DE3831047A1 - Schaltungsanordnung zum frequenzselektiven erkennen von tonsignalen - Google Patents
Schaltungsanordnung zum frequenzselektiven erkennen von tonsignalenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erkennen
mindestens eines Tonsignals in einem Signalgemisch, mit ei
ner der Zahl möglicher Signalfrequenzen entsprechenden Zahl
von Bandpässen, deren jeweilige Mittenfrequenz mit einer der
Signalfrequenzen übereinstimmt, wobei jeder Bandpaß ein sei
ner Filtercharakteristik entsprechendes Bandpaßsignal abgibt.
Bei der Übertragung von Nachrichtensignalen in einem Über
tragungskanal ist es möglich, neben einer Nutzinformation,
die beispielsweise aus Sprachsignalen besteht, auch eine Zu
satzinformation mit Hilfe von Tonsignalen zu übertragen. Die
Nutzinformation und die Zusatzinformation können auf dem Weg
zum Nachrichtenempfänger wieder getrennt und auf verschiede
ne Nachrichtenkanäle verteilt werden. Die Tonsignale als Trä
ger der Zusatzinformation sind dabei aus dem im Übertragungs
kanal übertragenen Signalgemisch herauszufiltern. Unter Ton
signalen sind nicht nur Signale mit einer Frequenz im Ton
bereich zu verstehen, sondern auch Signale außerhalb dieses
Frequenzbereiches, beispielsweise im Hochfrequenzbereich.
Die Tonsignale werden als nahezu reine Sinusschwingungen er
zeugt und können innerhalb einer geringen Bandbreite schwan
ken.
Bekannte Schaltungsanordnungen der eingangs genannten Art
haben eine Zahl von Bandpässen, die der Zahl möglicher Fre
quenzen der zu detektierenden Tonsignalen entspricht.
Die Bandpässe werden auf die jeweilige Frequenz genau ab
gestimmt, und lassen entsprechend ihrer Filtercharakteri
stik hauptsächlich Schwingungen dieser Frequenz durch.
Am Signalpegel eines Bandpaßausgangs kann somit das Vor
handensein oder Fehlen eines Tonsignals festgestellt wer
den. Solche Schaltungsanordnungen finden beispielsweise
Anwendung in der Fernsprechtechnik bei der Erkennung von
DTMF-Signalen (Doppelton-Mehrfrequenz-Signale), bei der
Hörtonauswertung, der Gebührenimpulsauswertung, aber auch
in anderen Bereichen der Technik, wenn allgemein Steuer
informationen mit Hilfe von Tonsignalen übertragen werden.
Bei den bekannten Schaltungsanordnungen kann es vorkommen,
daß auch bei fehlendem Tonsignal am Ausgang eines Bandpas
ses ein unzulässig hoher Signalpegel erzeugt wird, der das
Vorhandensein eines Tonsignals vortäuscht. Dies kann dann
eintreten, wenn die auf den Durchlaßbereich des Bandpasses
entfallende spektrale Leistung des am Bandpaßeingang an
kommenden Signalgemisches, das aus Nutzsignalen und Stör
signalen besteht, zu hoch ist. Daher ist man bemüht, den
Durchlaßbereich des Bandpasses durch Einengen seiner Band
breite auf die festgelegte Bandbreite des Tonsignals zu
verkleinern, um das Verhältnis der von Nutzsignalen bzw.
Störsignalen herrührenden Pegelanteile des Bandpaßsignals
zum Tonsignalpegel zu verringern, wodurch die Störsicher
heit der Schaltungsanordnung erhöht wird. Dies kann z.B.
durch Wahl eines Bandfilters höherer Ordnung erreicht
werden. Nachteilig ist dabei aber, daß die Einschwingzeit
eines Bandpasses, d.h. die Zeit die verstreicht, bis
ein am Eingang des Bandpasses ankommendes Tonsignal an
seinem Ausgang erscheint, bei Verringerung der Bandbreite
im gleichen Maße zunimmt. Dies bedeutet, daß die Zunahme
an Störsicherheit durch Bandbreitenverringerung nur auf
Kosten der Ansprechgeschwindigkeit der Schaltungsanordnung
erreicht werden kann.
Bei der Verwendung von analogen Bandpässen geringer Band
breite liegt ein weiterer Nachteil darin, daß die Mitten
frequenz des Bandpasses sehr genau auf die Frequenz des
Tonsignals abgestimmt werden muß. Das Ergebnis beim Ausfil
tern des Tonsignals ist dann aber sehr stark von der Fre
quenzdrift der Mittenfrequenz des Bandpasses abhängig, die
durch Temperaturdrift von Bauelementen und anderen Stör
größen verursacht werden kann.
Bei digital arbeitenden Bandpässen, die weniger empfindlich
gegen Frequenzdriften sind, besteht der Nachteil, daß der
Rechenaufwand bzw. die Rechenzeit für schmalbandige Filter
groß ist, wodurch Zeitvorgaben, in denen ein Tonsignal si
cher erkannt werden muß, kritisch werden.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsan
ordnung zum Erkennen von Tonsignalen mit einfachen Band
pässen anzugeben, die mit hoher Störsicherheit bei kurzer
Ansprechzeit arbeitet.
