden Zweck wurde ein Wert von R = gefunden, der praktisch in allen Fällen Fehltreffer von echten Treffern trennt.

Der Wert 14 Zyklen und 7 Zyklen (für Schmalband- und Breitbandabtasten) wurde gewählt für M und ^, da 14 Zyklen ausreichend sind, daß eine 3,5%-Abweichung in nebenliegende Frequenzbänder übergeht, und daß der gewünschte Bandpaßfilter erreicht ist. Auf der anderen Seite dauern 14 Zyklen bei 697 Hz (die niedrigste Frequenz) ungefähr 20 ms, was erlaubt,

- 16- -

EPO COPY fö

daß ,gültige Tonintervalle durch zwei aufeinanderfolgende 20ms-Perioden umfaßt werden, und ^.mmer noch die _+1 ,5% Frequenzauflösungserfordernisse erfüllen.

Die vollen Entscheidungskriterien sind folgende: Wenn ein und nur ein Niederfrequenzausgangssignal P. = 1 für zwei aufeinanderfolgende 14 Zyklenperioden auftritt, und wenn während der gleichen Perioden ein und nur ein Hochfrequenzausgangssignal P. = 1 ist, dann wurde ein Tonpaar entdeckt.

Fig. 5A - 5C sind nützlich für das Verständnis, wie bestimmt wird, wieviel Leistung in jedem Frequenzbereich von Interesse ist. Es ist Fachleuten der Signalübertragung gut bekannt, daß eine Methode zur Bestimmung, wieviel Leistung in einem Signal bei (und nahe) einer Frequenz f auftritt, ist, das Signal mit einer Sinuswelle der Frequenz f zu falten. Wie aus Fig. 5A und 5B gesehen werden kann, können diese Signale eine beliebige Phase zueinander aufweisen. Die Leistung ist unabhängig vom willkürlichen Phasenwinkel des Feststellungssignals. Um eine wirklich relevante physikalische Größe (d.h die Leistung) zu erhalten, wird das Suspektsignal mit einer Sinuskurve gefaltet und, gleichzeitig und getrennt davon, mit einer Kosinuswelle. Die separaten Faltungsergebnisse werden

- 17 -

EPO COPY

quadriert und addiert. Da die eine Faltung,z.B. cosi und die andere Faltung, z.B. sin((>, von der willkürlichen Phase <J> abhängt, wird durch Quadrieren, Summieren und Benutzen der trigonometrischen Gleichung sin²<f>+cos²£=1 erreicht, daß das Ergebnis unabhängig vom willkürlichen Phasenwinkel cj> ist.

Die Faltung umfaßt eine Multiplikation des Signals mit dem Sinus oder dem Kosinus und eine Integration dieses Produkts über eine bestimmte Zeitlänge. Eine Multiplikation ist aber aufwendiger als eine Addition. Erfindungsgemäß wurde ein Weg gefunden, die gleichen Faltungsergebnisse nur durch Addieren und Subtrahieren zu erreichen.

Das Verfahren umfaßt die Benutzung von Rechteckkurven anstelle von Sinus- und Kosinuskurven. Fig. 3 zeigte, daß eine Rechteckwelle eine fundamentale Frequenzkomponente, sowie eine dritte, fünfte usw. Harmonische enthält. Das DTMF-System ist so aufgebaut, daß die dritte Harmonische der untersten Frequenz (697) größer ist als die höchste Frequenz (1633). Da dieses Störsignal außerhalb des interessierenden Bereichs ist, kann eine Rechteckkurve mit der gleichen Frequenz wie die fundamentale Frequenz benutzt werden, um völlig zufriedenstellende Ergebnisse zu erhalten.

- 18 -

EPO COPY §

Es soll festgestellt werden, daß dieses Verfahren mit jeder Funktion arbeitet, welches die gleiche Frequenz wie die fundamentale'hat und welche bestimmte Symmetrieeigenschaften hat .γ D.ie Symmetfieanf orderungen sind, daß das Signal symmetrisch um den Startpunkt, um die Viertelperiode, Halbperiode und Dreiviertelperiode des Zyklus sein muß. Dies kann am besten an speziellen Beispielen gezeigt werden. Der erste Zyklus der Rechteckkurve von Fig. 5B weist eine solche Symmetrie auf.

Beginnend von der vertikalen Linie, wobei +1 rechts liegt, ist die Kurve symmetrisch um den Startpunkt (ungerade), um den Viertelperiodenpunkt (gerade), um den Halbzykluspunkt (ungerade) und um den Dreiviertelzykluspunkt (gerade). Das gleiche gilt für eine Sinuswelle oder eine Dreieckskurve. Die Rechteckkurve arbeitet für eine willkürliche Anzahl von Abtastpunkten pro Zyklus. Der Einfachheit halber wird die Erklärung gegeben mit einer Rechteckkurve und vier Abtastpunkten pro Zyklus.

Fig. 5A zeigt ein Suspektsignal, welches digitalisiert wurde. Fig. 5B und 5C zeigen eine "Sinus"- und eine "Kosinus-" welle, die jeweils die gleiche Frequenz, Phase und Amplitude haben. In jeder der Wellenformen von Fig. 5A - 5C sind die Abtastpunkte angedeutet. Diese Abtastpunkte sind als A, B, C, D bezeichnet und dann bei der Wiederholung A¹, B¹, C, D¹ , A" , usw. .

- 19 -

EPOCOPY J§

3436023

Es soll angenommen werden, daß die von Fig. 5A den Wert a bei A, b bei\ß, c bei C, und d bei D hat. Man kann aus Fig. 5B sehen, daß das Vorzeichen der Sinuswelle den Wert;+1 bei A, +1. bei B, -1 bei C und -1 bei D hat. So erhält man, wenn das Suspektsignal Punkt für Punkt mit dem Vorzeichen der Sinuswelle multipliziert wird, +a bei A, +b bei B, -c bei C und -d bei D. Wenn diese Werte summiert werden erhält man (a + b - c - d) für den ersten Zyklus. Diese Summe wird für eine vorbestimmte Anzahl von Zyklen wiederholt.

Das gleiche wird mit dem Vorzeichen des Kosinus zum gleichen Zeitpunkt gemacht. Man kann aus Fig. 5C sehen, daß das Vorzeichen der Kosinuswelle die Werte +1 bei A, -1 bei B, -1 bei C und +1 bei D hat. Wenn wir also das Suspektsignal Punkt für Punkt mit dem Vorzeichen der Kosinuswelle multiplizieren, erhalten wir +a bei A, -b bei B, -c bei C und +d bei D. Wenn diese summiert werden, erhält man (a - b - c + d) für den ersten Zyklus. Diese Summe wird für eine vorbestimmte Anzahl von Zyklen wiederholt.

Es soll festgestellt werden, daß die benötigte Faltungsinformation in den Zahlen a-c und b-d enthalten ist. D.h. die Sinusfaltung ist (a-c)+(b-d) und die Kosinusfaltung

- 20 -

EPO COPY

(a-c)-(b-d). Durch Ausnützung dieses Faktums können die Berechnungsstufen um einen Faktor 2 herabgesetzt werden.

Es soll angenommen werden, daß die Faltungsfunktion (z.B. das Vorzeichen von sin(2nf-t)) aufgeteilt wird in vier gleiche Viertel in der Zeit, wie dies in Fig. 5 getan wurde. Es soll eine gleichförmige Abtastrate des Suspektsignals angenommen werden. Jeder Wert, der während der Beobachtungszeit gemessen wurde, wird in einem von zwei Akkumulatoren akkumuliert, wobei zwei für jede diskrete Frequenz vorgesehen sind, z.B. eine Gesamtzahl von 16 Akkumulatoren für die 8 Touch-Tone-Frequenzen. Jeder Wert des

Suspektsignals, die während des ersten Viertels der FaI-tungsfunktionsperiode abgetastet werden (z.B. Abschnitt A in Fig. 5) wird zum ersten Akkumulator addiert. Jeder Wert, der während des zweiten Viertels des Zyklus abgetastet wird (z.B. Abschnitt B in Fig. 5) wird zum zweiten Akkumulator addiert. Jeder während des dritten Viertels des Zyklus abgetastete Wert (z.B. Abschnitt C in Fig. 5) wird vom ersten Akkumulator abgezogen. Jeder Wert, der während des vierten Viertels des Zyklus abgetastet wird (z.B. Abschnitt D in Fig. 5) wird vom zweiten Akkumulator abgezogen. Man kann sehen, daß jeder abgetastete Wert nur in einem der beiden Akkumulatoren akkumuliert wird.

- 21 -

EPO COPY

Wie bereits vorher erwähnt benutzt die erfindungsgemäße Methode die Faltung des Suspektsignals mit einer "Sinus" und einer "Kosinus" Funktion. In der folgenden Beschreibung bedeutet "Sinus" und "Kosinus" jeweils das Vorzeichen des Sinus und das Vorzeichen desv Kosinus. Durch Summierung des Quadrats dieser beiden Faltungen ist die berechnete Leistung unabhängig von Phasenwinkel zwischen dem Suspektsignal und den faltenden Sinus-und Kosinusfunktionen. Diese Sinus und Kosinusfaltungen werden wie folgt aus den Informationen in den Akkumulatoren erhalten. Akkumulator 1 enthält (a-c) Akkumulator 2 enthält (b-d). Die Sinusfaltung ist die Summe der Inhalte der Akkumulatoren 1 und 2. Die Kosinusfaltung ist die Differenz zwischen dem Inhalt des Akkumulators 1 und dem des Akkumulators 2. Die Summe des Quadrats dieser beiden Faltungen wird dann addiert. Das bedeutet die Summe der Quadrate der "Sinus"- und "Kosinus"-Faltung ist:

[(a-c) + (b-d)] ^a + [(a-b) - (b-d)] ² Es ist aber leicht zu zeigen, daß dies gleich ist: 2 [(a-c)² + (b-d)²]

Es ist also unnötig die Inhalte der Akkumulatoren vor dem Quadrieren zu addieren oder zu subtrahieren. Wenn die Summen (a-c) und (b-d) einmal in ihren jeweiligen Akkumulatoren akkumuliert sind können die Inhalte jedes der Akkumulatoren quadriert werden und dann zueinander addiert werden.

- 22 -

EPOCOPY

Die Zahl,die so erhalten wird, ist direkt repräsentativ für den Wert der Leistung,die im Suspektsignal bei und um die Faltungsfunktionsfrequenz vorhängen war.

Dieses Verfahren der Frequenzfeststellung enthält ein Vergleichen der Leistung durch ein Schmalbandfilter, das auf die Frequenz zentriert ist (z.B. eine der Touch Tone-Frequenzen) mit der Leistung in der Gruppe von Frequenzen, (z.B. der "hohen" oder "niedrigen" Gruppe). Dieses Verfahren kann mit oder ohne physikalisch getrennte' Filtern durchgeführt werden. Ohne physikalisch getrennte Filter ist die Schmalheit der Filter umgekehrt proportional zur Zeitlänge über welche das Suspektsignal abgetastet wird. Eine infinitivmale Abtastzeit liefert komplette Ungewißheit über die Frequenz, d.h. ein infinitiv breites Filter. Ein unendlich langes Abtasten liefert eine komplette Gewißheit über die Frequenz, d.h. ein extrem schmales Filter.

