DE2318489C3 - Verfahren und Anordnung zum verschleierten Übertragen einer gesprochenen Information über einen Telephoniekanal - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Anordnung zum verschleierten Übertragen einer gesprochenen Information über einen Telephoniekanal gemäß dem Oberbegriff von Patentanspruch 1 bzw. 12.

Zum Verschleiern von Nachrichten ist es z. B. bekannt, den Sprachsignalen vor der Übertragung Zusatzsignale hinzuzuaddieren und nach der Übertragung dieselben Zusatzsignale vom empfangenen Signalgemisch wieder zu subtrahlcici,. Gemäß der DE-AS 11 16 749 kann dabei das Signalgemisch auch noch gewissen Amplitudenmanipulationen unterworfen werden. Die Beseitigung der Zusatzsignale auf der Empfangsseite ist jedoch verhältnismäßig schwierig und nur begrenzt möglich, weshalb sich dieses Verfahren in der Praxis nicht durchgesetzt hat.

Weiter ist es bekannt, Teile der zu verschleiernden Nachrichtensignale vor der Übertragung um vorbestimmte Beträge frequenzmäßig zu verschieben und auf der Empfangsseite die empfangenen Signale um dieselben vorbestimmten Beträge zurückzuverschieben. Die Frequenzverschiebung erfolgt durch je ein Steuersignal auf der Sendeseite und auf der Empfangsseite. Dieses Verfahren gewährleistet nur dann eine ausreichende Geheimhaltung, wenn diese Steuersignale ver änderlich sind. Zur Verschleierung und zur Entzifferung werden daher Steuersignale verwendet, die nach einem vereinbarten Programm veränderlich sind. Diese Steuersignale werden sowohl auf der Sendeseite wie auf der Empfangsseite mit Einrichtungen erzeugt, die synchron zusammenarbeiten, damit in jedem Augenblick das sendeseitige und das empfangsseitige Steuersignal gleich ist, so daß auf der Empfangsseite eine verständliche Nachricht gewonnen wird.

Der Synchronismus zwischen den beiden Steuersignalen kann mit Hilfe einer bekannten Einrichtung aufrechterhalten werden, wobei zur ständigen Kontrolle des Synchronismus spezielle Synchronsignale mit den verschleierten Nachrichten übertragen werden. Diese Lösung ist sehr aufwendig. Es wurde daher schon vorgeschlagen, bei Verfahren gemäß denen ein veränderliches Signal von der Sendeseite zur Empfangsseite übertragen und aus welchem Signal sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite nach einem einstellbaren Schlüssel ein Steuersignal abgeleitet wird, im Sender mit dem abgeleiteten Steuersignal die Frequenzverschiebung der zu verschiebenden Nachricht und im Empfänger mit dem abgeleiteten Steuersignal die Rückverschiebung zu steuern.

Es sind auch Anlagen bekannt, bei denen das Sprachband mit Hilfe von relativ schmalbandigen Filtern in eine Anzahl, beispielsweise in acht Teilbänder aufgetrennt und dann diese Teilbänder vertauscht d. h. durcheinander gewürfelt und übertragen werden. Auf der Empfangsseite werden die einzelnen Teilbänder herausgesiebt und in der ursprünglichen Reihenfolge aneinander gereiht. Derartige Anlagen weisen ein erstaunlich großes Coderepertoire auf. Die Nachteile einer derartigen Anlage sind der große Materialaufwand, weil π Teilbänder mindestens 2n Modulatoren und π Teilbandfilter mit steilen Flanken erfordern. Da die Bandfilter nur endlich steile Flanken aufweisen, kann ein zusätzlicher Bandbreitenverlust nicht vermieden werden, und weil die Bandfilter für die einzelnen Teilbänder schmalbandig sind, kann wegen der auftretenden Einschwingvorgänge die Codeumschaltung nicht sehr rasch erfolgen, da sonst die Störgeräusche unzulässige Werte annehmen.

Weiter ist z. B. aus der US-PS 32 01 517 bekannt, zum

Verschleiern von zu übertragenden Nachrichten diese frequenzmäßig in wenigstens zwei Teilbänder zu unterteilen und diese zu vertauschen, wobei die Bandbreite dieser Teilbänder durch die Steuersignale verändert wird. Dieses Verfahren weist wie die vorhergehenden den Nachteil auf, daß der Sprachrhythmus im verschleierten Signal leicht erkennbar ist, und daß ein geübter Dritter mit einiger Erfahrung die verschleierte Nachricht mindestens teilweise zu erkennen vermag. Ein ähnliches Verfahren mit denselben Nachteilen ist aus der FR-PS 21 29 013 bekannt.

Weiter ist z. B. in der US-PS 16 20 656 ein Frequenzverschleierungsverfahren beschrieben, bei welchem dem frequenzverschleierten Signal noch ein Zusatzsignal in Form von Rauschen überlagert wird. Die Überlagerung von Rauschen bringt jedoch eine Reihe von Nachteilen, wie z. B. Verzerrungen, keine restlose Kompensation empfangsseitig, Restgeräusche nach Entschleierung, welche Nachteile die praktische Brauchbarkeit dieses Verfahrens stark beschränken.

Aus der DE-AS 18 14 618 ist ein Zeitmultiplex-Fernsprechübertragungssystem bekannt, bei welchem kein Nutzsignal führende Kanäle mit digitalen Geräuschsignalen belegt werden. Ziel dieser Maßnahme ist die Geheimhaltung der mit Nutzsignalen belegten Kanäle zu Zeiten schwacher Kanalbelegung, nicht aber die Verschleierung zur Unverständlichmachung der übertragenen Nutzsignale selbst.

Weitere Verschleierungsverfahren sind zusammen mit ihren spezifischen Nachteilen im Artikel »Speech Scrambling« in der Zeitschrift »Electronics & Power« No. 18, Jg. 1972, S. 263, 264, beschrieben.

Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren anzugeben und eine Anordnung zu schaffen, die es gestatten, nebst dem Verschleiern des Lautcharakters, d. h. der Formantstruktur der Sprachsignale, auch den Sprachrhythmus, d. h. den Silben- und Wortrhythmus, zu verschleiern, diese Forderung mit einfachen Mitteln zu realisieren, wobei bei erhöhter Schaltgeschwindigkeit zum Wechseln des Codes noch ein einwandfreier Betrieb möglich ist.

Das erfändungsgemäße Verfahren ist im Patentanspruch 1 beschrieben.

Die erfindungsgemäße Anordnung zum Durchführen des Verfahrens ist durch die im Patentanspruch 12 beschriebenen Merkmale gekennzeichnet.

Die Erfindung ist nachstehend mit Bezugnahme auf die Zeichnung beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Prinzip einer einfachen Anordnung zum verschleierten Übertragen einer gesprochenen Information über einen Übertragungskanal,

F i g. 2 das Blockschema einer Anordnung gemäß F i g. 1 zum zyklischen Verschieben des Frequenzbandes und dessen Inversion,

F i g. 3 die graphische Darstellung der Wirkungsweise der Einrichtung nach F i g. 2,

F i g. 4 das Blockschema einer weiteren Ausführungsform der Anordnung nach F i g. 1 zum zyklischen Verschieben des Frequenzbandes und dessen Inversion,

F i g. 5 die graphische Darstellung der Wirkungsweise der Einrichtung nach F i g. 4,

F i g. 6 das Blockschaltbild einer Einrichtung zum Erzeugen eines einmaligen Echos und dessen Addition zum Eingangssignal,

F i g. 7 das Blockschaltbild einer Einrichtung zum Regenerieren und Subtrahieren eines einmaligen Echos,

F i g. 8 das Blockschaltbild einer Einrichtung zum Erzeugen eines mehrfachen Echos und dessen Addition

zum Eingangssignal,

Fig. 9 das Blockschaltbild einer Einrichtung zum Regenerieren und Subtrahieren eines Mehrfachechos,

Fig. 10 den Aufbau eines in den Einrichtungen gemäß der Fig. 6 —9 verwendeten Verzögerungsgliedes in vereinfachter Darstellung,

F i g. 11 das stark vereinfachte Blockschema einer Einrichtung zum Erzeugen eines negativen, mehrfachen Echos,

Fig. 12 die graphische Darstellung der Impulsantwort der Einrichtung gemäß der F i g. 11.

Fig. 13 das Blockschema einer Einrichtung zum Erzeugen eines negativen, mehrfachen Echos,

Fig. 14 das Blockschaltbild einer Schaltung zur Kompensation eines negativen, mehrfachen Echos,

Fig. 15 die Impulsantwort der Schaltung gemäß der Fig. 14,

Fig. 16 das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform einer T-Einrichtung 7 zum Erzeugen eines negativen, mehrfachen Echos mit Hilfe eines digitalen Schieberegisters,

Fig. 17 das Blockschema eines weiteren Ausführungsbeispiels zum Erzeugen eines negativen, mehrfachen Echos mit Hilfe eines digitalen Schieberegisters und Anwendung der Delta-Modulation,

Fig. 18 das Blockschema einer weiteren Ausführungsform einer T~'-Einrichtung 8 zur Kompensation des negativen, mehrfachen Echos mit Hilfe eines digitalen Schieberegisters,

Fig. 19 die graphische Darstellung eines Befehlssignals, das von der sendenden Station zur empfangenden Station übertragen wird, und

Fig. 20 das Blockschaltbild einer Station der oben beschriebenen Anlage, die mittels einer Sprechtaste vom Betriebszustand Empfang auf Senden und umgekehrt umschaltbar ist.

In der F i g. 1 ist das Prinzipschema einer einfachen Anlage zum verschleierten Übertragen von einer in ein Mikron 1 gesprochenen Information von einer Sendestation 2 über einen Übertragungskanal 3 zu einer Empfangsstation 4, an welche ein akustischer Wandler 5, z. B. ein Kopfhörer oder Lautsprecher, angeschlossen ist.

In der Sendestation 2 isi eine Frequenzverschleierungs-Einrichtung, nachstehend kurz mit F-Einrichtung

6 bezeichnet, zum Aufteilen des Sprachbandes in wenigstens zwei Teilbänder und zum zyklischen Vertauschen und zur Inversion derselben vorgesehen. Weiter enthält die Sendestation 2 eine Zeitverschleierungs-Einrichtung, nachstehend kurz mit T-Einrichtung

7 bezeichnet, zum Beifügen eines von der Zeit abhängigen Signals zu dem Ausgangssignal der F-Einrichtung 6. Am Ausgang derselben erscheint ein verschleiertes Übertragungssignal, das über den Übertragungskanal 3 der Empfangsstation 4 zugeführt wird.

Die Empfangsstation 4 besitzt eine Zeitentschleierungs-Einrichtung, nachstehend kurz mit T^-'-Einrichtung 8 bezeichnet, zum Subtrahieren eines dem in der Sendestation dem Übertragungssignal beigefügten, von der Zeit abhängigen Signals zumindest ähnlichen Signals vom Übertragungssignal und eine Frequenzentschleierungs-Einrichtung. nachstehend kurz mit F-'-Einrichtung 9 bezeichnet, zum Rückgängigmachen der durch die F-Einrichtung 6 in der Sendestation 2 durchgeführten zyklischen Frequenzbandvertauschung, so daß am Ausgang der F-'-Einrichtung 9 ein dem vom Mikrophon 1 erzeugten Sprachsigna] wenigstens ähnliches Signal erscheint, das dem akustischen Wandler 5 zugeführt wird.

Der Übertragungskanal 3 kann irgend ein Telephoniekanal mit einer Bandbreite von beispielsweise 300-3400 Hz gemäß den Empfehlungen des CClTT ι sein. Dieser Telephoniekanal kann eine drahtgebundene Leitung, ein Trägertelephoniekanal, ein Funkverbindungskanal oder ein gemischier Verbindungskanal sein. Das Spektrum des verschleierten Übertragungssignals, das praktisch die ganze Information enthält, darf also

κι keine Frequenzen außerhalb der Bandbreite des Übertragungskanals aufweisen.

Eine erste Ausführungsfortn der F-Einrichtung 6 der Anlage nach Fig. 1 ist nachstehend mit Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 näher erläutert. Die vom Mikrophon 1 erzeugten Sprachsignale gelangen zu einem Eingangsfilter 10, welches das Frequenzspektrum des Sprachsignals auf ein Sprachband von beispielsweise 300—3000 Hz begrenzt. Der Durchlaßbereich dieses Eingangsfilters 10 ist in der Zeile a der Fig. 3 mit der

2(i Linie 11 angedeutet. Unterhalb dieser Linie ist das frequenzmäßig begrenzte Sprachband 12 dargestellt, das einerseits einem Zusammenschaltglied 13 und andererseits einem ersten Modulator 14 zugeleitet wird. Dem Modulator 14 wird eine Trägerfrequenz /} zugeführt. Als Modulator 14 wird vorzugsweise ein sogenannter Ringmodulator verwendet, an dessen Ausgang nur die Modulationsprodukte auftreten und die Trägerfrequenz selbst stark gedämpft wird. Die beiden am Ausgang des Modulators 14 erscheinenden Seiten-

JO bänder sind in der Zeile öder F i g. 3 dargestellt.

Diese beiden Seitenbänder werden einem weiteren Bandfilter 15 zugeführt, dessen Durchlaßbereich mit der Linie 16 in der Zeile cder F i g. 3 angedeutet ist. Das am Ausgang des Bandfilters 15 erscheinende obere Seitenband wird ebenfalls dem Zusammenschaltglied 13 zugeführt, so daß am Ausgang desselben das ursprüngliche Sprachband 12 und ein um den Betrag der Trägerfrequenz /Ί verschobenes Sprachband in der Regellage erscheint, wie dies in der Zeile c der F i g. 3 dai gestellt ist.

Das am Ausgang des Zusammenschaltgliedes 13 erscheinende Summensigna! gelangt zu einem zweiten Modulator 17, dem weiter eine veränderliche, von einem steuerbaren Oszillator 18 erzeugte Trägerfrequenz /2 zugeführt wird. Die am Ausgang des zweiten Modulators 17 erscheinenden unteren und oberen Seitenbänder, die in der Zeile c/der F i g. 3 dargestellt sind, werden einem Bandfilter 19 zugeführt, dessen Durchlaßbereich durch die Linie 19' in der Zeile e der F i g. 3 angedeutet ist. Dieses Bandfilter 19 läßt einen Teil des oberen Seitenbandes passieren, das zwei benachbarte frequenzmäßig versetzte Sprachbänder 12' und 12" enthält. Die Grenzen des Durchlaßbereiches des Bandfilters 19 sind so gesetzt, daß ein Teil des Sprachbandes 12' und ein dazu komplementärer Teil des Sprachbandes 12" am Ausgang des Bandfilters 19 erscheinen. Diese Teilbänder sind in der Zeile e der F i g. 3 unterhalb der Linie 19' dargestellt

Diese komplementären Teilbänder werden einem dritten Modulator 20 zugeführt, mit einer Trägerfrequenz /3. Die am Ausgang des dritten Modulators erscheinenden Modulationsprodukte gelangen zu einem Ausgangsfilter 21, das im wesentlichen ein Tiefpaß mit einer Grenzfrequenz von beispielsweise 3000 Hz ist. Am Ausgang des Ausgangsfilters 21 erscheinen die komplementären Teilbänder in der Kehrlage, wie dies am Anfang der Zeile e der F i g. 3 dargestellt ist

Die dem zweiten Modulator 17 zugeführte Trägerfre-

quenz h ist wie schon erwähnt veränderlich, und zwar in Abhängigkeit eines dem Oszillator 18 zugeführten Steuersignals s. Ist die zugeführte Trägerfrequenz beispielsweise /2' so erscheinen am Ausgang des Modulators 17 die in der Zeile c/der Fig. 3 gestrichelt dargestellten Seitenbänder. Vom Bandfilter 19 werden die in der Zeile e der Fig. 3 gestrichelt gezeichneten komplementären Teilbänder ausgesiebt. Der Variationsbereich der Trägerfrequenz /j wird vorzugsweise so gewählt, daß die Grenze zwischen den komplementären Teilbändern im Bereich zwischen der unteren und der oberen Grenzfrequenz des Bandfilters 19 in diskreten Schritten hin- und herpendelt.

Die am Ausgang des Ausgangsfilters 21 erscheinenden komplementären Teilbänder in der Kehrlage werden der weiter unten näher beschriebenen T-Einrichtung 7 zugeführt. In der Empfangsstation 4 gelangt ein diesem Signal möglichst ähnliches Signal an den Eingang der F- '-Einrichtung 9, die gleich aufgebaut sein kann, wie die mit Bezug auf die Fig. 2 und 3 2» beschriebene F-Einrichtung 6. Anstelle der vom Mikrophon 1 erzeugten Sprachsignale gelangen dann die komplementären Teilbänder, siehe am Anfang der Zeile e der Fig. 3, an den Eingang des Eingangsfilters 10. Im Zusammenschaltglied 13 werden dann die komplementären Teilbänder und die mit Hilfe des ersten Modulators 14 und des Bandfilters 15 verschoberen komplementären Teilbänder aneinandergereiht, wie dies in der Zeile /"der F i g. 3 dargestellt ist.

Das am Ausgang des Zusammenschaltgliedes J3 auftretende Summensignal wird dem zweiten Modulator 17 zugeführt, dessen Modulationsprodukte in der Zeile g der F i g. 3 dargestellt sind. Aus dem oberen Seitenband wird durch das Bandfilter 19, dessen Durchlaßbereich mit der Linie 19' in der Zeile h der F i g. 3 dargestellt ist, das darunter dargestellte Sprachband in der Kehrlage herausgesiebt. Durch den Modulationsvorgang in dem zweiten Modulator 17, der Wahl des Durchlaßbereiches des Bandfilters 19 und die Verwendung derselben Trägerfrequenz /2 für den Modulator 17 wie in der Sendestation, werden die vertauschten komplementären Teilbänder wieder in der richtigen Reihenfolge aneinandergereiht. Dieses zurückgewonnene Sprachband befindet sich allerdings in der Kehrlage und wird dem dritten Modulator 20 zugeleitet, welcher dieses Sprachband in die ursprüngliche Regellage zurücksetzt, wie dies am Anfang der Zeile h der F i g. 3 dargestellt ist. Das bei dieser Modulation entstehende obere Seitenband wird durch das Ausgangsfilter 21 unterdrückt. Am Ausgang des Ausgangsfilters 21 tritt dementsprechend ein dem vom Mikrophon 1 erzeugter. Sprachsigna! zumindest ähnliches Signal auf.

Die dem Modulator 14 zugeführte Trägerfrequenz /i entspricht im allgemeinen der höchsten zu übertragenden Sprachfrequenz, damit die Lücke zwischen den am Ausgang des Zusammenschaltgliedes 13 auftretenden Sprachbändern nicht zu groß wird. Die Trägerfrequenzen /2 und /3 werden der Art des verwendeten Bandfilters 19 angepaßt. Wenn beispielsweise ein mechanisches Filter verwendet wird, so werden die Trägerfrequenzen /2 und /3 vorzugsweise in der Größenordnung um 200 kHz gewählt, weil der günstigste Durchlaßbereich derartiger mechanischer Filter in diesem Bereich liegt

Mit Bezug auf die F i g. 4 und 5 ist nachstehend ein weiteres Ausführungsbeispiel der F-Einrichtung 6 der Anlage gemäß der F i g. 1 beschrieben. Die vom Mikrophon 1 erzeugten Sprachsignale werden direkt einem ersten Modulator 22 zugeführt, der mit einer relativ hohen Trägerfrequenz U von beispielsweise 200 kHz gespeist wird. Von den beiden Seitenbär.dern, siehe Zeile b der F i g. 5, die am Ausgang des ersten Modulators 22 erscheinen, wird mittels eines Bandfilters 23, dessen Durchlaßbereich durch die Linie 24 über der Zeile b angedeutet ist, herausgesiebt und einem als Multiplikator wirkenden Doppelmodulator 25 zugeführt. Die Begrenzung der Bandbreite auf beispielsweise 3 kHz erfolgt erst durch das Bandfilter 23. Dem Doppelmodulator 25 werden gleichzeitig zwei Trägerfrequenzen /5 und 4 zugeführt, die vorzugsweise um die Differenz zwischen den Grenzfrequenzen des Bandfilters 23 gegenüber einander verschieden sind und bezogen auf einen Mittelwert um etwa ±1,5 kHz verschiebbar sind, wobei der Abstand zwischen diesen Trägerfrequenzen /5 und 4 immer gleich bleibt. Am Ausgang des Doppelmodulators 25 treten daher zwei Seitenbänder auf, wovon in der Zeile c der Fig. 5 nur das untere dargestellt ist. Das obere Seitenband ist in dieser Zeile nicht dargestellt, weil es sich weit außerhalb des dargestellten Frequenzbereiches befindet. Jedes dieser Seitenbänder weist zwei aneinandergereihte, frequenzmäßig versetzte Sprachbänder in der Regellage auf, weil der Doppelmodulator 25 mit den beiden Trägerfrequenzen /5 und 4 gespeist wird. In dem in der Fig.5 dargestellten Beispiel befinden sich die beiden Trägerfrequenzen /5 und 4 in ihrer Mittellage. Diese ist so gewählt, daß die Mitte des unteren Seitenbandes mit der Mitte des Durchlaßbereiches, siehe Linie 26 der Zeile i/der Fig. 5, eines Bandfilters 27 zusammenfällt. Durch dieses Bandfilter 27 werden zwei komplementäre Teilbänder aus dem unteren Seitenband herausgefiltert, wie dies in der Zeile dder F i g. 5 dargestellt ist.

Je nach Auslenkung der Trägerfrequenzen 4 und 4 aus ihren Mittellagen ist der Anteil des einen komplementären Teilbandes größer oder kleiner als der des anderen. Die komplementären Teilbänder werden einem dritten Modulator 28 zugeführt, der vorzugsweise mit der gleichen Trägerfrequenz U wie der erste Modulator 22 gespeist wird. Von den am Ausgang des zweiten Modulators 28 auftretenden Modulationsprodukten wird mit Hilfe eines Tiefpaßfilters 29 nur das untere Seitenband, das in der Zeile e der Fig.5 dargestellt ist, ausgesiebt. Die beiden zyklisch verschobenen, komplementären Teilbänder befinden sich in der Kehrlage und gelangen dann zur T-Einrichtung 7 der Sendestation 2.

Die beiden Tägerfrequenzen 4 und 4 für den Doppelmodulator 25 werden in einem vierten Modulator 30 erzeugt, dem einerseits eine variable, durch einen steuerbaren^bszillatcr 31 erzeugte Frequenz /"7 und eine konstante Frequenz 4 von beispielsweise 1,5 kHz zugeführt werden. Die vom Oszillator 31 erzeugte variable Frequenz /7 ist vom Steuersignal 5, das dem Oszillator zugeführt wird, abhängig und kann beispielsweise in einem Bereich von ungefähr ±1,5 kHz um einen Mittelwert von 397 kHz pendeln. Wird dem vierten Modulator 30 beispielsweise eine Frequenz f₇ von 397 kHz und die konstante Frequenz fg von 1,5 kHz zugeführt, so erscheinen an dessen Ausgang im wesentlichen die beiden Frequenzen fs=ft —fs = 395,5 kHz und Z₆ = /7 + h = 398,5 kHz. Diese beiden Trägerfrequenzen werden dem Doppelmodulator 25 zur Bildung des in der Zeile c der F i g. 5 dargestellten unteren Seitenbandes zugeführt.

Die letztere der beiden oben beschriebenen Ausfüh-

rungsformen der F-Einrichtung 6 der Anlage nach der Fig. 1 bietet gegenüber dem zuerst beschriebenen Ausführungsbeispiel die Vorteile, daß auf das Eingangsfilter 10 und das Zusammenschaltglied 13 verzichtet werden kann und daß die Bandfilter 23 und 27 identisch "> sind, wodurch die Herstellung einer solchen F-Einrichtung vereinfacht wird. Für diese Bandfilter 23 und 27 können mechanische Filter verwendet werden, die einen geringen Leitungsbedarf und steile Flanken aufweisen.

Die komplementären Teilbänder gemäß der Zeile e ι» dor F i g. 5 werden dann dem Eingang der weiter unten beschriebenen T-Einrichtung 7 de, Sendestation 2 zugeführt und erscheinen schließlich auf eine weiter unten beschriebene Weise am Ausgang der T-'-Einrichtung 8 der Empfangsstation 4 und gelangen dann an den ι ■"> Eingang der F-'-Einrichtung 9, die identisch mit der F-Einrichtung 6 der Sendestation 2 ist. Im ersten Modulator 22 werden die vertauschten, komplementären Teilbänder moduliert. Das Modulationsprodukt ist in der Zeile /der F i g. 5 dargestellt. Mit dem Bandfilter 23, dessen Durchlaßbereich mit der Linie 24 angedeutet ist, wird das untere Seitenband ausgesiebt und dem Doppelmodulator 25 zugeführt. In der Zeile gder F i g. 5 ist das untere Seitenband, das am Ausgang des Doppelmodulators 25 erscheint, gezeichnet. Die Modu- 2". lation mit der Trägerfrequenz /5 ergibt den ausgezogenen Teil des unteren Seitenbandes und die Modulation mit der Trägerfrequenz 4 ergibt den strichpunktiert dargestellten Teil des unteren Seitenbandes. Die benachbarten Stücke der genannten Seitenbandteile ergeben wieder ein vollständiges, frequenzmäßig verschobenes Sprachband in der Kehrlage, welches mit dem Bandfilter 27 ausgesiebt und dem dritten Modulator 28 zugeführt wird. In diesem wird dieses Sprachband in die ursprüngliche Lage versetzt, siehe Zeile / der Fig.5, und gelangt dann über das Tiefpaßfilter 29 zum akustischen Wandler 5.

Die am Ausgang des Tiefpaßfilters 29 oder des Ausgangsfilters 21 der oben beschriebenen F-Einrichtungen erscheinenden Signale treten im Rhythmus der in das Mikrophon 1 gesprochenen Sprache auf. Einem unbefugten Dritten kann dieser erkennbare Sprachrhythmus wertvolle Hinweise für die Entschleierung der Nachricht geben. Um dies zu vermeiden, werden in der nachstehend beschriebenen T-Einrichtung 7 zu diesen Signalen von der Zeit abhängige Zusatzsignale addiert. Diese Zusatzsignale werden aus den am Ausgang der F-Einrichtung 6 erscheinenden Signalen gewonnen.

Nachstehend wird die grundsätzliche Wirkungsweise einer ersten Art der Zeitverschleierung (T- und T-'-Einrichtung) mit Hilfe von positivem Nachhall, im folgenden Echo genannt, beschrieben. Mit Bezug auf die Fig. 6—9 sind grundsätzliche Schaltungen zum Erzeugen und Addieren eines Einfach- und eines abklingenden Mehrfachechos zum Eingangssignal und zur Wiedergewinnung aus und zur Subtraktion vom über den Übertragungskanal 3 übertragenen Signal beschrieben.

Die Fig.6 zeigt eine prinzipielle Schaltung zum Addieren eines einfachen Echos zum Signal, das an die to Eingangsklemme 32 angelegt wird, welches Signal von der F-Einrichtung 6 erzeugt wurde. Dieses Signal gelangt einerseits zu einem Summierglied 33 und andererseits über ein Dämpfungsglied 34, das das Signal um den Faktor k dämpft, zu einem Verzögerungsglied 35, welches das gedämpfte Signal um einen Betrag τ verzögert. Das gedämpfte, verzögerte Signal wird anschließend ebenfalls dem Summierglied 33 zugeführt.

Am Ausgang 36 desselben erscheint ein das Eingangssigna! und das gedämpfte, verzögerte Signal enthaltende Summensignal, das über den Übertragungskanal 3 von der Sendestation 2 zur Empfangsstation 4 übertragen wird. Die T-'-Einrichtung 8 der Empfangsstation 4 umfaßt in diesem Fall im wesentlichen eine Schaltung gemäß der F i g. 7. Das genannte Summensignal wird der Eingangsklemme 37 zugeführt und gelangt zu einem Subtrahierglied 38. Das am Ausgang des Subtrahiergliedes auftretende Differenzsignal wird einerseits der F~'-Einrichtung 9 und andererseits über ein Dämpfungsglied 39 und ein Verzögerungsglied 40 zum Subtrahierglied 38 zurückgeführt. Der Faktor k, um den die den Dämpfungsgliedern 34 und 39 zugeführten Signale gedämpft werden, ist für beide Dämpfungsglieder gleich und kann beispielsweise 0,75 sein. Die Verzögerungszeit r, um welche die Verzögerungsglieder 35 und 40 die ihnen zugeführten Signale verzögern, ist ebenfalls gleich und kann beispielsweise 175 ms betragen. Am Ausgang 41 der Schaltung nach der F i g. 7 erscheint daher ein Signal, das praktisch dem Signal entspricht, da: der Eingangsklemme 32 der Schaltung nach der F i g. 6 zugeführt wurde.

Mil der in der F i g. 8 prinzipiell dargestellten Schaltung kann ein Mehrfachecho zum Eingangssignal hinzuaddiert werden. Von der Eingangsklemme 42 gelangt das Eingangssignal direkt in ein Summierglied 43. Vom Summierglied gelangt das Summensignal direkt zum Ausgang 44 unc wird dem Übertragungskanal 3 zugeführt. Dieses Surnmensignal wird weiter über ein Dämpfungsglied 45 und ein Verzögerungsglied 46 zum Summierglied 43 zurückgeführt. Auf diese Weise entsteht am Ausgang 44 ein Mehrfachecho, wobei das n-te Echo um den Faktor Ar" gegenüber dem ursprünglichen Signal abgeschwächt ist. Die entsprechende T- '-Einrichtung 8 der Empfangsstation 4 enthält eine Schaltung, die in der F i g. 9 dargestellt ist. Das über den Übertragungskanal 3 empfangene Summensignai wird über eine Eingangsklemme 47 zu einem Subtrahierglied 48 geführt. Das von diesem erzeugte Differenzsignal wird dem Ausgang 49 und einem Summierglied 50 7ugeleitet. Am Ausgang desselben ist ein Dämpfungsglied 51 in Reihe mit einem Verzögerungsglied 52 angeschlossen, dessen Ausgang einerseits mit dem Summierglied 50 und mit dem Subtrahierglied 48 verbunden ist. Mit Hilfe des Summiergliedes 50, des Dämpfungsgliedes 51 und des Verzögerungsgliedes 52 wird das Mehrfachecho regeneriert und von dem an die Eingangsklemme 47 gelangenden Signal im Subtrahierglied 48 subtrahiert, wobei ein dem der Eingangsklemme 42 der Schaltung gemäß der Fig.8 zugeführtes Signal praktisch entsprechendes Signal am Ausgang 49 der Schaltung nach der F i g. 9 auftritt, das der F-'-Einrichtung 9 der Empfangsstation 4 zugeleitet wird. Es ist klar, daß auch bei diesem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Faktor k der Dämpfungsglieder 45 und 51 sowie die Verzögerungszeit r, um die die Verzögerungsglieder 46 und 52 die ihnen zugeführten Signale verzögern, gleich zu wählen sind. Der Faktor k kann beispielsweise 0,9 und die Verzögerungszeit τ beispielsweise 175 ms betragen.

Mit diesen Echoparametern werden längere Wortpausen, d. h. bis ca. 1 s, genügend ausgefüllt, wodurch der Sprechrhythmus aus dem über den Übertragungskanal 3 übertragenen Signal derart verwischt ist, daß er nicht mehr erkennbar ist. Eine vollständige Wiedergewinnung des den Eingangsklemmen 32 oder 37 der Schaltungen nach den F i g. 6 bzw. 8 zureführie:: Signais

am Ausgang 41 bzw. 49 der Schaltungen nach den F i g. 7 bzw. 9 ist nur dann möglich, wenn das in der Empfangsstation 4 regenerierte Echo genau in Phase mit dem übertragenen Echo ist. Aus diesem Grund wird in der Sendestation λ das Echo nicht zu dem vom Mikrophon 1 erzeugten Sprachsignal hinzugefügt, sondern erst aus dem von der F-Einrichtung 6 erzeugten Signal gewonnen und zu diesem hinzugefügt. In der Empfangsstation 4 wird dann zuerst das Echo regeneriert und vom empfangenen Signal subtrahiert. Durch diesen Vorgang wird das Signal, das den komplementären Teilbändern in der Kehrlage entspricht, zurückgewonnen und der F-'-Einrichtung 9 der Empfangsstation 4 zugeleitet. Die Phasenbeziehung zwischen dem in der F-Einrichtung 6 erzeugten Signal und dem in der T-Einrichtung 7 zugeführten Echo wird demnach nur durch allfällige, zeitlich variable Laufzeitverzerrungen des Übertragungskanals 3 beeinflußt. Versuche zeigten jedoch, daß praktisch auftretende Laufzeitverzerrungen und Phasensprünge des Übertragungskanals die Güte der Echokompensation nur unwesentlich beeinflussen. Würde die Reihenfolge der F-Einrichtung 6 und der T-Einrichtung 7 in der Sendestation 2 und die T-'-Einrichtung 8 und die F"'-Einrichtung 9 in der Empfangsstation 4 vertauscht, was theoretisch denkbar wäre, so würde die Phasenlage zwischen den erzeugten Echos und den regenerierten Echos insbesondere zusätzlich durch die Randgebiete der Bandfilter in den F- und F-'-Einrichtungen 6 bzw. 9 gestört. Da die Breite der komplementären Teilbänder von der Zeit abhängig ist, wäre ein sehr großer Aufwand zur Kompensation der durch die Randgebiete dieser Bandfilter hervorgerufenen Laufzeitverzerrungen, die bis zu 10 ms betragen können, notwendig. Um diesen großen Aufwand zu vermeiden, ist es zweckmäßig, die Anlage gemäß der F i g. 1 aufzubauen.

Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform eines Verzögerungsgliedes für die in den F i g. 6 bis 9 dargestellten Einrichtungen ist in der F i g. 10 prinzipiell gezeichnet. Dieses Verzögerungsglied umfaßt ein Schieberegister 53 für analoge Signale, d. h. einen sogenannten Eimerkettenspeicher. Das Prinzip eines solchen Kettenspeichers besteht darin, daß in einer Kette von Kondensatoren die Ladung oder auch das Ladungsdefizit jedes Kondensators auf Kommando eines Transistorschalter an den folgenden Kondensator weitergegeben wird. Die analogen Signale sind in der Form einer endlichen Folge von Momentanwerten gespeichert und können innerhalb gewisser Grenzen in beliebig langsamer oder schneller Folge wieder abgetastet werden, je nach der zugefühnen Taktfrequenz. Durch geeignete Wahl dieser Frequenz kann man die Verzögerungszeit zwischen Anfang und Ende der Kette beeinflussen und das analoge Signal in der Zeit komprimieren oder dehnen.

Ein dem Eingang 54 des Schieberegisters 53 zugeleitetes Signal, dessen Frequenzbereich eine obere Grenzfrequenz von fa aufweist, wird im Takt der Schiebefrequenz /j abgetastet, wobei die Bedingung des Abtasttheorems f_s δ 2 f₀ erfüllt sein muß.

Die abgetasteten Analogwerte werden in den kapazitiven Speicherelementen 1 bis π des Schieberegisters 53 beim Abtastvorgang von links nach rechts verschoben. Da die einzelnen kapazitiven Speicherelemente nicht gleichzeitig entladen und neu geladen werden können, erfolgt die Verschiebung in zwei Phasen ψ] und qp₂- Auf je eine Periode der Schiebefrequenz erfolgt eine Verschiebung der Analogwerte um zwei kapazitive Speicherelemente. Die Gesamtverzögerung des Schieberegisters 53 mit π kapazitiven Speicherstellen betrügt somit

Aus dieser Beziehung können bei gegebener Verzögerungszeit r die Anzahl η der kapazitiven Speicherelemente und die Schiebefrequenz /_s für das Schieberegister 53 bestimmt werden.

Am Ausgang 55 des Schieberegisters 53 erscheinen die einzelnen, analogen Abtastwerte im Takt der Schiebefrequenz f_s und um r verzögert. Mit Hilfe eines Tiefpaßfilters 56, dessen obere Grenzfrequenz /0 ist, wird das verzögerte, analoge Signal erhalten, das entweder dem Summierglied 33, dem Subtrahierglied 38. dem Summierglied 43, bzw. dem Subtrahierglied 48 und dem Summierglied 50 zugeführt wird.

Die für die Qualität der Echokompensierung in der Empfangsstation wesentliche Stabilität und Reproduzierbarkeit der Verzögerung ist bei gegebener Anzahl η der kapazitiven Speicherelemente des Schieberegisters 53 einzig von der Schiebefrequenz /j abhängig. Da die Schiebefrequen. f_s von einem stabilen Quarzoszillator abgeleitet wird, ist die Stabilität von τ sehr gut, wodurch eine praktisch vollständige Echokompensation gewährleistet ist.

Die nachstehenden Darlegungen betreffen die Wirkungsweise einer zweiten Art der Zeitverschleierung (T- und T-'-Einrichtung) mit Hilfe von negativem Nachhall, auch negatives Echo genannt. Darunter wird im Gegensatz zum positiven Nachhall ein dem zu verschleiernden Signal vorauseilender Nachhall verstanden, dessen Amplitude mit der Zeit zunimmt, der daher kurz als negativer Nachhall bzw. negatives Echo bezeichnet wird.

Das grundsätzliche Verfahren der Verschleierung von Sprachsignalen ausschließlich mit negativem Nachhall ist in der US-Patentschrift 32 25 142 beschrieben. Der große Nachteil dieses Verfahrens ist die große Signalverzögerung τ von wenigstens 5 s zur Erreichung einer wirksamen Verschleierung. Für Anlagen, die ein gegenseitiges Wechselsprechen ermöglichen sollen, ist diese große Verzögerung unbrauchbar. Dieser Nachteil kann erfindungsgemäß durch die Kombination dieser Zeitverschleierung mit der weiter oben angeführten Frequenzverschleierung in einer Anordnung nach F i g. 1 vermieden werden.

Damit die Parameter der T-Einrichtung 7 zum Erzeugen des negativen Nachhalles nicht ohne weiteres aus dem über den Übertragungskanal 3 übermittelten Signal ermittelt werden können, besitzt diese Einrichtung eine Allpaßcharakteristik.

Die prinzipielle Wirkungsweise einer derartigen T-Einrichtung 7 ist nachstehend mit Bezug auf die F i g. 11, die eine stark vereinfachte Schaltung darstellt, näher beschrieben. Das Signal, dem ein negatives Echo beigefügt werden soll, wird über einen Eingang 124 einer Verzögerungsleitung 125 zugeführt. Die Verzögerungsleitung besitzt eine Anzahl, beispielsweise sechs, Abgriffe 126 und einen Ausgang 127. Diese Abgriffe sind so angeordnet, daß, wenn beispielsweise ein Impuls dem Eingang 124 zugeführt wird, ein diesem Impuls entsprechendes Signal an jedem Abgriff 126 und schließlich am Ausgang 127 auftritt, wobei diese Signale einander identisch, aber von Abgriff zu Abgriff um je eine genau definierte Zeit ίο später auftreten. Jeder

Abgriff 126 und der Ausgang 127 der Verzögerungsleitung 125 ist über je einen Verstärker 128 mit einem Summierglied 129 verbunden. Der am Ausgang 127 der Verzögerungsleitung 125 angeschlossene Verstärker 128 weist den Verstärkungsgrad — g auf. Die an die Abgriffe 126, bezogen auf die Fig. 11 von rechts nach links, angeschlossenen Verstärker 128 weisen in dieser Reihenfolge die Verstärkungsgiade

7 und T-'-Einrichtung 8 gemäß der Fig. 11 und 14 ergibt sich

H₁ (=) ■ H₂ (ζ)

Γ - g + - _ ('-8VzI
L 1-gr \-gz J

(I-g²), (1 -.r)g. . . (1 -g²)g" -\ (l-g²lg" ^{2 l0} vereinfacht ergibt sich daraus ^UIld „ _....., H₁(Zl-H₂(Zl = ,-"-

auf. Die obenerwähnte Verzögerungszeit r₀ von Abgriff zu Abgriff und £ stellen die Echoparameter dar, wobei g der Verstärkungsgrad des an den Ausgang 127 der Verzögerungsleitung 125 angeschlossenen Verstärkers 128 ist.

Die Impulsantwort der Schaltung gemäß Fig. 11 ist in der Zeile a der Fig. !2 dargestellt. Für eine endliche Signalverzögerung τ = η ■ t₀ ist die Zahl η der erzeugten Echos der Impulsantwort endlich, in dem in Fig. 12 dargestellten Beispiel ist n = 6. Die Impulsantwort einer solchen Allpaß-Schaltung gemäß der Fig. 11 zum Erzeugen von negativem Nachhall kann wie folgt dargestellt werden:

+ (i -rl.«""r ' - ii-rV"¹·

Aus der oben angeführten Gleichung ergibt sich durch Umformung

Ul = -SMl -

(i -s

wobei ζ --= c'

folgende Gleichung abgeleitet weiden:

l-'ür das Produkt von H\(z) und /-/i (z/ d. h. der impulsantwort der in Reihe geschalteten T Hinrichtung Der Term - " stellt das gewünschte, um η ■ t₀ verzögerte Signal dar.
DerQuotient

Zum Kompensieren des in der Γ-ί-.ini iclitung 7 gemäß der Fig. 11 erzeugten negativen Echos dient die T"'-Einrichtung 8, die aus einer inversen Allpaßschaltung besteht. Ein Beispiel einer solchen T- '-Einrichtung ist in der F i g. 14 dargestellt. Die Inipulsantwort dieser Einrichtung ist in der Fig. 15 gezeichnet, wobei zu beachten ist, daß sich die Impulsantwort auf der Zeitachsc ι bis ins Unendliche fortsetzt, wobei jedoch die Amplitude der einzelnen Echoimpulse beliebig klein wird. In der Fig. 15 ist die impulsantwort nur bis f=n ;₀ = 6 ίο dargestellt. Die von der T '-Einrichtung 8 gemäß der Fig. 14 erzeugte Impulsantwort kann wie folgt angegeben werden:

ist. Daraus kann durch Umformuim

stellt ein exponentiell abklingendes Vorecho dar, das von der endlichen Abzahl π der Abschnitte der Verzögerungsleitung 125 der Einrichtung gemäß der F i g. 11 und der entsprechenden endlichen Länge eines praktisch realisierbaren negativen Nachhalles herrührt. Dieses Vorecho kann durch Vergrößern der Anzahl η beliebig klein gemacht weiden.

Es ist zu beachten, daß sich ein Allpaß zur Erzeugung von negativem Nachhall mit den zur Verfügung stehenden Mitteln nur approximativ realisieren läßt, da im Gegensatz zu Einrichtungen zum Erzeugen von positivem Nachhall die Zahl π der erzeugten Echoimpul-Sv¹ der Impulsantwort endlich ist, wenn eine endliche Signalverzögerung τ gewünscht wird. Vorzugsweise setzt man die Verzögerung r der approximativen Impulsantwort einer Einrichtung zum Erzeugen eines negativen Echos gleich der Nachhallzeit T, welche als Abklingzeit der Echoinipulse auf 1 % des Hauptimpulses am Ausgang definiert werden kann, was einer Dämpfung von 4OdB entspricht. Die totale Verzögerung τ ist gleich der Summe der Teilverzögerungszeiten ίο jedes Abschnittes der Verzögerungsleitung 125 zwischen zwei Abgriffen 126.

Die Parameter des negativen Nachhalles sind so festgelegt, daß die Signalverzögerung τ den zulässigen Maximalwert von höchstens 0,5 s nicht überschreitet. Es wird daher vorausgesetzt, daß die Nachhallzeit der T-Einrichtung 7 gemäß der F i g. 11

T= τ = 0,5 s sei.

Die Nachhallzeit Fist abhängig von den Nachhallparametern ίο und g.

Der Einfluß des Parameters g auf die Impulsantwort ist in den Zeilen b bis /"der Fig. 12 aufgezeichnet. Aus dieser Darstellung ist ersichtlich, daß für die beiden Extremfälle g= 1 (Zeile bder Fig. 12) und ^=O (Zeile /' der Fig. 12) die Impulsantworl nur aus je einem einzigen Impuls besteht. Es ist leicht erkennbar, daß mit diesen Extremfällen keine wirksame Verschleierung des 7.U übertragenden Signals erreicht werden kann.

Fine optimale Wirkung der Verschleierung wird beispielsweise erzielt, wenn die Energie des Hauptimpulses (Amplitude= —g) gleich der Summe der Energie von sämtlichen negativen, d. h. vorauseilenden Nachhallimpulsen ist, wobei die Amplituden der Nachhallimpulse (1 -g²),U -g²)g,(\ -g²)g² usw.betragen.

(i-r)² ι

Für diesen Fall ist dann

Wenn also der Nachhall-Parameter g= ~ =0,707

gewählt wird, steigen die Amplituden der einzelnen Nachhallimpulse exponentiell an, wie dies in der Zeile d der Fig. 12 dargestellt ist, wobei sich die Amplituden der aufeinanderfolgenden Nachhallimpulse um den FaKtor Mg— l/Tunterscheiden, was einer Zunahme von 3 dB entspricht. Die Nachhallzeit T, bei der die Impulsamplitude auf 1% gegenüber dem Hauptimpuls abgesunken ist, beträgt

3 dB

- 133,

Da die Nachhallzeit Γ voraussetzungsgemäß gleich der zulässigen, gesamten Signalverzögerung r sein soll, muß folgende Bedingung erfüllt werden:

r=0,5s.

Daraus läßt sich die Verzögerungszeit fo für jeden Abschnitt zwischen zwei benachbarten Abgriffen 126 der Verzögerungsleitung 125 -.vie folgt berechnen:

tn =

500 ms

13,3

= 37,5 ms.