Diese Aufgabe wird für eine Schaltungsanordnung eingangs
genannter Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Pe
gel des jeweiligen Bandpaßsignals mit den Pegeln der Aus
gangssignale zweier das Signalgemisch ebenfalls empfangender
Vergleichsbandpässe verglichen wird, deren Mittenfrequenzen
höher bzw. niedriger als die Mittenfrequenz des jeweiligen
Bandpasses sind, und daß abhängig vom Vergleich ein Er
kennungssignal erzeugt wird, das das Auftreten eines Ton
signales am Bandpaßeingang signalisiert, wenn die Vergleichs
pegel kleiner als der Pegel des jeweiligen Bandpaßsignals
sind.
Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß ein aus Nutz
signalen und Störsignalen zusammengesetztes Signalgemisch
immer mehrere Frequenzen enthält und auf ein Frequenzband
verteilt ist. Nebeneinanderliegenden Abschnitten dieses Fre
quenzbandes, die in dem Durchlaßbereich des jeweiligen Band
passes bzw. eines Vergleichsbandpasses liegen, werden somit
über die Zeit gemittelt annähernd gleiche Signalleistungen
zugeführt. Demzufolge sind auch die Pegel der Ausgangssi
gnale des Bandpasses und der Vergleichsbandpässe annähernd
gleich groß. Ist im Signalgemisch ein Tonsignal enthalten,
dessen Frequenz mit der Mittenfrequenz des Bandpasses über
einstimmt, so ist der Pegel des Bandpaßsignals höher als die
Pegel der Ausgangssignale der Vergleichsbandpässe, deren Mit
tenfrequenzen einen festgelegten Abstand von der Mittenfre
quenz des Bandpasses haben. Ein Vergleich der Pegel des Band
paßsignals mit denen der Ausgangssignale der Vergleichsband
pässe führt damit direkt zum Ergebnis, ob ein Tonsignal
vorhanden ist oder nicht. Die Bandpässe können eine wesent
lich größere Bandbreite als die Schwankungsbreite des Ton
signals haben. Dadurch ergibt sich eine kurze Einschwing
zeit der Bandpässe und eine hohe Ansprechgeschwindigkeit
der Schaltungsanordnung. Solche Bandpässe haben einen rela
tiv einfachen Aufbau und benötigen bei einer Realisierung
als Digitalfilter einen nur geringen Rechenaufwand. Durch den
Vergleich der Ausgangssignale von Bandpässen mit benachbar
ten Durchlaßbereichen wird eine scharfe Frequenzselektion
erzielt, obwohl die Bandpässe flache Durchlaßkurven haben.
Diese Frequenzselektion führt im Ergebnis zu einer erhöhten
Störsicherheit bei der Erkennung von Tonsignalen.
Bei der praktischen Ausführung der Erfindung können sowohl
Bandpässe mit fest eingestellten Mittenfrequenzen als auch
durchstimmbare Bandpässe mit veränderlichen Durchlaßberei
chen, deren Mittenfrequenzen variabel sind, verwendet wer
den. Sollen ausschließlich Bandpässe mit fest eingestellten
Mittenfrequenzen eingesetzt werden, so sind für jedes zu de
tektierende Tonsignal drei Bandpässe, d.h. neben dem eigent
lichen Bandpaß zwei weitere Vergleichsbandpässe, vorzusehen,
denen jeweils das ankommende Signalgemisch zugeführt wird.
Das Signalgemisch kann gleichzeitig analysiert werden, wo
durch ein Tonsignal bzw. mehrere im Signalgemisch gleichzei
tig auftretende Tonsignale sehr schnell erkannt werden können.
Bei Verwendung von Bandpässen mit veränderlichen Durchlaßbe
reichen kann bereits ein einziger Bandpaß ausreichen, um
ein oder mehrere Tonsignale zu erkennen. Dieser Bandpaß über
nimmt zusätzlich zur Funktion der Ausfilterung des Tonsi
gnals mit vorgegebener Frequenz auch die Funktionen der Ver
gleichsbandpässe. Dazu wird der Bandpaß mit veränderlichem
Durchlaßbereich zunächst auf die Mittenfrequenz des Tonsi
gnals eingestellt und der Pegel seines Ausgangssignals be
stimmt. Anschließend werden die Mittenfrequenzen der be
nachbarten Durchlaßbereiche, die den Durchlaßbereichen der
Vergleichsbandpässe entsprechen, eingestellt und ebenfalls
die entsprechenden Pegel der Ausgangssignale ermittelt. Die
Pegel der so ermittelten Signale werden in der bereits be
schriebenen Weise miteinander verglichen und das Erkennungs
signal für Tonsignale erzeugt. Diese Vorgänge sind für jedes
Tonsignal zu wiederholen. Selbstverständlich ist es auch
möglich, Bandpässe mit veränderlichen Durchlaßbereichen und
Bandpässe mit fest eingestellten Mittenfrequenzen miteinan
der zu kombinieren, wodurch die Zahl der Bandpässe bzw. die
Zeit zum Erkennen eines Tonsignals dem spezifischen Anwen
dungsfall jeweils angepaßt ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform arbeiten der Bandpaß
sowie die Vergleichsbandpässe digital, d.h. es wird der für
Digitalfilter übliche Aufbau verwendet, bei dem als Bauele
mente Speicher und Rechenwerke eingesetzt werden. Anstelle
kontinuierlicher Signale werden diskrete Zahlenfolgen verar
beitet. Hierzu werden die ankommenden analogen Signale in
kurzen äquidistanten Zeitabständen abgetastet und die Abtast
werte in Digitalwerte umgewandelt. Durch einfaches Ändern
von Rechenoperationen bzw. der Abtastintervalle lassen sich
beliebige Filtercharakteristiken sowie verschiedene Mitten
frequenzen der Bandpässe einstellen. Durch diese Weiterbil
dung ist es möglich, in einem einzigen Signalprozessor Band
pässe mit unterschiedlichen Frequenzverhalten zu realisie
ren. Deren Zahl ist lediglich durch das Speichervolumen und
die Rechengeschwindigkeit des Signalprozessors begrenzt. Die
einen Bandpaß nachbildenden Rechenoperationen sind in einem
Rechenprogramm festgelegt. Wird das Rechenprogramm mehrfach
abgearbeitet, wobei die frequenzbestimmenden Parameter des
Rechenalgorithmus jeweils verändert werden, entspricht dies
der Nachbildung eines Bandpasses mit veränderlichem Durch
laßbereich. Sind mehrere gleichstrukturierte Rechenprogramme
mit jeweils fest zugeordneten Parametern vorgesehen, werden
Bandpässe mit nicht veränderbaren Durchlaßbereichen nachge
bildet.
Als Bandpässe können beispielsweise Digitalfilter zweiter
Ordnung verwendet werden, die eine ausreichende Frequenz
selektivität haben. Der Rechenaufwand pro Abtastwert sowie
die Einschwingzeit solcher Filter liegen bei einfachen An
forderungen, wie sie z.B. im Tonfrequenzbereich vorkommen,
noch innerhalb der zulässigen Grenzen.
Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung
zeichnet sich dadurch aus, daß die Pegel der Ausgangssignale
der Vergleichsbandpässe und des Bandpaßsignals durch Aus
werten des Frequenzspektrums mit Hilfe der diskreten Fourier
transformation in einem vorgegebenen Zeitfenster mit der
Zeit t=N Ta nach der Beziehung
ermittelt werden, wobei B(f) der Pegel des Ausgangssignals
des jeweiligen Vergleichsbandpasses bzw. des Bandpaßsignals
mit der Mittenfrequenz f, Ta die Abtastperiodendauer, x(n)
der n-te Abtastwert des Eingangssignals des Bandpasses, n
die Laufvariable des Abtastwertes und N die Zahl der ausge
werteten Abtastwerte ist.
Diese Art der Auswertung der Spektralverteilung innerhalb
des vorgegebenen Zeitfensters entspricht der Filtercharak
teristik eines Bandpasses. Die spektrale Komponente B(f)
des Frequenzspektrums, welche den Pegel des Ausgangssignals
eines Bandpasses angibt, läßt sich mittels üblicher Signal
prozessoren sehr schnell ermitteln, da Rechenoperationen
im Rechenwerk, die lediglich die Summenbildung von Produk
ten umfassen, zu den einfachsten und schnellsten Routinen
eines Signalprozessors gehören.
Um die Dämpfung des durch die Signalauswertung mit Hilfe der
diskreten Fouriertransformation gebildeten Bandpasses außer
halb seines Durchlaßbereiches zu erhöhen, können die Abtast
werte x(n) mit einer Bewertungsfunktion
c(n) = 0,5-0,5 cos [2π (n + 0,5)] /N
multipliziert werden. Durch diese Weiterbildung wird er
reicht, daß störende Signale mit Frequenzen außerhalb des
betrachteten Frequenzbandes nicht in das Ergebnis der Berech
nung des Pegels B(f) eingehen.
In einer praktischen Ausgestaltung der Erfindung ist vorge
sehen, daß in Fernsprechanlagen mit DTMF-Signalen (Doppel
ton-Mehrfrequenz-Signalen), die gleichzeitig in einem oberen
und in einem unteren Frequenzband auftreten können, nur die
Bandpaßsignale von Bandpässen mit maximalem Pegel im oberen
sowie im unteren Frequenzband dem Vergleich unterzogen wer
den.
Doppelton-Mehrfrequenz-Signale finden Verwendung in der
Fernsprechtechnik zum Übermitteln der Wahlinformation, Steu
erung von Sprachspeichern (voice boxes), u.ä.. Die Steuer
information wird dabei gleichzeitig in einem oberen und in
einem unteren Frequenzband mit Tonsignalen als Träger über
tragen. Da nur bei Vorliegen eines Tonsignals je Frequenz
band ein gültiges DTMF-Signal vorliegt, kann durch Feststel
len des Bandpasses mit maximalem Pegel innerhalb des jewei
ligen Frequenzbandes die Gesamtauswertungszeit erheblich
verringert werden. Im nachfolgenden Schritt werden nur die
Ausgangssignale der so ermittelten Bandpässe zum Vergleich
mit den ihnen entsprechenden Vergleichsbandpässen herange
zogen.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden un
ter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert. Darin zeigt
Fig. 1 Teile einer Telekommunikations-Anlage in
einer schematischen Blockdarstellung,
Fig. 2 eine schematische Blockdarstellung eines
DTMF-Empfängers,
Fig. 3 ein logisches Blockschaltbild zum Auswerten
von DTMF-Signalen,
Fig. 4 einen logischen Flußplan zur Auswertung der
Bandpaßsignale sowie der Ausgangssignale der
Vergleichsbandpässe,
Fig. 5 Filtercharakteristiken der verwendeten Band
pässe,
Fig. 6 die Frequenzgänge eines Bandpasses sowie
zweier zugehöriger Vergleichsbandpässe,
Fig. 7 eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln des
Pegels des Ausgangssignals mit einem rekur
siven digitalen Bandpaß zweiter Ordnung,
Fig. 8 eine Schaltungsanordnung zum Ermitteln des
Pegels von Ausgangssignalen eines digitalen
Bandpasses mit schnellem digitalem Algo
rithmus,
Fig. 9 Frequenzverläufe eines digitalen Bandpasses
nach Fig. 8 mit und ohne Bewertung der Ab
tastsignale.