Wenn der erfindungsgemäße Empfänger mit einem DTMF Touch Tone-System verwendet wird,liefert ein Abtasten über sieben Zyklen ein angemessen breites Bandfilter. Ein Abtasten für 14 Zyklen liefert ein geeignetes Schmalbandfilter. Die folgende Prozedur wird für jede der Frequenzen verwendet, die entdeckt werden sollen (acht in Touch Tone). Das Suspektsignal wird über eine vorbestimmte Anzahl von Malen pro Zyklus für sieben Zyklen abgetastet. Der Wert des Suspektsignals wird akkumuliert in den Akkumulatoren gemäß den

~ ²³ ~ copy

vorangegangenen Instruktionen. Die Werte in den Akkumulatoren werden nach 7 Zyklen gespeichert, die Akkumulatoren gelöscht und 7 weitere Zyklen akkumuliert. Um die Leistung durch die Schmalbandfilter zu erhalten, wird nur der Wert im Akkumulator der letzten 7 Zyklen addiert zu dem gespeicherten Wert von den ersten 7 Zyklen und dann die Summe quadriert. Es wird dann ein Vergleich durchgeführt zwischen der Leistung durch das Schmalband zu der Leistung durch alle Breitbandfilterausgänge in der Frequenzgruppe. Wenn dies Verhältnis größer als eine bestimmte Zahl ist (.8 im vorliegenden System), dann wurde ein Ton entdeckt.

Was das "Gauss"sehe Rauschen angeht, so enthält die Spezifikation für Typ I Empfänger eine korrekte Erkennung bei Anwesenheit von "Gauss"schem Rauschen mit Signalfrequenzen bei der Nennfrequenz und gleicher Amplitude mit einem weißen Rauschen von 0 bis 3 KHz 15 dB unter jedem Signal.

Wenn drei Frequenzen in den Komperator eingegeben werden, von denen zwei gleiche Amplituden haben und die dritte 15 dB unter den anderen, liegt das Ausgangssignal des Komperatore bei der dritten Frequenz 15 dB unter den Ausgangssignalen der anderen beiden. Da das Rauschen über das gesamte 0 bis 3 KHz Band verteilt ist, verursacht es keine signifikante Fehlerquote.

- 24 -

Die Spezifikationen des Impulsrauschtests zeigen einen Peakwert des Impulses von .200 Volt. Wenn dies eine Einzelfrequenzsinuskurve dieser Amplitude war, wäre ihr Pegel -29.5 dBm_f oder 0.5 dB unter der Amplitude jedes der Signale im Teat. Impulsrauschen mit dieser Amplitude dürfte keine signifikante Fehlerquote zur Folge haben.

Was die Wähltöne angeht, so. gibt es ein Problem·. Der Empfänger muß auch bei Anwesenheit von Wähltönen von 350 Hz und 440 Hz arbeiten. Die dritte Harmonische von 440 Hz liegt im erlaubten Band von 133& Hz £ I.5 $ und ist ein potentielles Problem. Es liegen aber 350 Hz und 440 Hz gleichzeitig vor und die dritten Harmonischen aus dem Komperator liegen ungefähr 20 dB unter den Fundamentalamplituden, anstelle von 10 dB, dem Falle, wenn nur eine Frequenz vorliegt. Es gibt auch einen Überlagerungseffekt (heterodyne effect), welcher Komponenten erzeugt mit den Frequenzen 350 Hz + 440 Hz +f und 350 Hz

und 440 Hz -f . Es gibt einige Signalfrequenzen f bei denen

S S

diese Überlagerungsfrequenz ins erlaubte Band einer anderen Signalfrequenz fällt. Dieser Effekt ist schlimmer, wenn die 35O Hz und 44O Hz die gleiche Amplitude haben. Das Maximalverhältnis jeder dieser Amplituden zur Signalamplitude ist 12 dB. Wenn das Verhältnis so groß ist, ist das Verhältnis der Originalfrequenzsignale zum Überlagerungssignal aus dem Komperator nur 5 dB. Dies ist kein ausreichender Abstand für einen zuverlässigen Betrieb. Eine Abschwächung der Wähltonamplitude durch einen oder mehrere Hochpaßfilter

- 25 -

COPY f

mit einem Pol bei 1000 Hz liefert keine zuverlässige Entdeckung bei Anwesenheit des maximal erlaubten Twist. Die Implikationen dieses Fehlers werden weiter unten diskutiert.

Wie oben bemerkt, kann die Einbitlösung bei Anwesenheit des Wähltones die BTMF Töne nicht einfangen. Speziell heißt dies, wenn Wähltöne vorliegen mit einer relativen Amplitude von 5·6 (der maximal erlaubten), und wenn die tiefe und hohe Frequenzen jeweils Amplituden von 1 und 1,6 haben, wird die tiefere Frequenz häufig durch die Wähltöne überdeckt. Andererseits ist die oben erwähnte Einbitnäherung ideal, wenn vorher bekannt ist, daß kein Wählton vorliegt mit einer Amplitude größer als eine der DTMF Frequenzen.

TJm das allgemeine Problem von Typ I Empfängern zu lösen, wird ein Analogdigitalkonverter benötigt, dessen dynamischer Bereich den Bereich der spezifizierten Eingangssignale überdeckt. Es wird eine zusätzliche Technik verwendet, um Wähltöne zu unterdrücken. Die Einbitmethode von oben ist äquivalent zur Benutzung eines Rechteckfensters, welches M Zyklen brett ist, um das Eingangssignal zu untersuchen. Solch eine Lösung hat einen sin (x)/x Spektralfrequenzgang um jede Zentralfrequenz. Um die Amplitude von Störantworten an den Keulen (lobes) des FensterB abzuschwächen, wird anstelle eines Eechteckfensters ein angehobenes Kosinusfenster verwendet. Mit anderen Worten, wenn das Fenster M Zyklen über-

- 26 -

deckt, wird das Eingangssignalh (t) multipliziert mit [cos(2nf.t/M + π) + 1] _t bevor integriert wird. Die Wirkung ist, daß die Leistung an den \Kanten des Fensters gedämpft wird, wodurch die Störfrequenzen überproportional reduziert werden. "';

Bei Benutzung der Lösung mit geformtem Fenster wird ein

M Zyklusfenster für jede Frequenz verwendet, um Schmalband-

leistung zu erfassen, und die mittleren -r Zyklen,um Breitbandleistung zu erfassen.

Es soll I (t) das Einganssignal sein, welches L mal pro Zyklus für jede Frequenz abgetastet wird. Es sei

H_iN(t) = cos(2Hf₁t/M + π) + 1

der Schmalbandformungskoeffizient, und es sei H_iw(t) = cos (2Kf₁V(Jf) + π) + 1

der Breibandformungskoeffizient. Dann werden wie vorher definiert:

^SiN =_rY^(t) Bin(2nf_it)H_lN(t)

L-M

- 27 -

EPO COPY

JS

^ciN =_Ty^{(t) cos}(2^i

L'M

als Schmalbandfilter \ind

^SiW = ²M ^I(t) sin(2nf_it)H_iw(t)

und

^ciW ⁸Λ ¹^) 00Β(2π_ν>Η_ίν(ΐ)

als Breifbandfilter. Die Entscheidungsverhältnisse θ. werden definiert wie oben. Es muß "berücksichtigt werden, daß diese Verhältnisse theoretisch vier mal ihr vorheriger Wert sind, da die Breithandfilter nur die Hälfte lang Zyklen überdecken.

Zum Durchführen der η-hit Methode wird ein Synchrondetektor wie oben verwendet. Anstelle der vollaufgelösten angehobenen Gosinusfunktian wird eine Vierstufenfunktion verwendet. Anstelle von sin(2nf-t) und cos(2nf .t) wird eine Einzeltabelle von L Werten verwendet, von denen jeder eine ganze Zahl von -4 bis +4 ist. Die Zahl 4 wurde gewählt, da die Verwendung einer größeren ganzen Zahl und damit einer besseren Auflösung die Ergebnisse nicht signifikant verbessert hätte.

Um Töne zu erfassen, die nicht präzise in das Abtastfenster fallen, werden gleichzeitig zwei Feneter gefahren,

- 28 -

EPOCOPY g

die exakt um ein halbes Fenster'außer Phase sind. Die Benutzung der diskreten Formungsfunktion macht dies besonders bequem. \

Was die Werte der Parameter η (Anzahl der Bits der Analogdigitalkonversion), und L (Anzahl der Abtastvorgänge pro Zyklus) angeht, müssen weitere Durchführungsspezifikationen abgewartet werden. Es wurde ausprobiert η = 4 und 8 gleichzeitig mit L = 4 und 8 (in allen Fällen wurden M = 32 Zyklen benutzt). Es können Werte von η und L ausgewählt werden, um spezifische Ausführungspegel zu erreichen. Die Auswahl beeinflußt natürlich die Hardwarekosten.

Der Analog-zu-Digitalkonverter muß 3000 L Konversionen pro Sekunde durchführen können.

Für jede Frequenz i, erfordern die Berechnungen von S._N und C._M Ιι·Μ·2 Multiplikationen pro Abtastfenster, ohne Formung. Tatsächlich ist jede Multiplikation die eines digitalisierten Wertes I (t) mit einer kleinen .Ganzzahligen und kann am besten durch wiederholte Addition durchgeführt werden. Dies liefert einen Durchschnitt von Ι·Μ·2·2 Additionen pro Abtastfenster.

Die Fig. 6b und 6C sind Darstellungen geeigneter Abtastfenster, die die Formungskoeffizienten gegen den Zeitindex j zeigen. Dies geht am besten, wenn M so gewählt wird,

- 29 - EPO COPY

daß es ein Vielfaches von 16 ist (z. B. M = 32 Zyklen pro Fenster). Die Formungsfunktion H wurde verzerrt, so daß sie gleich beabstandete Schritte für gleiche Zeitperioden besetzt.

Jeder Wert von j überdeckt dann eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen und wird auch überdeckt von einem einzelnen Wert von H, sowohl für das Breitbandfilter als auch das Schmalbandfilter. Venn die Summen £ I(t) sin(2nf-t) und Σ I(t) cos(2nf-t), akkumuliert werden, muß deshalb nur mit H(t) bei geraden ganzzahligen Werten von j multipliziert werden, um S.„ und C,_N zu bilden, und bei mittleren ganzzahligen Werten von j, um S,,. und C... zu bilden. Benutzt man wieder das Prinzip der wiederholten'Addition so addiert die Formung zwei (2·8 +1·8+ 2·8 + 1·8) = $6 Additionen pro Abtastfenster. Werden zwei Fenster außer Phase miteinander betrieben, so liefert das weitere 96 Additionen pro Fenster.

Um Zusammenzufassen, erfordert die Berechnung von S.^, C.„, S.„ und C.„ 4L-M + 192 Additionen pro Abtastperiode. Für L =

XW XW

lind M = 32 liefert dies 1216 Additionen pro 45 Millisekunden p_ro Frequenz, oder 216177 Additionen pro Sekunde. (M ist ganz klar unbedeutend für diese Berechnung).

Die Erfordernisse an den Speicher sind wie folgt: Für jede Frequenz i zwei Akkumulatoren,um 2 I(t) sin(2nf-t) und

- 30 - EPO COPY

'."· ■ " Σ I(t) cos(2rtf-t) zu halten, 4 Akkumulatoren, um S.„, C._w, S,_w und C._y zu halten plus 4 weitere, um die Außerphasenfilter zu halten. Dies summiert sich zu 80 Akkumulatoren, von denen jeder typischerweise 16 Bit breit ist.

' Wiederum in Fig. 1 können die Einzelheiten der Synchronisation und Steuerung ersehen werden. Typischerweise ist ein 8 MHz Taktgeber 1OQ mit 9 Teilern 101 bis 109 verbunden. Erinnert man sich, daß der Taktgeber mit 8 MHz betrieben wird, so kann der ganzzahlige Wert der Teiler als digitale Signale 10" berechnet werden, die vom Analogdigitalkonverter A freigegeben werden. Es soll festgestellt werden, daß die Taktraten, die vom Systemtaktgeber 100 kommen, den Z-80 Chip der Zilog Corporation of Cupertino, California antreiben.

Die Kurzzeitspannenfilter JO, 40 und die Langzeitspannenfilter 32, 42 sind Teiler wie die Teiler 74, 92 von Texas Instruments Corporation of Dalls, Texas. Der Analog-zu-Digitalkonverter A kann ein National Semiconducter ADC 0801 sein, der von National Semiconducter Corporation of Santa Clara, California hergestellt wird.

Fachleute werden sehen, daß die Teiler jeder programmiert sein müssen mit einer Ganzzahldivision, die durchgeführt werden muß. Der Wert der Ganzzahldivision für jede der Frequenzen ist in Fig. 1 gezeigt. Eine Abtastberechnung, wie diese Werte bestimmt werden, kann diskutiert werden.

Eine Teilung kann gemacht werfen für den Rest der offenbarten Schaltung. Z. B. wird unter Berücksichtigung des 941 Hz Ausgangs ein Divisionswert von 1O6j5 bestimmt'mit einer Opti-

\ malfrequenz von 940,73» welche die tatsächliche untersuchte

Frequenz ist. Da dies gut innerhalb der Systemtoleranzen liegt, ist der ganzzahlige Vert, der hier gewählt wurde, mehr als zufriedenstellend. Die restlichen Teilerraten sind in der Figur gezeigt.

Es kann also gesehen werden, daß jedes der Filterbänder in der Wirkung getort gesteuert ist mit der gewünschten digitalen Frequenz. Wenn die hier offenbarte Einbitmultiplikation verwendet wird, wird im Betrieb jedes der Bits im gewünschten Akkumulator akkumuliert, summiert und im oben beschriebenen Verhältnis verglichen und untersucht durch Vergleich mit den Schwellenausgängen ihrer Signale.

Das Aufsummieren der hier offenbarten Kosinusfenstersignale ist ähnlich. Im Falle der Sinus-und Kosinusfunktionen des Kosinusfensters werden die Bits gleichzeitig zu getrennten Akkumulatoren innerhalb des Zilog Chips geschaltet. So sind für jede diskrete Frequenz zwei Filter vorgesehen, um die Sinus- und Kosinusfunktion zu halten, 4 Akkumulatoren, um die Fensterfunktion zu halten und 4 weitere, um die Außerphasenfilter zu halten. Liegen zehn Filter für jede diskrete Frequenz vor und 8 separate Frequenzen, so summiert sich dies zu 80 Akkumulatoren, wobei die offenbarte Synchronisation

EPOCOPY Sk

- 32 - -

3436028

und Steuerung ausreichend ist für die Schaltung innerhalb des gesamten Systems.

\ Portfahrend ist im Folgenden ein Abtastcomputerprogramm

in Basic dargestellt:

1000 DEF FNQ(S)

1020 IF S>0 THEN RETURN (INT(M5xS)+l)/M4 ELSE RETURN INT(M5xS)/M4

1040 FNEND

1060 K9=8
1080 DEF FNT(X) 1100 IF ABS(X)<.001 THEN RETURN 0 ELSE RETURN SGN(X) 1120 FNEND

1140 DIM X(10),Y(10)\REM X=NUMERATOR,Y=INDEX 1160 F0$="DATA39,2" 1180 DIM Sl(IO),Cl(IO),S2(10),C2(10),U6(10) 1200 REM Sl HOLDS SUM SINxSIN 1220 REM Cl HOLDS SUM COSxSIN 1240 REM S2 HOLDS FORMER SUM SxS

1260 REM C2 HOLDS FORMER SUM CxS 1280 REM U6 COUNTS OUT 8xN CYCLES '1300 DEF FNC(F) 1320 IF Fl=O THEN RETURN 1/SQRT(I+(P5 /F)A2) ELSE RETURN 1340 FNEND

1360 IF FILE (F0$)> 0 THEN DESTROY F0$\REM DELETE THE OLD FILE IF THERE IS ONE

1380 CREATE F0$,3\REM 22 BLOCKS NEEDED FOR 48 CASES 1400 OPEN # l,F0$ 1420 DIM Hl$(80),H2$(80),H3$(80),H4$(80) 1440 H1$="TEST 37 10/4/79 SYNCHONOUS TEST WITH VARIOUS PROBLEMS" PRESS RETURN TO CONTINUE

1460 H2$="A COUNTER AT 233554 HZ GETS DIVIDED TO MAKE S8 FREQS, AT EVERY HIT"

1480 H3$="A 233554 COUNTER GETS DIVIDED BY S8, AND PARTAILS EVERY L5 CYCLES" 1500 H4$="VARIABLES PRINTED ARE F7,F8,NO,CO,AO(SLOP FREQ)" 1520 WRITE #1,Η1$,Η2$,Η3$,Η4$ 1540 DIM A(IOhF(IOhS(IO), C(IO)₇PO(IO)^o(IO)₇NS 1560 OPEN #2,"GAUSSNS,2" 1580 FOR I=I TO 100\READ#2,N8(I)\NEXT I\REM READ GAUSSIAN NOISE

1600 CLOSE #2 1620 REM A=ANS,F=FREQ,S,C=SIN,COS,PO,TO ACCUM TIMES

copy.

