DE2215209A1 - Restseitenband Signalerzeugung - Google Patents

Description

Aktenzeichen der Anmelderin: Docket WA 9 70 009

Restseitenband-Signalerzeugung

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Erzeugung eines für die Übertragung digitaler Nachrichten geeigneten Restseitenband-Signals. -

Ein Verfahren zur Restseitenband-Signalerzeugung und eine nach diesem Verfahren arbeitende Schaltungsanordnung zur Übertragung digitaler Daten mit einem Filter zur Grundbandwellenformung und zur Restseitenband-Formung werden beschrieben. Allgemein betrachtet fällt der Erfindungsgegenstand in das Gebiet der Übertragung' modulierter Trägerfrequenzen mit asymmetrischen Seitenbändern.

Verfahren zur Restseitenband-Erzeugung sind bereits bekannt. Ihre Anwendung gewährt Vorteile gegenüber der gewöhnlichen Einseitenband-übertragung, bei der sehr niedrige Frequenzkomponenten mitzuübertragen sind.

Der bekannte Weg zur Erzeugung von Restseitenband-Signalen umfaßt die folgenden Schritte:

a) Die zu übertragende Nachricht wird über ein Nachrichtenformungsfilter gegeben, um die Bandbreite des Grundbandes auf

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- 2 die Bandbreite des Übertragungskanals zu begrenzen.

b) Die zu übertragende bandbreitenbegrenzte Nachricht wird dann zwecks Modulation einer Trägerfrequenz f in einen symmetrischen Modulator eingegeben. Dieser symmetrische Modulator gibt ein Ausgangssignal ab, das ein oberes und ein unteres Seitenband bei unterdrücktem Träger enthält.

c) Dieses doppelte Seitenbandsignal wird darauf über ein Restseitenband-Filter geführt, an dessen Ausgang das gewünschte Restseitenband-Signal allein zur Verfügung steht.

Das Grundbandfilter zur vorangehenden Begrenzung des zu übertragenden Nachrichtenspektrums und das Restseitenband-Filter sind bei in Frage kommenden herkömmlichen Restseitenband-Signalgeneratoren sehr schwierig an strenge theoretische Anforderungen anzupassen; insbesondere dann, wenn sehr steile Filterfrequenzgänge zur vollkommenen Ausnutzung der durch den Übertragungskanal zur Verfügung stehenden Bandbreite gefordert werden.

Steile Filter bewirken normalerweise Laufzeitverzerrungen, die auszugleichen sind. Die Auslegung entsprechender Laufzeitentzerrer ist dabei noch schwieriger als die Konstruktion der Filter selbst.

Alle Abweichungen der verwendeten Filter von den theoretischen Anforderungen führen zu Verzerrungen und verringern die Leistung des betrachteten Systems. Wegen dieser Schwierigkeiten sind mit Erfolg und mit großem Aufwand nur sehr wenige Restseitenband-Signalgeneratoren zur Hochgeschwindigkeitsübertragung digitaler Daten über Kanäle begrenzter Bandbreite entwickelt worden. Ein Beispiel solcher Restseitenband-Signalgeneratoren wurde in der Arbeit "Data Modems with Integrated Digital Filter and Modulators"

* J von P. J. Van Gerwen und P. Van Der Wurf beschrieben, die in den IEEE Transactions on Communication Technology, Band Com-18, Nummer 3, im Juni 1970 erschien.

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Der vorliegenden Erfindung liegt als Aufgabe ein Verfahren zugrunde, das ohne besondere Filter zur Grundbandbegrenzung und zur Restseitenband-Begrenzung auskommt, das diese beiden Funktionen mit Hilfe eines einzigen Filters auszuführen gestattet und keine besondere Anforderungen an die Entzerrung stellt.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungsmöglichkeiten sowie Schaltungsanordnungen zur Durchführung des Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die beschriebenen Lösungswege sind der bekannten Einseitenband-Phasenversetzungstechnik sehr ähnlich. Das beschriebene Verfahren verwendet jedoch einen weiteren Schritt, der es von der genannten Einseitenband-Phasenversetzungstechnik sehr wesentlich unterscheidet. Die zu übertragenden digitalen Nachrichten werden in ein digitales Filter mit zwei Ausgängen eingegeben. Der erste Ausgang gibt ein Grundband ab mit einem auf eine bestimmte Bandbreite begrenzten Spektrum entsprechend dem Stande der Technik. Der zweite Ausgang des digitalen Filters gibt eine modifizierte Hilbert-Transformation ab. Mit dem Grundband wird ein erstes Trägersignal moduliert und mit der modifizierten Hilbert-Trans format ion ein zweites Trägersignal, das. in Quadratur zum erstgenannten Trägersignal steht. Die beiden modulierten Ausgangssignale werden dann addiert und. ergeben unmittelbar ein Restseitenband-Signal, ohne daß eine zusätzliche Restseitenband-Filterung erforderlich ist. ·

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen, dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 . zeigt die Gesamtanordnung des Ausführungsbei-

spiels. Die Größen der Widerstände in den

Blöcken 100 und 200 unterscheiden das beschriebene Ausführungsbeispiel von Geräten nach dem Stande der Technik. Die einzelnen Größen der

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Widerstände sind in noch folgenden Tabellen

angegeben.

Fig. 2A . zeigt den zeitlichen Verlauf eines einzelnen zu

übertragenden Bits im Grundband.

Fig. 2B zeigt das Fig. 2A entsprechende Amplitudenspektrum.

Fig. 3A zeigt den zeitlichen Verlauf einer modifizierten

Hilbert-Transformation mit einer Nullstelle bei ί ι t-O.

Fig. 3B zeigt das Fig. 3A entsprechende Amplitudenspektrum.

Fig. 3C zeigt das zu Fig. 3A gehörige Phasenspektrum.

Fig. 4A zeigt den Zeitverlauf einer modifizierten Hilbert-Transformation verschobener Symmetrie, welche jedoch ein flaches Amplitudenspektrum aufweist.

Fig. 4B zeigt das entsprechende Amplitudenspektrum zu

Fig. 4A.

Fig. 4C zeigt wiederum das zugehörige Phasenspektrum

zu Fig. 4A.

Fig. 5 zeigt das Amplitudenspektrum eines Restseitenband-Signals, das unter Verwendung einer modifizierten Hilbert-Transformation gemäß Fig. 3A erzeugt wurde.

Fig. 6A zeigt das Amplitudenspektrum eines Restseitenband-Signals, das mit einer verschobenen modifizierten Hilbert-Transformation gemäß Fig. 4A erzeugt wurde.

Fig. 6B zeigt das Phasenspektrum eines Restseitenbandes

gemäß Fig. 6A.

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Zusammenstellung der im folgenden Text verwendeten Abkürzungen und Symbole:

RSB Restseitenband

g(t) Grundbandsignal ·■ - .

h(t) Hilbert-Transformation von g(t)

h¹(t) modifizierte Hilbert-Transformation von g(t) mit sinusförmigem Amplitudenverlauf

h¹·(t) modifizierte Hilbert-Transformation von g(t) mit linearem Amplitudenverlauf

h¹" (t) modifizierte Hilbert-Transformation von g(t) mit sinusförmigem Phasenverlauf

h"^M (t) modifizierte Hilbert-Transformation von g(t) mit linearem Phasenverlauf

S(ω) Amplitudenspektrum von g(t), h(t), h¹ " (t) und h¹' " (t) S¹(ω) Amplitudenspektrum von h¹(t)

Φ(ω) Phasenspektrum von h(t)

φ¹(ω) Phasenspektrum von h¹(t)

φ"."(ω) Phasenspektrum von h"."(t) '

v¹(t) RSB-Signal, aus g(t) und h¹(t) erzeugt V¹¹¹¹Ct) RSB-Signal, aus g(t) und h" " (t) erzeugt

Vor Beginn der Beschreibung des Ausführungsbeispiels soll noch eine kurze theoretische Abhandlung der Grundlagen zur Erleichterung des Verständnisses gegeben werden.

Ein Einseitenband-Signal kann entsprechend der folgenden Gleichung gewonnen werden:

s(t) = g(t) . cos ω t + h(t) . cos (ω t + π/2) (1)

C C

Darin ist s(t) das Einseitenband-Signal, g(t) das Grundbandsignal, h(t) die Hilbert-Transformation von g(t) und to = 2irf mit f als Trägerfrequenz. Das Pluszeichen in der Gleichung (1) ergibt das obere Seitenbandsignal und das Minuszeichen das untere Seitenbandsignal. Dieses Verfahren wird als Phasenversatztechnik be-

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zeichnet; nähere Einzelheiten darüber in Fig. 1-6-1 auf Seite in "Communication Systems and Techniques" von Schwartz, Bennett und Stein im Verlag McGraw-Hill.

Bei der Datenübertragung muß das Grundbandsignal g(t) bezüglich seiner Bandbreite sauber begrenzt sein; dann ergeben sich keine Störungen der einzelnen Symbole untereinander. Eine gewöhnlich verwendete Ausbildung des Amplitudenspektrums hat die Form einer angehobenen Cosinusfunktion gemäß Fig. 2B.

Das Amplitudenspektrum von g(t) und auch von h(t) nach Fig. 2B kann wie folgt angegeben werden:

+ sin·

π (ω + ω )

2ω

ir (ω — ω )

für -ω -ω <ω<-ω +ω ο a ο a

für -ω +ω <ω<ω -ω ο a ο a

- ⁵ⁱⁿ

) Ί

J ^{für ω}ο"

für

ω <ω<ω +ω a ο a

I ω I>ω +ω ''oa

T ist darin die Übertragungsdauer eines Symbols, und ω = π/Τ entspricht der halben Übertragungsgeschwindigkeit im Kreisfrequenzmaß .

Das Phasenspektrum von g(t) ist für alle Frequenzen 0. Daher gilt:

g(t) =

S(üi)e^jü)tda)

sin. ω t
ο

cos ω. t

el

1 - (2ω t/π)

α.

Aus Gleichung (3) ergibt sich für ganzzahlige η: g(nT) = 1 für η = 0

g(nT) = 0 für η f 0

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Έχΐί Amplitudenspektrum mit einem angehobenen Cosinusverlauf wie dargestellt ermöglicht die Übertragung von Datenimpulsen ohne Störungen der einzelnen Symbole untereinander, wenn die Bandbreite auf ω +ω beschränkt wird,
ο a

Das Phasenspektrum φ(ω) von h<t) ist π/2 für ω < O und -π/2 für ω >_ O entsprechend der Definition der Hilbert-Transformation:

Mt) = ±-

■if

ω +ω
ο a

ω t
ο

S(ω) · sin wt αω (6)

cos ω t-cos ω t
1 - 2 a

1 - (2ü) t/ir)

Theoretisch ist es möglich, ein echtes Einseitenband-Signal gemäß Gleichung (1) zu erzeugen, unabhängig davon, ob das Grundbandsignal g(t) gemäß Gleichung (3) und seine Hilbert-Transformation' h(t) gemäß Gleichung (6) mit analogen Methoden oder digital erzeugt werdeni . .

Obwohl theoretisch durchaus möglich, ist es doch praktisch sehr schwierig, echte Einseitenband-Signale mit Grundbandsignalen zu erzeugen, die sehr niedrige Freguenzkomponenten enthalten. Dies rührt von den Schwierigkeiten bei der Erzeugung einer Hilbert-Trans formation h(t) eines Signals g(t) mit niedrigen Frequenzkomponenten her wegen des abrupten Phasensprunges von +90 auf -90 bei der Frequenz 0. Wenn ein Schieberegister, ein Widerstandsnetzwerk und ein einfaches Tiefpaßfilter zur Erzeugung von h(t) verwendet würden, wäre ein unvernünftig langes Schieberegister erforderlich. Wenn das Schieberegister auf eine vernünftige Anzahl von Stufen begrenzt wird, dann werden anderseits die durch die Begrenzung des Schieberegisters beigetragenen Verzerrungen sehr groß. Obwohl tatsächlich ein echtes Seitenband-

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signal erzeugt werden könnte, würden die in einen demodulierenden Empfänger eingegebenen Verzerrungen bei Grundbandsignalen mit sehr tiefen Frequenzkomponenten sehr groß; dies trifft z. B. zu bei übertragenen Datenwellenformen mit zwei, vier oder acht verschiedenen Pegeln. Aus diesen Gründen ist ein Einseitenband-Übertragungsverfahren nicht das wirkungsvollste Verfahren zur Übertragung solcher Informationen.

Ein Restseitenband-Verfahren andererseits kann niedrige Frequenzkomponenten im Grundband unter einer vernünftigen Ausnutzung der gegebenen Bandbreite günstig durchführen, obwohl die erforderliche Bandbreite größer als die für die Übertragung echter Einseitenband-Signale benötigte ist. Die herkömmlichen Verfahren zur Erzeugung von Restseitenband-Signalen haben jedoch, wie bereits erwähnt wurde, verschiedene Nachteile.

Nun soll das demgegenüber vorteilhaftere Verfahren zur Erzeugung von Restseitenband-Signalen entsprechend der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Anstelle der Erzeugung der Hilbert-Transformation h(t) wird eine modifizierte Hilbert-Transformation erzeugt. Die Fign. 3A und 4A zeigen zwei modifizierte HiI-bert-Transformationen des Grundbandes gemäß Fig. 2A. Diese modifizierten Hilbert-Transformationen können leicht erzeugt werden unter Verwendung eines Schieberegisters mit vernünftiger Stufenzahl, eines Widerstandsnetzwerkes und eines einfachen Tiefpaßfilters. In Fig. 3B ist zu erkennen, daß:

S^ (ω) = T sin~- für O<w<ü>_b

ir (ω - ω)

für ω, <ω<ω -ω (7) D ο a

für ω -ω <ω<ω +ω ο a ο a

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Ferner ist:

-s-

h' (t) =

sin·

πω 2 ω;

ω +ω ο a

sinüitdü) +

\ί

S₂ (ω)

(8)

cos ω t

■ι _Μ

cos ω t.cos ω t ο a_

1 - (2ω t/π)²

el

Wegen des sinusartigen Verlaufs des Amplitudenspektrums zwischen -ω, und ω, können die auslaufenden Schwänze von h¹ (t) bei . vernünftiger Signaldauer vernachlässigt werden. Somit "läßt sich h¹(t) leicht mit einem Schieberegister und einem einfachen Tiefpaßfilter erzeugen.

Mit g(t) und h'-(t) läßt sich ein RSB-Signal nach Gleichung (1) erzeugen:

ν¹ (t) = g(t) . cos ω t + h' (t) · cos (ω t + π/2)

Um die RSB-Eigenschaften von v¹(t) zu untersuchen, soll die Gleichung (9) wie folgt geschrieben werden:

Ejü) t j (ω t + π/2)~1 (t)e ^c + h¹ (t)e ^c J

In Fig. 2B und Fign. 3B und 3C ist enthalten:

i cot

(9)

g(t)

_i_ f

2π J

2 π. j

ω +ω
ο a

1-

2π

du)

(10)

(11)

und ferner:

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-ω, O Γ

_2π , S₀Me

+ ~ j S[ (-id) e

dft)

-ω -ω ο a -ω,

ω +ω ο a

2-ΐτ

(ω) e

S_n(ω)e άω

Die Gleichungen (11) und (12) in die Gleichung (10) eingesetzt ergibt sich:

v¹ (t) = Re

1 2π

S₂ (-ω) e

j (ω +ω) t ^c

ϊ_ Γ'

2 7Γ y

j (ω +ω) t e άω

j(u+u)t ₁ Γ

⁵ άω - ^- y :

j (ω +ω) t

"^ωο"^ωβ

2π 2π J

άω

= Re

ω -t-ω j (ω +ω) t

S_o(ü))e da)

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Das Spektrum V¹(t) des Signals v¹(t) ergibt sich durch Anwendung der Fourier-Transformation:

OO

V (ω) = I ν¹ (t)e"^j(utctt (14)

Weiterhin ergibt sich mit der Fourier-Transformation:

w , (15)

Darin sind F(w) und 0(w) die Verläufe des Amplituden- und des Phasenspektrums von f(t) und:

OO

OO 00

j j _F (_W) e^ ^(w) e^j:wtdw e

-OO —00

Leicht ist daraus V (ω) zu ermitteln durch Einsetzung der Gleichung (13) in die Gleichung'(14) und durch Vergleich des Ergebnisses mit der Gleichung (16). Dabei ergibt sich:

"2 S₂(ω - ω )

π(ω-ω_αΡ ⁽¹⁷⁾

1 + sin ——^r —

Das Phasenspektrum von v^r(t) ist = O. Das Amplitudenspektrum |V (ω) I = V (ω) ist in Fig. 5 dargestellt.

Nach Gleichung (17) und aus Fig. 5 ist zu erkennen, daß: es sich beim Signal v¹(t) tatsächlich um ein RSB-Signal handelt. Es gehört zum bekannten Fachwissen, daß durch die Demodulation eines solchen RSB-Signals v¹(t) mit dem Trägersignal cos ω t sich '

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das ursprüngliche Grundbandsijnal j(t) wiedergewinnen läßt.

Das demodulierte Signal kann ausgedrückt werden als:

D¹ (t) = v¹ (t) · cos ω t

2
=5 g(t) . cos ω t - h¹ (t) . sin ω t . cos ω t (18) = |g(t) + |g(t) . cos 2ü>_ct - |h'(t) . sin 2ω t

Da g(t) und h¹(t) Signale begrenzter Bandbreite sind und ihre Bandbreiten kleiner als ω sind, kann das wiederzugewinnende

Grundbandsignal g(t) durch eine sich an die Demodulation anschließende Tiefpaßfilterung aus dem demodulierten Signal nach Gleichung (18) separiert werden.

Eine weitere Möglichkeit für die Ausführung der vorliegenden Erfindung ist die Erzeugung einer modifizierten Hilbert-Transformation mit einem Phasenspektrum gemäß Fig. 4C und einem Amplitudenspektrum, wie es in Fig. 4B dargestellt ist. Die Theorie dieser Ausführungsmöglichkeit soll nun beleuchtet werden.

In Fig. 4C ist folgendes zu erkennen:

	"(ω) =·	ω	für	ω<-ω, b
-θ-			für	-ω, <ω<ω, b b
		für	ω>ω, b
	Γ'·
L-?

Mit einem Amplitudenspektrum S(ω) und einem Phasenspektrum φ""(ω) ergibt sich eine Signalfunktion h^M" (t) wie folgt:

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I

UU

i/

S (ω) .cos (ujt -

ττω

^wo^+ü3a

S (ω) .sin ojt-doo

= J /s«o).c

, , τω , _{cos (wt} - _.)

+ -J

ω +ω ο a

S (ω.) .«,sin nit du) - - J S(ou).sin ujt αω O O

ν ·

ω t ο

COS

2 ω.

cos ω t.cos ω t ο^ §_

1 - (2ω t/ir)²

3.

cos ω, t

* 1 - (2ω^Α)

Wenn ω = ω ist, läßt sich die Gleichung (20) wie folgt vereina Jd

fachen:

cos

ω t ο

cos ω t ο - (2ω t/ir) . ,

3. JL

Wegen der nur zwischen -ω, und ω, linearen Phasenabhängigkeit können die auslaufenden Schwänze des Signals h"" (t) bei vernünftigen Signaldauern vernachlässigt werden. Somit kann h"" (t) leicht mit einem Schieberegister und einem einfachen Tiefpaßfilter erzeugt werden.

Unter Verwenduiig^yon g(t) und h¹¹¹¹ (t) läßt sich wiederum ein RSB-Signal nach Gleichung (1) erzeugen:

v""(t) = g(b) .cos ω t + h" · ' (t) .cos (ω t + ττ/2) (22)

C C

Um wiederum zu untersuchen, daß das Signal v" ' ' (t) ein RSB-

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Signal ist, soll die Gleichung (22) geschrieben werden als:

ν"¹¹ (t) = Re

g(t)e ^c + h"" (t)e

j(ü) t+Tr/2)

(23)

In Fig. 4B ist das Amplitudenspektrum S(ω) wie folgt in vier Teile eingeteilt:

S (ω) = S₂ (-_ω) + S₁ (-ω) + S₁ (ω) + S₂ (ω)

S (ω) = S₉ (-ω)

S₁ (ω) = S₁ (-ω) = T (24)

Es ist:

g(t) =

-ω

2ιτ

-ω -ω ο a

ω +ω ο a

2π J

ω.

h"¹¹ (t) =

-ω,

(25)

_rb : (o)t - ^r-

-ω,

ω.

(26)

Durch Einsetzung der Gleichungen (25) und (26) Ln die GLeLchung (23) ergibt sich:

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ν"" (t) = Re

(-ω) β

-ω.

j(ω +ω)t

ω.

~ω.

j 5(i -

j (ω +ω) t

j(ω +ω)t

e αω

j (ω +ω) t

(27)

ω.

Das komplexe Spektriam V ' ' ' (ω) des Signals V¹¹¹Mt) läßt sich wiederum durch. Anwendung der Fourier-Transformation auf v" " (t) gewinnen:

(28)

Durch Einsetzung der Gleichung (27) in die Gleichung (28) und Vergleich der Ergebnisse mit Gleichung (16) ergibt sich:

für ω +ω,<ω<ω +ω_Λ+ω

C Ώ. C O el

ω - ω.

1 + e

für ω_ο~ω_1;)<ω<ω_(:3+ω_]3 ' (29)

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Aus der Gleichung (29) läßt sich ableiten:

IV ' ' ' (ω) I = Amplitudenspektrum von v"" (t)

Iv¹"¹ (ω) I= '

für

1 + sin

+ cos

für ω -ω, <ω<ω +ω, cb cb

α (ω) ist der Verlauf des Phasenspektrums von v"^M (t)

(30)

α(ω) =

für ω +ω, <ω<ω +ω +ω C b c ο a

cos

¹^ tan

■Μ Ί

π(ω~ω_) 2 ω.

1 + sin

ιτ(ω-ω_)

für ω -ω, <ω<ω +ω, IV¹ " '(ω) I und α(ω) sind in den Fig. 6A und 6B dargestellt.

Dieses RSB-Signal unterscheidet sich von einem konventionellen RSB-Signal insofern, als sein Bandbereich zwischen ω - ω, bis ω + ω, abweichende Frequenzkomponenten und abweichende Phasenbeziehungen aufweist.

Obwohl dieses RSB-Signal nach Gleichung (22) gewonnen von dem RSB-Signal gemäß Gleichung (9) verschieden ist, enthält das RSB-Signal v','"(t) ebenfalls das Grundbandsignal g(t); dieses läßt sich wiederum leicht zurückgewinnen durch Demodulation mit dem Trägersignal cos ω t.

Ausgehend von Gleichung (22) ist das demodulierte Signal:

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D¹"¹ (t) = ν¹ '■" (t) .cos ω t

= g(t).cos ω t - h¹'''(t).sin ω t.cos ω t c . c c

= |g(t) + |g(t).cos 2_M(3t - ^""(tj.sin 2ω^ (32)

Da g(t) und h'^'it) Signale begrenzter Bandbreite sind und ihre Bandbreiten kleiner als ω sind, kann das erwünschte zurückzugewinnende Datengrundbandsignal g(t) unter Anwendung einer Tiefpaßfilterung des demodulierten Signals D"" (t) gemäß Gleichung (32) separiert werden.

Nach dieser theoretischen Betrachtung von zwei Möglichkeiten zur Durchführung der vorliegenden Erfindung soll nunmehr das Ausführungsbeispiel der erforderlichen Schaltungsanordnung nach Fig. 1 erläutert werden.

Zur Erzeugung eines Datengrundbandsignals und seiner modifizierten Hilbert-Transformation ist ein Speicher 40 vorgesehen. Jeder beliebige Durchlaufspeicher mit je einem Ausgang an den einzelnen Speicherstellen ist hierzu geeignet; ein Schieberegister erfüllt ideal die gestellten Anforderungen. Der Speicher 40 des Ausführungsbeispiels ist somit als Anordnung aufeinanderfolgender Schieberegisterstellen ausgebildet. Jede einzelne Stelle hat einen Verschiebetakteingang, mit dessen Hilfe die eingegebenen Daten schrittweise von einer zur nächsten Schieberegisterstelle bis durch das ganze Schieberegister hindurch weitergegeben werden können. 34 Schieberegisterstellen sind im Beispiel dargestellt. Des weiteren besitzt jede einzelne Schieberegisterstelle einen Datenausgang für beliebige Verwendungen außerhalb des Schieberegisters und einen Datenausgang, der mit dem Dateneingang der nachfolgenden Schieberegisterstelle verbunden ist. Dieser Schieberegisterspeicher 40 weist an seinem Dateneingang eine UND-Schaltung 35 auf..über deren ersten Eingang werden die zu übertragenden Daten und über deren zweiten Eingang ein Datentaktsignal zugeführt. Im Takte dieses Datentaktsignals gelangen die Daten nacheinander in die erste Stelle des Schieberegisters.

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Ein Datengrundband-Signalgenerator 100 dient zur Erzeugung eines ersten Signals mit einem Spektrum begrenzter Bandbreite, das die zu übertragenden Digitalinformationen enthält. Dieser Datengrundband-Signalgenerator 100 zeigt eine Vielzahl verschieden großer Widerstände 101 bis 104 und 131 bis 134. Ein Anschluß der vorgenannten Widerstände ist jeweils mit einem Ausgang der Schieberegisterstellen 1 bis 4 bzw. 31 bis 34 verbunden. Der andere Anschluß dieser Widerstände ist mit je einem Eingang 142 bzw. 162 von Summierschaltungen verbunden. Weitere Widerstände 105 bis 130 sind einerseits in ähnlicher Weise wie vorbeschrieben mit den Schieberegisterstellen 5 bis 30 und andererseits ebenfalls mit den Eingängen 142 bzw. 162 entsprechend der noch anzugebenden Tabelle I verbunden. Die Summierschaltungen des Generators 100 bestehen aus drei Operationsverstärkern 140, 150 und 160 mit zugehörigen Summier-, Rückkopplungs- und Vorspannungswiderständen. Übliche Summierverstärker nach dem Stande der Technik sind verwendbar. Die Summierschaltungen des Generators 100 besitzen einen positiven Eingang 142 und einen negativen Eingang 162, die jedoch beide den negativen Eingängen der verwendeten Operationsverstärker 140 und

160 entsprechen. Die beiden Verstärker 140 und 160 weisen Rückkopplungswiderstände 141 bzw. 161 zwischen ihrem Ausgang und ihrem negativen Eingang auf. Die Größen der beiden Widerstände 141 und 161 werden entsprechend den gegebenen Regeln der bekannten Technik von Summierverstärkern gewählt. Die Größe der Rückkopplungswiderstände andererseits legt die Auswahl der verschiedengewichtigen Widerstände 101 bis 134 fest. Als Beispiel mögen betrachtet' werden: +V = +5 Volt, Rückkopplungswiderstand

161 = 1000 0hm, Summierverstärker-Bezugsspannung = +3 Volt bei t/T = 0 gemäß Fig. 2A. Der Widerstand 101 muß dann etwa (1000 Ohm/0,0024) . (5 Volt/3Volt) = 694000 0hm aufweisen. Der Wert 0,0024 ergibt sich aus der Tabelle I. Die weiteren verschiedengewichtigen Eingangswiderstände werden in ähnlicher Weise mit den entsprechenden Werten der Tabelle I bestimmt. Die Eingangswiderstände, die mit dem Eingang 142 verbunden sind, leisten einen positiven Beitrag bei der Bildung der Endsumme, und die Ein-

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gangswiderstände, die zum Eingang 162 führen, leisten einen negativen Beitrag für das am Ausgang des Generators 100 abzugebende Grundbandsignal.

Die Werte gemäß der Tabelle I gelten ganz allgemein für das be·^ trachtete Ausführungsbeispiel. Sie ergeben sich aus der nachstehenden Gleichung: .

/4

πω/4ω

^g(t) = ^ J ^{cos ut άω} 0 ο

_■« Γ

~ π J

5ω_ο/4

1 - sin

■Π"(ω-ω

ωΓ/2"

πω/4ω

sxn

πω

cos cot dco

3ω_ο/4" """ ^4ωο (33)

Die einzelnen Werte für g(t) nach der Gleichung . (33) enthalten einen Kompensationsfaktor sin (ττω/4ω )/sin (πω/·4ω ) , der auch ί den noch folgenden Gleichungen (34) bis (37) enthalten ist.

Der Operationsverstärker 140 weist einen Vorspannungswiderstand 143 auf zwischen dem positiven Operationsverstärkereingang und Masse.· Ein entsprechender Vorspannungswiderstand 163 ist für den Operationsverstärker 160 vorgesehen, Ein zusätzlicher Vorspannungswiderstand 135 befindet sich zwischen dem Eingang für die negativen Summierbeiträge und einer positiven Gleichspannungsklemme +V. Dieser Vorspannungswiderstand 135 trägt eine negative Gleichspannungskomponente im Ausgangssignal des Generators 100 bei, so daß im erzeugten Grundbandsignal keine Gleichspannungskomponente vorhanden ist, solange Digitaldaten übertragen werden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 140 ist über einen Summierwiderstand 157 mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 150 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 160 ist über einen Summierwiderstand 153 mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 150 verbunden, Der Rückkopplungswiderstand 151 und der Vorspannungswiderstand

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- 20 155 werden so festgelegt, daß der Operationsverstärker 150 als

SummierverstärKer mit dem Verstärkungsfaktor ι wirkt, wobei

sich, eine Ausgangssignalspannung als jeweilige Momentane umme der Ausgangsspannungen der beiden Operationsverstärker 140 und 160 ergibt.

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TABELLE I

NORMALISIERTE.NUMERISCHE WERTE VON g(t)

R_. = K/|g(t)|, wobei K eine Konstante ist, die von +V, R .. ,, , und der gewünschten Summierverstärker-Ausgangsspannung abhängt.

Schieberegisterstelle

|g(t) Operationsverstärker-Eingang

t/T

1 2 3 4 5 6 7 8 9

IO 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34

0,0024 0,0017 0,0019 0,0026 0,0012 0,0012 0,0055 0,0080 0,0169 0,0248 0,0413 0,0530 0,0845 0,1119 0,1906 0,2808 0,9265 0,9265 0,2808 0,1906 0,1119 0,0845 0,0530 0,0413 0,0248 0,0169 0,0080 0,0055 0,0012 0,0012 0,0026 0,0019 0,0017 0,0024 -8,25 -7,75 -7,25 -6,75 -6,25 -5,75 -5,25 -4,75 -4,25 -3,75 -3,25 -2,75 -2,25 -1,75 -1,25 -0,75 -0,25 +0,25 +0,75 +1,25 +1,75 +2,25 +2,75 + 3,25 +3,75 + 4,25 + 4,75 + 5,25 +5,75 +6,25 +6,75 + 7,25 +7,75 + 8,25

Docket WA 9 70

209849/1025

Zur Erzeugung einer modifizierten Hilbert-Transformation des Datengrundbandsignals wird ein zweiter Generator 200 vorgesehen. Dieser ist dem vorangehend erläuterten Generator 100 sehr ähnlich, weist jedoch andere Widerstandswerte und andere Anschlüsse der Widerstände an die Eingänge auf. Die relativen Widerstandswerte und die Anschlüsse an den Generator 200 sind in den Tabellen II und III dargestellt für die beiden schon theoretisch betrachteten, etwas voneinander abweichenden modifizierten Hilbert Trans format ionen gemäß den Fign. 3A bzw. 4A. Die Tabelle II ist eine Zusammenfassung der sich nach der Gleichung (34) ergebenden Werte; sie ist die Grundlage der modifizierten Hubert-Transformation mit einem symmetrischen sinusartigen Verlauf in der Gegend der Frequenz 0 nach Fig. 3%.

πω/4ω

H'(t) = ί J ^- . sin ^- . sin Mt αω

₀ sin Tr- c

Γ⁰'

3ω
π J

πω/4ω^

. sin ωt άω

πω

ω /4 ^sin 4ω ο' ο

5ω_ο/4

/Γ~ π(ω-ω 1 - sin j^- ω /2

/Λ θ'

3ω /4

πω/4ω

sin

sintüt do) (34)

ο ο

Eine zweite Möglichkeit einer modifizierten Hilbert-Transformation mit einem linearen symmetrischen Verlauf in der Gegend der Frequenz 0 ergibt sich nach der Gleichung (35):

Docket WA 970 009 209849/1025

_τ ί° ΐΓω/4ω

~ π J sin (ττω/4ω^) * ω O

V ^b sinωt άω

^ωο~^ωα

♦!J

7τω/4ω

sin (πω/4ω_ο) . sin ωΐ άω

*- ί

2ττ J

1 - sin ir (ω-u) ) -η ττω/4ω

^2ω* J -ι» ^

. sin tot αω (35)

Docket WA 9 70 009

209044/1025

TABELLE II

NORMALISIERTE NUMERISCHE WERTE VON h¹(t)

= K/|h'(t)|, wobei K eine Konstante ist, die von +V, R_.. ,, , und der gewünschten Summerverstärker-Ausgangsspannung abhängt.

Schieberegisterstelle

|h\(t) Operationsverstärker-Eingang

t/T

1
2
3
4
5
6
7
8
9

IO
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34

0,0006 0,0006 0,0054 0,0054 0,0000 0,0000 0,0095 0,0220 0,0056 0,0056 0,0861 0,1310 0,0263 0,0263 0,3967 0,7324 0,3927 0,3927 0,7324 0,3967 0/0263 0,0263 0,1310 0,0861 0,0056 0,0056 0,0,220 0,0095 0,0000 0,0000 O,OO45 O,OO54 0,0006 0,0006 unbenutzt
unbenutzt

unbenutzt
unbenutzt

-8,25 -7,75 -7,25 -6,75 -6,25 -5,75 -5,25 -4,75 -4,25 -3,75 -3,25 -2,75 -2,25 -1,75 -1,25 -0,75 -0,25 +0,25 +0,75 +1,25 +1,75 +2,25 +2,75 +3,25 + 3,75 +4,25 +4,75 +5,25 +5,75 +6,25 +6,75 + 7,25 +7,75 + 8,25

Docket WA 970 009

209849/1025

Eine dritte Möglichkeit einer modifizierten Hilbert-Transformation mit versetzt symmetrischem sinusartigen Phasenverlauf in der Nähe der Frequenz O ist durch die nachfolgende Gleichung (36) bestimmt:

^ πω/4ω_Λ

. cos (oat - sin

(πω/4ω ) * ^x 2uJ O ° ^b

ϊΤ

TT J

ω^-ω

^a πω/4ω

° . sin tot du)

sin (πω/4ω

ω +ω

r π(ω-ω ) πω/4ω

h Γ¹ -

^sin -Tsr^-l —"^" * ^sin

^a i ^sin 4ΐΓ ·

Γ · {36);

Eine vierte Möglichkeit einer modifizierten Hilbert-Transforma-· tion ist schließlich die mit einem versetzt symmetrischen linearen Phasenverlauf in der Nähe der Frequenz O. Die nachfolgende Gleichung (37) und die zugehörige Tabelle III kennzeichnen diese vierte Möglichkeit.

- ϊ Γ⁴ _ π / si

πω/4ω.

. cos (o)t -

. cos (o)t & sm (πω/4ω_ο) ω_ο

4 ττω/4ω_ο

sin (πω/4ωJ * ^Sin ω_ο ο

/T

.3ω^

. ir (ω-ω ) — °

1 - sin

sin JÜL* ο ^4ωο

πω/4ω

. sin ujt du)

Docket WA 970 009

4 (37)

209849/1025

TABELLE III

NORMALISIERTE NUMERISCHE WERTE VON E¹

(t)

Rgingang = VlH¹¹¹¹(t)|, wobei K eine Konstante ist, die von +V, Rückkopplung ^{und der} 9^ewünschten Suinmierverstärker-Ausgangsspannung abhängt.

Schieberegisterstelle

, I I I 1 (t)I Operationsverstärker-Eingang

1
2
3
4
5
6
7
8
9

IO
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34

0,0097

0,0111

0,0061

0,0046

0,0041

0,0039

0,0049

0,0059

0,0382

0,0559

0,0059

0,0321

0,0901

0,1058

0,2519

0,5787

0,2344

0,5510

0,8861

0,5414

0,1584

0,1428

0,2298

0,1662

0,0671

0,0494

O,O499

0,0239

0,0036

0,0042

0,0136.

0,0169

0,0123

0,0109 -8,25 -7,75 -7,25 -6,75 -6,25 -5,75 -5,25 -4,75 -4,25 -3,75 -3,25 -2,75 -2,25 -1,75 -1,25 -0,75 -0,25 +0,25 +0,75 +1,25 +1,75 + 2,25 +2,75 + 3,25 + 3,75 +4,25 + 4,75 +5,25 +5,75 +6,25 +6,75 + 7,25 + 7,75 + 8,25

Docket WA 970 009

209849/1025

Weitere verwendbare Möglichkeiten wären modifizierte Hubert-" iransjföntfatiQnen mit symmetrischem Amplitudenverlauf und yersetzt! -■symmetr-isehern Phasenverlauf in der ISIähe der Frequenz O. Die Gleichung (38) kennzeichnet eine solche; Es ist durch den Fachmann leicht einzusehen, daß auch andere Kombinationen möglich "sind: sinusförmiger Ämplitudenverlauf mit sinusförmigem . Phasenverlauf, linearer Amplitudenverlauf mit sinusförmigem
Phasenverlauf, linearer Ämplitudenverlauf mit linearem Phasenverlauf. Diese Möglichkeiten sind sämtlich.durch die vorliegende Erfindung abgedeckt. ': ^:

ο ^sinS- ^b ·;■; ^b

Ϊ f

^a-πω/4ω

ττω

^sin ^

. sin wt

P- ζ' f SV, Ο-

τ; ,-, ω +ω

π (ω-ω >-| 7Γω/4ω

ω -ω L a J sxn -^- ₍₃₈₎

ο a o

Docket WA 970 009

Die Ausgangssignale der Generatoren 100 und 200 sind treppenförmig leicht gestuft und enthalten somit hohe harmonische Frequenzkomponenten. Das Ausgangssignal des Generators 100 wird daher über ein Tiefpaßfilter 82 und das Ausgangssignal des Generators 200 über ein Tiefpaßfilter 84 geführt, um die unerwünschten hohen Frequenzkomponenten zu unterdrücken.

Um unerwünschten Variationen der Ausgangssignalspannung der Schieberegisterstellen vorzubeugen, sind Clampingwiderstände bis 334 an den Ausgängen der einzelnen Schieberegisterstellen 1 bis 34 vorgesehen. Die entgegengesetzten Anschlüsse dieser Clampingwiderstände sind mit einer positiven Klemme +V verbunden. Die Widerstandswerte aller dieser einzelnen Clampingwiderstände im Block 300 sind sehr viel kleiner gewählt als die Widerstandswerte der Eingangswiderstände 101 bis 134 und 201 bis 234. Somit ist der Einfluß der verschiedengewichtigen weiterführenden Widerstände an den Ausgängen der einzelnen Schieberegisterstellen vernachlässigbar. - Wenn ein Register verwendet wird, dessen Ausgangssignale bereits stabil genug sind, können die Clampingwiderstände entfallen.

Aus dem erzeugten Grundbandsignal und der modifizierten Hilbert-Transformation kann nunmehr ein RSB-Signal mit der zur Gewinnung von Einseitenband-Signalen üblichen Phasendrehungsmethode gewonnen werden. Dazu wird der Ausgang des Tiefpaßfilters 82 mit dem Eingang eines symmetrischen Modulators 76 und der Ausgang des Tiefpaßfilters 84 mit dem Eingang eines zweiten symmetrischen Modulators 74 verbunden. Ein Trägerfrequenzoszillator 70 liefert dem ersten Modulator 76 das Trägersignal, und ein Phasenschieber 72 liefert dazu für den zweiten symmetrischen Modulator 74 ein entsprechendes Quadratur-Trägersignal. Die Ausgänge der beiden symmetrischen Modulatoren 76 und 74 sind mit den beiden Eingängen einer Summierschaltung 50 verbunden, um damit zumindestens einen wesentlichen Teil des einen Seitenbandes zu unterdrücken. Die Summierschaltung 50 enthält einen Operationsverstärker 59, einen Rückkopplungswiderstand 51 zwischen dem

209849/102S

Docket WA 970 009

Verstärkerausgang und seinem negativen Eingang, einen Vorspannung svrider st and 55 zwischen dem positiven Verstärkereingang und Masse und Summierwiderstände 57 und 53, je einen in Reihe mit den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 59. Ein. RSB-Signal ist am Ausgang der Summierschaltung 50 verfügbar. Ein nachgeschaltetes Tiefpaßfilter 80 unterdrückt unerwüns^te hohe Frequenzkomponenten, die bei der Modulation eines rechteck-wellenförmigen Trägersignals entstehen können. Die erforderliehen Tiefpaßfilter 80, 82 und 84 sind sehr einfach und leicht zu bauen; steile Frequenzgänge sind für sie nicht erforderlich. Somit werden ihrerseits auch keine wesentlichen Phasenverzerrungen oder anderen Verzerrungen beigetragen.

Es soll nun noch ein kurzer Gesamtabriß der Funktionen des gewählten Ausführungsbeispiels gegeben werden:

Ein seriell arbeitender Speicher 40, der ein Schieberegister enthält, erzeugt in Verbindung mit einem Datengrundband-Generatornetzwerk 100 ein Grundbandsignal mit einem auf eine vorgegebene Bandbreite begrenzten Amplitudenspektrum; die zu übertragenden Digitaldaten sind in diesem Grundbandsignal enthalten. Der zeitliche Verlauf des Datengrundbandsignals wird durch die Werte der einzelnen Widerstände nach Tabelle I bestimmt. Der zeitliche Verlauf des Grundbandsignals ist so zu wählen, daß keine gegenseitigen Störungen zwischen den einzelnen zu übertragenden Signalimpulsen auftreten, und andererseits auch so, daß sämtliche zu übertragenden Nachrichten innerhalb der zur Verfügung stehenden Bandbreite gehalten werden können; dazu sind mannigfaltige Signalwellenformen möglich, die nicht allein auf die für das Beispiel gewählte Signalwellenform gemäß- Fig. 2A beschränkt sind. Zum Beispiel würde eine ein linear auslaufendes Spektrum ergebende Signalform ebenfalls die Nyquist-Kriterien zur Vermeidung von Überlappungen zwischen 'den einzelnen Zeichen einhalten und könnte anstelle eines solchen Spektrums mit angehobenem cosinusartigen Auslauf gemäß Fig. 2B verwendet werden.

20984971025

Docket WA 970 009

22152G9

Der Speicher 40 nimmt zu übertragende digitale Daten über die UND-Schaltung 35 am Eingang auf. Diese Daten gelangen in die erste Stelle des Schieberegisters unter Steuerung eines Datentaktsignals, dessen Frequenz gleich ist der Folgefrequenz der zu übertragenden Daten. Nach Einlauf in die erste Stelle 1 des Schieberegisters werden die Daten unter Steuerung des Verschiebetaktes weitergerückt. Die Frequenz des Verschiebetaktsignals muß doppelt so groß sein wie oder mehrfach größer als die Folgefrequenz des Datentaktsignals. Im Takte der seriell hindurchgeschobenen Daten nehmen die Ausgänge der einzelnen Schieberegisterstellen jeweils einen ersten Pegel (z. B. +V Volt) ein, wenn ein Binärbit 1 in den betrachteten Stellen ansteht. Jeder der einzelnen Eingangswiderstände des Generators 100 wiegt einen vorgegebenen Anteil der Ausgangsspannung der zu ihm gehörigen Schieberegisterstelle ab. Die Summierschaltungen des Generators 100 addieren die einzelnen abgewogenen Spannungen zusammmen und erzeugen dabei das erwünschte Datengrundband-Signal,

Der seriell arbeitende Speicher 40 in Verbindung mit dem Generatornetzwerk 200 zur Erzeugung einer modifizierten Hilbert-Transformation erzeugen eine modifizierte Hilbert-Transformation des wie vorbeschrieben erzeugten Datengrundbandsignals. Der zeitliche Verlauf der modifizierten Hilbert-Transformation wird durch die Widerstandswerte nach den Tabellen II oder III bestimmt. Verschiedene Arten von Hilbert-Transformationssignalen gemäß denen nach Tabellen II und III sind möglich. Es können ohne weiteres aber auch andere geeignete Hilbert-Transformationen, wie bereits im Text beschrieben, verwendet werden. Die Funktionsweise der Einzelheiten des Generators 200 entspricht völlig der des Generators 100.

Für jedes einzelne Datenbit, das in den Speicher 40 eingegeben wird, wird eine ganze Serie von Wellenformteilen im Grundband und auch in der Hilbert-Transformation erzeugt. Siehe dazu die Fign. 2A und 3A bzw. 4A. Da diese einzelnen Wellenformteile in Form flacher Treppenstufen nacheinander abgegeben werden,

209849/1025

Docket WA 970 009

werden sowohl das Datengrundband als auch die HiIbert-Transformation in je einem Tiefpaßfilter 82 bzw. 84 geglättet, um dabei unerwünschte hohe Frequenzkompönenten zu verschmieren.

Die beiden symmetrischen Modulatoren 76 und 74 modulieren mit dem Grundbandsignal ein Trägersignal und mit der modifizierten Hilbert-Transformation des Datengrundbandsignals ein Quadratursignal dieser gewählten Trägerfrequenz. Dabei werden zwei doppelte Seiteribandsignale mit unterdrücktem Träger erzeugt.

Die Summierschaltung 50 addiert diese beiden doppelten Seitenbandsignale zusammen und unterdrückt dabei einen wesentlichen Anteil je eines der beiden Seitenbänder, wie bereits an Hand der Gleichungen (9) und (22) beschrieben wurde.

Das Tiefpaßfilter 80 entfernt wiederum unerwünschte hohe Frequenzkomponenten, die während der beiden Modulationsprozesse erzeugt wurden. Ein echtes Restseitenband-Signal zur Übertragung an einen Restseitenband-Empfänger nach dem Stande der Technik wird somit verfügbar gemacht. Wesentlich ist, daß die drei verwendeten Tiefpaßfilter 82, 84 und 80 sehr einfacher herkömmlicher Bauart sein können; besonders steile Frequenzverlaufsanforderungen und damit verbundene Verzerrungsgefahren sind entsprechend der vorliegenden Erfindung nicht gegeben.

Für das zur Beschreibung gewählte Ausführungsbeispiel wurde ein zweipegeliges Binärsignal zugrunde gelegt. Dasselbe Prinzip läßt sich aber z_r B. auch für vier- oder achtpegelige zu übertragende Signale verwenden.

Docket WA 970 009 209 8.49/10 26.

Claims (16)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Verfahren zur Erzeugung eines für die Übertragung digitaler Nachrichten geeigneten Restseitenband-Signals, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale :

   a) Erzeugung eines Datengrundband-Signals (g(t)) gegebener Bandbreite, welches die zu übertragenden digitalen Nachrichten enthält.

   b) Erzeugung einer modifizierten Hilbert-Transformation (h' (t) , h"ⁿ Ct)) zu diesem Grundbandsignal (g(t)) .

   c) Modulation eines ersten Trägersignals (cos ω t) mit dem Grundbandsignal (g(t)) zur Erzeugung eines ersten doppelten Seitenbandsignals mit unterdrücktem Träger.

   d) Modulation eines zweiten Trägersignals (cos(ω t + 90 )) mit der modifizierten Hilbert-Transformation (h¹(t), h""(t)) zur Erzeugung eines zweiten doppelten Seitenbandsignals mit unterdrücktem Träger.

   e) Addition des ersten doppelten Seitenbandsignals und des zweiten doppelten Seitenbandsignals zur Gewinnung eines Restseitenband-Signals unter Unterdrückung zumindest des wesentlichen Teils des einen der beiden im ersten und zweiten doppelten Seitenbandsignal enthaltenen Seitenbänder.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine modifizierte Hilbert-Transformation mit einem zur Frequenz axialsymmetrischen Verlauf ihres Amplitudenspektrums (Fign.' 3B, 4B) .
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen sinusartigen axialsymmetrischen Verlauf des Amplitudenspektrums im Gebiet um die Frequenz 0 (Fig. 3B).

   Docket WA 970 009 209849/1025
4. 4. Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen linearen axialsymmetrischen Verlauf des Amplitudenspektrums im Gebiet um die Frequenz O (Fig. 4B).
5. 5. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine modifizierte Hilbert-Transformation mit einem zur Frequenz O zentralsymmetrischen Phasenverlauf in Abhängigkeit von der Frequenz (Fign. 3C, 4C).
6. 6. Verfahren nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen . sinusartigen zentralsymmetrischen Phasenverlauf (Fig. 3C).
7. 7. Verfahren nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen linearen zentralsymmetrischen Phasenverlauf (Fig. 4C).
8. 8. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch eine modifizierte Hilbert-Transformation mit einem zur Frequenz O axialsymmetrischen Verlauf ihres Amplitudenspektrums (Fig. 4B) und mit einem zurFrequenz zentralsymmetrischen Verlauf der Phasenabhängigkeit von der Frequenz (Fig. 4C). -
9. 9. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorgenannten Ansprüchei, gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden Merkmale:

   a) Ein seriell aufgebauter Speicher (4.0) mit einer Vielzahl hintereinandergeschalteter Speicherstellen

   (1. bis 34)"j, deren jede einzelne einen von außen zugänglichen Ausgang aufweist, und welcher Speicher (40) die Eingabe digitaler Nachrichten von außen und das Hindurchschieben der aufgenommenen Nachrichten durch ^- die einzelnen Stellen (1. bis 34) ermöglicht.

   b) Ein Grundbandsignalgenerator (100) mit einer Vielzahl von Eingangswiderständen (101 bis 134), die einzeln mit je einem Ausgang der vorgenannten Speicherstellen

   209849/1025

   Docket WA 970 009 . -

   Il äs U) ämsäts mbw&n sind ma sänmlto zu einer ersten Summierschaltungsanordnung (140 bis 163) führen, wobei die reziproken Werte der einzelnen Widerstände (101 bis 134) so dimensioniert sind, daß am Ausgang dieser Summierschaltungsanordnung (140 bis 163), die den Ausgang des Grundbandsignalgenerators (100) bildet, ein stufenförmiges, die zu übertragenden digitalen Nachrichten enthaltendes Grundbandsignal (g(t)) mit einem Amplitudenspektrum (S(ω) nach Fig. 2B) gegebener Bandbreite abnehmbar ist.

   c) Ein Generator (200) zur Erzeugung einer modifizierten Hilbert-Transformation mit einer Vielzahl von Eingangswiderständen (201 bis 234), die einzeln mit je einem Ausgang der Speicherstellen (1 bis 34) des seriellen Speichers (40) verbunden sind und andererseits zu einer zweiten Summierschaltungsanordnung (240 bis 263) füh-

   - ren, wobei die reziproken Werte der einzelnen Widerstände (201 bis 234) so dimensioniert sind, daß am Ausgang dieser zweiten Summierschaltungsanordnung (240 bis 263), die den Ausgang des Generators (200) zur Erzeugung der modifizierten Hilbert-Transformation bildet, eine stufenförmige modifizierte Hilbert-Transformation (h¹ oder h¹¹'¹) des Grundbandsignals (g(t)) abnehmbar ist.

   d) Ein erstes Tiefpaßfilter (82), das dem Grundbandsignalgenerator (100) zur Unterdrückung unerwünschter hoher Frequenzkomponenten nachgeschaltet ist.

   e) Ein zweites Tiefpaßfilter (84), das dem Hilbert-Transformationsgenerator (200) zur Unterdrückung unerwünschter hoher Frequenzkomponenten nachgeschaltet ist.

   f) Ein erster symmetrischer Modulator (76), dessen Modulationseingang mit dem Ausgang des vorgenannten ersten Tiefpaßfilters (82) verbunden ist und dessen Trägereingang mit einem ersten Trägersignal gespeist wird.

   209849/1025

   Docket WA 970 009

   g) Ein zweiter symmetrischer Modulator (74), dessen.Modulationseingang mit dem Ausgang des vorgenannten zweiten Tiefpaßfilters (84) verbunden ist und dessen Trägereingang mit einem zweiten Trägersignal gespeist wird, welches phasenmäßig in Quadratur zum ersten Trägersignal steht.

   h) Eine dritte Summierschaltung (50), deren beide Eingänge mit je einem Ausgang des ersten und des zweiten Modulators (76 und 74) verbunden sind, wobei am Ausgang dieser dritten Summierschaltung (50) das gewünschte Restseitenband-Signal abnehmbar ist.
10. 10« Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die reziproken Werte der Eingangswiderstände (201 bis 234) des Hilbert-Transformationsgenerators (200) so dimensioniert sind, daß sich eine modifizierte Hilbert-Transformation mit einem zur Frequenz 0 axialsymmetrischen Verlauf ihres Amplitudenspektrums (S.(ω), S¹ (ω)) ergibt.
11. 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch einen sinusartigen axialsymmetrischen Verlauf des Amplitudenspektrums (S¹(ω)).
12. 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch einen linearen axialsymmetrischen Verlauf des Amplitudenspektrums (S(O)).). "
13. 13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die reziproken Werte der Eingangswiderstände (201 bis 234) des Hilbert-Transformatiönsgenerators (20.0) so dimensioniert sind, daß sich eine modifizierte Hilbert-Transformation mit einem zur Frequenz 0 zentralsymmetrischen Verlauf der Phasenabhängigkeit von der Frequenz (φ'(ω), φ"¹¹^)) ergibt. . '

    Docket WA 970 009 209849/1025
14. 14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch einen sinusförmigen zentralsyitimetrischen Phasenverlauf (φ¹ (ω)) .
15. 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch einen linearen zentralsymmetrischen Phasenverlauf (Φ"" (ω)) .
16. 16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die reziproken Werte der Eingangswiderstände (201 bis 234) des Hilbert-Transformationsgenerators (200) so dimensioniert sind, daß sich eine modifizierte Hilbert-Transformation mit einem zur Frequenz 0 axialsymmetrischen Verlauf des Amplitudenspektrums (S¹ oder S) und mit einem zur Frequenz 0 zentralsymmetrischen Verlauf der Phasenabhängigkeit von der Frequenz (φ¹ oder φ'¹¹¹) ergibt.

    209849/1025

    fiSSket WA 970 009