In Fig. 1 sind Teile einer digital arbeitenden Telekommuni
kationsanlage in einer schematischen Blockdarstellung dar
gestellt. Diese Anlage verwendet zum Aufbauen der Teilneh
merverbindungen ein mit 10 bezeichnetes ISDN-Vermittlungs
system 8818 der Firma Nixdorf Computer AG. An das Vermitt
lungssystem 10 sind beispielhaft zwei Telefonteilnehmer 12,
14 sowie als weiterer Teilnehmer eine Ortsvermittlungsstelle
16 angeschlossen, die untereinander in beiden Richtungen
kommunizieren können. Die Teilnehmer 12, 14, 16 sind über
Teilnehmeranschlußschaltungen 18, 20, 22 mit einem zentra
len PCM-Bus 24 verbunden, der pulscodemodulierte Signale
überträgt. Die Teilnehmeranschlußschaltungen 18, 20, 22
setzen die ankommenden analogen Signale der Teilnehmer 12,
14, 16 am Kommunikationsnetz in digitale Signale um und ge
ben diese nach einem Zeitmultiplexverfahren an den PCM-Bus
24 ab. Die Teilnehmer 12, 14, 16 können neben Nutzinforma
tionen, beispielsweise Sprachsignale, auch Steuerinformati
onen austauschen, die als Informationsträger DTMF-Signale
(Doppelton-Mehrfrequenz -Signale) verwenden. Diese Signale
sind sinusförmige elektrische Signale, deren jeweilige Fre
quenz innerhalb enger Grenzen, beispielsweise +/- 1,8% der
Mittenfrequenz, schwanken kann.
An den PCM-Bus 24 ist zur Auswertung der DTMF-Signale ein
DTMF-Empfänger 26 angeschlossen, in dem die Erfindung ver
wirklicht ist. Der DTMF-Empfänger 26 hat Zugriff auf einen
Mikrocomputer 28, der die vom DTMF-Empfänger 26 bereitge
stellten Erkennungssignale weiterverarbeitet und diese z.B.
an eine Steuerung des Vermittlungssystems weitergibt.
Weitere Einzelheiten des DTMF-Empfängers 26 werden als
Blockdarstellung in Fig. 2 gezeigt. Ein Interface-Baustein
32 stellt die Verbindung zum PCM-Bus 24 her und greift ge
mäß dem Zeitmultiplexverfahren in vorbestimmten Zeitab
schnitten auf dessen Signale zu. Der Aufbau und die Struktur
der Daten der hier beschriebenen Kommunikationsanlage kann
z.B. der CCITT-Norm entsprechen. Dann sind die vom Interface-
Baustein 32 bereitgestellten Digitalworte sogenannte A-law-
codierte Signale, die eine logarithmische Digitalcodierung
mit einer Wortlänge von 8 Bit haben. Dieses 8-Bit-Wort wird
in einem Code-Umsetzer 34 in ein Digitalwort der Wortlänge
12 Bit mit linearer Codierung umgewandelt. Die Digitalworte,
die als Informationen Sprachsignale und DTMF-Signale enthal
ten, werden in einem Speicher 36 fortlaufend abgespeichert.
Dieser ist so aufgebaut, daß er gleichzeitig Digitalworte
einlesen und gespeicherte Digitalworte ausgeben kann. Die
ausgegebenen Digitalworte werden von einem Signalprozessor
30 weiterverarbeitet. Dieser eignet sich insbesondere für
die schnelle Verarbeitung von digitalen Daten, wie sie für
Digitalfilter erforderlich ist. Beispielsweise kann als Si
gnalprozessor 30 ein TMS 320 der Firma Texas Instruments
eingesetzt werden. Der Signalprozessor 30 hat über einen
Bus 42 Zugriff auf einen schnellen RAM-Speicher 38 mit
wahlfreiem Zugriff, der als Arbeitspeicher für Zwischener
gebnisse dient, sowie auf einen ROM-Festwertspeicher 40, in
dem Konstanten bzw. Koeffizienten abgespeichert sind. Der
Signalprozessor 30 steuert den Speicher 36, um einen syn
chronen Arbeitsablauf zu gewährleisten. Das Ergebnis der
Signalauswertung durch den Signalprozessor 30 wird über
den Bus 42 an eine nicht dargestellte nachgeschaltete Steu
erung ausgegeben.
Fig. 3 zeigt ein logisches Schaltbild in Blockdarstellung
zur Auswertung der DTMF-Signale. Der Speicher 36 besitzt
zwei vom Signalprozessor 30 gesteuerte umschaltbare Spei
cherbereiche SP 1 und SP 2. Im dargestellten Zustand wird
der Speicherbereich SP 1 mit ankommenden Digitalworten ge
laden; gleichzeitig wird der Speicherbereich SP 2 ausgelesen.
Wenn der Speicherbereich SP 1 gefüllt ist, werden die Schal
ter 50, 52 umgeschaltet, und die ankommenden Datenwörter
werden nunmehr in den Speicherbereich SP 2 eingelesen sowie
Daten aus dem Speicherbereich SP 1 ausgelesen. Damit nimmt
der Speicher 36 kontinuierlich Daten mit konstanter Daten
rate auf, wobei er für die Auswertung der Signale mit einer
höheren Datenrate ausgelesen werden kann.