- 33 -

1640 F(0)=1067\REM FREQ IN MIDDLE OF BAND 1660 F(l)=697\F(2)=770\F(3)=0852\F(4)=0941\REM LOWER

FREQUENCIES

1680 F(5)=1209\F(6)=1336\F(7)=1477\F(8)=1633\REM HIGHER FREQUENCIES

1700 F(9)=350\F(10)=440\REM DIAL TONE FREQS 1720 M1=-1\P=3.1415926\REM CONSTANTS 1740 DIM U(IO),Ul(IO),U2(16),U3(16),U4(10) 1760 DIM V6(500)\REM MAXIMUM SIZE =S8xL5 1780 DIM S3(10),C3(10)\REM HOLDS NARROW BAND STUFF IN

THE MIDDLE
1800 REM U2 HOLDS SINE MULT SEQ (++++ ), U3 HOLDS

COS(++ ++)

1820 REM U4 POINTS TO U2 AND U3
1840 FOR K7=l TO 4 STEP 3
1860 FOR K8=8 TO 5 STEP -3
1880 FOR NO=O TO 0\REM NOISE LEVEL 1900 FOR W=I.6 TO 1.6 STEP 1.0\REM POSSIBLE TWISTS PRESS RETURN TO CONTINUE
1920 FOR AO=O.0 TO 5.6 STEP 5.6\REM POSSIBLE DT AMPS 1940 FOR Fl=I TO 1 STEP -1\REM IF 0 THEN UNFILTERED WLSE

FILTERED

1960 FOR P5=1000 TO 1000 STEP 1000 1980 FOR CO = .035 TO .015 STEP-.02\REM POSSIBLE SLOPS 2000 FOR C2=l TO 1\REM APPLY SLOP TO LOWER THEN HIGHER 2020 C3=1-C2\REM IF C2=0 THEN NO LOWER SLOP 2030 C3=l
2040 F7-F(K7)x(l+C0xC2)+0\F8=F(K8)x(l-C0xC3)-0\REM ACTUAL

FREQUENCIES TIMES

2060 M7=FNC(F7)\M8=FNC(F8)\REM ATTENUATED AMPS 2080 FOR T5=.193 TO .193\REM TOTAL TIME 2100 FOR L5=30TO40 STEP10\REM # CYCLES 2120 FOR S8= 4TO 4 STEP 4\REM # SAMPLES PER CYCLE 2140 V2=L5xS8\REM # POINTS TO KT DOWN 2160 FOR I=I TO V2\V6(I)=INT(2x (COS((Ix2xP)/V2+P)+l))\REM

MULT BY COS FCN
2170 NEXT I

2180 V3=V2x.25\V4=V2x.75
2200 M6=FNC(435)\M9=FNC(435)
2220 FOR M3=4 TO 4 STEP 4\REM # A-2-D PLACES 2240 M4-2A(M3-1)\REM MAXIMUM VALUE IN ONE POLE 2260 M2=A0x(M6+M9)+M7+M8xW
2280 M5=M4/M2\REM PARTS OF RANGE 2300 FOR S9=l TO S8\X=2xPxS9/S8\REM GENERATE SIN PATTERNS 2320 U2(S9)=SGN(SIN(X))\U3(S9)=SGN(COS(X))\NEXT S9 PRESS RETURN TO CONTINUE

2340 S0=2335549xS8\REM SAMPLING FREQUENCY, HERTZ 2360 S1=1/SO\REM SAMPLING PERIOD, SECONDS

EPO COPY

- 34 -

HO

2380 FOR K=I TO K9\U(K) = INT(S0/(F(K)XS8.)+. 5 )\REM KTS TO FREQx8

2400 Ul(K)=U(K) \NEXT K 2420 N=T5/S1\REM # POINTS ι

2440 D=2xPxSl\REM 2 PI DELTA T
2460 D7=DxF7\D8=DxF8\REM 2 PI DT FREQ 2480 D6=Dx345\D9=Dx435\REM 2 PI DIALTONE

2500 FOR K=I TO K9\REM INITIALIZE COUNTERS 2520 A(K)=0\S(K)=0\C(K)=0\TO(K)=0\$1(K)=0\S3(K)=0\C(K)=0 2540 P0(K)=F(K)xD\REM 2 x PI X DT X FREQ 2560 NEXT K

2580 !\!\!\FOR R=I TO 16\! "xxxx",\NEXT R\!\!\!

2600 IF Fl=I THEN !" UNFILTERED" ELSE !" FILTERED"

2620 !" ",M3," BIT A-TO-D"

2640 !" SHAPED RAISED COSINE WINDOW, 4 DESCRETE STEPS" 2660 T7=0\T8=0\REM RUNNING SUMS OF D7,D8

2680 T6=0\T9=0\REM DIAL TONE T

2700 Rl=0\R2=0\R3=0\R4=0\N2=RND(-l)\REM WINDOW FILTER 2720 !¹¹LS=^LS," S8=",S8," F7=" ,%6F0,F7," F8=",F8, 2740 !» CO=^CO," NO=" ,NO," AO=", AO," W=", W," P5=»,P5 2760 REM MAIN LOOP FOLLOWS. FOR EACH TIME T\

2780 REM "DIGITIZE" (COMPUTE V2= SGN (SIN (2 PI F7 DT) + W X SIN (2 PI F8 DT))

PRESS RETURN TO CONTINUE

2800 REM S(K)= SUM (V2xSIN(F(K)x2 PI DT))

2820 REM C(K)= SUM V2 X COS F(K) X 2 PI DT

2840 REM START OF MAIN LOOP

2860 FOR K=I TO K9\IF K=K7 THEN !%7F0,F7,\IF K=K8 THEN «%7F0,F( 2880 IF KOK7 AND K<>K8 THEN !" ", \NEXT K\ !

2900 FOR K=I TO K9\!%F0,F(K),\NEXT K\! 2920 1=0

2940 Q=1\REM INITIALIZE FLIP/FLOP

2960 FOR K=I TO K9\U6(K)=L5xS8\U4(K)=0\NEXT K\REM INIT # PTS PER CHAN

2980 FOR Z=I TO S0\REM DUMMY LOOP
3000 U8=1\REM FIND MINIMUM KT LEFT

3020 FOR K=I TO K9\IF U1(K)<U1(U8) 3040 U7=U1(U8)\REM LESST # LEFT 3060 I=I+U7

3080 Nl=RND(0)xl00.+l
3100 R1=R2\R2=R3\R3=R4\R4=N8(NI)\N2=(R1+R2+R3+R4)x.25 3120 FOR K=I TO K9\U1(K)=Ul(K)-U7\NEXT K 3140 K=U8\U1(K)=U(K)\U6(K)=U6(K)-1\REM ONE FEWER POINT TO DO 3160 U5=U4(K)+1\IF U5>S8 THEN U5=1\U4(K)=U5 3180 Vl=M7xSIN(D7xI)+M8xSIN(D8xI)xW+N2xN0x3.5/4 3200 IF AOOO THEN Vl=Vl+A0x(M6xSIN(D6xI)+M9xSIN(D9xI))

3220 Vl=FNQ(Vl)\V5=U6(K)+l\V2=VlxV6(V5)

3240 C(K)=C(K)+V2xU3(U5)

THEN U8=K\NEXT K

EPO COPY

PRESS RETURN TO CONTINUE 3260 S(K)=S(K)+V2xU2(U5) 3270 IF V5>= V3 AND V5<= V4 THENV2=VlxV6((V5-V3)x2+l) 3280 IF V5>=V3 AND V5=V4 THEN S3(K)=S3(K)+V2xU2(U5) 3320 IF V5>=V3 AND V5=V4 THEN C3(K)=C3(K)+V2xU3(U5) 3340 IF K=I AND U6(K)=O THEN GOSUB 3760 3360 IF U6(K)=0 THEN GOSUB 4300\REM START AGAIN 3380 IF I>N THEN EXIT 3440 3400 IF Q=3 THEN EXIT 3440\IF Q=2 AND L5=40 THEN EXIT 3440 3420 NEXT Z 3440 REM

3460 NEXT M3 3480 NEXT S8 3500 NEXT L5 3520 NEXT T5 3540 NEXT C2 3560 NEXT CO 3580 NEXT P5 3600 NEXT Fl 3620 NEXT AO 3640 NEXT W 3660 NEXT NO 3680 NEXT K8 3700 NEXT K7 PRESS RETURN TO CONTINUE 3720 CLOSE #1 3740 END

3760 GOSUB 4300\Q=Q+l\REMIF Q=2 THEN RETURN 3780 FOR K=I TO K9 3800 «%4I,Sl(K),\IF C1(K)>~99 THEN !%3I,Cl(K), ELSE !%3I,-99,\NEXT K\!

3820 FOR K=I TO K9\!%4I,S2(K),

3840 IF C2(K)>-99 THEN !%3I,C2(K), ELSE !"xxx",\NEXT K\! ■ 3860 DEF-FNS(K)=S1(K)A2+O1(K)A2 3880 Ql=(O)\Q2=(0)\REM Ql FOR LOW BAND, Q2 FOR HIGH BAND 3900 FOR K-I TO

3920 Q1=Q1+FNS(K)\Q2=Q2+FNS(K+4)\REM LOAD UP SUMS OF SQUARES

3940 NEXT K 3960 FOR K=I TO K9\REM CALC NUMERATORS FOR ALL BANDS

2980 X(K)=( S2(K))A2+( C2(K))A2 4000 NEXT K 4020 FOR K=I TO 4040 Y(K)=X(K)/Q1\REM INDEX FOR LOWER 4060 !%7F3,Y(K), 4080 REM WRITE #1,Y(K) 4100 NEXT K 4120 FOR K=5 TO 8\REM HIGHER BAND 4140 Y(K)=X(K)/Q2 4160 !%7F3,Y(K), PRESS RETURN TO CONTINUE 4180 REM WRITE #1,Y(K)

4200 NEXT K .

EPO COPY

- 36 -

4220 IF K9=10 THEN «%7F3,X(9)/Ql,X(10)/Ql 4240 !\!
4260 K=I
4280 RETURN
4300 S1(K)=INT(S3(K))\C1(K)=INT(C3(K)) 4320 S2(K)=INT(1 XS(K))\C2(K)=INT(I XC(K)) 4340 REM!TAB((K-I)x7)_/%4I,S1(K),%3I,C1(K) 4360 S(K)=0\C(K)=0
4380 S3(K)=0\C3(K)=0
4400 U6(K)=L5xS8
4420 RETURN
READY

Gemäß Zeilen 3780 und 4420 wird der Filter in Computersprache simuliert.

Der Leser muß anerkennen, daß diese Sprache direkt umgesetzt werden kann, um den offenbarten Zilog 80 Chip zu betreiben. Der Leser wird verwiesen auf das Z-80 Microcomputer Handbook von William Barden, Jr. veröffentlicht von Howard V. Same & Co., Inc. in Indianapolis, Indiana (£ 1978). Unter Bezugnahme auf dieses Werk in Abschnitt II mit dem Titel "Z-80 Software" und spezieller Berücksichtigung von Kapitel 9 kann der Leser oder jeder Fachmann die einzelnen offenbarten Schritte im obigen Programm nehmen und diese in die tatsächliche Maschinensprache des Zilog 80 Chips umsetzen.

Man kann sehen, daß in Übereinstimmung mit der offenbarten Synchronisation Interruptfunktionen in der Zilog 80 hardware vorgesehen sein müssen. Für solche Interruptfunktionen wird

_ 37 _

343602-a

speziell verwiesen auf das Z~|0 Microcomputer Handbook Kapitel 15. Zusätzlich zeigt Kapitel 12 Erfordernisse für Multiplikation und Division für das Kosinusfenster.

Andere Teile des offenbarten Abtastkomputers können leicht verstanden werden. Ein Ainplitudengenerator ist in Zeilen I64O und 2030 vorgesehen. Sinuswellenfunktionen für die Erzeugung der diskreten Frequenzen liegen in der Nähe der Zeilen 2840 biß 3240. Verschiedene Parameter werden in den Filtern in der Nähe der Zeilen 2040 bis 2320 getestet. Eine Wähltonsimulation ist im Bereich der Zeile 248O vorgesehen.

COPY g

- Leerseite ^-

\ ■■-

EPO COPY M

Claims (9)

Patentansprüche 10

1. Verfahren zur Bestimmung'der''Spektralzusammensetzung eines Signals (suspept signal)'bezüglich einer Gruppe von Frequenzen, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte:

a) Durchführen des Signals durch eine Anzahl von parallelen Schmalbandfiltern, welche jeweils auf eine der Frequenzen zentriert sind,

b) Durchführen des Signals durch ein Breitbandfilter, welches die Frequenzgruppe übergreift, und

c) Vergleichen des Ausgangssignals jedes Schmalbandfilters mit dem Ausgangssignal des Breitbandfilters.

EPO COPY

2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch g e k e η η zeichnet , daß der Vergleichsschritt (c) ein Dividieren des Leistungsausgangs eines jeden Schmalbandfilters durch den Leistungsausgang des Breitbandfilters aufweist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekenn zeichnet , daß mindestens einer der Durchführschritte (a) und (b) ein Durchführen des Signals durch ein Digitalfilter aufweist.

4. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekenn zeichnet , daß der Durchführschritt (b) die Unter schritte aufweist :

Durchführen des Signals durch eine Vielzahl von parallelen mittleren Bandfiltern, die jeweils auf eine der Frequenzen der Gruppe zentriert sind;

Summieren der Leistungsausgänge der mittleren Band filter.

5. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekenn zeichnet , daß der Durchführschritt (a) die Unterschritte aufweist:

Abtasten des Signals;

Falten des Signals mit mindestens einer Faltungsfunktion für jede Frequenz über eine ausreichende Zeit-

COPY

dauer, um schmale Bandausgangssignale zu erhalten.

6. Verfahren zum Falten eines Signals (suspect signal) mit quadratischen Sinus- und Kosinuswellen einer bestimmten Frequenz gekenn ze i.chne t durch die Verfahrensschritte :

Abtasten des Signals in einheitlichen Zeitintervallen über mindestens einen Zyklus der vorgegebenen Frequenz;

Addieren des abgetasteten Wertes zum Inhalt eines ersten Akkumulators, wenn der abgetastete Wert während des ersten Zyklusviertels genommen wird;

Addieren des abgetasteten Wertes zum Inhalt eines zweiten Akkumulators, wenn der abgetastete Wert während des zweiten Zyklusviertels genommen wird; Abziehen des abgetasteten Wertes vom Inhalt des ersten Akkumulators, wenn der abgetastete Wert während des dritten Zyklusviertels genommen wurde;

Abziehen des abgetasteten Wertes vom Inhalt des zweiten Akkumulators, wenn der abgetastete Wert während des vierten Zyklusviertels genommen wurde;

Quadrieren des Inhalts des ersten Akkumulators nach dem gesamten Abtasten;

Quadrieren des Inhalts des zweiten Akkumulators nach dem gesamten Abtasten; und
Addieren der quadrierten akkumulierten Werte.

EPO COPY

7.- Vorrichtung zum Bestimmen der Spektralzusammensetzung eines Signals (suspect signal) mit mindestens zwei Suspektfrequenzkomponenten, die jeweils in unterschiedlichen Frequenzgruppen liegen, g e k e η η zeichnet durch :

Eine Vorrichtung zum Empfangen des Signals in analoger Form;

eine Vorrichtung zum Umsetzen des Signals in ein digitales Signal;

eine Vorrichtung zur Erzeugung eines Signals bei jeder der Suspektfrequenzen;

einen ersten und einen zweiten Akkumulator für jede Suspektfrequenz;

eine Steuervorrichtung zum Addieren oder Subtrahieren des Signals zu den Akkumulatoren, wobei das Signal in nur einen Akkumulator pro Abtastpunkt abgelegt wird, wobei im ersten Akkumulator der Wert des Signals nur während der Abtastzeit im ersten und dritten Zyklusviertel bei der Suspektfrequenz addiert oder subtrahiert wird, wobei im zweiten Akkumulator der Wert des Signals nur während der Abtastzeit im zweiten und vierten Zyklusviertel bei der Suspektfrequenz addiert oder subtrahiert wird;

eine Vorrichtung zum Speichern des Inhalts der Akkumulatoren nach einer vorbestimmten Zeitlänge; eine Vorrichtung zum numerischen Quadrieren des Inhalts der Akkumulatoren;

EPO COPY

eine Vorrichtung zum Addieren der Quadrate; eine Vorrichtung zum Vergleichen der Quadratsummen für unterschiedliche Suspektfrequenzen; und eine Ausgangsvorrichtung für den Vergleich.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7 , dadurch gekennzeichnet , daß sie zusätzlich eine Vorrichtung aufweist zum Dekodieren des Signals durch Umsetzen des Vergleichswertes in eine Darstellung, die die aufgetretene Frequenz anzeigt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 7 , dadurch gekennzeichnet , daß sie ferner aufweist eine Vorrichtung zum Formen des Signals über den Abtastzeitraum, um Störsignale zu unterdrücken.

EPO COPY