In der Fig. 13 ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer T-Einrichtung 7 dargestellt. Diese Einrichtung weist ein in Abschnitte 57 unterteiltes Schieberegister 58 mit einer Anzahl Anzapfungen 59 auf, wobei das Schieberegister zum Speichern von analogen Signalen geeignet ist. Die durch die Anzapfungen 57 abgegriffenen Signale und die am Ausgang des letzten Abschnittes 57 des Schieberegisters 58 erscheinenden Signale gelangen über je einen Verstärker 60 zu einem Summierglied 61. Die in diesem erzeugten Summensignale werden einem Tiefpaßfilter 62 zugeführt und gelangen anschließend auf den Übertragungskanal 3. Die dem Eingang 63 des Schieberegisters 58 zugeführten analogen Signale, welche die teilvertauschten Sprachbänder in der Kehrlage darstellen, die von der F-Einrichtung 6 erzeugt wurden, werden durch die erste Stufe des ersten Abschnittes 57 des Schieberegisters 58 im Takt der Schiebefrequenz /j abgetastet, und die abgetasteten Analogwerte werden entsprechend diesem Takt durch das ganze Schieberegister 58 hindurchgeschoben. Der Oszillator zum Erzeugen der Schiebefrequenz f_s mit den beiden Phasen φι und ψ2 ist nicht gezeichnet.

Zur Erzeugung des negativen Nachhalles mit den Parametern to = 37,5 ms und g= 0,707 kann das Schieberegister 58 gemäß der Fig. 13 verwendet werden, das 13 Abschnitte 57 und 14 Anzapfungen 59 aufweist. Die totale Verzögerungszeit τ beträgt fo = O,4875 s.

Jedem einzelnen Abschnitt 57 des Schieberegisters 58 ist ein Verstärker 64 zur Kompensation des Dämpfungsvcrlustes in jedem Abschnitt 57 zugeordnet, so daß am Ausgang des Schieberegisters 58 ein verzögertes, aber gleich großes Signal erscheint, wie es dem Eingang 63 des Schieberegisters 58 zugeführt wurde.

Die Schiebefrequenz /j wird dem Schieberegister 58 wie schon erwähnt in zwei verschiedenen Taktphasen ψ\ und ψ2 zugeführt und mit Hilfe des Tiefpaßfilters 62 werden die im Summierglied 61 addierten, einzelnen Signalkomponenten wieder in ein kontinuierliches, analoges Signal umgewandelt, wobei dieses Tiefpaßfiltet 62 die Bandbreite /Ό aufweist, die der halben Schiebefrequenz f₅ entspricht. Höhere Frequenzanteile des abgetasteten Signals werden stark gedämpft. Das auf die oben beschriebene Weise gewonnene verschleierte Signal wird auf den Übertragungskanal 3 gegeben und zur Empfangsstation 4 übertragen.

Das Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispieles einer T-Einrichtung 7 mit einem Schieberegister

71 für Digitalsignale ist in der Fig. 16 dargestellt. Das am Ausgang der T-Einrichtung 6 erscheinende Signal wird einem Analog/Digitalwandler 72 zugeführt und im Takt der ebenfalls dem Analog/DigitakvandJer zugeführten Abtastfrequenz /, abgetastet, wobei die Abtastfrequenz f, mindestens das Doppelte der höchsten in dem genannten Signal vorkommenden Frequenz betragen muß. Bei jedem Eintreffen eines Abtastimpulses erscheint am Ausgang des Analog/Digitalwandlers

72 ein dem Momentanwert des genannten Signals entsprechendes Digitalsignal, welches der ersten Stufe des Schieberegisters 71 zugeleitet wird. Die dem Schieberegister 71 einzeln zugeführte digitale Information wird im Takt der Schiebefrequenz fs, die gleich der Abtastfrequenz f, ist, weitergeschoben.

Das Schieberegister 71 weist eine Anzahl Abgriffe 73 auf, die derart angeordnet sind, daß an jedem nachfolgenden Abgriff ein dem Eingangssignal entsprechendes Signal erst nach einer Verzögerungszeit Io nach dem am vorangehenden Abgriff auftretenden Signal erscheint. Jede Anzapfung 73 ist über je einen Multiplikator 74 an ein Summierglied 75 angeschlossen, in dem sämtliche am Ausgang der Multiplikatoren 74 gleichzeitig auftretenden Digitalsignale addiert werden,

welches Summensignal dann über eine Leitung 76 einem Digitai/Analogwandler 77 zugeführt wird.

Am Ausgang des Digital/Analogwandlers 77 ist ein Tiefpaßfilter 78 angeschlossen, welches allfällige Restanteile der Abtastfrequenz /, sperrt, damit ein verschleiertes, aber analoges Signal auf den Übertragungskanal 3 gelangt.

Die Anzahl der Multiplikatoren 74 kann reduziert werden, wenn die einzelnen Multiplikationen mindestens teilweise sequentiell ausgeführt werden, wobei dann allerdings zusätzliche Vorkehrungen getroffen werden müssen, um den Multiplikationsfaktor der Multiplikatoren entsprechend zu verändern.

Die Fig. 17 zeigt das Blockschema eines dritten Ausführungsbeispieles einer T-Einrichtung 7. Das Eingangssignal dieser Einrichtung wird ihr über ein Tiefpaßfilter 130 zugeführt, um das Spektrum des Eingangssignals im wesentlichen auf die Bandbreite des

Übertragungskanals 3 zu begrenzen, wobei an die Flankensteilheit dieses Tiefpaßfilters 130 keine großen Anforderungen gestellt werden. Das analoge, gefilterte Eingangssignal wird in einem Delta-Modulator 131 mit der Abtastfrequenz f, deltamoduliert und danach einem

h> digitalen Schieberegister 132 zugeführt und in demselben mit der Schiebefrequenz /", weitergeschoben. Die Abtastfrequenz f, und die Schiebefrequenz f_s sind gleich und betragen für die übliche Sprachbandbreite des

Übertragungskanals 3 vorzugsweise 20 bis 60 kHz. Das Schieberegister 132 besitzt n+1 Abgriffe 133 und ist so ausgelegt, daß die Zeitverzögerung des Signals zwischen je zwei benachbarten Abgriffen 133 to ist. Bei einer Schiebefrequenz f_s sind zwischen z-ivei Abgriffen 133 des Schieberegisters 132 m= /₀ - f_s binäre Speichersiellen erforderlich.

An jedem Abgriff 133 ist ein Delta-Demodulator 134 angeschlossen. Als Delta-Demodulatoren 133 können beispielsweise einfache Integratoren verwendet werden. Am Ausgang der Delta-Demodulatoren 133 erscheinen analoge Signale, die weiteren Tiefpaßfiltern 135 zugeführt werden, die die gleiche Bandbreite wie das Tiefpaßfilter 130 aufweisen und die Schiebefrequenz f_s und deren Harmonische sperren. Über Verstärker 136 gelangen die gefilterten Analogsignale in ein Summierglied 137, wobei jeder Verstärker 136 einen Verstärkungsgrad aufweist, wie diese in der Fig. 17 angegeben sind. Die in dieser Figur dargestellte Einrichtung stellt eine Allpaßschaltung zum Erzeugen ein~s negativen, mehrfachen Echos dar, wobei zur Signalverzögerung die analogen Eingangssignale durch Delta-Modulation in ein digitales Signal umgewandelt, im digitalen Schieberegister 132 verzögert und anschließend mittels Delta-Demodulation wieder in analoge Signale umgewandelt werden.

Das oben mit Bezug auf die Fig. 17 beschriebene Ausführungsbeispiel weist gegenüber dem mit Bezug auf die Fig. 16 beschriebenen Ausführungsbeispiel die folgenden Vorteile auf:

Der anstelle des Analog/Digitalwandlers 72 verwendete Delta-Modulator 131 ist einfacher und billiger in der Herstellung als der erstgenannte.

Da die an jeden Abgriff 133 angeschalteten Delta-Demodulatoren 134 lediglich einfache Integratoren sind, ist eine voll parallele Realisierung mit einem Delta-Demodulator als Digital/Analogwandler in jedem Abgriffzweig möglich, dadurch wird die Organisation des Betriebsablaufes wesentlich vereinfacht.

Die Kompensation des durch die T-Einrichtung 7, gemäß einem der Ausführungsbeispiele nach den Fig. 13, 16 oder 17 erzeugten und dem zu übertragenden Signal hinzuaddierten negativen, mehrfachen Echo erfolgt in der Empfangsstation 4 mittels der T-'-Einrichtung 8. Ein einfaches Blockschema einer derartigen T-'-Einrichtung 8 ist in der Fig. 14 dargestellt. Die Impulsantwort dieser Schaltung ist in der Fig. 15 aufgezeichnet, wobei die Darstellung so gewählt ist, daß sie ungefähr cem Parameter #=0,707 entspricht. Vergleicht man die F i g. 15 mit der Zeile a der F i g. 12, so stellt man, abgesehen vom Verlauf der Zeitachse t, eine exakte Übereinstimmung fest. Die Schaltung gemäß der Fig. 14 weist dieselben Parameter to und g auf, wie das von den in der Fig. 13, IC oder 17 dargestellten Einrichtungen erzeugte negative, mehrfache Echo. Ein dieser Schaltung zugeführtes Signal gelangt einerseits zu einem Verstärker 65, der einen Verstärkungsgrad von —^aufweist, und andererseits zu einem Summierglied 66.

Über den Verstärker 65 gelangt das Signal unverzögert, jedoch mit umgekehrtem Vorzeichen zu einem weiteren Summierglied 67 und über das Summierglied

66, ein Verzögerungsglied 68 und einen weiteren Verstärker 69, um die Verzögerungszeit fodes Verzögerungsgliedes 68 verzögert, zum weiteren Summierglied

67. Auf diese Weise entstehen am Ausgang des Summiergliedes 67 der negative Impuls z. Z. f = 0 und der erste positive Impuls z. Z. t=t₀, wie dies aus der

Fig. 15 ersichtlich ist. Das am Ausgang des Verzögerungsgliedes 68 erscheinende Signal wild weiter über einen Verstärker 70 mit dem Verstärkungsgrad g zum Summierglied 66 zurückgeführt und gelangt somit erneut an den Eingang des Verzögerungsgliedes 68, und zwar abgeschwächt, weil der Verstärkungsgrad g im allgemeinen < 1 ist. Nach Ablauf der Verzögerungszeit ίο erscheint dieses Signal wieder am Ausgang des Verzögerungsgliedes 68 und gelangt über den Verstärker 69 zum Summierglied 67, wodurch der zweite positive Impuls z. Z. / = 2i₀ gemäß der Fig. 15 am Ausgang des Summiergliedes 67 auftritt.

Der oben beschriebene Vorgang setzt sich fort, wobei die Amplitude der am Ausgang des Summiergliedes 67 erscheinenden Impulse rasch abnimmt.

Das Verzögerungsglied 68 der in der Fig. 14 dargestellten Schaltung kann beispielsweise ein Schieberegister 53 aufweisen, wie ein solches mit Bezug auf die Fig. 10 weiter oben beschrieben ist. Anstelle der oben angeführten Einrichtung mit einem Schieberegister für Analogsignale können Einrichtungen zum Erzeugen und zum Kompensieren von negativen oder positiven Echos grundsätzlich auch Schieberegister für Digitalsignale enthalten.

In der Fig. 18 ist das Blockschaltbild einer Ausführungsform der T-'-Einrichtung 8 zur Kompensation eines negativen, mehrfachen Echos nach dem Prinzipschema gemäß Fig. 14 dargestellt, die ein Schieberegister 79 für Digitalsignale zum Verzögern der Signale aufweist. Die Schaltung gemäß der Fig. 18 entspricht weitgehend der in der Fig. 14 dargestellten Schaltung. Jene Teile, die die gleichen Funktionen ausüben, sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Anstelle des in der F i g. 14 mit 68 bezeichneten Verzögerungsgüedes weist die Schaltung nach der Fig. 18 einen Analog/Digitalwandler 80, das Schieberegister 79 einen Digital/Analogwandler 81 und ein Tiefpaßfilter 82 auf. Zusätzlich ist in dieser Schaltung ein weiteres Tiefpaßfilter 81 vorgesehen, das den Frequenzumfang des übertragenen Signals auf /Ό = (J2 begrenzt, wobei f_s = /, ist.

In der F i g. 20 ist das Blockschema einer Station der oben beschriebenen Anlage gezeichnet. Diese Station kann mit Hilfe eines 5poligen Umschalters 84a bis 84e vom Betriebszustand Senden auf Empfang bzw. umgekehrt umgeschaltet werden. Zwei derartige Stationen ergeben eine vollständige Anlage zum verschleierten Übertragen von Sprachsignalen.

Die in der Fig. 20 dargestellten SE-Umschalter 84a—84e befinden sich in der Empfangsstellung. Vorerst sei angenommen, daß diese SE-Umschalter auf eine weiter unten beschriebene Weise auf Senden geschaltet worden seien. Die vom Mikrophon 1 erzeugten, zur Sprache analogen, elektrischen Signale werden in einem Mikrophonverstärker 85 mit Amplitudenregelung verstärkt und über ein Preemphasis-Netzwerk 86, den SE-Umschalter 84a, das Eingangsfilter 10 und den SE-Umschalter 84ft, der im sendenden Zustand als F-Einrichtung 6 wirkenden Einrichtung 6 bzw. 9 zugeführt. Diese Einrichtung ist beispielsweise mit Bezug auf die F i g. 2 weiter oben näher beschrieben und diejenigen Teile, die die gleichen Funktionen ausüben, sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Das am Ausgang der F-Einrichtung 6 erscheinende Signal, das den komplementären Sprachbändern in der Kehrlage entspricht, wird über eine Leitung 87 und den SE-Umschalter 84c der im sendenden Zustand als T-Einrichtung 7 wirkenden Einrichtung 7 bzw. 8 zugeführt. Wenn sich der SE-Umschalter 84</ in der in

F i g. 20 nicht dargestellten Lage befindet, erzeugt diese Einrichtung ähnlich wie die mit Bezug auf die F i g. 8 beschriebenen Schaltungen ein positives, mehrfaches Echo, oder kompensiert das Echo, wenn sich der SE-Umschalter 84c/in der gezeichneten Lage befindet, auf eine ähnliche Weise, wie dies mit Bezug auf die F i g. 9 beschrieben ist.

Das Dämpfungsglied 51, das Verzögerungsglied 52 und das Summierglied 50 haben die gleichen Funktionen wie die entsprechenden Teile der F i g. 9, diese Teile sind daher mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Damit die in der F i g. 20 mit 7 bzw. 8 beschriftete Einrichtung sowohl zum Erzeugen als auch zum Kompensieren des mehrfachen Echos verwendet werden kann, besitzt sie ein weiteres Summierglied 138 und einen Inverter 139.

Der Ausgang der T-Einrichtung 7. an dem das verschleierte, zu übertragende Signal auftritt, ist über eine Leitung 88 und ein Anpassungsnetzwerk 89 beispielsweise mit dem NF-Eingang einer Funktstation verbunden, die ein Teil des drahtlosen Übertragungskanals 3 ist.

Das über den Übertragungskanal 3 übertragene Signal wird auf der Gegenstation, die identisch mit der in der F i g. 20 dargestellten Station ist, empfangen. Über ein Anpassungsnetzwerk 90 gelangt das empfangene, verschleierte Übertragungssignal über den sich in der Empfangsstellung befindlichen SE-Umschalter 84c zur T-'-Einrichtung 8. Da sich der SE-Umschalter 84c/ in der in der F i g. 20 dargestellten Lage befindet, regeneriert die T-'-Einrichtung 8 ein positives, mehrfaches Echo aus dem ihr zugeführten verschleierten Signal und subtrahiert dieses Echo von diesem Signal. Dies erfolgt in ähnlicher Weise, wie dies in bezug auf die F i g. 9 weiter oben grundsätzlich angeführt ist.

Vom Ausgang der T-'-Einrichiung 8 gelangt das vom Echo befreite Signal über die Leitung 88, den SE-Umschalter 846 zur F"'-Einrichtung 9, welche die auf der Sendeseite vorgenommene Frequenzband-Verschiebung und Inversion rückgängig macht. Das am Ausgang der F-^!-Einrichtung 9 erscheinende Signal entspricht praktisch dem vom Mikrophon 1 in der Gegenstation erzeugten, analogen Sprachsigna! und wird über die Leitung 87, den SE-Umschalter 84a, das Eingangsfilter 10, ein Deemphasis-Netzwerk 91 und einen Endverstärker 92 dem akustischen Wandler 5 zugeführt.

Wie mit Bezug auf die Fig. 2 —5 weiter oben näher angeführt, wird dem zweiten Modulator 17 bzw. 25 der F- bzw. F"'-Einrichtungen eine von dem Steuersignal s abhängige Trägerfrequenz f₂ bzw. /₅ und f_b zugeführt, damit sich die komplementären Teilbänder in Funktion dieses Steuersignals s in diskreten zeitlichen Schritten verschieben. Es ist klar, daß das Steuersignal s in der sendenden Station dem Steuersignal s in der empfangenden Station genau entsprechen muß, wenn die Frequenzband-Verschiebung mit Inversion vollständig rückgängig gemacht werden soll.

Die veränderbare Trägerfrequenz Λ für den zweiten Modulator 17 wird mit Hilfe eines Modulators 93 erzeugt, dem einerseits zum Beispiel eine Frequenz von •75 kHz von einem Bandfilter 94 zugeführt wird, welches diese Frequenz aus dem von einem Mischer 95 erzeugten Frequenzgemisch heraussiebt, das dadurch entsteht, indem diesem Mischer die beiden Frequenzen 25 kHz und 200 kHz zugeführt werden, und welchem Modulator 93 andererseits von einem Tiefpaßfilter % eine durch einen steuerbaren Frequenzunterteiler 97 diskre' · er.-.-derbare Frequenz zugeführt wird, wobei

die Dauer der Verschleierungsintervalle vorzugsweise 20-100 ms beträgt.

Den fünf Eingängen 98 des steuerbaren Frequenzunterteilers 97, von welchen Eingängen nur einer dargestellt ist, wird das digitale Steuersignal s zugeführt. Dieses Steuersignal swird von einem Chiffriergenerator 99 erzeugt, wobei jedes Steuersignal s beispielsweise 5 Bit aufweisen kann, die parallel an die einzelnen Eingänge gelangen. Jedes Steuersignal s wird im Frequenzunterteiler 97 gespeichert, bis ein neues Steuersignal s eingetroffen ist, und stellt einen Zahlenwert von 0 — 31 dar. Dementsprechend kann beispielsweise der Teilfaktor /cdes Frequenzunterteilers 97 je nach Steuersignal s 15 verschiedene Werte im Bereich von 184 —202 aufweisen, wenn nur geradzahlige Teilfaktoren k zugelassen werden. Diese Teilfaktoren k sind zum Verschleiern des Sprachsignals so gewählt, daß die Trennstelle zwischen den oberen Seitenbändern 12' und 12". siehe Zeile c/der F i g. 3, immer innerhalb der Bandbreite des Ausgangsfilters 21 verbleibt.

Die zum Speisen des ersten Modulators 14 und des dritten Modulators 20 notwendigen Trägerfrequenzen f\ und fj sowie die zum Speisen des steuerbaren Frequenzunterteiiers 97 und des Mischers 95 benötigten Frequenzen von 4MHz, 200 kHz und 25 kHz werden von einem weiteren Frequenzunterteiler 100 geliefert, welcher seinerseits an einen vorzugsweise kristallgesteuerten Grundgenerator 101, der eine Frequenz von beispielsweise 8 MHz erzeugt, angeschlossen ist. Weiter liefert der Frequenzunterteiler 100 auch die zum Betrieb des Chiffriergenerators 99 notwendigen Taktimpulse und gegebenenfalls die zum Betrieb des Schieberegisters 58 bzw. 71 benötigten Schiebeimpulse, wenn eine T- oder T- '-Einrichtung 7 bzw. 8 gemäß den F i g. 13,16 oder 17 verwendet wird.

Zum einwandfreien Betrieb der Anlage gemäß der F i g. 20 ist es notwendig, daß das Steuersignal s in der sendenden Station und in der empfangenden Station einander entsprechen, d. h. identisch, aber um die mittlere Laufzeit der Signale über den Übertragungskanal 3 und gegebenenfalls um jene Zeit gegenüber einander verschoben sind, um welche diese Signale in der T-Einrichtung 8 verzögert werden, wenn eine Schaltung gemäß den Fig. 13, 16 oder 17 verwendet wird.

Das Steuersignal swird nicht über die Übertragungsleitung 3 übertragen, weil ja in demselben der Schlüssel zur Entschleierung enthalten ist. Das Steuersignal swird sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite durch den Chiffriergenerator 99 erzeugt. Ein solcher Chiffriergenerator ist z. B. in der schweizerischen Patentschrift 4 08 109 beschrieben. Werden die Schlüsselimpulsfolgen im sende- und empfangsseitigen Chiffriergenerator 99 nach identischen Regeln in übereinstimmend aufgebauten Schlüsselimpulsgeneratoren erzeugt, deren Programm durch ihren Anfangszustand festgelegt ist, so kann eine Übereinstimmung dieses Anfangszustandes nach dem Prinzip, das in der schweizerischen Patentschrift 4 02 937 beschrieben ist, erreicht werden.

Der Generator 99 weist einen ersten Eingang 102 zum Eingeben eines Grundschlüssels, der in einem Grundschlüsselspeicher 103 gespeichert ist, und einen zweiten Eingang 104 zum Eingeben eines Zusatzschlüssels auf. Über eine durch eine einzige Taste 105 symbolisierte Tastatur kann der Grundschlüssel variiert werden, wobei natürlich bei beiden zusammenarbeitenden Stationen die gleiche Grundschlüsseleinstellung

vorgenommen werden muß. Vor jeder Übertragung, d. h. vorzugsweise nach jedem Richtungswechsel, wird der Zusatzschlüssel, der in einem Zusatzschlüsselgenerator 106 erzeugt wird, von der sendenden Station zur empfangenden Station übertragen, was auf die nachstehend beschriebene Weise geschieht.

Beim Betätigen einer Sprechtaste 107 wird eine Steuervorrichtung 108 eingeschaltet, die über eine Leitung 109 ein Startsignal an einen Befehlsgeber 110 abgibt. Gleichzeitig werden über Ausgangsleitungen, wovon der Einfachheit wegen nur eine 111 dargestellt ist, ein nicht dargestelltes Relais, welches die SE-Umschalter 84a—84e betätigt, und ein ebenfalls nicht dargestellter elektronischer Umschalter 112 und ein elektronischer Schalter 113 gesteuert. In der F i g. 20 ist der Einfachheit halber nur ein Umschalter 112 dargestellt, in Wirklichkeit sind entsprechend den fünf Eingängen 98 des steuerbaren Frequenzunterteilers 97 ebenfalls fünf solche Umschalter 112 vorgesehen. Ausgelöst durch das Startsignal erzeugt der Befehlsgeber 110 einen digitalen Synchronisierbefehl, der beispielsweise eine Impulsfolge von 63 Bit ist. Ein Teil eines solchen Befehls ist in der Zeile a der Fig. 19 dargestellt. Der Synchronisierbefehl gelangt vom Befehlsgeber 110 über einen elektronischen Umschalter 114 zu einem Serie/Parallelwandler 115, den elektronischen Umschalter 112 bzw. die Umschalter und eine fünfadrige Leitung 116 zu den Eingängen 98 des steuerbaren Frequenzunterteilers 97. Die an diesen Eingängen 98 eintreffenden parallelen, binären Signale beeinflussen den Teilfaktor k des steuerbaren Frequenzunterteilers 97, wobei der Teilfaktor k bei Vorhandensein einer binären »0« am Ausgang des Befehlsgebers 100 beispielsweise 168 und bei Vorhandensein einer binären »L« am Ausgang des Befehlsgebers 100 beispielsweise 172 beträgt. Die dem zweiten Modulator 17 zugeführte Trägerfrequenz f₂ ist im ersten Fall 198,81OkHz und im zweiten Fall 198,256 kHz. Diese Trägerfrequenzen liegen innerhalb des Durchlaßbereiches des Bandfilters 19. Damit diese Frequenzen am Ausgang des Modulators 17 erscheinen, wird dem Eingang dieses Modulators 17 über der. Arbeitskontakt 113 und das Zusammenschaitgiied 13 eine Gleichspannung zugeführt, wodurch die Symmetrie dieses Modulators 17 gestört und die Trägerfrequenz f₂ nicht mehr unterdrückt wird. Die obengenannten Trägerfrequenzen h gelangen abwechslungsweise und in Abhängigkeit des Synchronisierbefehles zum dritten Modulator 20, wo diese Frequenzen beispielsweise in Niederfrequenzsignale /_a= 1190 Hz und 4= 1744 Hz umgewandelt werden, wie dies in der Zeile b der F i g. 19 in übertriebener Weise dargestellt ist. Die oben beschriebene Erzeugung dieser zur Befehlsübertragung dienenden Niederfrsquenzsignale erfolgt mit einfachen Mitteln innerhalb der F- bzw. F-'-Einrichtung, so daß keine zusätzlichen Vorrichtungen zum Erzeugen dieser Niederfrequenzsignale erforderlich sind. Diese Niederfrequenzsignale gelangen dann über die Leitung 87 und den umgeschalteten SE-Umschalter 84c in die T-Einrichtung 7, in welcher diesen Niederfrequenzsignalen ein Echo beigefügt wird. Die mit dem Echo versehenen Niederfrequenzsignale gelangen schließlich über die Leitung 88 und das Anpassungsnetzwerk 89 zur nicht weiter dargestellten Funkstation und werden dann über den Übertragungskanal 3 zur Gegenstation übertragen. Der vom Befehlsgeber 110 erzeugte Synchronisierbefehl gelangt außer zum steuerbaren Frequenzunterteiler 97 über den elektronischen Umschalter 114 und den umgeschalteten SE-Umschalter 84e zu einem Befehlsdetektor 117. Die über den Übertragungskanal 3 von der Gegenstation empfangenen, mit einem Echo versehenen Niederfrequenzsignale werden vom Anpas-■5 sungsnetzwerk 90 über den SE-Umschalter 84c der T-'-Einrichtung 8 zum Entfernen des Lxhos zugeführt. Die vom Echo befreiten Niederfrequenzsignale gelangen dann über die Leitung 88 zu einem Zweifrequenzsignalempfänger 118, welcher die beiden Niederfre-

i» quenzsignale in eine binäre Signalfolge, die in der Zeile c der Fig. 19 dargestellt ist, zurückwandelt. Diese Signalfolge, die dem von dem Befehlsgeber 110 der sendenden Station erzeugten Synchronisierbefehl entspricht, wird dann über den SE-Umschalter 84e dem Befehlsdetektor 117 der empfangenden Station zugeführt. Die Befehlsdetektoren der sendenden und der empfangenden Station erzeugen auf Grund des erhaltenen Synchronisierbefehles je einen Synchronisierimpuls, der über eine Leitung 119 zu dem entsprechenden Frequenzunterteiler 100 gelangen, um eine phasenmäßige Übereinstimmung der von ihnen erzeugten Taktimpu^:se zu bewirken.

Sobald der Synchronisierimpuls über die Leitung 119 auch bei der Steuervorrichtung 108 der sendenden Station eintrifft, wird der elektronische Umschalter 114 betätigt. Dies hat zur Folge, daß der Zusatzschlüsselgenerator 106 über diesen Umschalter 114 an den Eingang des Serie/Parallelwandlers 115 angelegt wird. Die vom Zusatzschlüsselgenerator 106 erzeugte Signal-

JO folge, die den Zusatzschlüssel darstellt, kann beispielsweise 21 Bit aufweisen und wird vorzugsweise dreimal ausgesendet. Im Serie/Parallelwandler 115 wird diese Signalfolge auf die gleiche Weise, wie oben mit Bezug auf den Synchronisierbefehl beschrieben, dem steuerbaren Frequenzunterteiler 97 zugeführt und auf dieselbe Art zur Gegenstation übertragen. Die den Zusatzschlüssel darstellende Signalfolge gelangt zum Befehlsdetektor der sendenden Station und zum Befehlsdetektor 117 der empfangenden Station, wie dies oben mit Bezug auf den Synchronisierbefehl angeführt ist. Von den Befehlsdetektoren 117 gelangt dann der Zusatzschlüssel über den zweiten Eingang 104 in den entsprechenden Chiffriergenerator 99. Durch mehrmaliges Übertragen der den Zusatzschlüssel darstellenden Signalfolge und Vergleichen der empfangenen Signalfolgen miteinander, können allfällige Übertragungsfehler eliminiert werden.

Nachdem der Zusatzschlüssel beispielsweise dreimal gesendet worden ist, schaltet die Steuervorrichtung 108 die elektronischen Umschalter 112 in die in der F i g. 20 dargestellte Lage zurück und den elektronischen Schalter 113 aus. Dies hat zur Folge, daß die Eingänge 98 an einen weiteren, an den Chiffriergenerator 99 angeschlossenen Serie/Parallelwandler 120 angelegt

werden. Über eine Leitung 121 wird der Chiffriergenerator 99 gestartet, dessen Anfangsstellung einerseits durch den vom Grundschlüsselspeicher 103 erzeugten Grundschlüssel und andererseits durch den vom Befehlsdetektor 117 empfangenen Zusatzschlüs.sel genau definiert ist. Von diesem Moment an erzeugt der Chiffriergenerator 99 der sendenden und der empfangenden Station das Steuersignal s, welches über die elektronischen Umschalter 112 den Eingängen 98 des steuerbaren Frequenzunterteilers 97 zugeführt wird.

Die Startzeiten der Chiffriergeneratoren sind um die Laufzeit des Übertragungskanals 3 und gegebenenfalls um die Verzögerungszeit der T-Einrichtung 7 gegenüber einander verschoben.

Zur Steuerung des Betriebsablaufes können in gleicher Weise weitere Befehle, z. B. ein Antwortbefehl beim Loslassen der Sprechtaste, von der sendenden Station zur empfangenden Station übertragen werden. Der oben beschriebene Synchronisiervorgang und die Übertragung der dem Zusatzschlüssel entsprechenden Signalfolge wird vorzugsweise bei jedem Richtungswechsel der Übertragung zu Beginn der Sprachübertragung durchgeführt. Während des ununterbrochenen Gesprächs in einer Richtung folgt zum Einschränken des Aufwandes vorzugsweise keine Nachsynchronisation. Die maximal mögliche ununterbrochene Gesprächsdauer derselben Richtung ist somit von der Stabilität der verwendeten Quarzoszillatoren abhängig.

Der Antwortbefehl wird ebenfalls vorn Befehlsgeber 110 erzeugt, wozu er von der Steuervorrichtung 108 aufgefordert wird. Der Antwortbefeh! wird auf die gleiche Weise wie der Synchronisierbefehl zur Gegenstation übertragen und von dessen Befehlsdetektor 117 empfangen. Dieser gibt dann über eine Leitung 122 einen Antwortimpuls an die Steuervorrichtung 108 der Gegenstation ab und veranlaßt diese, die oben beschriebenen Vorgänge wie das Übertragen des Synchronisierbefehls und des Zusatzschlüssels in der Gegenrichtung einzuleiten.

Wenn T- bzw. T"'-Einrichtungen 7 bzw. 8 verwendet werden, die mit positiven oder negativen, mehrfachen Nachhall arbeiten, sind in den Schieberegistern 53, 58, 71, 79 oder 123 noch längere Zeit, d.h. während angenähert einer Sekunde oder langer noch Informationsanteile gespeichert. Diese restlichen Anteile würden sich bei einem schnellen Richtungswechsel des Informationsaustausches schädlich auswirken. Aus diesem Grunde sorgt die Steuervorrichtung 108 bei Eintreffen des Antwortimpulses über die Leitung 122 dafür, daß diese restliche Information in den Schieberegistern gelöscht wird. Dies kann beispielsweise dadurch geschehen, indem der Eingang dieser Schieberegister während mindestens einer Zeit kurzgeschlossen wird, die ein Signal benötigt, um das Schieberegister zu durchlaufen.

Wenn der Informationsaustausch beendet ist, wird der Befehlsgeber 110 durch die Steuervorrichtung veranlaßt, einen Schlußbefehl zu erzeugen, welcher auf die gleiche Weise wie der Synchronisierbefehl zur Gegenstation übertragen wird. Der Schlußbefehl wird vom Befehlsdetektor 117 der empfangenden und sendenden Station empfangen, worauf ein Impuls auf einer Leitung 123 zu den betreffenden Steuervorrichtungen 108 gelangt. Diese sorgen dann dafür, daß die beiden Stationen außer Betrieb gesetzt werden.

Bei den oben beschriebenen verschiedenen Ausführungsbeispielen der erfindungsgemäßen Anlage wird durch das Steuersignal s nur eine einem der Modulatoren der F-Einrichtung bzw. F~'-Einrichtung zugeführte Trägerfrequenz verändert. Zum Erhöhen der kryptologischen Sicherheit können auch die Echoparameter zeitlich verändert werden. Wenn in den T- bzw. T-'-Einrichtungen Schieberegister als Verzögerungsglieder verwendet werden, wie dies gemäß cien in den F i g. 10, 13, 16, 17 und 18 dargestellten Ausführungsformen der Fall ist, so kann der Parameter τ bzw. t_o auf einfache Weise durch Ändern der Schiebefrequenz /» mit welcher die Schieberegister gesteuert werden, geändert werden. Durch Ändern der Schiebefrequenz /j um nur etwa 1% wird schon eine erstaunlich große zusätzliche Verschleierungswirkung erzielt. Die Schiebefrequenz f_s kann durch ein zweites, vom Chiffriergenerator abgeleitetes Steuersignal verändert werden. Als zweites Steuersignal wird vorzugsweise ein vom ersten Steuersignal statistisch unabhängiges Signal verwendet. In einer bevorzugten Ausführungsform wird die Schiebefrequenz f_s durch das zweite Steuersignal in festen Zeitabschnitten zwischen diskreten Werten umgeschaltet.

Wenn die Teilfaktoren des mit Bezug auf die F i g. 20 beschriebenen Frequenzunterteilers 97 so gewählt werden, daß die Trägerfrequenz A, welche dem Modulator 17 zugeführt wird, Werte annimmt, daß vom Bandfilter 19 die komplementären Teilbänder des unteren Seitenbandes ausgesiebt werden, so kann die Anzahl der Variationsmöglichkeiten wesentlich erhöht werden, wobei dann während dem zu übertragenden Gespräch die komplementären Teilbänder abwechslungsweise, in Abhängigkeit des Steuersignals 5 in der Normal- oder der Kehrlage übertragen werden.

Hierzu 12 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Verfahren zum verschleierten Übertragen einer gesprochenen Information über einen Telephoniekanal, wobei auf der Sendeseite das Originalsprachband durch mehrere Modulationsvorgänge in wenigstens zwei komplementäre Teilbänder aufgeteilt wird, die beiden Teilbänder vertauscht werden und das Verhältnis der Breite der Teilbänder durch ein sendeseitig erzeugtes Steuersignal gesteuert wird, um so ein zu übertragendes Modulationsprodukt zu bilden, und wobei auf der Empfangsseite das Modulationsprodukt unter Verwendung eines empfangsseitigen Steuersignals, das mit dem sendeseitigen Steuersignal identisch ist, denselben Modulationsvorgängen unterworfen wird wie das Originalsprachband auf der Sendeseite, um so das Originalsprachband zurückzugewinnen, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig dem Modulationsprodukt wenigstens ein von diesem abgeleitetes Zusafzsignal zeitlich verschoben hinzuaddiert wird, und daß empfangsseitig dieses Zusatzsignal aus dem empfangenen Signal abgeleitet und von diesem subtrahiert wird, um das Modulationsprodukt zu erhalten.

   2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Originalsprachband mit einer ersten Trägerfrequenz moduliert und das obere Seitenband der ersten Modulation dem Originalband hinzugefügt wird, daß das Originalband und das hinzugefügte obere Seitenband mit einer zweiten, vom Steuersignal abhängigen, stufenweise veränderbaren Trägerfrequenz moduliert werden, daß aus dem unteren oder oberen Seitenband der zweiten Modulation ein Teil des durch die erste Modulation umgesetzten oberen Seitenbandes und der dazu komplementäre Teil des durch die zweite Modulation umgesetzten Originalbandes herausgefiltert und diese Teilbänder zum Erzeugen eines Modulationsproduktes der vertauschten Teilbänder innerhalb der Bandbreite des Telephoniekanals und in der Normal- oder Kehrlage mit einer dritten Trägerfrequenz moduliert werden.

   3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Originalband mit einer ersten Trägerfrequenz moduliert, daß das untere Seitenband herausgefiltert, und gleichzeitig mit zwei vom Steuersignal abhängigen Trägerfrequenzen moduliert wird, deren Differenz der Bandbreite des zu übertragenden Sprachbandes entspricht, daß aus dem unteren oder oberen Seitenband dieser Doppelmodulation die vertauschten, komplementären Teilbänder ausgefiltert und einer weiteren Modulation zum Erzeugen des Modulationsproduktes der vertauschten Teilbänder innerhalb der Bandbreite des Telephoniekanals und in der Normal- oder Kehrlage mit der ersten Trägerfrequenz unterworfen werden.

   4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Zusatzsignal durch Erzeugen eines mehrfachen, positiven oder negativen Echos aus to dem Modulationsprodukt gebildet wird.

   5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitliche Abstand zwischen einzelnen auf der Sendeseite erzeugten und auf der Enipfangsseite regenerierten Echos mit Hilfe eines h". analogen oder digitalen Schieberegisters und der diesem zugeführten Schiebefrequenz festgelegt wird.

   6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß man mit Hilfe eines auf der Sende- und der Empfangsseite erzeugten, weiteren Steuersignals die Schiebefrequenz für die Schieberegister zeitlich stufenweise ändert.

   7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitlich veränderliche Schiebefrequenz durch Ändern des Teilfaktors einer Frequenzunterteilung in Abhängigkeit des weiteren Steuersignals erzeugt wird.

   8. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplituden benachbarter Echos in positiver bzw^ negativer Richtung der Zeitachse um den Faktor j/2 abgeschwächt werden.

   9. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitlich änderbare Trägerfrequenz durch Ändern des Teilfaktors einer Frequenzunterteilung in Abhängigkeit des Steuersignals erzeugt wird, und daß zum Übertragen von Befehlen, z. B. Synchronisierbefehl, Antwortbefehl oder Schlußbefehl, vor bzw. nach der Übertragung des verschleierten Sprachsignals eine Zweifrequenzsignalisation benützt wird.

   10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Befehlsübertragung notwendigen zwei Frequenzen dadurch erzeugt werden, indem man dem Modulator, der mit der von dem Steuersignal abhängigen Trägerfrequenz gespeist wird, abwechslungsweise innerhalb des Durchlaßbereiches des dem Modulator nachgeschalteten Bandfilters liegende Trägerfrequenzen zuführt, und vorzugsweise diesen Modulator während der Befehlsübertragung unsymmetrisch macht.

   11. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite dem Zweifrequenzsignal wenigstens ein positives oder negatives Echo beigefügt und auf der Empfangsseite regeneriert und subtrahiert wird.

   12. Anordnung zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1, wobei der Sende- und der Empfangsseite je ein durch einen Grundgenerator (101) steuerbarer Chiffriergenerator (99) zum Erzeugen des Steuersignals zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite eine Modulationseinrichtung (6) zum Erzeugen von zwei innerhalb der Bandbreite des Telephoniekanals liegenden, vertauschten, komplementären Teilbändern aus dem Originalsprachband und eine Einrichtung (7) zum Hinzufügen mindestens eines positiven oder negativen Echos zu dem am Ausgang der Modulationseinrichtung erscheinenden Modulationsprodukt vorgesehen sind, daß die Empfangsseite eine Einrichtung (8) zum Regenerieren des Echos aus dem empfangenen, verschleierten Signal und zum Subtrahieren von diesem und eine Demodulationseinrichtung (9) zum Umwandeln des zurückgewonnenen Modulationsproduktes in ein dem ursprünglichen Sprachsignal zumindest ähnliches Signal umfaßt, und daß die Modulations- und die Demodulationseinrichtung je einen Eingang zum Zuführen einer vom Steuersignal abhängigen Trägerfrequenz (/2) aufweisen.

   IJ. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulations- und die Demodulationseinrichtung je einen ersten Modulator (14) zum Umsetzen des Originalsprachbandcs in ein an dasselbe anschließende Band, eine Zusammenschaltung (13) für das Originalband und das

   verschobene Originalsprachband, einen zweiten Modulator (17) zum Umsetzen des Originaisprachbandes und des verschobenen Originalsprachbandes, eine auf das Steuersignal ansprechende, stufenweise steuerbare Vorrichtung (18) zum Erzeugen der Trägerfrequenz für den zweiten Modulator, ein an den Ausgang des zweiten Modulators angeschlossenes Bandfilter (ib) zum Herausfiltern eines Teiles des einfach umgesetzten Originalsprachbande· und des dazu komplementären Teiles des zweifach umgesetzten Originalsprachbandes, und einen an den Ausgang des genannten Bandfilters angeschlossenen dritten Modulator (20) zum Verschieben der Teilbänder in dsr Normal- oder Kehrlage in das Übertragungsband des Telephoniekanals aufweisen.

   14. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulations- und die Demodulationseinrichtung je einen ersten Modulator (22) zum Umsetzen des Originalsprachbandes, ein erstes Bandfilter (23) zum Ausfiltern eines der Seitenbänder, einen gleichzeitig mit zwei Trägerfrequenzen, die um die Bandbreite des ersten Bandfilters gegenüber einander verschoben sind, arbeitenden Doppelmodulator (25), ein zweites Bandfilter (27) zum Ausfiltern von zwei vertausch- 2-5 ten, komplementären Teilbändern, und einen weiteren Modulator (28) zum Verschieben der Teilbänder

   in der Normal- oder Kehrlage in das Übertragungsband des Telephoniekanals aufweisen, daß der erste und der weitere Modulator (22, 28) an die gleiche w Trägerfrequenz (/4) angeschlossen sind, daß das r. rste und das zweite Bandfilter (25, 27) die gleiche Durchlaßcharakteristik aufweisen, und daß ein zusätzlicher Modulator (30) zum Erzeugen der beiden Trägerfrequenzen (/5, fc) für den Doppelmo- J? dulator vorgesehen ist, welchem zusätzlichen Modulator ein konstantes niederfrequentes Signal (fs) und eine vom Steuersignal abhängige Trägerfrequenz (/7) zugeführt werden, so daß an dessen Ausgang die Summen- und die Differenzfrequenz von der konstanten Niederfrequenz und der vom Steuersignal abhängigen Trägerfrequenz entstehen.

   15. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (7) zum Hinzufügen eines mehrfachen Echos ein Schiebere- 4·> gister (53; 58; 71) zum Verzögern der Echosignale und ein Summierglied (38; 61; 75) zum Addieren der Echosignale zum Modulationsprodukt aufweist, und daß die Einrichtung (8) zum Kompensieren des Echos ein Schieberegister (53; 79) besitzt.

   16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sende- und der Empfangsseite je eine Vorrichtung zum Erzeugen einer von einem weiteren Steuersignal abhängigen Schiebefrequenz (Zj) für den Betrieb der Schieberegister (53; 58; 71; 79) vorgesehen ist.

   17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Erzeugen der stufenweise veränderlichen Schiebefrequenz einen Frequenzunterteiler aufweist, dessen Teilfaktor vom weiteren Steuersignal abhängig ist.

   18. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Schieberegister ein Kimer kernspeicher (53) mit einer Anzahl kapazitiver Speicherstellen zum Speichern von im Takt mit der &"> Schiebefrequenz aus dem Modulationsprodukt abgetasteten, analogen Momentanwerten ist (F i g. 11).

   19. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch

   gekennzeichnet, daß das Schieberegister ein digitales Schieberegister (71; 79) ist, daß an dessen Eingang ein Analog/Digitaiwandler (72; 80) angeschlossen und daß der Ausgang des Schieberegisters mit einem Digital/Analogwandler (77; 81) verbunden ist (F ig. 16).

   20. Anordnung nach einem der Ansprüche 15 oder 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Eimerkettenspeicher (58) oder das digitale Schieberegister (71; 132) zum Erzeugen eines negativen, mehrfachen Echos eine Anzahl Anzapfungen (59; 73; 133) aufweist, die über je ein Netzwerk (60; 74; 136) mit einem Summierglied (61; 75; 137) verbunden sind.

   21. Anordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Schieberegister (132) eine Anzahl Abgriffe (133) aufweist, die über je einen Delta-Demodulator (134) mit dem Summierglied (137) verbunden sind, und daß am Eingang des digitalen Schieberegisters ein als Analog/Digitalwandler dienender Delta-Modulator (131) vorgesehen ist.

   22. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sende- und auf der Empfangsseite je ein Befehlsgeber (110), je ein Befehlsdetektor (117) und je eine den Befehlsgeber beeinflussende und auf den Befehlsdetektor ansprechende Steuervorrichtung (108) vorgesehen sind, und daß jeder Steuervorrichtung SE-Umschalter (84a—84e) zum Wechseln der Betriebsart von Empfangen auf Senden oder umgekehrt und elektronische Schaltelemente (112, 113) zum Aussenden bzw. Empfangen von Befehlen vor und/oder nach der Übertragung der verschleierten Sprachsignale zugeordnet sind.

   23. Anordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß ein durch die Steuervorrichtung (108) betätigbarer Umschalter (114) zum Übertragen eines vom Befehlsgeber (110) erzeugten Befehls ir. der Form einer binären Impulsfolge oder eines von einem Zusatzschlüsselgenerator (106) erzeugten Zusatzschlüssels in der Form einer binären Impulsfolge vorgesehen ist.

   24. Anordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorrichtung (93, 96, 97) zum abwechslungsv/eisen Zuführen von zwei den binären Impulsfolgen entsprechenden Trägerfrequenzen (f_a, fb) zu einem Modulator (17) der Modulationseinrichtung (6), welche Trägerfrequenzen innerhalb des Durchlaßbereiches eines diesem Modulator nachgeschalteten Bandfilters (19) liegen, und daß ein auf die Steuervorrichtung (108) ansprechendes Mittel (113) zum Unsymmetrischmachen des genannten Modulators vorgesehen sind.

   25. Anordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zum Zuführen der Trägerfrequenzen zum Modulator (17) einen steuerbaren Frequenzunterteiler (97) mit einer Anzahl Eingängen (98) zum parallelen Zuführen der Steuersignale (s) bzw. der Befehlssignale aufweist, daß ein erster Serie/Parallelwandler (120) zum Umwandeln der vom Chiffriergenerator (99) erzeugten binären Impulsfolge und daß ein zweiter Serie/Parallelwandler (115) zum Umwandeln der vom Befehlsgeber (110) oder Zusatzschlüsselgencrator (106) erzeugten binären Impulsfolge in das Steuersignal (s)bzv/. Befehlssignal vorgesehen sind.