Die vom Speicher 36 abgegebenen Datenwörter werden im nach
geschalteten Signalprozessor 30 unter Verwendung digitaler
Filteralgorithmen ausgewertet. Diese Filteralgorithmen bil
den Bandpässe nach, die in der Fig. 3 mit B 1 bis B 8 bezeich
net sind. Die Mittenfrequenzen der Bandpässe B 1 bis B 8 sind
auf die Frequenzen der DTMF-Signale abgestimmt. Gemäß der
CCITT-Norm liegen die Mittenfrequenzen in zwei Frequenzbe
reichen, wobei die Bandpässe B 1 bis B 4 einem unteren Fre
quenzbereich und die Bandpässe B 5 bis B 8 einem oberen Fre
quenzbereich zugeordnet sind.
In einem ersten Auswertungsschritt werden die Pegel der
Bandpaßsignale der Bandpässe B 1 bis B 4 des unteren Fre
quenzbereiches bestimmt und der Bandpaß mit maximalem Pegel
festgestellt. Im dargestellten Beispiel hat der Bandpaß
B 2 den größten Signalpegel. Im nachfolgenden Schritt wer
den die Filterberechnungen für die zum Bandpaß B 2 gehören
den Vergleichsbandpässe V 2 u, V 2 o mit niedrigerer Mitten
frequenz bzw. höherer Mittenfrequenz als die Mittenfrequenz
des Bandpasses B 2 durchgeführt. Sind die Pegel der Aus
gangssignale der Vergleichsbandpässe V 2 u, V 2 o kleiner als
der Signalpegel des Bandpasses B 2, so wird das Vorhanden
sein eines Tonsignals im unteren Frequenzbereich signa
lisiert. In gleicher Weise wird der Bandpaß B 5 mit maxi
malem Signalpegel des oberen Frequenzbereichs ermittelt und
mit entsprechenden Signalpegeln der Vergleichsbandpässe
V 5 o, V 5 u verglichen.
Ein Logikbaustein 54, der vorzugsweise in Form digitaler
Algorithmen, die im Signalprozessor 30 abgearbeitet werden,
realisiert ist, führt den Pegelvergleich durch. Bei gleich
zeitigem Vorliegen eines Tonsignals im oberen und im unte
ren Frequenzbereich wird ein Erkennungssignal 56 für DTMF-
Signale erzeugt. Entsprechend den CCITT-Normen werden im
Logikbaustein 54 ferner die Zeitbedingungen für gültige
DTMF-Signale geprüft, die DTMF-Signale decodiert und das
Erkennungssignal 56 der nachgeschalteten Steuerung über
geben.
In Fig. 4 sind in einem logischen Flußdiagramm die einzel
nen Auswertungsschritte zum Erkennen eines DTMF-Signals in
allgemeinerer Form dargestellt. Im Auswertungsschritt 60
werden die Signalpegel S 1 bis S 8 der Bandpässe B 1 bis B 8
sowohl im unteren als auch im oberen Frequenzbereich be
rechnet. Der Bandpaß Bn mit maximalem Signalpegel Sn im
unteren Frequenzbereich wird im Schritt 62, der Bandpaß Bm
mit maximalem Signalpegel Sm im oberen Frequenzbereich
im Schritt 64 bestimmt. Im nachfolgenden Auswertungsschritt
66 werden die Pegel der Ausgangssignale Ano, Anu
der zum Bandpaß Bn gehörenden Vergleichsbandpässe Vno mit
höherer bzw. Vnu mit niedrigerer Mittenfrequenz berechnet.
Eine ähnliche Auswertung erfolgt im Schritt 68, jedoch be
zogen auf die zum Bandpaß Bm gehörenden Vergleichsbandpässe
Vmo, Vmu des oberen Frequenzbereichs.
In den Auswertungsschritten 70, 72 werden die Pegel der ver
schiedenen Signale miteinander verglichen. Ist der Signal
pegel Sn im unteren Frequenzbereich größer als die Pegel Ano,
Anu der Vergleichsbandpässe Vno, Vnu, so wird zum Schritt
72 verzweigt. Hier wird geprüft, ob der Signalpegel Sm grö
ßer als die Pegel der Ausgangssignale Amo, Amu ist. Wenn
dies der Fall ist, so liegt ein DTMF-Signal vor, was im Aus
wertungsschritt 74 signalisiert wird. Werden die Vergleichs
bedingungen in den Schritten 70, 72 nicht erfüllt, so wird
zu Schritt 76 verzweigt, der das Fehlen eines DTMF-Signals
anzeigt. Weitere Auswertungsschritte, die z.B. die maximal
zulässige Abweichung der Signalpegel im oberen und unteren
Frequenzband sowie die Überwachung von Zeitkriterien bei der
Auswertung der Signalpegel betreffen, werden hier nicht be
handelt, da diese im Rahmen der üblichen Auswertung von
DTMF-Signalen liegen.
Fig. 5 zeigt die Filtercharakteristiken der Bandpässe B 1 bis
B 4 des unteren Frequenzbands mit den Mittenfrequenzen f 1, f 2,
f 3, f 4. Über der Frequenz f ist der Dämpfungsverlauf a der
Bandpässe in dB aufgetragen. Es werden Filter zweiter Ord
nung verwendet, die bei vertretbarem Aufwand eine hohe Fre
quenzselektion erzielen sowie eine hohe Störsignalunterdrüc
kung gewährleisten. Die Bandpässe B 5 bis B 8 des oberen Fre
quenzbandes haben ebenfalls die in Fig. 5 gezeigten Dämp
fungsverläufe bei den Mittenfrequenzen f 5, f 6, f 7, f 8.
In Fig. 6 ist der Dämpfungsverlauf a über der Frequenz f für
einen Bandpaß Bn mit Mittenfrequenz fn mit den zugehörenden
Vergleichsbandpässen Vno und Vnu dargestellt. Letztere ha
ben eine obere Mittenfrequenz fno bzw. eine untere Mitten
frequenz fnu. Es gilt die Beziehung
fnu=fn-2b und fno=fn+2b, wobei b die maximale
Schwankungsbreite der Frequenz des DTMF-Signals ist.
Anhand Fig. 6 läßt sich zeigen, daß durch den beschriebenen
Pegelvergleich und bei Verwendung der dargestellten Dämp
fungsverläufe der Vergleichsbandpässe Vnu, Vno sowie des
Bandpasses Bn eine Durchlaßcharakteristik für ein Tonsignal
erzeugt wird, die einem Bandpaß mit der Bandbreite 2 b mit
hoher Trennschärfe oder Frequenzselektivität entspricht. Da
zu wird angenommen, daß die Frequenz eines Tonsignals mit
konstanter Amplitude von fnu bis fno verändert wird. Im Fre
quenzbereich außerhalb des durch Schnittpunkte 77, 79 der
Dämpfungsverläufe des Bandpasses Bn mit dem Vergleichsband
paß Vnu bzw. Vno gekennzeichneten Bereichs, ist der Pegel
des Ausgangssignals des Bandpasses kleiner als der der Ver
gleichsbandpässe Vnu und Vno. Dies bedeutet, daß die Bedin
gung zum Erkennen eines Tonsignals nicht erfüllt ist. Erst
wenn das Tonsignal innerhalb des durch die Schnittpunkte 77,
79 definierten Frequenzbereichs liegt, ist der Pegel des
Bandpaßsignals jeweils größer als der der Vergleichsband
pässe Vnu, Vno, wodurch die Bedingung zum Erkennen und An
zeigen eines Tonsignals erfüllt ist. Durch den Pegelver
gleich wird an den Schnittpunkten 77, 79 eine hohe Trenn
schärfe zwischen Durchlaßbereich und Sperrbereich der ge
samten Schaltungsanordnung erreicht. Der Durchlaßbereich ist
durch die Schnittpunkte 77, 79 der Bandpässe Vnu, Bn, Vno
definiert. Dieser Durchlaßbereich kann durch die Filtercha
rakteristiken der Bandpässe und durch deren Mittenfrequenzen
eingestellt werden und entspricht vorzugsweise der maxima
len Schwankungsbreite b desTonsignals.
In Fig. 7 ist das Schaltbild einer Schaltungsanordnung zur
Ermittlung des Pegels des Ausgangssignals eines rekursiven
digitalen Bandpasses zweiter Ordnung dargestellt. Eine Fol
ge von Abtastwerten x(n), wobei n eine Laufvariable ist, die
dem Speicher 36 (siehe Fig. 3) entnommen wurden, werden im
Signalprozessor 30 (siehe Fig. 2) einer digitalen Auswer
tung unterzogen. Die Abtastwerte x(n) bilden die Eingangs
signale des digitalen Filters, zu denen am Summierungspunkt
80 ein digitaler Wert 82 addiert wird, um das Ausgangssignal
y(n) des digitalen Bandpasses zu erhalten. Zum Wert 82 ge
langt man durch Addition zweier Werte 84, 86 am Summierungs
punkt 88, die sich aus dem zeitverzögerten und mit Faktoren
beaufschlagten Ausgangssignal y(n) ergeben. Eine Zeitver
zögerung des Ausgangssignals y(n) um einen Zeittakt erfolgt
beim Verzögerungsglied 90; die Verzögerung um einen weite
ren Zeittakt beim Verzögerungsglied 92. Das einfach verzö
gerte Ausgangssignal y(n-1) wird mit einem Filterkoeffi
zienten -b 1 multipliziert; das zweifach verzögerte Ausgangs
signal y(n-2) mit dem Filterkoeffizienten -b 2. Die Filter
koeffizienten b 1, b 2 sind den bekannten Tabellen für digita
le Filter entnehmbar.
Zur Ermittlung des Signalpegels des zeitlich veränderlichen
Ausgangssignals y(n) des digitalen Bandpasses ist der Be
tragswert |y(n) | des Ausgangssignals y(n) in einem Absolut
wertbilder 94 zu ermitteln. Der Betrag |y(n) | wird im Sum
mierglied 96 zu einem durch das Verzögerungsglied 98 um ei
nen Zeittakt verzögerten Gesamtbetragswert Y(n) addiert. Der
nach N Abtastwerten digital ermittelte Gesamtbetragswert
Y(N) entspricht dem Gleichrichtwert einer Wechselgröße und
ist ein Maß für den Pegel des Ausgangssignals eines Band
passes. Selbstverständlich können auch andere den Pegel an
gebende Größen gebildet werden, beispielsweise der Effektiv
wert, der quadratische Mittelwert, der Spitzenwert, u.ä..
Die Rechenoperationen sind dann aber zeitaufwendiger.
