DE1537555C - Sendeanordnung fur eine Multiplex Datenubertragungsanlage - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage mit einem Übertragungsmedium mit im wesentlichen geradem Amplitudenfrequenzgang über eine feste Bandbreite und einer Vielzahl von Kanalfiltern, deren Mittenfrequenz gegeneinander versetzt sind und die je eine Datenquelle mit dem Übertragungsmedium verbinden.

Multiplex-Übertragungsanlagen unter Verwendung von frequenzmäßig getrennten sinusförmigen Trägern oder zeitlich getrennten Rechteckimpulsträgern sowie Kombinationen hiervon sind bekannt. Den bekannten Anlagen ist die Eigenschaft gemeinsam, daß zur Vermeidung gegenseitiger Störungen zwischen Kanälen frequenzmäßig oder zeitlich Schutzbänder zwischen den Kanälen vorgesehen sind. Diese Schutzbänder stellen eine Vergeudung der wertvollen und begrenzten Bandbreite dar. '

Bei der digitalen Datenübertragung ist es beispielsweise allgemein üblich, eine Vielzahl von Datenkanälen über ein einziges, in seiner Bandbreite begrenztes Übertragungsmedium zu führen. Wegen der begrenzten Bandbreite praktischer Übertragungsmedien stellt sich das Problem, die Gesamtdatenfrequenz möglichst hoch und im Zusammenhang damit zwischen den Kanälen und den einzelnen Symbolen auftretende Störungen möglichst klein zu machen. Die allgemeine Lösung bestand darin, die einzelnen Kanäle um die Mitte von im gleichen Abstand angeordneten Trägerfrequenzen anzuordnen und ein Schutzband endlicher Größe zwischen den Kanälen vorzusehen. Das bedeutet für den Frequenzmultiplexfall eine Beschränkung der zur Verfügung stehenden Bandbreite jedes Kanals auf einen Wert, der etwas kleiner ist als der Abstand der Trägerwellen, um Störungen zwischen den Kanälen zu vermeiden. Die Gesamtdatenfrequenz ist daher wesentlich kleiner als die, die erreichbar wäre, wenn die Schutzbänder ohne Erzeugung von Störungen weggelassen werden könnten.

Für den Zeitmultiplexfall wird andererseits die Signalfrequenz im allgemeinen unterhalb des theoretischen Maximums gehalten, um Störungen zwischen den Symbolen zu vermeiden, da das Impulsansprechen von Übertragungsmedien beschränkter Bandbreite zeitlich auseinandergezogen wird.

Bekannte Multiplex-Datenübertragungsanlagen verwenden In-Phase-Modulatoren und Quadrätur-Phase-Modulatoren, um von allen Kanaleingangsdaten wiederkehrende modulierte Abtastimpulse abzuleiten, die nachfolgend durch ein Bandfilter begrenzt werden. Das Bandfilter leitet elementare Signale ab, die zusammen mit anderen elementaren Signalen von anderen Eingangsdaten an ein Übertragungsmedium angelegt werden. Es waren also bisher zwei Modulatoren je Eingangsdatenkanal zur Ableitung orthogonaler Signale erforderlich.

Es ist auch bereits eine Schaltungsanordnung zur multiplexen Übertragung von Daten bekannt (deutsche Auslegeschrift 1 227 933), bei der eine Impulsfunktion erzeugt und diese dann zur Bildung orthogonaler, zu übertragender Signale über Filter, Verstärker, Differcnziatoren und Summiereinrichtungen gegeben wird. In einem Fall ist eine Gruppe von η Filtern vorgesehen, die mil flinheitsimpulsen beaufschlagt werden und als Filterimpulsreaktioncn eine Gruppe orthogonaler Signale liefern. Diese werden dann selektiv zur Bereitstellung der Übertragungssignale kombiniert. In einem anderen I all liefert ein einziges, mit den Einhcilsimpulsen beaufschlagtes tilter als Impiilsrcuklion ein Grundsignal, das einem System aus Differenzier- und Addierverstärkern zugeführt wird. Diese erzeugen eine Gruppe von orthogonalen Signalen, welche aus Ableitungen und Kombinationen von Ableitungen des Grundsignales bestehen. Empfangsseitig sind ebenso komplizierte Multiplizier- und Integrierverstärker erforderlich.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine Sendeanordnung ,für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage zu schaffen, bei der Störungen zwischen benachbarten Kanälen, die ohne Schutzbänder nebeneinanderliegen, vermieden sind. Dabei soll der Aufwand möglichst klein sein.
Zur Lösung dieser Aufgabe geht die Erfindung aus von einer Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß jedes Kanalfilter einen Amplitudenfrequenzgang mit ungerader Symmetrie zu einer Frequenz zwischen seiner Mittenfrequenz und der Mittenfrequenz jedes benachbarten Kanals aufweist, ferner einen Übertragungsfaktor Null jenseits der Mittenfrequenz jedes benachbarten Kanals, daß das Produkt des Amplitudenfrequenzganges benachbarter Kanalfilter gerade Symmetrie zu der gleichen, zwischen den Mittenfrequenzen der benachbarten 'Kanalfilter liegenden Frequenz zeigt, daß der durch die Kanalfilter definierte Phasenfrequenzgang benachbarter Kanäle elektrisch um 9O⁰C voneinander abweicht, daß die Signale von den Datenquellen in an sich bekannter Weise synchronisiert sind und daß die nichtorthogonalen Signale von den Datenquellen durch das jeweilige Kanalfilter in orthogonale Signale umwandelbar und sich frequenzmäßig überlappend auf dem Übertragungsmedium kombinierbar sind.

Auf diese Weise läßt sich eine frequenzmäßige Überlappung der Signale in benachbarten Kanälen ohne gegenseitige Störung verwirklichen, so daß die Kanäle dichter zusammengerückt werden können und insgesamt eine wesentlich bessere Ausnutzung der vor-

gegebenen Bandbreite eines Übertragungsmediums erreicht ist.

Komplizierte Einrichtungen entsprechend der oben erläuterten, bekannten Schaltungsanordnung zur multiplexen Datenübertragung sind dazu nicht erforderlich.

Der Ausdruck »orthogonal« ist definiert als die Wechselbeziehung zwischen zwei zeitabhängigen Kurvenformen derart, daß ihr Produkt nach einer Integration zwischen Null und Unendlich gleich Null ist. Für periodische Kurvenformen braucht sich die Integration nur über eine volle Periode zu erstrecken. Ein einfaches Beispiel sind Sinus- und Cosinuskurven, die ungerade bzw. gerade Symmetrie mit Bezug auf den Zeitpunkt Null zeigen, deren Produkt aber eine Sinuskurve mit dem doppelten Wert der ursprünglichen Frequenz ist und dessen Wert nach einer Integration Null beträgt. Dagegen ist das Produkt von zwei Sinusbder zwei Cosinuswellen eine erhöhte Cosinuswelle mit der doppelten Frequenz, deren integrierter Wert positiv ist. Es gibt viele Gruppen komplizierterer Kurvenformen, die der oben gegebenen Definition für die Orthogonalität genügen.

Die Phaseneigenschaften benachbarter Kanäle lassen sich willkürlich wählen, wobei nur vorausgesetzt ist, daß die Phaseneigenschaften sich elektrisch um 90° zuzüglich einer willkürlichen Phasenfunktion mit ungerader Symmetrie zu einer Frequenz zwischen den Kanalmittenfrequenzen unterscheiden.

Die erforderlichen Symmetrien lassen sich bei einer

3 4

Halbperiode der Cosinuswelle, deren Quadrat die er- kanäle an. Die Durchlaßbänder der verschiedenen höhte Cosinusfunktion ist, als ein einfach definier- Sendefilter liegen zentriert zu in gleichem Abstand anbares Beispiel erreichen. geordneten Frequenzen, wobei der Abstand gleich der

Die Erzielung der Orthogonalität zwischen den halben Datenfrequenz je Kanal ist. Die Ausgangs-Kanälen ermöglicht Datenübertragungsfrequenzen für 5 signale der Sendefilter werden auf der Leitung 14 zudie einzelnen Kanäle, die gleich der Kanalbandbreite sammengefaßt und an ein gemeinsames Übertragungssind. Das entspricht dem halben Wert der idealen medium 18 gegeben, dessen Impulsansprechen gleich Nyquist-Frequenz. Jedoch lassen sich auf Grund der h (t) und dessen Übertragungsfunktion gleich Tatsache, daß benachbarte Kanäle synchronisiert H (/) e" Wj, wobei H (/) und η (/) die Amplitudensind, diese um 50°/₀ überlappen. Die Gesamtdaten- io und Phaseneigenschaften des Mediums 18, e die Basis Übertragungsfrequenz für die volle Kanalbandbreite der natürlichen Logarithmen und j die Imaginärzahl wird dann gleich der idealen Nyquist-Frequenz multi- ]/—ι ist. Wie durch den Addierer 19 symbolisch darpliziert mit dem Verhältnis aus der Anzahl von Kanälen gestellt, wird außerdem Rauschen an verschiedenen zu der Anzahl von Kanälen plus Eins. Punkten in die Anlage eingekoppelt. Die einzelnen

Da die Amplituden der Formungsfunktionen pro- 15 Signalkanäle werden getrennt im Empfänger 20 an-

portional den Amplituden. der Abtastwerte sind, mit gezeigt. Es sei vorerst angenommen, daß der Kanal

denen sie multipliziert werden, ist die Übertragung in mit der niedrigsten Frequenz im Grundband betrieben

keiner Weise auf binäre Ziffern beschränkt. Viel- wird. Die Modulation und Demodulation des Trägers

stufige Symbole und Symbole willkürlicher Höhe, die im Durchlaß,band können mit Hilfe üblicher Verfahren

aus analogen Abtastwerten abgeleitet sind, können 20 durchgeführt werden,

ebenfalls übertragen werden. Die Kanalformung stellt hier den kritischen Punkt

Orthogonale Signale lassen sich leicht durch Korre- dar. Es seien b₀, b_1} b₂ ... eine Folge von Signalziffern

lationsverfahren unter Verwendung von angepaßten im Zahlensystem mit der Basis m (m > 2) oder eine

Filtern anzeigen. Folge von analogen Abtastwerten, die über einen will-

Bei einer orthogonalen Multiplex-Übertragungsan- 25 kürlichen z-ten Kanal zu übertragen sind. Jeder lage mit einer Sendeanordnung nach der Erfindung Wert b₀, b_lt b₂ ... läßt sich durch einen Impuls darkönnen die empfangenen Signale ohne Rücksicht auf stellen, dessen Höhe proportional der des entsprechendie im Übertragungsmedium entstehende Phasenver- den Abtastwertes ist. Diese Impulse werden an das zerrung unter Verwendung von angepaßten Korrelato- z-te Übertragungsfilter mit einer Frequenz von einem ren wiedergewonnen werden. Außerdem werden Syn- 30 Impuls je T Sekunden (die Datenfrequenz je Kanal chronisationsschwierigkeiten auf ein Minimum herab- beträgt l/T Baud) gegeben. Es sei ai(t) das Impulsangesetzt, da stationäre Phasenunterschiede zwischen sprechen des zugeordneten z-ten Filters. Dann überden Modulations- und Demodulations-Trägerwellen trägt dieses Filter eine Folge von Signalen durch die angepaßten Korrelatoren berücksichtigt

Die Empfangsanordnung der orthogonalen Multi- ³⁵ b_oat{t), B₁OtCt-T), b_iat(t-2T), ...-. plexanlage ist nicht erfindungswesentlich. Ihre Beschreibung dient lediglich dazu, dem Fachmann eine Die am Ausgang des Übertragungsmediums 18 für die Sendeanordnung zweckmäßig zu verwendende empfangenen Signale sind Empfangsanordnung vorzustellen. . 40 , . ,

Ein besseres Verständnis der Erfindung ergibt sich ■ , t*\ u (t _ τ\ h (t ο τ\

aus der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung D₀Ui[T), D₁Ut(T i),o₂ui(i ii),...,

an Hand der Zeichnungen. Es zeigt:

F i g. 1 das Blockschaltbild der orthogonalen Fre- wobei ^v. <^T;

quenzmultiplex-Übertragungsanlage, 45 ^: 5° "

F i g. 2 Kurvendiagramme, die die Erzeugung einer "<(0 = J (J — τ)αι(τ)ατ "' "~

Filterkurve darstellen, welche der Orthogonalitätsbe- -°° dingung genügen,

F i g. 3 ein weiteres Kurvendiagramm zum gleichen (τ ist eine Hilfsvariable für die Integration). : .

Zweck, 50 Diese empfangenen Signale überlappen sich zeitlich,

F i g. 4 das Blockschaltbild eines Ausführungsbei- sind aber orthogonal (stören sich gegenseitig nicht),

spiels für einen orthogonalen Frequenzmultiplex- wenn

sender mit drei Kanälen unter Verwendung identi- ^

scher Filter für alle Kanäle, [u_t(t)ut(t -kT)dt = 0, k = ±1, ±2, ...

F 1 g. 5 eine Anzahl von Kurvendiagrammen ■ zur 55 J₀₀

Erläuterung der Betriebsweise der Anlage nach ■ (1) Fig. 4,

F i g. 6 das Blockschaltbild eines Ausführungsbei- Eine gegenseitige Störung zwischen Symbolen im

spiels für ein Korrelations-Anzeigesystem zur Wieder- z-ten Kanal fällt weg, wenn die Gleichung (1) erfüllt ist,

gewinnung der im Sender nach F i g. 4 erzeugten 60 Es sei jetzt angenommen, daß c₀, C₁, c₂ ... die

Datensignale. m-ären Signalziffern oder analogen Abtastwerte sind,

Nach dem Blockschaltbild in F i g. 1 werden von die über einen benachbarten j-ten Kanal·übertragen

links aus nicht gezeigten Datenquellen Impuls-Abtast- werden, der ein Sendefilter-Impulsansprechen d(t)

werte synchron an eine Vielzahl von Leitungen 10, 11 besitzt. Da alle Signalkanäle als synchronisiert ange-

und 12 angelegt. Jeder Impuls wird in einem zugeord- 65 nommen sind, überträgt das /-te Sendefilter eine

neten Sendefilter 15,16,17 und nicht gezeigten weiteren Signalfolge Filtern für zusätzliche Datenquellen geformt. Die

Leitung 13 deutet symbolisch solche weiteren Signal- c_oiz;«), C₁Oj(I-T), c₂a](t — 2T), ...

5 6

Die am Ausgang des Mediums 18 empfangenen sen sich gleichzeitig ausschalten, wenn Gleichung (1)

Signale sind jetzt für alle i und Gleichung (2) für alle i und j (ij) erfüllt ist.

An Hand bekannter Verfahren zur Fourier-Trans-

C₀Uj(t), C₁U₃-(t — T), C₂Uj(t — 2T), ... formation lassen sich die Gleichungen (1) und (2) in

5 den Frequenzbereich transformieren. Dann wird

Obwohl diese Signale diejenigen des z-ten Kasnal Gleichung (1) sowohl zeitlich als auch frequenzmäßig überlappen,
sind sie trotzdem gegenseitig orthogonal, wenn J^ _{(/) R2} ^ _{cos27zfkTdf==0 (3)}

[ut(.t)u}(t-kT)dt*=O, £ = 0, +1, ±2..., i° für
-« · . k = 1,2,3, ...,

(2) i = 1,2,3,... ,N;

Zwischensymbol- und Zwischen kanalstörungen las- und Gleichung (2) wird

¹ fA_t(f)A_i(f)H*(f)cos[d_t(f)-d_i(f)]co&2rfkTdf=0 (4)

(Realteil)
und

J At (J) A₁ (f)H²(f) sin [ociif)-OCj(J)] sin 2 nfk TUf = O ₍₅₎

(Imaginärteil)
für

U=* 1,2, .,.,Λ-,φ

In den Gleichungen (3), (4) und (5) ist Ai(f) die 30 wird dann auch die der vorliegenden Erfindung zu Amplitudencharakteristik und <%*(/) die Phasencharak- gründe liegende Aufgabe gelöst, teristik des z-ten Sendefilters. Aj(f) und «;·(/) für das Ein allgemeines Verfahren zur Ausbildung der er-

j-te Sendefilter sind entsprechend definiert. H(J) ist forderlichen Sendefilter beruht auf einem Theorem; ·' die Amplitudencharakteristik des Mediums 18. Für eine gegebene Charakteristik H(f) eines Über-

Es sei angenommen, daß fi (i = 1, 2, 3, ..., N) die 35 tragungsmediums gibt es eine Kanalamplitudencharakim gleichen Abstand liegenden Mittenfrequenzen der teristik Ai(J) (i — 1,2, ..., N) derart, daß N unabhängigen Signalkanäle bezeichnen und daß
die niedrigste Kanalmittenfrequenz Af (f) H² (J) = C_t + Qt (/).

/ 1 \ 4° Ci + Qi(J) ist größer als Null für alle / im Be-

J₁ = I h + — /s (6) reich /< ± f_s und Null außerhalb dieses Bereiches.

\ ' Ci ist eine willkürliche Konstante, und Qi(f) ist eine

1 \ 4° Ci + Qi(J) ist größer als Null für alle / im Be-

/ (6) ch /< ± f_s und Null außerhalb dieses Bereiches.

ist eine willkürliche Konstante, und Qi(f) ist eine

ist, wobei h Null oder eine positive ganze Zahl und Formfunktion, die ungerade Symmetrie zu /_t ± ^-

fs die Differenz zwischen den Mittenfrequenzen be- 45 besitzt. Weiterhin sind die Produkte der Formfunk-

nachbarter Kanäle sind. Dann ist die Mittenfrequenz tion für benachbarte Kanäle des i-ten Kanals

[d +Qi(J)]

gerade Funktionen mit Bezug auf die Frequenz

Es wird angenommen, daß jeder amplitudenmodu- /,. . f_s\ . , .,... . , , ,, , _T, , 1· * τλ * 1 1 v- r< u · J· λ -4. *>s Ift + ^-} in der Mitte zwischen benachbarten Kanalherte Datenkanal mit einer Geschwindigkeit von 2f_s γ 2 j

Baud (Symbole je Sekunde) überträgt. Folglich ist mittenfrequenzen fi und fi + _x.

₁ 55 Als weiterer Teil des Theorems läßt sich die Kanal-

(8) phasencharakteristik «<(/) (i = 1,2, ..., N) so aus-

bild dß

2 f_s bilden, daß

Da die Bandbreite jedes Kanals 2/_s beträgt, besteht ««(/) — «i+i(/) = ± — + Vt(J) (9)

keine prinzipielle Schwierigkeit, mit 2/_s Baud für eine 60 2 willkürliche Durchlaßkurve des Kanals zu übertragen.

Für eine gegebene Amplitudencharakteristik H(f) im Frequenzbereich zwischen Kanalmittenfrequenzen

des Übertragungsmediums 18 lassen sich in ihrer ist. y<(/) ist eine willkürliche Phasenfunktion mit unge-

ISÄSSXÄiSÄVift'w * ^{rader Sym}™^{trie bBUeIich der Fre}'"^enz («+τ)

und (8) genügen und damit sowohl Zwischensymbol- in der Mitte zwischen benachbarten Kanalmitten-

als auch Zwischenkanalstörungen für eine Datenge- frequenzen /< und fi + _v

schwindigkeit von 2f_s je Kanal ausschalten. Damit Wenn Ai(J) und <Xi(f) entsprechend diesem Theo-

7 8

rem ausgebildet werden und Z₁ nach Gleichung (6) Aus trigonometrischen Beziehungen ergibt sich die

gewählt wird, dann ist den Gleichungen (3), (4), (5) Quadratwurzel dieser Gleichung zu

und (8) gleichzeitig genüge getan. Es sind dann keine

Zwischensymbol- und Zwischenkanalstörungen für t _ y\

eine synchrone Datengeschwindigkeit mit 2/_s Baud 5 Ai(J)H(J) = cos π———.

je Kanal vorhanden. Weiterhin besitzen die Sende- *³

filter allmählich abfallende Flanken, die Gesamtdaten-

geschwindigkeit ist ein Maximum, die Sendefilter sind Es läßt sich erkennen, daß die Kurvenform 23 in

an das Übertragungsmedium angepaßt, und bei einem F i g. 2 (C) die positive Halbwelle einer Cosinuskurve

in seiner Bandbreite begrenzten Gaußschen Rauschen io ist, die den Übertragungswert Null außerhalb der

empfängt der Empfänger jedes der sich überlappenden Bandgrenzfrequenzen f% ± /_s und dem maximalen

Signale mit der gleichen Fehlerwahrscheinlichkeit, so Übertragungswert bei der Mittenfrequenz fi hat.

als ob nur dieses Signal übertragen wird. Die Kurvenformen 21 und 22 erfüllen die oben ge-

Detailierte Beweise des Theorems seien hier wegge- forderten Symmetrieeigenschaften mit Bezug auf
lassen. Ihre praktischen Konsequenzen sollen jedoch 15

im folgenden behandelt werden. f_s f_s

Der erste Teil des Theorems kann leicht durch eine fu fi + —- und /t —.

beliebige Zahl symmetrischer Kurvenformen befriedigt werden. Der zweite, sich auf das Produkt der

Formfunktionen benachbarter Kanäle beziehende 20 Man erkennt leicht, daß benachbarte, sich über-

Teil läßt sich entsprechend dem Theorem befriedigen. läppende Kanäle, die einen Frequenzabstand f_s haben

Unter der vereinfachenden Bedingung, daß Ct für und auf diese Weise identisch ausgebildet sind, die

alle i gleich (C₀) gewählt wird und daß alle Qt(J) obigen Forderungen erfüllen.

(/=1,2, ..., N) identisch ausgebildet sind, ist die Ein zweites Beispiel einer Formfunktion, die die

Produktfunktion 25 Gleichung (3) erfüllt, ist in F i g. 3 gezeigt. Die Kurvenformen 31 und 32 sind identisch geformte Funktionen ähnlich der eines abgestimmten Vervielfacherkreises.

[Ci + Qi (J)] [Ci _{+ 1} + Qt₊SJ)] Die Kurvenformen der F i g. 3 (A) und 3 (B) unterscheiden sich nur im Wert der Ordinate. Die Kurven-

30 form 33 der F i g. 3 (C) ist die Quadratwurzel der

eine gerade Funktion mit Bezug auf die Frequenz in Kurvenform 32.

der Mitte zwischen benachbarten Mittenfrequenzen An Hand dieser Kurvenformen zeigt sich, daß die

(/, + ^vorausgesetzt, daß Qi(J) eine gerade Mittenfrequenz nicht die Frequenz maximalen Über-

V 2) ^s ' ^*^u ' ^B tragungswertes sein muß. Es sind zwei symmetrisch

Funktion mit Bezug auf die Kanalmittenfrequenz fi 35 zur Kanalmittenfrequenz liegende Maxima vorhanden,

ist. Das Produkt von zwei graden Funktionen ist Die Kurvenformen in F i g. 3 lassen sich mathe-

immer eine weitere gerade Funktion. matisch nicht so einfach erfassen wie die der F i g. 2,

Praktische Beispiele für Formfunktionen, die dem sind aber praktisch erreichbar.

Theorem genügen, sind in den F i g. 2 und 3 gezeigt. Aus diesen beiden Beispielen läßt sich ersehen, daß

In F i g. 2 (A) lautet die Gleichung der Kurvenform 40 bei der Wahl der Formfunktion Qi(J) ein großer

21 Spielraum besteht. Folglich kann auch Ai(f) H(J) verschiedene Formen annehmen. Wenn H(J) eben über

Q (f\ _ 1 _co„ o / ~ fi das schmale Frequenzband des einzelnen Kanals ver-

^^iKJ} 2 2/, ' ' läuft, kann A_t(f) die gleiche Form wie A₁(J) H(J)

45 haben. Wenn H(J) innerhalb des einzelnen Kanalbandes nicht eben verläuft, läßt sich Ai (J) aus einer Divi-

wobei / zwischen /« — f_s und /₄ + f_s liegt und ζ eine sion des Produktes Ai(J) H(/) durch H(J) erhalten,

beliebige positive ganze Zahl ist. Das Theorem setzt außerdem Beschränkungen für

■.„..,,. „ ~ 1 „ · . τ-. · - ,_m ., .. , die Phasencharakteristik on(f) der Sendefilter fest. Es Wählt man C_x = -x-, so ist Fig. 2(B) identisch . . „ , ,. , , _n V· t. * n λ λ, _λ

¹ 2 ' s, \ j 50 ist nur erforderlich, daß zur Sicherstellung der Ortho-

mit F i g. 2 (A), wobei der Nulldurchgang jetzt mit gonalität zwischen benachbarten Kanälen Gleichung dem Minimalwert der Funktion zusammenfällt. Die (9) erfüllt ist. Es ist jedoch erwünscht, für alle Kanäle Kurvenform 22 ist dann die erhöhte Cosinusfunktion identisch geformte Kennlinien der Sendefilter zu haben.

_{1 1} ff Unter der vereinfachenden Bedingung, daß alle Ai²(J)H^z(J) = d + Qt(J)= 1—cos2π . 55 Sendefilter-Phasenkennlinien «<(/) (/ = 1, 2, ..., N)

2 2 2/2 identische Form haben, gilt Gleichung (9), wenn

OCt(J) = h— J^Jl λ ^Ι^Α ^

_{+ψο +} ^_{ψηι0Ο5ηί2π} +^_/ψηύηη2π

fs 2 2/s 2/s

für m = 1, 2, 3 ... und η = 2, 4, 6 ... im Bereich /j im bequemsten Fall Null sein kann. Die letzten beideu ± fs, wobei h eine beliebige ungerade ganze Zahl ist 65 Ausdrücke sind Welligkeitsglieder mit ungerader

und ^₀, cp_m ψ_η alle willkürlich gewählt sind. Symmetrie bezüglich der Frequenzen f_t ± £. Die

Der erste Ausdruck dieser Gleichung ist em lineares ^{J ö H J} 2

Glied. Der zweite Ausdruck ist ein Anpaßglied, das einzige wirkliche Einschränkung ist, daß η gerade ist.

9 10

Im anderen Fall wäre die Form von on(J) völlig will- quenz Z₁ ist gleich (k — V) f_s gewählt, damit ein unteres

kürlich. Seitenband um die Mittelfrequenz 1, 5f_s entsteht, wie

In Fig. 5, die im folgenden noch genauer bespro- durch die Kurve 51 in Zeile (A) der F i g. 5 angedeutet,

chen werden soll, ist die Phasenfunktion oa(J) in Form Diese Kurve besitzt eine Bandbreite zwischen 0, 5/_s identischer Kurven 56, 58 und 60 skizziert. Für diesen 5 und 2, 5/«. Auf entsprechende Weise sind die Fre-

spezieilen Fall ist Λ zu —1 gewählt, φ₀ und φ_ΏΙ sind quenzen /₂ und /₃ gleich (k — 2)f_s bzw. (k — 3)/_s

gleich Null, m ist gleich 1, η ist gleich 2 und ψ₂ ist gewählt, derart, daß die unteren Seitenbänder 52 und

. . , ₁ _ .. _.. j . . . ,. , κ , . 52 in den Zeilen (B) und (C) in Fi g. 5 entstehen. Die

gleich 1. Das lineare Glied ist folglich -=-, dem eine ,,... _c ^vy · j -, c? j ο rj· τ-.

^{6 &} 2 ' neuen Mittenfrequenzen sind 2, 5/_s und 3, 5/_s. Der

Sinusfunktion mit ungerader Symmetrie bezüglich io Mittenfrequenzabstand ist dann natürlich gleich f_s. j- , fj_ ... , . . Die umgesetzten Ausgangssignale der Modulatoren ■** 2 * 45 werden auf der Leitung 46 kombiniert und führen Man erkennt leicht, daß die Phasencharakteristik zu den sich überlappenden Spektren 51, 52 und 53 in oci(f) unabhängig von der Amplitudencharakteristik Zeile (D) der F i g. 5. Im Addierer 47, der an die Lei- Ai(J) ist. Außerdem tritt die Phasenfunktion des 15 tung 46 angeschaltet ist, wird ein Signalanteil mit der Kanals bei den obigen Bedingungen nicht auf. Die Frequenz /_s eingefügt, um die Demodulation beim Amplituden- und Phasencharakteristik der Sende- Empfänger zu vereinfachen. Zur Ausschaltung der filter läßt sich also unabhängig voneinander und der oberen Seitenbänder im Ausgangssignal der Modu-Phasencharakteristik der Übertragungsmediums wäh- latoren 45 und zur Einschränkung des übertragenen len. 20 Spektrums auf die Bandbreite des Übertragungs-Änderungen der Amplitudencharakteristik H(J) mediums wird das Signal vom Addierer 47 an das lassen sich für jeden einzelnen Kanal berücksichtigen. Tiefpaßfilter 48 angelegt, das bis zur Frequenz 4, 5/_s Es kann jedoch bequemer sein, ein einziges Ausgleichs- die glatte Amplitudenkennlinie Hi(J) gemäß Kurve 62 netzwerk für die gesamte Bandbreite des Übertragungs- in Zeile (D) der F i g. 5 besitzt. Das zusammengesetzte, mediums zu benutzen. Zur bequemen Verwirklichung 25 Signal am Ausgang des Filters 48 wird im Modulatör50 können die Amplitudenversetzung C« und die Form- auf eine Trägerfrequenz /<■ umgesetzt und erscheint funktionen Q₁(J) auf identische Weise für alle Kanäle auf der Leitung 49 zur Abgabe an ein Übertragungsgewählt werden. Dann ist Ai(J) H(J) für alle Kanäle medium. Für das Durchlaßband des Übertragungsidentisch (mit Ausnahme einer Verschiebung der mediums ist angenommen, daß es mit Bezug auf die Mittenfrequenzen). Dadurch können identische Filter 30 Frequenz; /_c zentriert ist.

für alle Kanäle in Verbindung mit einer Frequenzum- Da die Übertragungsgeschwindigkeit in jedem setzung auf die in gleichem Abstand angeordneten Kanal 2/_s Baud beträgt, ist die gesamte Übertragungs-Kanalmittenfrequenzen benutzt werden. geschwindigkeit für drei Kanäle 6/_s Baud in einem F i g. 4 zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Übertragungsband von 4/_s. Das bedeutet eine Ge-Dreikanalsystem unter Verwendung identischer Kanal- 35 schwindigkeit von 1,5 Baud je Hertz Bandbreite, also filter und mit Frequenzumsetzungen. Fi g. 5 ist ein 50% mehr, als es bei Verwendung üblicher, sich nicht Kurvenformdiagramm zur Erläuterung des Senders überlappender Frequenzspektren möglich wäre. Durch gemäß F i g. 4. eine Erweiterung dieses erfindungsgemäßen Prinzips In F i g. 4 liefern (nicht gezeigte) Datenquellen a, b zeigt sich, daß je mehr Kanäle benutzt werden, um so und c synchronisierte Impulsabtastwerte an die Lei- 40 dichter die Annäherung an das theoretische Maximum tungen 41, 42 und 43, die wiederum mit identischen von 2 Baud je Hertz Bandbreite wird. Allgemein geFiltern 44 verbunden sind. Diese weisen eine Ampli- , , : N toj-xj^-dju·*
tudencharakteristik H₁(J) und eine Phasencharakte- ⁸^' ^werden ~nTT ' ^{2 Baud} * ^{Hertz B}*^ndbrei^{te er}" ristik X₁(J) nach F i g. 5 auf. Die Charakteristiken reicht, wobei N die Zahl der benutzten Kanäle ist.
haben die oben beschriebenen Eigenschaften. Die 45 Die Daten in den einzelnen Kanälen eines zusam-Filter 44 sind Bandpaßfilter mit einer Bandbreite 2/_s, mengesetzten Signals gemäß Zeile (D) in F i g. 5 die um eine Mittenfrequenz außerhalb des Übertra- lassen sich unter Verwendung adaptiver Korrelationsgungsbandes des Übertragungsmediums angeordnet verfahren entsprechend dem Blockschaltbild in F i g. 6 ist. Aus Gründen der Bequemlichkeit ist hier diese demodulieren und anzeigen. Dem auf der Leitung 65 Mittenfrequenz zu (k + 0, 5)/_s gewählt, wobei k eine 5° ankommenden, zusammengesetzten Signal, das das beliebige ungerade ganze Zahl ist. Übertragungsmedium durchlaufen hat, wird die Be-Bei den Diagrammen in F i g. 5 sind die Frequenz zugsfrequenz f_s im Entnahmegerät 70 entnommen, auf der Abzisse und die Amplitude und Phase auf der Das Entnahmegerät 70 kann ein Schmalbandfilter Ordinate angetragen. In Zeile (D) der F i g. 5 gibt die und Frequenzvervielfacher enthalten, mit deren Hilfe vertikale Linie 61 auf der rechten Seite die Mittenfre- 55 die Abtastfrequenz 2/_s und die verschiedenen Demoquenz der Filter 44 bei der Frequenz (k + 0, 5)/_s an. dulationsträger zur Abgabe an die Leitung 66 abge-In den Zeilen (A), (B) und (C) der F i g. 5 liegen die leitet werden. Das Abnahmegerät 70 kann alternativ identischen Amplitudenkennlinien 55, 57 und 59, hier auch rechts von dem obersten Modulator 74 angeals Halbperioden einer Cosinuswelle dargestellt, ordnet werden, wenn dies erwünscht ist. Das empsymmetrisch zur Frequenz (Ic + 0, 5)f_s. Die Phasen- ⁶° fangene Signal wird danach an Modulatoren 74 angekennlinien oa(f) sind in gestrichelter Form den Ampli- legt, deren Demodulationsfrequenzen so gewählt sind, tudenkennlinien als Kurven 56, 58 und 60 überlagert. daß die jeweiligen Kanalbänder auf einen gemein-Die mittlere Steigung ist linear, und die Differenz der samen Frequenzbereich umgesetzt werden. Dieser Steigung zwischen Kanälen beträgt — κ/2. Außerdem Frequenzbereich ist definiert durch die Kennlinie H₃(f) ist eine sinusförmige Phasenwelligkeit vorhanden. 65 des Tiefpaßfilters 76. Die Kennlinie des Filters 76 ist Die geformten Ausgangssignale der Filter 44 werden identisch mit der dargestellten Kurve 75. Sie verläuft durch im gleichen Abstand angeordnete Frequenzen /₁₍ eben bis 2, 5/_s und fällt oberhalb dieser Frequenz auf /₂ und /₃ in den Modulatoren 45 moduliert. Die Fre- Null.

In der obersten Zeile wird der Kanal 1 durch Demodulation mit einer Frequenz f_c, der gleichen Trägerfrequenz, die beim Sender benutzt wird, zurück in seine Grundbandlage umgesetzt, die zur Frequenz 1, 5/s zentriert ist. Beim Durchgang durch das Filter 76 wird der Kanal 3 entsprechend dem Diagramm 83 stark und der Kanal 2 weniger stark gedämpft. Dagegen führt der Kanal 1 zu einem ungeschwächten Signal. In der mittleren Zeile wird der Kanal 2 durch Demodulation mit einer Frequenz f_c + fs in die Grundbandlage umgesetzt, die zur Frequenz 1, 5/_s zentriert ist. Das Ausgangssignal des Filters 76 ist im Diagramm 84 gezeigt. Schließlich wird auf der unteren Zeile der Kanal 3 durch Demodulation mit einer Frequenz fc + 5/s in die Grundbandlage umgesetzt, die zur Frequenz 1, 5/_s zentriert ist. Die Kanäle erscheinen jetzt in umgekehrter Reihenfolge, wie im Diagramm 85 gezeigt. Alle drei Kanäle sind in eine Lage im Frequenzspektrum umgesetzt worden, die der Gleichung (7) genügt. Die Signals jedes einzelnen Kanals bleiben zeitlich orthogonal. Die sich überlappenden Frequenzspektren treten nur zwischen Paaren von Kanälen auf, und die Phasendifferenzen bleiben unverändert. Die Signale in diesen Kanälen bleiben also frequenzmäßig gegenseitig orthogonal. Der weitere Kanal in jeder Zeile überlappt den gewünschten Kanal in der Grundbandlage nicht und kann daher keine Störungen erzeugen.

Die Ausgangssignale der Filter 76 werden an angepaßte Filter 78 angelegt, die als Korrektoren arbeiten. Ein angepaßtes Filter ist ein lineares System, dessen Impulskennlinie die zeitliche Inversion oder der konjugiert komplexe Wert der Kurvenform des Signals ist, an das es angepaßt wird. Ein angepaßtes Filter wird üblicherweise in Form einer angezapften Verzögerungsleitung mit Bewertungswiderständen zwischen jeder Anzapfung und einer Summierschaltung verwirklicht. Die Bewertungswiderstände werden entsprechend Abtastwerten an den entsprechenden Anzapfungen eingestellt, wenn die anzupassende Kurvenform über das System übertragen wird und ihren Maximalwert an einer Bezugsanpassung zeigt, deren Ausgangssignal willkürlich als Einheitswert angenommen wird. Die Anzapfungen besitzen vorzugsweise gleichen Abstand entsprechend dem Kehrwert der doppelten Bandbreite des Systems, das angepaßt wird. Im vorliegenden Fall beträgt die interessierende Grundbandbandbreite etwa 3f_s (Kurve 75), und daher ist der Abstand der Anzapfungen ¹UfS- Die Bewertungswiderstände werden vor der Datenübertragung eingestellt, in dem Abtastwerte der gewünschten Kurvenform nach ihrer Übertragung über den Kanal entnommen werden. Das Ausgangssignal der Summierschaltung wird zum Zeitpunkt τ beobachtet, wenn der Spitzenwert an der Bezugsanzapfung festgestellt wird. Danach ist das Übertragungsmaß des angepaßten Filters ein Maximum für die Kurvenform, auf die das Filter eingestellt worden ist. Das Signal im Nachbarkanal ist orthogonal zu dem des betrachteten Kanals, und sein Beitrag zum Ausgangssignal der Summierschaltung ist zum Zeitpunkt τ Null.

Bezüglich näherer Einzelheiten bei der Verwendung angepaßter Filter als Korrektoren wird auf einen Aufsatz von G. L. T u r i η »An Introduction to Matched Filters« in »IRE Transactions on Information Theory«, Juni 1960, verwiesen.

An den Ausgang jedes angepaßten Filters ist ein Abtaster 79 angeschaltet, der durch Abtastimpulse mit der Datenfrequenz 2/_s gesteuert wird, die aus dem Entnahmegerät 70 abgeleitet werden. Die Abtastimpulse werden um das Intervall τ verzögert, damit sie mit der Ankunft des Spitzenwertes an der Bezugsanzapfung des angepaßten Filters zusammenfallen. Auf der Grundlage der summierten Abtastwerte erfolgt die Entscheidung hinsichtlich der Art des übertragenen Daten-Bits. Die Daten-Ausgangssignale stehen auf den Leitungen 80, 81 und 82 für die jeweiligen Kanäle zur Verfügung. Das erfindungsgemäße System arbeitet also praktisch ohne Verzögerung, und es ist keine Signalspeicherung erforderlich.

Wenn mehr als drei Kanäle benutzt werden, läßt sich das oben beschriebene Dreikanalverfahren auf leicht zu überschauende Weise erweitern. Beispielsweise können die Kanäle unter Verwendung von Bandpaßfiltern in Gruppen von je drei unterteilt werden, und jede Gruppe kann dann auf die oben beschriebene Weise in das Grundband umgesetzt werden. Die über das Bandpaßfilter laufende Dreiergruppe wird ursprünglich unter Verwendung eines Demodulationssignals der Form

cos [2 π (i — l)f_st + Θί]

in das Grundband umgesetzt, wobei i die Mittenfrequenz des mittleren Kanals der Dreiergruppe und Θ% ein willkürlicher Phasenwinkel ist, der der Träger-Phasenverschiebung im Übertragungsmedium Rechnung trägt.

Die Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage nach der Erfindung läßt sich auch ohne Synchronisation zwischen den Kanälen betreiben, wenn die Übertragung auf ungerade oder gerade numerierte Kanäle beschränkt wird. Die Gesamtdatengeschwindigkeit ist dann gleich dem halben theoretischen Maximum von 1 Baud je Hertz Bandbreite. Die Sendeanordnung läßt sich auch betreiben, wenn einige benachbarte Kanäle synchronisiert und andere nichtsynchronisiert sind, vorausgesetzt, daß ein unbenutzter Kanal zwischen synchronisierten Gruppen frei gelassen wird.

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage mit einem Übertragungsmedium mit im wesentlichen geradem Amplitudenfrequenzgang über eine feste Bandbreite und einer Vielzahl von Kanalfiltern, deren Mittenfrequenzen gegeneinander versetzt sind und die je eine Datenquelle mit dem Übertragungsmedium verbinden, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Kanalfilter (15, 16, 17) einen Amplitudenfrequenzgang mit ungerader Symmetrie zu einer Frequenz zwischen seiner Mittenfrequenz und der Mittenfrequenz jedes benachbarten Kanals aufweist, ferner einen Übertragungsfaktor Null jenseits der Mittenfrequenz jedes benachbarten Kanals, daß das Produkt eines Amplitudenfrequenzganges benachbarter Kanalfilter gerade Symmetrie zu der gleichen zwischen den Mittenfrequenzen der benachbarten Kanalfilter liegenden Frequenz zeigt, daß der durch die Kanalfilter definierte Phasenfrequenzgang benachbarter Kanäle elektrisch um 90° voneinander abweicht, daß die Signale von den Datenquellen in an sich bekannter Weise synchro-

nisiert sind und daß die nicht orthogonalen Signale von den Datenquellen durch das jeweilige Kanalfilter in orthogonale Signale umwandelbar und sich frequenzmäßig überlappend auf dem Übertragungsmedium kombinierbar sind.

2. Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalfilter einen Amplitudenfrequenzgang mit gerader Symmetrie bezüglich ihrer Mittenfrequenzen aufweisen.

3. Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Vielzahl von Modulationsschaltungen zur Umsetzung der Kurvenformen der Kanalfilter auf benachbarte, sich überlappende Frequenzbänder innerhalb des Durchlaßbandes des Übertragungsmediums.

4. Sendeanordnung für eine Multiplex-Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalfilter identisch sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen