DE69729724T2

DE69729724T2 - Elektronisches warenüberwachungssystem mit kammfilterung durch mehrphasige zersetzung und nichtlineare filterung von untersequenzen

Info

Publication number: DE69729724T2
Application number: DE69729724T
Authority: DE
Inventors: J. Thomas FREDERICK; R. Dale BETTINE
Original assignee: Sensormatic Electronics Corp
Current assignee: Sensormatic Electronics Corp
Priority date: 1996-04-22
Filing date: 1997-04-17
Publication date: 2005-07-07
Anticipated expiration: 2017-04-18
Also published as: BR9709440A; WO1997040479A1; AR006781A1; AU711993B2; US5673024A; CA2243079A1; AU2674597A; EP0898769B1; DE69729724D1; EP0898769A4; EP0898769A1; JP3878218B2; JP2000509177A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die elektronische Artikelsicherung (EAS) und insbesondere das Filtern von in EAS-Systemen empfangenen Signalen.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Es ist wohlbekannt, elektronische Artikelsicherungssysteme vorzusehen, um Ladendiebstahl aus Kaufhäusern zu verhindern oder davor abzuschrecken. In einem typischen System werden Markierungen, die dafür ausgelegt sind, mit einem am Ladenausgang angeordneten elektromagnetischen Feld in Wechselwirkung zu treten, an Herstellungsartikeln befestigt. Wenn eine Markierung in das Feld bzw. die „Abfragezone" gebracht wird, wird das Vorhandensein der Markierung erkannt und ein Alarm generiert. Nach ordnungsgemäßer Bezahlung für die Ware an einer Kasse wird dagegen die Markierung entweder von dem Herstellungsartikel entfernt oder, wenn die Markierung an dem Artikel angebracht bleiben soll, eine Deaktivierungsprozedur ausgeführt, die eine Eigenschaft der Markierung so verändert, daß die Markierung in der Abfragezone nicht mehr erkannt wird.
Bei einer Art von weitverbreitetem EAS-System alterniert das in der Abfragezone vorgesehene elektromagnetische Feld mit einer gewählten Frequenz, und die zu erkennenden Markierungen enthalten ein magnetisches Material, das beim Durchlaufen des Feldes harmonische Störungen der gewählten Frequenz produziert. In der Abfragezone sind Detektionsgeräte vorgesehen und so abgestimmt, daß sie die von der Markierung produzierten charakteristischen harmonischen Frequenzen erkennen. Wenn solche Frequenzen vorhanden sind, betätigt das Detektionssystem einen Alarm. Ein EAS-System dieser Art ist zum Beispiel aus dem eigenen US-Patent Nr. 4,660,025 (erteilt an Humphrey) bekannt.
Es ist häufig der Fall, daß EAS-Systeme an Standorten eingesetzt werden, an denen beträchtliche störende elektromagnetische Signale vorhanden sind. Zusätzlich zu der üblichen 60-Hz-Strahlung und den Oberwellen, die durch das Gebäudestromnetz erzeugt werden, strahlen elektronische Kassen, Verkaufspunktendgeräte, Gebäudesicherheitssysteme usw. wahrscheinlich weitere Störsignale aus. Das Vorhandensein von Störsignalen kann den zufriedenstellenden Betrieb von EAS-Systemen erschweren.
Es ist wohlbekannt, EAS-Systeme zwischen Einstellungen, die größeren und kleineren Empfindlichkeitsgraden entsprechen, einzustellen. Wenn ein System so eingestellt wird, daß es relativ empfindlich ist, wird die Wahrscheinlichkeit, daß eine EAS-Markierung unerkannt die Abfragezone durchläuft, vermindert, aber auf Kosten einer möglicherweise zunehmenden Anfälligkeit gegenüber Falschalarmen. Wenn die Empfindlichkeit des Systems herabgesetzt wird, wird umgekehrt die Anfälligkeit gegenüber Falschalarmen verringert, aber es kann das Risiko zunehmen, daß eine Markierung unerkannt die Abfragezone durchläuft. Die Einstellung des EAS-Systems ist somit häufig ein Kompromiß zwischen zuverlässiger Leistungsfähigkeit im Hinblick auf das Erkennen von Markierungen (manchmal als „Pick Rate" bezeichnet) und Anfälligkeit gegenüber Falschalarmen. Das Vorhandensein von Störsignalen erschwert tendenziell die Erzielung einer annehmbar hohen Pick Rate, ohne daß gleichzeitig eine inakzeptable Anfälligkeit gegenüber Falschalarmen entsteht.
Um dieses Problem zu überwinden, wurde bereits eine bestimmte Signalaufbereitung oder -filterung an dem durch die Detektionsgeräte empfangenen Signal ausgeführt, bevor dieses Signal verarbeitet wird, um zu bestimmen, ob eine Markierung in der Abfragezone vorhanden ist. Ein Ansatz, der im Hinblick auf Signalaufbereitung in Betracht gezogen werden kann, ist die Kamm-Bandpaßfilterung. Ein Kamm-Bandpaßfilter ist dafür ausgelegt, die von der Markierung erzeugten harmonischen Signale durchzulassen und das Rauschspektrum zwischen den harmonischen Frequenzen zu dämpfen.
1 ist ein Blockschaltbild von Hardware, die ein EAS-System bildet, in dem mittels digitaler Signalverarbeitung Signalaufbereitung und Markierungsdetektion ausgeführt wird. Die Bezugszahl 100 bedeutet allgemein das EAS-System. Das System 100 enthält eine Signalerzeugungsschaltung 112, die eine Sendeantenne 114 ansteuert, damit sie ein Abfragesignal 116 in eine Abfragezone 117 ausstrahlt. In der Abfragezone 117 befindet sich eine EAS-Markierung 118 und strahlt als Reaktion auf das Abfragefeldsignal 116 ein Markierungssignal 120 aus. Das Markierungssignal 120 wird an einer Empfangsantenne 122 zusammen mit dem Abfragefeldsignal 116 und verschiedenen Rauschsignalen, die von Zeit zu Zeit in der Abfragezone 117 anwesend sind, empfangen. Die an der Antenne 122 empfangenen Signale werden einer Empfangsschaltung 124 zugeführt, von der aus das empfangene Signal einer Signalaufbereitungsschaltung 126 zugeführt wird. Die Signalaufbereitungsschaltung 126 fuhrt eine analoge Signalaufbereitung, wie zum Beispiel eine analoge Filterung, in bezog auf das empfangene Signal durch. Zum Beispiel kann die Signalaufbereitungsschaltung 126 eine Hochpaßfilterung mit einer Grenzfrequenz von etwa 600 Hz durchführen, um das Abfragefeldsignal 116, Stromversorgungsnetzstrahlung und niedrige Oberwellen davon zu entfernen. Außerdem kann die Signalaufbereitungsschaltung ein Tiefpaßfilter zum Dämpfen von Signalen oberhalb von zum Beispiel 8 kHz, die außerhalb des Bandes liegen, das relevante harmonische Signale enthält, enthalten.
Das von der Signalaufbereitungsschaltung 126 ausgegebene aufbereitete Signal wird dann einem Analog/Digital-Umsetzer 128 zugeführt, der das aufbereitete Signal in ein digitales Signal umsetzt, das aus einer Sequenz digitaler Signalabtastwerte besteht. Das resultierende digitale Signal wird als Eingangssignal einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung 130 zugeführt.
Die DSP-Einrichtung 130 verarbeitet das digitale Eingangssignal, um so zusätzliche Signalaufbereitung bereitzustellen, und auch um die Anwesenheit des Markierungssignals 120 zu erkennen. Auf der Basis dieser Verarbeitung bestimmt die DSP-Einrichtung 130, ob eine Markierung 118 in der Abfragezone anwesend zu sein scheint, und wenn dies der Fall ist, gibt die Einrichtung 130 ein Detektionssignal 132 an eine Anzeigereinrichtung 133 aus. Die Anzeigereinrichtung 133 reagiert auf das Detektionssignal 132 zum Beispiel, indem sie einen sichtbaren und/oder hörbaren Alarm erzeugt, oder durch Einleiten einer anderen entsprechenden Aktion.
Eine durch die DSP-Einrichtung 130 bereitgestellte Kamm-Bandpaßfilterungsfunktion weist eine Frequenzgangkurve auf, die in 2 durch die durchgezogene Kurve 134 angegeben ist. Die durch die Kurve 134 dargestellte Frequenzgangkurve wäre geeignet, wenn die Betriebsfrequenz F₀ (d. h. die Frequenz des Abfragefeldsignals 116) 73,125 Hz, eine häufig verwendete Betriebsfrequenz in harmonischen EAS-Systemen, beträgt. Die Durchlaßbänder der Kammfilterungsfunktion entsprechen ganzzahligen Vielfachen der Betriebsfrequenz F₀, nämlich 73,125 Hz, 146,250 Hz, 219,375 Hz und so weiter. Es ist zu beobachten, daß die durch die Kurve 134 repräsentierte Frequenzgangkurve über das gesamte Frequenzspektrum zwischen den harmonischen Senderfrequenzen, die ganzzahlige Vielfache der Betriebsfrequenz F₀ sind, eine signifikante Dämpfung liefert. Folglich läßt sich durch Bereitstellung einer Kammfilterung mit dieser Frequenzgangkurve, bevor die Markierungsdetektionsverarbeitung durchgeführt wird, eine gute Dämpfung von störenden Signalen erzielen.
3 zeigt in Funktionsblockform Verarbeitung, die in der DSP-Einrichtung 130 ausgeführt wird, um die gewünschte Kamm-Bandpaßfilterung zu implementieren. Wie in 3 gezeigt, wird in einem Block 136 eine Sequenz digitaler Eingangssignale x[n] zu M parallelen Abtastwertströmen geformt. Jede dieser resultierenden M Teilsequenzen wird dann jeweils wie durch Blöcke 138 angegeben tiefpaßgefiltert. Typischerweise werden die Teilsequenzfilter als rekursive Filter (IIR-Filter) implementiert. Nach der Tiefpaßfilterung in den Blöcken 138 werden die parallelen Teilsequenzen in einem Block 140 zu einer Sequenz von Ausgangssignalen y[n] mit derselben Abtastrate wie das Eingangssignal x[n] synthetisiert. Man erhält die Anzahl M von Teilsequenzen durch Dividieren der Abtastrate F_s, mit der der A/D-Umsetzer arbeitet, durch die Betriebsfrequenz F₀ (d. h. M = F_s ÷ F₀). Bei einem herkömmlichen harmonischen EAS-System beträgt die Abtastrate F_s 18,72 kHz, so daß bei einer Betriebsfrequenz von F₀ = 73,125 Hz die Anzahl M von Teilsequenzen 256 beträgt.
Die in 3 dargestellte Kammfilterungsverarbeitung wird als Mehrratenfilter bezeichnet, und die Bildung von Teilsequenzen aus dem Eingangssignal ist als Polyphasenzerlegung bekannt.
Ein Kamm-Bandpaßfilter, das mit einer in 3 gezeigten Mehrratenarchitektur implementiert wird und Durchlaßbänder aufweist, die relevanten harmonischen Signalen in einem EAS-System entsprechen, kann im Hinblick auf die Dämpfung von Störungen, die zwischen die Durchlaßbänder fallen, signifikanten Nutzen bereitstellen.
Wie in der gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung Nr. 08/557,628 (registriert am 14.11.1995 mit denselben Erfordern wie die vorliegende Anmeldung, die gemeinsam mit der vorliegenden Anmeldung übertragen wurde) erwähnt wird, reagiert jedoch, wenn impulsives oder Breitbandrauschen in der Abfragezone anwesend ist, das in 3 dargestellte Kammfilter mit „Klingeln" auf solches Rauschen, wodurch eine Signalfolge erzeugt wird, die synchron mit dem Abfragesignalzyklus erzeugt wird und die durch Markierungen verursachten harmonischen Perturbationen imitiert. Eine solche Signalfolge kann während der nachfolgenden Markierungsdetektionsverarbeitung leicht mit einem Markierungssignal verwechselt werden, wenn tatsächlich keine Markierung anwesend ist.
Um diesen Nachteil der Kamm-Bandpaßfilterung zu überwinden, wurde in der erwähnten Patentanmeldung '628 eine Praxis vorgeschlagen, die nun mit Bezug auf 4 beschrieben werden soll.
Gemäß der in der Patentanmeldung '628 offengelegten Praxis wird das digitale Eingangssignal x[n] als Eingangssignale sowohl einem Kammfilterungsblock 150, der den durch die Kurve 134 in 2 angegebenen Frequenzgang aufweist, als auch einem „Antikamm"-Filterungsblock 154, der einen durch die gestrichelte Kurve 155 von 2 angegebenen Frequenzgang aufweist, zugeführt. Die „Antikamm"-Filterungsfunktion 154 ist ähnlich wie die Kammfilterungsfunktion 150 ein Kamm-Bandpaßfilter, aber die Durchlaßbänder des „Antikamms" sind auf halbem Weg zwischen den Durchlaßbändern des Kammfilters 150 positioniert.
Eine von der Kammfilterungsfunktion 150 ausgegebene Signalsequenz y[n] wird in einem Block 152 einer Markierungsdetektionsverarbeitung unterzogen. Wenn im Block 152 bestimmt wird, daß die Ausgangssignalsequenz y[n] die Anwesenheit eines Markierungssignals 120 in der Abfragezone 117 anzeigt, dann erzeugt der Block 152 das obenerwähnte Detektionssignal 132. Die Ausgangssequenz y[n] wird außerdem einer Quadrierungsfunktion 156 zugeführt, deren Ausgangssignal im Block 160 tiefpaßgefiltert wird, und das resultierende gefilterte Signal wird als ein erstes Eingangssignal einem Vergleichsblock 164 zugeführt. Eine aus der „Antikamm"-Filterung des Eingangssignals im Block 154 resultierende Ausgangssequenz y'[n] wird ebenfalls quadriert (Block 158), tiefpaßgefiltert (Block 162) und als ein zweites Eingangssignal dem Vergleichsblock 164 zugeführt. Der Vergleichsblock vergleicht die beiden Eingangssignale, die aus dem Kamm- bzw. dem „Antikamm"-Kanal empfangen werden, und wirkt, um die Markierungsdetektionsverarbeitung im Block 152 zu sperren, wenn die Eingangssignale im wesentlichen gleich sind.
Der „Antikamm"-Verarbeitungskanal von 4 dient zur Verhinderung von Falschalarmen als Reaktion auf impulsives oder Breitbandrauschen, da die Kamm- und Antikamm-Filterungsfunktionen auf solches Rauschen reagieren, indem sie Klingeln in ihren jeweiligen Ausgangssignalen y[n] und y'[n] mit im wesentlichen demselben Energiepegel produzieren. Wenn ein Rauschimpuls oder Breitbandrauschen empfangen wird, sind die beiden Eingangssignale des Vergleichsblocks folglich ungefähr gleich und die Markierungsdetektionsverarbeitung wird gesperrt.
Wenn dagegen ein Markierungssignal empfangen wird, wird der größte Teil der Energie des Signals durch die Kammfilterungsfunktion 150 durchgelassen, wird aber durch die Sperrbänder der Antikamm-Filterfunktion 154 blockiert. Folglich ist das Eingangssignal aus dem Kammkanal für den Vergleichsblock 164 wesentlich größer als das Antikamm-Kanaleingangssignal, und die Markierungsdetektionsverarbeitung wird nicht gesperrt.
Die Bereitstellung des Antikamm-Impulsrauschdetektionskanals zur Verhinderung von Falschalarmen, die andernfalls durch die Verwendung einer Kammfilterung zur Signalaufbereitung entstehen könnten, stellt gegenüber herkömmlichen EAS-Praktiken einen Fortschritt dar, insbesondere weil es dadurch praktikabel wird, ein Kammfilter mit steilen Übergangsbändern zu verwenden, ohne die Anfälligkeit des Systems gegenüber Falschalarmen zu sehr zu vergrößern. Die Bereitstellung eines Antikammkanals ist jedoch nicht immer eine ideale Lösung für das Problem von impulsivem und Breitbandrauschen. In Umgebungen, in denen Rauschimpulse relativ häufig auftreten, kann der Antikammkanal zum Beispiel die Markierungsdetektionsverarbeitung relativ oft und/oder über Zeiträume signifikanter Dauer sperren und dadurch zu einer unerwünschten Reduktion der „Pick Rate" führen. Außerdem ist die Kammfilterung angesichts nicht-Gaußschem Rauschen nicht immer so robust wie es erwünscht ist, und es kann außerdem erwünscht sein, ein Filter bereitzustellen, das eine schnellere Ansprechzeit aufweist, als praktisch mit der oben beschriebenen Art von Kammfilterung bereitgestellt werden kann.
ZIELSETZUNGEN UND KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Es ist folglich eine Aufgabe der Erfindung, ein elektronisches Artikelsicherungssystem bereitzustellen, in dem aus einer Abfragezone empfangene Signale gefiltert werden, um Störungen zu unterdrücken.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung eines elektronischen Artikelsicherungssystems, das eine Kammfilterung so verwendet, daß nicht wesentlich zu einer Anfälligkeit gegenüber Falschalarmen beigetragen wird.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung eines elektronischen Artikelsicherungssystems, in dem Kammfilterung verwendet wird, und die Anfälligkeit gegenüber Falschalarmen verringert wird, ohne gleichzeitig die Wahrscheinlichkeit des Erkennens von Markierungssignalen wesentlich zu verringern.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung eines elektronischen Artikelsicherungssystems, das ein Kammfilter verwendet, das eine schnellere Ansprechzeit als bekannte Kammfilterungstechniken aufweist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung eines elektronischen Artikelsicherungssystems, das eine Kammfilterungsfunktion verwendet, die angesichts nicht-Gaußscher Störungen robust ist.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein elektronisches Artikelsicherungssystem bereitgestellt, das folgendes enthält: Schaltkreise zum Erzeugen und Abstrahlen eines Abfragesignals, das mit einer vorbestimmten Frequenz F₀ in einer Abfragezone alterniert, eine Antenne zum Empfangen eines in der Abfragezone anwesenden Signals, einen Analog/Digital-Umsetzer zum Empfangen eines Analogsignals, das das durch die Antenne empfangene Signal repräsentiert, und zum Umsetzen des Analogsignals in eine Sequenz digitaler Abtastwerte, und digitale Signalverarbeitungsschaltkreise zum Verarbeiten der Sequenz digitaler Abtastwerte, um Störungen daraus zu entfernen, wobei die digitalen Signalverarbeitungsschaltkreise die Sequenz digitaler Abtastwerte durch die folgenden Schritte verarbeiten: Bilden von M Teilsequenzen aus der Sequenz digitaler Abtastwerte, wobei M eine positive ganze Zahl größer als 1 ist, Anwenden einer jeweiligen nichtlinearen digitalen Filterungsfunktion auf jede der M Teilsequenzen und Kombinieren der M gefilterten Teilsequenzen, um eine verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden.
Weiterhin gemäß diesem Aspekt der Erfindung können die auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen dergestalt sein, daß sie in die folgenden Klassen von Filterungsfunktionen fallen, die in einer Reihenfolge abnehmender Allgemeinheit aufgelistet sind: Permutationsfilter, Stapelfilter und ordnungsstatistische Filter. Zum Beispiel kann die auf die M Teilsequenzen angewandte nichtlineare Filterung durch Verwendung einer Medianfilterungsfunktion implementiert werden, wobei zu beachten ist, daß in jeder der drei obenerwähnten Klassen von Filtern ein Medianfilter enthalten ist.
Weiterhin wird in Betracht gezogen, daß die auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen ein Hybrid von linearen und nichtlinearen Filterungsfunktionen sein könnten. Mit Bezug auf jede Teilsequenz könnte zum Beispiel eine Medianfilterungsfunktion auf Ausgaben einer Vielzahl von auf die Teilsequenz angewandten linearen FIR-Filterungsfunktionen angewandt werden.
Bei einer konkreten Ausführungsform der Erfindung wird die Anzahl (M) von Teilsequenzen als der Quotient bestimmt, der durch Dividieren der Abtastrate des A/D-Umsetzers durch die Systembetriebsfrequenz F₀ erhalten wird. In einem System, das mit einer Betriebsfrequenz von 73,125 Hz und einer Abtastrate von 18,72 kHz arbeitet, wird die Anzahl M von Teilsequenzen zum Beispiel als 256 bestimmt.
Weiterhin wird in Betracht gezogen, daß die oben zusammengefaßte Kammfilterungstechnik, bei der Teilsequenzen nichtlinear gefiltert werden, als ein Vorfilter verwendet werden könnte, so daß das Ausgangssignal des nichtlinearen Mehrratenkammfilters als Eingangssignal einem herkömmlichen linearen Kamm- Bandpaßfilter zugeführt werden würde. Wenn genauer gesagt das nichtlineare Kammfilter signalaufwärts des linearen Kammfilters verwendet wird, würde die verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte, die aus dem nichtlinearen Kammfilter ausgegeben wird, wieder zu M Teilsequenzen geformt und jeweilige lineare Tiefpaßfilterungsfunktionen würden auf jede der aus dem Ausgangssignal des nichtlinearen Kammfilters geformten M Teilsequenzen angewandt. Schließlich würden die resultierenden linear gefilterten Teilsequenzen kombiniert, um eine zweimal verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden.
Die oben zusammengefaßte Praxis, bei der ein Mehrratenkammfilter implementiert wird, in dem durch eine Polyphasenzerlegung erzeugte Teilsequenzen nichtlinear gefiltert werden, ermöglicht eine Bereitstellung eines relativ schnellen Kamm-Bandpaßfilters, das im wesentlichen gegenüber impulsivem Rauschen immun ist und elegant mit nicht-Gaußschen Rauschverteilungen fertig wird. Folglich kann ein EAS-System mit im Hinblick auf zuverlässige Erkennung von Markierungen und verringerter Anfälligkeit gegenüber Falschalarmen verbesserter Gesamtleistung bereitgestellt werden.
Die obigen und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden ausführlichen Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen und Ausübungen und aus den Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszahlen durchweg gleiche Komponenten und Teile identifizieren, deutlicher.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockschaltbild von Hardwarekomponenten, die ein elektronisches Artikelsicherungssystem bilden, in dem die vorliegende Erfindung angewandt wird.
2 zeigt graphisch die jeweiligen Frequenzgangkurven eines ersten und eines zweiten Kammfilterungsprozesses, die in einer gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung derselben Erfinder wie die vorliegende Anmeldung beschrieben werden.
3 ist eine schematische Funktionsdarstellung einer digitalen Mehrratenimplementierung einer Kammfilterungsfunktion.
4 zeigt in schematischer Blockform Signalverarbeitungsfunktionen, die gemäß Lehren der oben zitierten gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung ausgeführt werden.
5 ist eine Funktionsblockrepräsentation von auszuführender Signalverarbeitung gemäß der Erfindung in der DSP-Einrichtung, die Teil der Vorrichtung von 1 ist.
6 ist eine schematische Funktionsblockdarstellung einer gemäß der vorliegenden Erfindung bereitgestellten nichtlinearen Kammfilterungsfunktion.
7 ist eine schematische Funktionsblockdarstellung einer Medianfilterungsfunktion, die gemäß einem Aspekt der Erfindung auf Teilsequenzen digitaler Abtastwerte, die durch den in 6 gezeigten Polyphasenzerlegungsprozeß gebildet werden, angewandt wird.
8A–8C sind graphische Darstellungen gemessener Leistungsspektren von Ausgangssignalen, die durch Filterung von weißem Gaußschem Rauschen mit dem nichtlinearen Mehrratenfilter von 6 erhalten werden, wobei die Teilsequenzfilter Medianfilter der Länge L = 3, L = 5 bzw. L = 7 waren.
9A ist eine graphische Darstellung der Impulsantwortkurve einer Tiefpaßfilterungsfunktion, die als Teilsequenzfilter in dem Mehrratenkammbandpaßfilter von 3 verwendet werden kann.
9B ist eine graphische Darstellung eines Vergleichs eines Teils der Frequenzgangkurve des Mehrratenkammfilters von 3 und eines entsprechenden gemessenen Ausgangsspektrums des nichtlinearen Kammfilters von 6, wobei die Medianfilterungsfunktion von 7 zur Filterung der Teilsequenzen des Filters von 6 verwendet wird.
10A ist eine graphische Darstellung eines Testsignals, das durch Kombinieren eines Markierungssignals mit weißem Gaußschem Rauschen gebildet wird:
10B ist eine graphische Darstellung eines Ausgangssignals, das durch lineare Kammfilterung des Testsignals von 10A erhalten wird.
10C ist eine graphische Darstellung eines durch Mediankammfilterung des Testsignals von 10A erhaltenen Ausgangssignals.
11A ist eine graphische Darstellung eines durch Kombinieren eines Markierungssignals mit impulsivem Rauschen erhaltenen Testsignals.
11B ist eine graphische Darstellung eines durch lineare Kammfilterung des Testsignals von 11A erhaltenen Ausgangssignals.
11C ist eine graphische Darstellung eines durch Mediankammfilterung des Testsignals von 11A erhaltenen Ausgangssignals.
12A ist eine graphische Darstellung eines durch Kombinieren eines Markierungssignals sowohl mit impulsivem Rauschen als auch mit weißem Gaußschem Rauschen erhaltenen Testsignals.
12B ist eine graphische Darstellung eines durch lineare Kammfilterung des Testsignals von 12A erhaltenen Ausgangssignals.
12C ist eine graphische Darstellung eines durch Mediankammfilterung des Testsignals von 12A erhaltenen Ausgangssignals.
13 ist eine schematische Funktionsblockdarstellung einer FIR-Medianhybridfilterungsfunktion, die gemäß einem Aspekt der Erfindung zur Filterung von durch die in 6 gezeigte Polyphasenzerlegung gebildeten Teilsequenzen verwendet werden kann.
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN UND AUSÜBUNGEN
Die Lehren der vorliegenden Erfindung können in einem EAS-System realisiert werden, das durch herkömmliche Hardware gebildet wird, wie zum Beispiel das vom Halter der vorliegenden Anmeldung unter dem Warenzeichen „AISLEKEEPER" vermarktete. Die im folgenden beschriebene digitale Signalverarbeitung kann in einer geeignet programmierten herkömmlichen integrierten digitalen Signalverarbeitungsschaltung ausgeführt werden, wie zum Beispiel dem Modell TMS-320C31, das von Texas Instruments erhältlich ist. Es versteht sich, daß die in 1 dargestellte Hardwareanordnung für die Anwendung der Signalverarbeitungslehren der vorliegenden Erfindung geeignet ist.
5 ist eine Funktionsblockdarstellung auf hoher Ebene der gemäß der Erfindung durchzuführenden digitalen Signalverarbeitung. Wie in 5 gezeigt, wird eine Sequenz von Eingangsabtastwerten x[n] in einem Block 170 einer nichtlinearen Kammfilterung unterzogen, um im wesentlichen impulsives Rauschen zu entfernen, während außerdem anderes Rauschen, das zwischen relevanten harmonischen Frequenzen liegt, gedämpft wird. Das Ausgangssignal des nichtlinearen Kammfilterungsblocks 170 wird dann in einem Block 150, der dem oben in Verbindung mit 4 beschriebenen Kammfilterungsblock 150 entspricht, einer linearen Kammfilterung unterzogen. Nach der durch den Block 150 bereitgestellten zusätzlichen Rauschunterdrückung für Frequenzen zwischen den relevanten harmonischen Frequenzen wird das resultierende aufbereitete Signal zur Markierungsdetektionsverarbeitung einem Markierungsdetektionsblock 152' zugeführt. Der Block 152' kann derselbe wie der in Verbindung mit 4 besprochene Block 152 sein, mit der Ausnahme, daß keine Vorkehrung für ein selektives Sperren der Markierungsdetektion getroffen sind (da kein Antikamm-Verarbeitungskanal vorgesehen ist). Wenn die Markierungsdetektionsverarbeitung angibt, daß ein Markierungssignal in der Abfragezone anwesend ist, wird wie zuvor ein Detektionssignal 132 erzeugt.
6 zeigt Einzelheiten einer bevorzugten Implementierung der nichtlinearen Kammfilterungsfunktion 170.
Wie aus 6 zu sehen ist, wird die Eingangsabtastwertsequenz x[n] einer M-fachen Polyphasenzerlegung unterzogen, um Teilsequenzen x₀(m), x₁(m), x₂(m), ..., x_M–1(m) zu bilden. Das Konzept der Polyphasenzerlegung wird in Vaidyanathan, „Multirate Digital Filters, Filter Banks, Polyphase Networks, and Applications: A Tutorial", Proceedings of the IEEE, Band 73, Nr. 1, Januar 1990, S. 56–93, besprochen.
Die zur Ausführung der M-fachen Zerlegung erforderliche Verarbeitung wird durch Verzögerungsblöcke 172 und M-fach-Dezimierungsblöcke 174 dargestellt. Bei einer bevorzugten Implementierung werden die ankommenden Abtastwerte x[n] zu einer zweidimensionalen Matrix angeordnet, die aus M Zeilen und so vielen Spalten, wie für die nachfolgende Verarbeitung notwendig sind, gebildet wird. Jeder ankommende Abtastwert wird in der Matrixposition in derselben Spalten und in der unmittelbar folgenden Zeile relativ zu der Position des vorherigen Abtastwerts plaziert, mit der Ausnahme, daß, wenn der vorherige Abtastwert in der letzten Zeile angeordnet wurde, der ankommende Abtastwert in der ersten Zeile in der nächsten Spalte plaziert wird. Folglich entspricht jede der Zeilen der Datenmatrix einer jeweiligen der M Teilsequenzen. Die Anzahl M von Teilsequenzen erhält man durch Dividieren der Abtastrate F_S, mit der die Sequenz x[n] gebildet wird, durch die Betriebsfrequenz F₀ des Systemsenders. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird M als 18,72 kHz ÷ 73,125 Hz = 256 berechnet. Folglich wird bei der bevorzugten Ausführungsform die Datenmatrix aus 256 Zeilen gebildet.
Jede der Teilsequenzen wird einer jeweiligen nichtlinearen Filterungsfunktion unterzogen. In 6 werden die nichtlinearen Teilsequenzfilterungsfunktionen durch Blöcke 176 repräsentiert. Der Zweck der nichtlinearen Filterungsoperationen besteht darin, in den Teilsequenzen x₀(m) bis x_M–1(m) im wesentlichen alles impulsives Rauschen zu entfernen und anderes Rauschen zu dämpfen. Beispiele für geeignete nichtlineare Teilsequenzfilter werden nachfolgend beschrieben.
Die von den nichtlinearen Filterblöcken 176 ausgegebenen gefilterten Teilsequenzen werden dann synthetisiert, um eine nichtlineare kammgefilterte Ausgangssequenz mit derselben Abtastrate wie die Eingangssequenz x[n] zu bilden. Wie in 6 gezeigt, werden die gefilterten Teilsequenzen y₀(m), y₁(m), y₂(m) ..., y_M–1(m) in Aufwärtsabtastblöcken 178 einer M-fach-Interpolation (Aufabtastung) unterzogen, und mittels Verzögerungsblöcken 180 und Summierungsblöcken 182 wird dann die Synthese durchgeführt. Gemäß einer bevorzugten Praxis kann jedoch jeder Signalzyklus der Ausgangssequenz durch Verwendung des aktuellen Werts y₁(m) als ersten Abtastwert des Signalzyklus, des aktuellen Werts y₁(m) als zweiten Abtastwert des Signalzyklus und so weiter assembliert werden, wobei sich versteht, daß jeder Signalzyklus aus M Abtastwerten besteht und einem Zyklus oder Rahmen des Abfragesignals entspricht.
7 zeigt ein Beispiel für eine nichtlineare Filterungsfunktion, mit der ein Teil der nichtlinearen Teilsequenzfilter von 6 oder alle nichtlinearen Teilsequenzfilter von 6 implementiert werden können. Insbesondere ist die in 7 dargestellte Funktion ein Medianfilter der Länge L = 5, wobei „Länge" die Anzahl von Eingängen bedeuten soll. Die fünf Eingänge des Medianfunktionsblocks sind die fünf letzten Abtastwerte der Teilsequenz, nämlich x_i(k), x_i(k – 1), x_i(k – 2), x_i(k – 3) und x_i(k – 4). Die Werte der fünf Eingangsabtastwerte werden nach Rang angeordnet, d. h. nach Amplitude sortiert, und der mittlere Wert (der drittgrößte Wert) wird als y_i(k) ausgegeben.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist jedes der nichtlinearen Teilsequenzfilter ein Medianfilter der Länge L = 5 (siehe 7). Es wird jedoch auch in Betracht gezogen, Medianfilter der Länge L = 3 oder längere Medianfilter zu verwenden. Im allgemeinen versteht sich, daß für ein Medianfilter der Länge L das Ausgangssignal der Teilsequenzmedianfilterungsfunktion erhalten wird, indem die Werte der L Eingänge nach Rang geordnet und als eine Ausgabe der (L + 1)/2-te der ranggeordneten Werte als das Ausgangssignal erhalten wird.
Es wird angenommen, daß das in 6 dargestellte nichtlineare Kammfilter, wenn es mit Teilsequenzmedianfiltern der Länge L = 3 oder L = 5 implementiert wird, in den meisten Umgebungen eine zufriedenstellende Entfernung von impulsivem Rauschen und eine beträchtliche Dämpfung von anderem Rauschen bereitstellt, während die relevanten harmonischen Frequenzen ohne Dämpfung durchgelassen werden. Es wird in der vorliegenden Erfindung jedoch in Betracht gezogen, andere Arten von nichtlinearen Filterungsprozessen für die nichtlinearen Teilsequenzfilter zu verwenden.
Medianfilter sind in einer allgemeineren Klasse nichtlinearer Filter enthalten, die als „Rangordnungs"- oder „ordnungsstatistische" Filter bekannt sind. Eine Definition von ordnungsstatistischen (OS-)Filtern findet man in P. Maragos et al., „Morphological Filters – Part II: Their Relations to Median, Order-Statistic, and Stack Filters", IEEE Transactions on Acoustics Speech and Signal Processing, Band ASSP-35, Nr. 8, August 1987, S. 1170–1184. Anstelle von Medianfiltern wird in Betracht gezogen, OS-Filter zu verwenden, die nicht Medianfilter sind. Ein solches Filter wäre zum Beispiel ein OS-Filter mit einer Fensterlänge von fünf Abtastwerten, das außerdem als Ausgabe den Wert der zweiten oder vierten Rangstufe unter den Eingangswerten bereitstellt.
Eine noch allgemeinere Klasse nichtlinearer Filter, die alle ordnungsstatistischen Filter umfaßt, ist als die Klasse der „gewichteten ordnungsstatistischen" (WOS-)Filter bekannt. Eine Definition von WOS-Filtern findet man in Yin et al., „Fast Adaptation and Performance Characteristics of FIR-WOS Hybrid Filters", IEEE Transactions on Signal Processing, Band 42, Nr. 7, Juli 1994, S. 1610–1628. Anhand der Besprechung von WOS-Filtern in dem Artikel von Yin et al. werden Durchschnittsfachleute verstehen, daß zum Beispiel viele WOS-Filter entworfen werden können, die zwar keine Medianfilter sind, aber ähnliche Effekte liefern. Außerdem wird in Betracht gezogen, daß WOS-Filter entworfen werden könnten, die wesentlich von Medianfiltern verschieden sind, aber dennoch eine geeignete Teilsequenzverarbeitung zur Bereitstellung des gewünschten nichtlinearen Kammfilters von 6 liefern.
Stapelfilter sind eine noch allgemeinere Klasse nichtlinearer Filter, wobei gewichtete ordnungsstatistische Filter eine Teilmenge von Stapelfiltern sind. Stapelfilter können implementiert werden, indem bestimmte Klassen Boolescher Ausdrücke auf Schwellenzerlegungen gefensterter Abtastwertsequenzen angewandt werden. Eine Beschreibung von Stapelfiltern befindet sich in Wendt et al., „Stack Filters", IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Band ASSP-34, Nr. 4, August 1986, S. 898–911.
Eine noch allgemeinere Klasse nichtlinearer Filter, von denen Stapelfilter eine Teilmenge sind, sind Permutationsfilter, die auf Mengenpermutationen basieren. Eine Definition von Permutationsfiltern befindet sich in Barner et al., „Permutation Filters: A Class of Nonlinear Filters Based on Set Permutations", IEEE Transactions on Signal Processing, Band 42, Nr. 4, April 1994, S. 782–798.
Es wird innerhalb der Erfindung in Betracht gezogen, für die Teilsequenzfilter Stapelfilter zu verwenden, die nicht gewichtete ordnungsstatistische Filter sind, oder Permutationsfilter, die keine Stapelfilter sind. Die Verwendung solcher Stapel- oder Permutationsfilter kann zum Beispiel wünschenswert sein, wenn in der Umgebung vorhandenes Rauschen dergestalt ist, daß längere Filter erforderlich sind, z. B. Filter, die Fenster von sogar elf Abtastwerten verwenden. In solchen Fällen wäre es wünschenswert, ein Stapelfilter oder ein Permutationsfilter bereitzustellen, das relativ glatte Impulse und monoton abnehmende und zunehmende und konstante Sequenzen durchläßt, während scharfe Impulse immer noch zurückgewiesen werden.
8A zeigt das gemessene Leistungsspektrum eines Ausgangssignals das durch Anwenden eines weißen Gaußschen Rauschsignals mit einem Mittelwert von Null und Einheitsvarianz als Eingangssignal des nichtlinearen Kammfilters von 6 erhalten wird, wobei jedes der Teilsequenzfilter ein Medianfilter mit L = 3 ist. (In allen in den 8A–8C jeweils gezeigten Beispielen ist die Anzahl von Teilsequenzen M = 256, und die Abtastrate beträgt F_S = 18,72 kHz.) 8B zeigt das gemessene Leistungsspektrum, das durch Filterung desselben Rauschsignals erhalten wird, wenn die Teilsequenzfilter Medianfilter mit L = 5 sind, und 8C zeigt wiederum ein gemessenes Leistungsspektrum, wenn Medianfilter mit L = 7 als die Teilsequenzfilter verwendet werden. Es ist zu beachten, daß das gewünschte Kamm-Bandpaßverhalten mit einer beträchtlichen Energiedämpfung zwischen den relevanten harmonischen Frequenzen vorliegt. Hätte das Eingangssignal eine andere Verteilung, könnte das resultierende Ausgangsleistungsspektrum recht verschieden sein.
Außerdem ist es hilfreich, empirische Ergebnisse, die mit einem Mediankammfilter erhalten werden, mit analytischen Eigenschaften eines linearen Kammfilters zu vergleichen, wie zum Beispiel des Filters, das durch Verwendung eines Tiefpaßfilters mit der in 9A gezeigten Impulsantwort für die Teilsequenzfilter 138 des in 3 gezeigten linearen Kammfilters erhalten wird. Der Vergleich ist in 9B über einen Frequenzbereich von F₀ bis 2F₀ (F₀ = 73,125 Hz) graphisch dargestellt, wobei die Kurven 186 den Frequenzgang des linearen Kammfilters über diesen Frequenzbereich hinweg darstellen und die Kurve 188 das gemessene Ausgangsleistungsspektrum (mit weißem Gaußschem Rauschen als Eingangssignal) für das Mediankammfilter, das Medianteilsequenzfilter mit L = 5 (oben in Verbindung mit 8B erwähnt) verwendet, darstellt.
Aus 9B ist zu sehen, daß das lineare Kammfilter wesentlich mehr Dämpfung zwischen den Durchlaßbändern als die durch das Mediankammfilter zwischen F₀ und 2F₀ auf Gaußsches Rauschen angewandte Dämpfung bereitstellt. Wie in 5 gezeigt, ist es deshalb bevorzugt, ein lineares Kammfilter signalabwärts des nichtlinearen Kammfilters und vor der Markierungsdetektionsverarbeitung bereitzustellen, um eine größere Dämpfung von Rauschen außerhalb der gewünschten Durchlaßbänder zu erhalten. Zum Beispiel kann das in 5 gezeigte lineare Kammfilter 150 unter Verwendung der obenerwähnten linearen Teilsequenzfilter mit der in 9A gezeigten Impulsantwort implementiert werden. Da das nichtlineare Kammfilter 170 im wesentlichen alles impulsive Rauschen entfernt, arbeitet das lineare Kammfilter 150 ohne das in dem Abschnitt über den Stand der Technik der vorliegenden Anmeldung beschriebene Klingelproblem.
Wenn ein schnelleres Systemansprechen gewünscht ist und weniger Dämpfung von Rauschen zwischen den Durchlaßbändern toleriert werden kann; wird in Betracht gezogen, das lineare Kammfilter 150 wegzulassen und nur das nichtlineare Kammfilter 170 zu verwenden.
Es werden nun Ergebnisse von Tests beschrieben, die in bezug auf verschiedene Testsignale durchgeführt wurden, wobei Ausgangssignale des nichtlinearen Kammfilters 170 mit dem linearen Kammfilter 150 verglichen werden.
10A zeigt für ein Testsignal, das durch Kombinieren eines Markierungssignals mit weißem Gaußschem Rauschen mit verschwindendem Mittelwert charakteristische Statistiken. Die Dauer des Testsignals betrug ungefähr 3,5 Sekunden und die Statistiken wurden nach Teilsequenz zusammengestellt, d. h. an 256 entsprechenden Punkten in jedem Zyklus des 73,125-Hz-Abfragesignals. In 10A repräsentiert die fette Kurve 190 den Mittelwert des Testsignals und die Kurven 192 bzw. 194 repräsentieren die Plus- und Minus-Eins-Standardabweichung. In 10B sind die Statistiken des Ausgangssignals aufgetragen, das durch Bereitstellen des Testsignals von 10A als Eingangssignal für das oben beschriebene lineare Kammfilter erhalten wird. Wieder ist die fette Kurve 106 der Mittelwert des Ausgangssignals und die Kurven 198 bzw. 220 repräsentieren Plus- und Minus-Eins-Standardabweichung.
In 10C sind die Statistiken eines Ausgangssignals aufgetragen, das durch Anwenden des Testsignals von 10A als Eingangssignal für ein Mediankammfilter erhalten wird, wobei jede der Teilsequenzen mit einem Medianfilter mit L = 5 gefiltert wird. Wiederum repräsentiert die fette Kurve 202 den Mittelwert, und die Kurven 204 bzw. 206 repräsentieren Plus- und Minus-Eins-Standardabweichung des Mediankammfilterausgangssignals. Ein Vergleich von 10B und 10C mit dem Testsignal selbst (10A) zeigt, daß sowohl das lineare als auch das nichtlineare Kammfilter die Varianz vermindern, aber das lineare Kammfilter etwas besser arbeitet.
11A zeigt Statistiken eines zweiten Testsignals, das durch Addieren eines Markierungssignals mit impulsivem Rauschen erhalten wird. Das impulsive Rauschen war unabhängig und identisch verteilt, mit einer Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines Impulses von P = 0,01. Die Impulse weisen eine Gaußsche Verteilung mit einem Mittelwert gleich 1,1 und einer Varianz von 0,25 auf. Wieder zeigt 11A einen Mittelwert (Kurve 208) und die Plus- oder Minus-Eins-Standardabweichung (Kurven 210 und 212).
11B und 11C zeigen jeweils Statistiken von Ausgangssignalen, die durch Filterung des Testsignals von 11A mit dem linearen und dem Mediankammfilter erhalten werden. Aus 11C ist ersichtlich, daß das Medianfilter besser gearbeitet hat und im wesentlichen alle Impulse beseitigt, mit Ausnahme der Stelle bei 214.
12A zeigt ein weiteres Testsignal, das durch Kombinieren sowohl des Gaußschen Rauschens als auch des impulsiven Rauschens mit einem Markierungssignal erhalten wird. 12B und 12C zeigen die Ausgangssignale jeweils des linearen Kammfilters und des Mediankammfilters. Wieder ist zu sehen, daß mit dem Mediankammfilter eine bessere Leistung erhalten wird.
In dem für die gerade beschriebenen Tests verwendeten nichtlinearen Filter wurde dieselbe nichtlineare Filterungsfunktion, nämlich ein Medianfilter mit L = 5, zum Filtern jeder der Teilsequenzen benutzt. Es wird jedoch in Betracht gezogen, nichtlineare Filterungsfunktionen zu verwenden, die von Teilsequenz zu Teilsequenz verschieden sind. Zum Beispiel könnte man jede Teilsequenz mit einem adaptiven ordnungsstatistischen Filter wie dem in Haweel et al., „A Class of Order Statistic LMS Algorithms", IEEE Transactions on Signal Processing, Band 40, Nr. 1, Januar 1992 (S. 44–53) beschriebenen filtern. Wenn in diesem Fall die Teilsequenzen verschiedene Eigenschaften aufweisen, ist die durch die jeweiligen adaptiven Teilsequenzfilter durchgeführte effektive Filterung verschieden.
Wenn eine a-priori-Kenntnis der Eigenschaften der verschiedenen Teilsequenzen existiert, können außerdem geeignete nichtlineare Filterungsfunktionen für jede Teilsequenz bereitgestellt werden. Zum Beispiel könnte man für bestimmte Sequenzen ein Medianfilter mit L = 3 und für andere Teilsequenzen ein Medianfilter mit L = 5 verwenden. Eine solche Praxis wäre angemessen, wenn Teilsequenzen in der Nähe der Spitzen des Abfragesignals in bezug auf andere Teilsequenzen verschiedene Rauscheigenschaften aufweisen. Außerdem wäre es angemessen, nichtlineare Filter zu verwenden, die von Teilsequenz zu Teilsequenz verschieden sind, wenn sich das Abfragesignal auf derselben Frequenz wie die Stromnetzfrequenz befindet oder mit dieser zusammenhängt.
Bisher sind die nichtlinearen Filterungsfunktionen, die zur Verwendung als Teilsequenzfilter vorgeschlagen wurden, alle in die umfassende allgemeine Klasse von Permutationsfiltern gefallen. Eine Eigenschaft von Permutationsfiltern besteht darin, daß der Wert jedes Ausgangsabtastwerts darauf beschränkt ist, der Wert eines Eingangsabtastwerts zu sein. Außerdem wird in Betracht gezogen, ein Kammfilter zu bilden, bei dem die Teilsequenzfilter ein Hybrid von linearen und nichtlinearen Filtern sind. Zum Beispiel könnte man ein FIR-Medianhybridfilter wie das Filter, das in 13 gezeigt ist und in Heinonen et al., „FIR-Median Hybrid Filters", IEEE Transactions on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Band ASSP-35, Nr. 6, Juni 1987, S. 832–838, besprochen wird, als ein Teilsequenzfilter verwenden. Bei dem in 13 dargestellten Hybridfilter ist zu sehen, daß mehrere (lineare) nichtrekursive (FIR-)Filter bereitgestellt werden, die jeweils an einem jeweiligen Fenster der Eingangssequenz wirken, wobei sich die Fenster nicht überlappen. Der Median der Ausgangssignale der FIR-Filter wird als Ausgabe der Hybridfilterungsfunktion bereitgestellt. (Da eine Erhaltung scharfer Kanten für die Implementierung des nichtlinearen Kammfilters nicht wichtig ist, ist es nicht notwendig, daß das mittlere der FIR-Filter eine Ausgabe gleich Eins aufweist, wie in dem Beispiel angegeben wird, das in der Arbeit von Heinonen et al. angegeben wird.) Außerdem wird in Betracht gezogen, als ein Teilsequenzfilter ein Hybridfilter zu verwenden, bei dem Ausgangssignale mehrerer nichtlinearer (z. B. Medianfilter) einer linearen Filterung (z. B. FIR) unterzogen werden.
Es wird angenommen, daß ein nichtlineares Kammfilter, das unter Verwendung von Teilsequenzfiltern des in 13 gezeigten Typs implementiert wird, Ergebnisse erzeugen würde, die mit denen vergleichbar sind, die durch Kaskadieren des nichtlinearen Kammfilters 170 und des linearen Kammfilters 150 (siehe 5) erhalten werden.
Durch Bereitstellen eines nichtlinearen Kammfilters signalaufwärts oder anstelle eines linearen Kammfilters ist es möglich, eine vorteilhafte digitale Signalaufbereitung in einem EAS-System bereitzustellen, ohne daß es zu einer Zunahme von Falschalarmen aufgrund eines Klingelns kommt, die andernfalls durch den Effekt von impulsivem Rauschen auf das lineare Kammfilter stimuliert werden würde.
Es können verschiedene Änderungen an den obigen Vorrichtungen und Modifikationen an den beschriebenen Praktiken eingeführt werden, ohne von der Erfindung abzuweichen. Die konkret bevorzugten Verfahren und Vorrichtungen sind deshalb als Veranschaulichung und nicht als Einschränkung gedacht. Der Schutzumfang der Erfindung wird in den folgenden Ansprüchen definiert.

Claims

Elektronisches Artikelsicherungssystem, umfassend: Mittel zum Erzeugen und Abstrahlen eines Abfragesignals, das mit einer vorbestimmten Frequenz F₀ in einer Abfragezone alterniert; Antennenmittel zum Empfangen eines in der Abfragezone anwesenden Signals; A/D-Umsetzungsmittel zum Empfangen eines Analogsignals, das das durch die Antennenmittel empfangene Signal repräsentiert, und zum Umsetzen des Analogsignals in eine Sequenz digitaler Abtastwerte; und digitale Signalverarbeitungsmittel zum Verarbeiten der Sequenz digitaler Abtastwerte, um Störungen daraus zu entfernen, wobei die digitalen Signalverarbeitungsmittel die Sequenz digitaler Abtastwerte durch die folgenden Schritte verarbeiten: Bilden von M Teilsequenzen aus der Sequenz digitaler Abtastwerte, wobei M eine positive ganze Zahl größer als 1 ist; Anwenden einer jeweiligen nichtlinearen digitalen Filterungsfunktion auf jede der M Teilsequenzen; und Kombinieren der M gefilterten Teilsequenzen, um eine verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 1, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine Permutationsfilterungsfunktion ist.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 2, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine Stapelfilterungsfunktion ist.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 3, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine ordnungsstatistische Filterungsfunktion ist.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 4, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine Medianfilterungsfunktion ist.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 5, wobei jede der Medianfilterungsfunktionen als Ausgabe den zweitgrößten Wert von den drei jüngsten Abtastwerten der jeweiligen Teilsequenz liefert.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 5, wobei jede der Medianfilterungsfunktionen als Ausgabe den drittgrößten Wert von den fünf jüngsten Abtastwerten der jeweiligen Teilsequenz liefert.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 1, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen ein Hybrid linearer und nichtlinearer Filterungsfunktionen ist.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 8, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen durch Anwenden einer Vielzahl von linearen FIR-Filterungsfunktionen, die auf die jeweilige Teilsequenz angewandt werden, durchgeführt wird.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 1, wobei alle auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen identisch sind.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 1, wobei mindestens ein Teil der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen adaptive Filterungsfunktionen sind.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 1, wobei die A/D-Umsetzungsmittel die digitalen Abtastwerte mit einer Abtastrate F_S bilden und M = F_S/F₀ ist.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 12 mit F_S = 18,72 kHz, F₀ = 73,125 Hz und M = 256.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 1, wobei die digitalen Signalverarbeitungsmittel die verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte durch die folgenden Schritte weiter verarbeiten: Bilden von M Teilsequenzen aus der Sequenz verarbeiteter digitaler Abtastwerte; Anwenden einer jeweiligen linearen Tiefpaßfilterungsfunktion auf jede der aus der Sequenz verarbeiteter digitaler Abtastwerte gebildeten M Teilsequenzen; und Kombinieren der M linear gefilterten Teilsequenzen, um eine zweimal verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden.
Verfahren zum Entfernen von Störungen aus einem durch ein elektronisches Artikelsicherungssystem empfangenen Signal, mit den folgenden Schritten: Erzeugen und Abstrahlen eines Abfragesignals, das mit einer vorbestimmten Frequenz F₀ in einer Abfragezone alterniert; Empfangen eines Analogsignals, das ein in der Abfragezone anwesendes Signal repräsentiert, und Umsetzen des empfangenen Analogsignals in eine Sequenz digitaler Abtastwerte; und Verarbeiten der Sequenz digitaler Abtastwerte, um Störungen daraus zu entfernen, wobei der Verarbeitungsschritt die folgenden Schritte umfaßt: Bilden von M Teilsequenzen aus der Sequenz digitaler Abtastwerte, wobei M eine positive ganze Zahl größer als 1 ist; Anwenden einer jeweiligen nichtlinearen digitalen Filterungsfunktion auf jede der M Teilsequenzen; und Kombinieren der M gefilterten Teilsequenzen, um eine verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine Permutationsfilterungsfunktion ist.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine Stapelfilterungsfunktion ist.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine ordnungsstatistische Filterungsfunktion ist.
Verfahren nach Anspruch 18, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen eine Medianfilterungsfunktion ist.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei jede der Medianfilterungsfunktionen als Ausgabe den zweitgrößten Wert von den drei jüngsten Abtastwerten der jeweiligen Teilsequenz liefert.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei jede der Medianfilterungsfunktionen als Ausgabe den drittgrößten Wert von den fünf jüngsten Abtastwerten der jeweiligen Teilsequenz liefert.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen ein Hybrid linearer und nichtlinearer Filterungsfunktionen ist.
Verfahren nach Anspruch 22, wobei jede der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen durch Anwenden einer Medianfilterungsfunktion auf Ausgaben einer Vielzahl von linearen FIR-Filterungsfunktionen durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei alle auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen identisch sind.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei mindestens ein Teil der auf die M Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen adaptive Filterungsfunktionen sind.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die digitalen Abtastwerte mit einer Abtastrate F_S gebildet werden und M = F_S/F₀ ist.
Verfahren nach Anspruch 26 mit F_S = 18,72 kHz, F₀ = 73,125 Hz und M = 256.
Verfahren nach Anspruch 15, weiterhin mit dem Schritt des zweitmaligen Verarbeitens der verarbeiteten Sequenz digitaler Abtastwerte, wobei Schritt des zweitmaligen Verarbeitens die folgenden Schritte umfaßt: Bilden von M Teilsequenzen aus der Sequenz verarbeiteter digitaler Abtastwerte; Anwenden einer jeweiligen linearen Tiefpaßfilterungsfunktion auf jede der aus der Sequenz verarbeiteter digitaler Abtastwerte gebildeten M Teilsequenzen; und Kombinieren der M linear gefilterten Teilsequenzen, um eine zweimal verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden.
Elektronisches Artikelsicherungssystem, umfassend: Mittel zum Erzeugen und Abstrahlen eines Abfragesignals, das mit einer vorbestimmten Frequenz F₀ in einer Abfragezone alterniert; Antennenmittel zum Empfangen eines in der Abfragezone anwesenden Signals; A/D-Umsetzungsmittel zum Empfangen eines Analogsignals, das das durch die Antennenmittel empfangene Signal repräsentiert, und zum Umsetzen des Analogsignals in eine Sequenz digitaler Abtastwerte; und digitale Signalverarbeitungsmittel zum Verarbeiten der Sequenz digitaler Abtastwerte, um Störungen daraus zu entfernen, wobei die digitalen Signalverarbeitungsmittel die Sequenz digitaler Abtastwerte durch die folgenden Schritte verarbeitet: Durchführen einer Polyphasenzerlegung, um eine Vielzahl von Teilsequenzen aus der Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden; Anwenden einer jeweiligen nichtlinearen digitalen Filterungsfunktion auf jede der Vielzahl von Teilsequenzen; und Synthetisieren der gefilterten Teilsequenzen, um eine verarbeitete Sequenz digitaler Abtastwerte zu bilden.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 29, wobei mindestens ein Teil der auf die Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen Medianfilterungsfunktionen sind.
Elektronisches Artikelsicherungssystem nach Anspruch 30, wobei alle auf die Teilsequenzen angewandten nichtlinearen Filterungsfunktionen Medianfilterungsfunktionen sind.