Gemäß der Fig. 7 sind mindestens 9 Operationen pro Abtast
wert für die Pegelberechnung erforderlich. Diese Zahl ist
maßgebend für die minimal erreichbare Rechenzeit zwischen
zwei Abtastwerten bei der On-Line-Auswertung von Signalen.
Eine Verkürzung dieser Zeit ist sehr wünschenswert, um Ton
signale schneller erkennen zu können, wodurch mit einem ein
zigen Signalprozessor mehrere DTMF-Signale gleichzeitig ana
lysiert werden können.
Um die Rechenzeit noch weiter zu reduzieren, wird eine ein
fachere digitale Signalauswertung angewandt, die ebenfalls
Bandpaßverhalten zeigt. Das Schaltbild hierzu ist in Fig. 8
dargestellt. Die dem Speicher 36 entnehmbaren Abtastwerte
x(n) werden in zwei Rechenzweige A, B aufgeteilt. Im ersten
Rechenzweig A werden die Abtastwerte x(n) mit einem von der
Laufvariablen n abhängigen Koeffizienten a 1 (n) multipliziert
und am Summierungspunkt 100 zu einem Wert Re addiert, der
über ein Verzögerungsglied 102 um einen Zeittakt verzögert
wurde. Im zweiten Rechenzweig B erfolgt eine entsprechende
Multiplikation mit dem Koeffizienten a 2 (n) und gleichfalls
eine Addition am Summierungspunkt 104 mit einem durch das
Verzögerungsglied 106 verzögertem Wert Im.
Durch diese Rechenoperationen werden die Summen gebildet
Wählt man a 1 (n) = cos (2π n f Ta) und a 2 (n) = sin (2π n f Ta),
so entsprechen die Werte Re und Im dem Realteil bzw. dem
Imaginärteil einer diskreten Fouriertransformation im Zeit
fenster mit der Zeit t=N Ta, wobei f die Frequenz, Ta
die Abtastperiodendauer und N die Zahl der ausgewerteten Ab
tastwerte x(n) ist.
Wird die Frequenz f gleich der Frequenz eines Tonsignals ge
setzt, so entspricht die Signalauswertung in ihrem Frequenz
gang dem Verhalten eines Bandpasses mit Mittenfrequenz f.
Der Pegel Y(N) des Ausgangssignals eines solchen Bandpasses
steht mit den Werten Re und Im in folgender Beziehung
Y 2 (N) = Re 2 + Im 2.
Durch Ziehen der Wurzel der oben angegebenen Gleichung ist
der Pegel Y(N) direkt ermittelbar; es kann aber auch ein
fachhalber der quadratische Pegel Y 2 (N) weiterverarbeitet
werden, ohne daß sich Nachteile einstellen.
Bei der hier nach Fig. 8 dargestellten Pegelermittlung sind
insgesamt nur sechs Operationen pro Abtastwert erforderlich.
Bei der Abarbeitung der in Fig. 8 dargestellten Arbeits
schritte werden die Rechenzweige A und B nacheinander durch
laufen. Damit ist gewährleistet, daß die für Signalprozesso
ren optimale Folge von Rechenoperationen, nämlich Multipli
kation zweier Werte und anschließende Addition zu einem zu
vor ermittelten Wert, eingehalten wird. Dies bedeutet, daß
gegenüber der in der Fig. 7 dargestellten und vorher be
schriebenen Ermittlung des Signalpegels ein sehr viel ge
ringerer Zeitaufwand erforderlich ist, bei sonst gleich
bleibender Struktur der Rechenoperationen. Die Verringerung
der Rechenzeit kann somit zur Erhöhung der Ansprechgeschwin
digkeit der Schaltungsanordnung genutzt bzw. die Zahl gleich
zeitig auszuwertender Tonsignale erhöht werden.
Um die Dämpfung des in Fig. 8 dargestellten digitalen Band
passes an seinen Flanken noch weiter zu erhöhen, ist es
möglich, die Abtastwerte x(n) mit einer Bewertungsfunktion
c(n) = 0,5-0,5 cos [2π (n + 0,5)] /N
zu multiplizieren. Die Koeffizienten a 1 (n), a 2 (n) und c(n)
bzw. Produkte dieser Koeffizienten sind im Festwertspeicher
40 (siehe Fig. 2) abgespeichert und werden bei der Ausfüh
rung der Rechenoperationen jeweils abgerufen.
Fig. 10 zeigt den Frequenzgang des in Fig. 9 dargestellten
digitalen Bandpasses. Der Kurvenverlauf 110 ist ohne Bewer
tungsfunktion c(n) und der Kurvenverlauf 112 mit Bewertungs
funktion dargestellt. Die Dämpfung a in dB zeigt für beide
Kurvenverläufe ein Minimum bei der Frequenz f 1. Im Kurven
verlauf 112 wird jedoch bei zunehmendem Frequenzabstand von
der Mittenfrequenz f 1 eine höhere Dämpfung erzielt. Der
flache Verlauf der Kurve 110 nahe der Mittenfrequenz hat
keine Auswirkung auf die Frequenzselektivität der Schaltungs
anordnung, da diese, wie bei der Beschreibung der Fig. 6
ausgeführt wurde, nur vom Schnittpunkt der Dämpfungsverläufe
der an der Tonsignalauswertung beteiligten Bandpässe abhängt.
Claims (10)
1. Schaltungsanordnung zum Erkennen mindestens eines Tonsi
gnals in einem Signalgemisch, mit einer der Zahl mögli
cher Signalfrequenzen entsprechenden Zahl von Bandpässen,
deren jeweilige Mittenfrequenz mit einer der Signalfre
quenzen übereinstimmt, wobei jeder Bandpaß ein seiner
Filtercharakteristik entsprechendes Bandpaßsignal abgibt,
dadurch gekennzeichnet, daß der Pegel (Sn,
Sm, S 1 bis S 8) des jeweiligen Bandpaßsignals mit den Pe
geln (Ano, Anu, Amo, Amu) der Ausgangssignale zweier das
Signalgemisch ebenfalls empfangender Vergleichsbandpässe
(Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V 2 u, V 2 o, V 5 o, V 5 u) verglichen wird,
deren Mittenfrequenzen (fno, fnu) höher bzw. niedriger
als die Mittenfrequenzen (fn, f 1 bis f 8) des jeweiligen
Bandpasses (Bn, Bm, B 1 bis B 8) sind, und daß abhängig
vom Vergleich ein Erkennungssignal (56) erzeugt wird, das
das Auftreten eines Tonsignals am Bandpaßeingang signali
siert, wenn die Vergleichspegel (Ano, Anu, Amo, Amu) klei
ner als der Pegel (Sn, Sm, S 1 bis S 8) des jeweiligen Band
paßsignals sind.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Erkennungssignal (56) bei einem
vorbestimmten Pegelunterschied erzeugt wird.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge
kennzeichnet, daß der jeweilige Bandpaß (Bn,
Bm, B 1 bis B 8) sowie die Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu,
Vmo, Vmu, V 2 u, V 2 o, V 5 o, V 5 u) übereinstimmende Filter
charakteristiken haben.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da
durch gekennzeichnet, daß die Mittenfrequen
zen (fno, fnu) der Vergleichsbandpässe (Vno, Vnu, Vmo,
Vmu, V 2 u, V 2 o, V 5 o, V 5 u) von der Mittenfrequenz (fn, f 1
bis f 8) des jeweiligen Bandpasses (Bn, Bm, B 1 bis B 8) ei
nen Frequenzabstand von der doppelten Schwankungsbreite
(b) der Frequenz des Tonsignals haben.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
jeweilige Bandpaß (Bn, Bm, B 1 bis B 8) und die Vergleichs
bandpässe (Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V 2 u, V 2 o, V 5 o, V 5 u) digi
tale Bandpässe sind.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß digitale Bandpässe zweiter Ordnung
vorgesehen sind.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Pegel der Bandpässe (Bn, Bm, B 1
bis B 8, Vno, Vnu, Vmo, Vmu, V 2 u, V 2 o, V 5 o, V 5 u) nach der
Beziehung
ermittelt werden, wobei
B(f) der Pegel des Ausgangssignals des jeweiligen Vergleichsbandpasses bzw. des Bandpaßsignals mit der Mitten frequenz f,
Ta die Abtastperiodendauer,
x(n) der n-te Abtastwert des Eingangssignals des Bandpasses,
n die Laufvariable der Abtastwerte und
N die Zahl der ausgewerteten Abtastwerte ist.
B(f) der Pegel des Ausgangssignals des jeweiligen Vergleichsbandpasses bzw. des Bandpaßsignals mit der Mitten frequenz f,
Ta die Abtastperiodendauer,
x(n) der n-te Abtastwert des Eingangssignals des Bandpasses,
n die Laufvariable der Abtastwerte und
N die Zahl der ausgewerteten Abtastwerte ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Abtastwerte x(n) mit einer Bewertungsfunktion
c(n) = 0,5-0,5 cos [2π (n + 0,5)] /Nmultipliziert werden.
9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei
mehreren im Signalgemisch auftretenden Tonsignalen nur
das Bandpaßsignal des Bandpasses (Bn, Bm) mit maximalem
Pegel (Sn, Sm) dem Vergleich unterzogen wird.
10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in
Fernsprechanlagen mit Doppelton-Mehrfrequenz-Signalen
(DTMF-Signalen), die gleichzeitig in einem oberen und in
einem unteren Frequenzband auftreten können, nur die Band
paßsignale von Bandpässen (Bn, Bm) mit maximalem Pegel
(Sn, Sm) im oberen sowie im unteren Frequenzband dem Ver
gleich unterzogen werden.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19883831047 DE3831047A1 (de) | 1988-09-12 | 1988-09-12 | Schaltungsanordnung zum frequenzselektiven erkennen von tonsignalen |
PCT/EP1989/001039 WO1990003087A2 (de) | 1988-09-12 | 1989-09-06 | Schaltungsanordnung zum frequenzselektiven erkennen von tonsignalen |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE19883831047 DE3831047A1 (de) | 1988-09-12 | 1988-09-12 | Schaltungsanordnung zum frequenzselektiven erkennen von tonsignalen |
Publications (2)
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Family
ID=6362818
Family Applications (1)
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DE19883831047 Granted DE3831047A1 (de) | 1988-09-12 | 1988-09-12 | Schaltungsanordnung zum frequenzselektiven erkennen von tonsignalen |
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1988
- 1988-09-12 DE DE19883831047 patent/DE3831047A1/de active Granted
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1989
- 1989-09-06 WO PCT/EP1989/001039 patent/WO1990003087A2/de unknown
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WO1990003087A2 (de) | 1990-03-22 |
DE3831047C2 (de) | 1992-10-08 |
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
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Owner name: SIEMENS NIXDORF INFORMATIONSSYSTEME AG, 4790 PADER |
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D2 | Grant after examination | ||
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8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |