NO130252B - - Google Patents

Description

Anordning for synkron overføring av rektangu-

lære informasjonspulser.

Oppfinnelsen angår en anordning for synkron overføring av rektangulære informasjonspulser i et bestemt frekvensbånd fra en informasjonskilde til en forbruker, hvor informasjonspulsene opptrer i takt med frekvensen av en taktpul-sgenerator, hvilken anordning er forsynt med en av en bærefrekvensoscillator matet koplingsmodulator for direkte modulering av informasjonspulsene på en rektangulær bære-bølge . og et utgangsfilter hvis passeringsbånd svarer til det forhåndsbestemte frekvensbånd, og hvor taktpuls-generatorens taktfrekvens og bærefrekvensoscillatorens bærefrekvens- utledes fra en enkelt sentral generator.

Ved slike anordninger er det totale spektrum for informasjonspulsene vanligvis ikke overfort gjennom overforingsveien fra informasjonskilden til informasjensbrukaren, men det over-forte spektrum er innsnevret ved hjelp av ot filternettverk til et overforingsbånd med en båndbredde som. er nodvendig for overforing av informasjonspulsenes spektrum opptil ca. halve takt frekvensen. Hele overfcringskarakteristikken i samsvar med et kjent Nyquist kriterium velges da ofte slik at når informasjonspulsene gjenvinnes i mottakeren ved provetakning av det detekterte signal i takt med., takt frekvensen, er forskjellen mellom de detekterte signaler så stor som mulig i provetakni ngsciyeblikket.

Videre velges bærefrekvensen i praksis ofte slik

at den er meget hoyere enn takt.frekvensen, f.eks. en faktor 5 eller 10 hoyere, for å hindre mest mulig opptreden av uonskede mo-dulas jonsprodukter i den innsvevrede overforingsbåndbredde, hvilke produkter til tross for det ovenfor nevnte valg av total overforingskarakteristikk, blir merkbar i mottakeren ved en minskning av forskjellen mellom de detekterte informasjonspulser. Ifolge den herskende oppfatning, konferer Bennet and Davey "Data transmission" McGraw Hill I965, side 134 osv., hvor denne opptreden av uonskede modulasjonsprodukter ikke kan tillates fordi deres innvirkning i det innsnevrede overforingsbånd ikke kan ellimineres etterpå.

For å ta med i betraktning innvirkningen av uonskede modulasjonsprodukter i et relativt bredt overforingsbånd som er beliggende nær frekvensen null, kan informasjonspulsene moduleres direkte på en høyfrekvent bærebolge, slik at hovedsakelig ingen uonskede modulasjonsprodukter opptrer i det onskede frekvensbånd for overforing på den hoye bærefrekvens. Etterpå kan dette hoye bærefrekvensbånd deles opp ved hjelp av et hbypassfilter og -fre-kvenstransponéres- til det lave foreskrevne frekvensbånd ved hjelp av en andre modulator. Denne fremgangsmåte for modulasjon krever imidlertid en andre modulator som i tillegg må være utformet for analogiteknikk for å gi sann overforing av det utskilte hoye overf oringsbånd.

En annen modulasjonsmetode anvender vanligvis en lavere bærefrekvens idet informasjbnspulsenes spektrum allerede for modulasjonen er innsnevret i båndbredde til ca. halvparten av

taktfrekvensen ved hjelp av et lavpassfilter. Også i dette tilfelle må imidlertid modulatoren være beregnet på analogiteknikk for å gi sann overforing av informasjonspulsene hvis spektrum er

Hensikten med oppfinnelsen er å tilveiebringe en ny anordning av den innledningsvis nevnte art hvor koplingsmodulatoren som utelukkende er bygget på sifferteknikk kan anvendes for oppnåelse av optimal forskjell mellom informasjonspulsene som detekteres i mottakeren ved lav bærebølgefrekvens, hvilken anordning videre er særlig egnet for fullstendig sifferteknikk og derfor kan utformes som en integrert krets.

Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved at med bærefrekvensen lik et helt multiplum mindre enn ti av halve taktfrekvensen, er det etter koplingsmodulatoren anordnet en korreksjonskrets i form av et lineært nettverk som innen det bestemte frekvensbånd korrigerer det etter Ir<y>plingsmodulatoren opptredende spektrum som er forvrengt av de i koplingsmodulatoren frembrakte uønskede modulasjonsprodukter, idet korreksjonskretsens overføringsfunksjon er gitt ved omhyllingskurven av spektret av det ønskede, modulerte signal i koplingsmodulatorens utgang dividert med omhyllingskurven for spektret for det modulerte signal som virkelig opptrer i koplingsmodulatorens utgang.

Disse trekk ved oppfinnelsen eliminerer ikke bare en fordom som hersker blant fagfolk på dette område, men byr også på den overraskende fordel at uønskede fenomener som opptrer i en ulineær koplingsmodulator elimineres av et lineært nettverk.

Korreksjonskretsen kan bygge på analogiteknikk, men overføringsanordning ifølge oppfinnelsen blir særlig fordelaktig hvis et i og for seg kjent sifferfilter anvendes i korreksjonskretsen, fordi dette filter gjør det mulig å oppnå en amplitudefrekvenskarak-teristikk og en fasefrekvenskarakteristikk som er ønskelig for korreksjon, på overraskende enkel måte og med store variasjonsmuligheter.

Noen utførelseseksempler på oppfinnelsen skal forklares nærmere under henvisning til tegningene.

Pig.l viser et blokkskjema for en anordning ifølge oppfinnelsen beregnet på fasemodulasjon. Fig.2 og fig.5 viser noen tidsdiagrammer og fig.3 og 4 viser noen frekvensdiagrammer til forklaring av virkemåten av anordningen på fig.l. Fig.-6 viser en modifikasjon av sendersiden av anordningen på fig.l. Fig.7 og 9 viser anordninger ifølge oppfinnelsen beregnet på amplitudemodulasjon. Fig.8 og fig.10 viser tidsdiagrammer og frekvensdia-grarumer ti! forklaring av virkemåten av anordningen på fig. 7 og 9-Fig. 11 viser en anordning ifolge oppfinnelsen beregnet på frekvensskiftnokling, mens fig. 12 viser en mere detaljert utforelse av anordningen på fig. 11. Fig. 13 viser en modifikasjon av anordningen på fig. 12. Fig. 14 viser noen tidsdiagrammer til forklaring av anordningen på fig. 13-Fig. 15 viser en anordning ifolge oppfinnelsen beregnet på differensiell firefasemodulasjon. Fig. l6 viser en tabell og et vektordiagram og fig. 17 viser frekvensdiagrammer til forklaring av virkemåten av anordningen på fig. 15-Fig. 1 viser en anordning for overforing av bivalente synkrone informasjonspulser fra en informasjonskilde 1 til en informasjonsbruker 2 innenfor et forhåndsbestemt frekvensbånd, f.eks. 300 - 3300 Hz med en overforingshastighet på f.eks. 1200 Baud. De bivalente informasjonspulser fra informasjonskilden 1 opptrer samtidig med forskjellige pulser i en rekke ekvidistanse

takt pulser fra en taktpulsgenerator 3 °g tilfores en koplingsmodulator 4 som virker som fasemodulator for direkte fasemodulering av en rektangulær bærebolge som stammer fra en bærebolgeoscillator 5-I utforelseseksemplet er taktpulsgeneratoren 3 og bærebolgeoscillatoren 5 hegge dannet av en bistabil multivibrator som er synkronisert med pulser fra en sentral pulsgenerator 6. Repetisjonsfre-kvensen £q for den sentrale pulsgenerator 6 er f.eks. 3^0 Hz, mens

takt frekvensen f^ på 1200 Hz og bærefrekvensen f på f.eks. l800 Hz er utledet fra frekvensen £q ved frekvensmultiplikasjrn med faktorene 4 henholdsvis 6, i de ustabile multivibratorer 3 °g 5 som virker som frekvensmultiplikatorer. Den fasemodulerte bærebolge går videre til overforingslinjen 8 gjennom et utgangsfilter 7 med en båndbredde på f.eks. 600 - ^ 000 Hz hvilket er viktig for overforingen.

De modulerte signaler som mottas fra transmisjons-linjen '8 tilfores på mottakersiden gjennom et inngangsfilter 9 med en båndbredde på 600 - J000 Hz og et utjevningsnettverk 10 for utjevning av amplitude og fasekarakteristikkene, til en detektor II som f.eks. er utformet som synkron fasedemodulator i hvilken

de mottatte signaler demoduleres ved hjelp av en lokal bærebolge med en frekvens fc- Et lavpassfilter 12 har en ovre grensefrekvens

som er tilnærmet lik halvparten av takt frekvensen _fb og som er

2

forbundet med utgangen fra detektoren 11 for å skille de detekterte signaler fra hvilke de opprinnelige informasjonspulser er gjen-vunnet ved provetakning og pulsregenerering i pulsregeneratoren 13 som styres av en rekke pulser med tidspulsfrekvens f^ som stammer fra den lokale tidspulsgenerator 14. De regenererte informå-sjonspulser går så videre til ytterligere behandling i informasjonsbrukeren 2. I det viste utfbrelseseksempel er den lokale tattpuls-generator 14 synkronisert på kjent måte, med tidspulsfrekvensen f, frembrakt på sendersiden f.eks. ved hjelp av et pilotsignal som sendes ut samtidig med det modulerte signal eller ved hjelp av et synkroniseringssignal som utledes fra de modulerte signaler.

Hele overfbringskarakteristikken for anordningen på fig. 1 innbefattet filternettverkene 7, 9, 10, 12 på sendersiden og mottakersiden og overforingslinjen 8 er innrettet i samsvar med det kjente Nyquist kriterium for opprettholdelse av ekvi-dlstante nullgjennomganger for pulsene, idet filternettverkene på mottakersiden gir maksimal stoyundertrykkelse. Bet er således sorget for at forskjellen mellom de detekterte signaler i utgangen av lavpassfilteret 12 er så stor som mulig i prbvetakningsoyeblik-kene.

Fig. 2 viser tidsdiagrammer til ytterligere forklaring av virkemåten av anordningen på fig. 1.

En rekke bivalente informasjonspulser som skal sendes ut hår en nominell pulsbredde som er lik perioden T for 'taktfrekvehsen f^ som vist med a på fig. 2, og en rekke rektangulære bærebblgepulser har en bredde D = ) som vist med b på fig. 2, hvilke rekker er fasemodulerte med en r8kke informasjonspulser a. Den fasemodulerte rektangulære bærebolge har et fasetrinn ft i overgangene i rekkene av informasjonspulser a som vist med c på fig. 2, mens d viser den fasemodulerte bærebolge etter filtrering i utgangsfilteret 7«

Etter synkrondetekteringen i detektoren 11 og filtreringen i lavpassfilteret 12, opptrer på mottakersiden de detekterte signaler som vist med e på fig. 2, fra hvilke de opprinnelige informasjonspulser gjenvinnes ved pr.bvetakning med en rekke prbve-pulser f med , taktfrekvensen f^ og ved pulsregenerering som vist med g på fig. 2 (sammenlign med a). Til tross for at den totale overfbringskarakteri-stikk for anordningen på fig. 1 tilfredsstiller det ovenfor nevnte Nyquist kriterium, ved bærefrekvensen f = ^* b som er lav i forhold til taktfrekvensen fb> viser det seg at forskjellen mellom de detekterte signaler ikke er optimal i prbvetakningsoye-blikkene, hvilket skyldes at ved denne forholdsvis lave bærefrekvens faller uonskede modulasjonsprodukter av betydelig styrke innenfor passeringsbåndet. for utgangsfilteret 7 på sendersiden som folge av ulineær modulasjon i koplingsmodulatoren 4> slik det skal beskrives nærmere nedenfor under henvisning til noen frekvensdiagrammer på fig. J.-

Fig. 3a viser omhyllingskurven for spekteret 3(f) av en vilkårlig rekke informasjonspulser med en nominell pulsbredde I = -3^— som stammer fra informasjonskilden 1, hvilken om-

b

hyllingskurve på i og for seg kjent måte har nullgjennomgang ved et helt tall multiplisert med taktfrekvensen f^. Fig. 3D viser omhyllingskurven for s^e,kteret som dannes ved modulasjonen av grunnfrekvensen fc = —pp av den rektangulære bærebblgepuls fra bærebblgeoscillatoren 5 med den ovenfor nevnte vilkårlige rekke av informasjonspulser, idet de bnskede modulerte signaler som er antydet med opptrukket linje opptrer på den ene side innenfor passeringsbåndet fc - fb til fc + fb for utgangsfilteret 7 hvilket passeringsbånd er viktig for overforingen, men på den annen side opptrer også uonskede modulasjonsprodukter av typen f - f csom frembringes ved modulasjon av grunnfrekvensen f med spektrumkomponentene f av informasjonspulsene innenfor båndet fra 2fb til 4fb som antydet med streket linje. I tillegg til grunnfrekvensen fc medfbrer også den tredje harmoniske Jf av grunnfrekvensen i de rektangulære bærebolgepulser, til uonskede modulasjonsprodukter innenfor passeringsbåndet for utgangsfilteret 7 °g særlig denne tredje harmoniske frembringer uonskede modulasjonsprodukter av typen Jf - f og f - JfQ, og hvis omhyllingskurve i spekteret er antydet på fig. Jc henholdsvis med opptrukket og streket linje,

og som er frembrakt ved modulasjon av den tredje harmoniske Jf med spektrumkomponenter f av informasjonspulsene innenfor båndet fra 2fb til 4<f>b og 5ffe til 7fb. På samme måte vil hver ulike harmoniske av grunnfrekvensen i de rektangulære bærebblgepulser innebærer to muligheter for uonskede modulasjonsprodukter, slik at i tillegg til de bnskede modulasjonssignaler opptrer det et interferenssignal innenfor passeringsbåndet for utgangsfilteret 7i

hvilket inter f erenssignal er gitt ved den algebraiske sum av e-t stort antall uonskede modulasjonsprodukter. og som påvirker forstyrrende på mottakersiden skille mellom detekterte signaler i prSvetakningjsbye-blikkene. Omhyllingskurven av spekteret opptrer etter koplingsmodulatoren som vist på fig. Jd. Fig. 3 viser også

at interferenssignalet blir mindre når forholdet mellom bærebblge-frekvensen f og takt frekvensen f^ velges storre.

Ved anvendelse av den ovenfor nevnte koplingsmodulator 4 som muliggjbr fullstendig sifferstruktur og derfor en ut-formning som integrert krets, oppnås maksimalt skille mellom de detekterte signaler i provetakningsoyeblikkene ved at det ifolge oppfinnelsen anvendes en korreksjonskrets 15 i form av et lineært nettverk etter koplingsmodulatoren 4 på bærebolgefrekvensen fc lik et lite helt tall multiplisert med halvparten av taktfrekvensen _<f>_b, idet det lineære nettverk korrigerer spekteret som opp-2

trer etter koplingsmodulatoren 4 °g som er deformert av uonskede modulasjonsprodukter som frembringes i koplingsmodulatoren 4 innenfor det foreskrevne frekvensbånd.

Man har funnet etter intense undersøkelser at

helt ulikt et vilkårlig interferenssignal er det et spesielt nært forhold mellom spektrumkomponentene av de bnskede modulerte signaler og spektrumkomponentene av den algebraiske sum av alle uonskede modulasjonsprodukter på bærebolgefrekvensen f C s r.om er lik et helt tall multiplisert med halve taktfrekvensen _b . I

2 virkeligheden opptrer hver spektrumkomponent i summen av alle de uonskede modulasjonsprodukter alltid samtidig på den ene side med hensyn til frekvens med en frekvenskomponent av-de bnskede modulerte signaler, eller med andre ord opptreden av uonskede modula-sjonsprodukt-er vil ikke bevirke at nye- frekvenskomponenter ffpptrer innenfor passeringsbåndet av utgangsfilteret 7> mens på den -annen side er et forhold til stede mellom spektrumkomponentene med hensyn til amplitude og fase, slik at en enkelt komponent av de bnskede modulerte signaler utslettes av en komponent av samme frekvens av summen av alle uonskede modulasjonsprodukter, eller med andre ord ingen frekvenskomponenter går tapt på grunn av opptreden av uonskede

■modulasjonsprodukter. Videre har man funnet at spektrumkomponentene ikke underkastes noen variasjon med hensyn til frekvenser, men er også a-.- slik natur med hensyn til «amplitude- og faseforholdene mellom de orakedd og uonskede signaler, at optimalt skille mellom de

demodulerte signaler i provetakningsoyeblikkene kar: oppnås med en enkel korreksjonskrets 15 i form av et lineært nettverk.

Hvis således f.eks. i utfbrelseseksemplet som er vist på fig. 1, bæref rekvensen f = j^b har overf oringsfunksjonen C ( OJ) i korreks jonskretsen 15 er en ""reell funksjon med vinkelfrekvensen Cu = 2'TTf i samsvar med <-en foi-mel som skal utledes nedenfor:

På fig. 4 viser a et eksempel på overforingsfunksjonen F (Cu) for utgangsfilteret 7 i form av et dobbelt side-båndfilter, mens fig. 4D viser ovérforingsfunksjonen C (CU) for korreksjonskretsen 15 bortsett fra faktoren (-1) i normalisert skala, dvs. at C (&*J>C) = 1 med hensyn til den del som ligger innenfor passeringsbåndet (vx>c - U)^, Cc>c + CU^) for utgangsfilteret 7. Overf oringsfunks jonen C (u>). F (ll>) av seriekoplingen av utgangsfilteret 7 °g korreksjonskretsen 15 har da den form som er vist på fig. 4C• Anvendelse av denne korreksjonsfunksjon C (co) resulterer i et ideelt monster for de detekterte signaler med meget skarpe konturer hvor bare to tydelige verdier kan skjeldnes i provetakningsoyeblikkene.

Videre undersøkelser har vist at variasjonen av overforingsfunksjonen C (to) som er nodvendig for korreksjonen er bare avhengig av båndbredden og formen av overforingsfunksjonen F (UJ) for utgangsfilteret 7 °g er den samme f.eks. for et utgangsfilter 7 av restsidebåndtypen eller enkeltsidebåndtypen, som :>r dobbeltsidebåndtypen. Man har også funnet at korreksjonen i tilfelle, av rest.sidebåndfilteret og enkeltsidebåndfilteret har en betydelig stbrre virkning, fordi i disse tilfeller bevirker de uonskede modulasjonsprodukter en forstyrrende virkning i meget hoyere grad når det gjelder å skille mellom de detekterte signaler i provetakningsoyeblikkene,. enn i tilfelle av dobbeltsidebånd-filtere. Fig. 4a viser med strekede linjer overfor.ingskarakteri-stikkene F' (cO) og F'' (LiJ) som. eksempler i forbindelse med .et utgangsfilter 7 f°r overforing med restsidebånd det nedre og ovre sidebånd av de modulerte signaler, mens de tilsvarende overfor-ingsfunks joner C (tU) . F' (CO) og C (CU) . F,<r> (U)) er vist på fig. 4C f°r seriekoplingen av utgangsfilteret 7 °g korreksjons-

kretsen 15, likeledes med strekede linjer.

Under henvisning til fig. 5 skal forklares utledningen av korreksjonsfunksjonen C (Cl>) for ovenfor nevnte utforelseseksempel ved bærebolgekrekvens f = J b. Fig. 5a viser en enkel .informasjonspuls fra informasjonskilåen 1 som opptrer i bye-blikket t = 0 og som har en pulsbredde T = 1_ og en pulshoyde h,

f,

og spekteret S (u>) for denne informasjonspuls er:

og denne formel representerer omhyllingskurven for spekteret i en vilkårlig rekke av informasjonspulser med pulsbredden T (konf. fig. 3a). Fig. 5b .viser en del av den modulerte bærebolge svarende til informasjonspulsen på fig. 5a i utgangen av koplingsmodulatoren 4> hvilken del er dannet av en rekke bærebolgepulser med en bredde D = "^if~)°^ en n°y^e ^ av bærebolgepulsene med posi-tiv polaritet i oyeblifiket t = -D, t = +D, og en bærebolgepuls med negativ polaritet i oyeblikket t = 0. Spekteret P (OJ) for en slik bærebolgepuls som opptrer i oyeblikket t = 0 er: mens spekteret for en tilsvarende puls som opptrer i ethvert annet dyeblikk t = t^ er: .For den modulerte pulsrekke som er vist på fig. 5b er spekteret M (U>) gitt ved: ::■ 'r som etter noer. reduksjon kan skrives: eller ved hjelp av (3):

Denne formel representerer også omhyllingskurven

av spekteret for det modulerte signal sora opptrer etter moduleringen av den rektangulære bærebolge med den ovenfor nevnte vilkårlige rekke av informasjonspulser.

De onskede modulerte signaler i utgangen av koplingsmodulatoren 4 har et spektrum som er symmetrisk i forhold til bærefrekvensen tu i aet minste i båndet fra UD - til uj + UL

c c b c b hvilket er viktig for overforingen, idet omhyllingskurven G (Co) for dette spektrum er dannet ved frekvenstransponering av spekteret. S (CX)) i formel (2) og det reflekterte spektrum S (-Cl)) til bærefrekvensen U)c eller:

I dette tilfelle hvor

skrives:

og derfor T = 3 D kan formel (7)

Overforingsfunksjdnen C (Cu) som er nbdvéndig for korreksjonen folger da av kvotienten av G ((JU) og M (LU) som ved hjelp av form-lene (8) og (6) kan skrives:

som har samme form som (1).

Overlegningene ovenfor kan utvides uten vanskelig-het til de tilfeller hvor bærefrekvensen UJ = k ft*b) hvor k re-2

presenterer et helt tall som i praksis vanligvis ikke overskrider 10.

Hvis f.eks. k er et ulike tall finner man for korreks jonsfunksjonen C (\ XJ) : hvis k er et like tall er overf oringsfunks jonen C (CaJ) :

Som det fremgår av ligningene (10) og (11) er korreksjonsfunksjonen C ( UJ) for k av ulike tall en reell funksjon og for k lik et like tall en imaginær funksjon hvor C (lx>) overraskende nok viser samme variasjon som funksjonen av UJ i alle tilfeller bortsett fra faktorene - log- j som representerer en konstant faseskift TT og - -<*>■£ for hele spekteret, hvilken variasjon er vist på fig. 4-b. Begge ligningene (10) og (11) kan kombineres som folger:

k = 1, 2, 3, ......

Det er ovenfor alltid antatt at et fast faseforhold har eksistert mellom informasjonspulsene og bærebolgepulsene slik at flankene av informasjonspulsene opptråtte samtidig med flankene av bærebolgepulsene.

For oppnåelse av korreksjon er det ikke strengt tatt nbdvendig al: nettopp dette faseforhold eksisterer, men korrek-sjonsfunk*?jonen xrev«r generelt en mere intrikat struktur når dette faseforhold ikke foreligger. Hvis f.eks. det et tidsintervall med lengden d som vist på fig. 5C °g d mellom oyeblikkene for opptreden av flankene av informasjonspulsene og flankene av bærebolgepulsene, eller med andre ord hvis bærebolgepulsene er underkastet en faseforskyvning Q = cuc.d, vil korreks jonsfunks.Ionen lyde:

hvor C (LO) er gitt i ligning (12). Av ligning (13) fremgår det at korreks jonsfunks jonen cq(lU) nå er en kompleks funksjon av LU og har betydelig mer intrikat struktur enn G (uu) i samsvar med ligning (12). Full synkronisering av informasjonspulsene og bærebolgepulsene, hvor korreksjonsfunksjonen C (UJ) ifolge ligning (12) anvendes, er derfor å foretrekke i praksis.

Utledningene ovenfor av korreksjonsfunksjonen C (LO) er alltid beregnet for en korreksjonskrets i form av et lineært nettverk som er lagt inn umiddelbart etter koplingsmodulatoren 4, mens ved utfbrelsen på fig. 1 er korreksjonskretsen 15 lagt inn etter utgangsfilteret 7 som også er et lineært nettverk med en overforingsfunksjon F (to). Som kjent vil en ombytning av rekke-folgen av nettverkene i en kaskadekopling av lineære nettverk ikke ha noen innflytelse på overforingsfunksjonen av kaskadekoplingen, slik at de ovenfor utledede korreksjonsfunksjoner C (CO) også gjelder for korreksjonskretsen 15 på fig. 1 hvor imidlertid nå

bare en del av overforingsfunksjonen C (LO) som befinner seg innenfor' passeringsbåndet for utgangsfilteret 7 oppnås (se fig. 4b)-Alternativt kah utgangsfilteret 7 °g korreksjonskretsen 15 kombineres i form av ett lineært nettverk l6 hvor filtreringen og korreksjonen skjer samtidig og hvis overf oringsfunks jon H (LU) =

C (UJ) • F (u;) (konf. fig. 4c).

De ohskede overforingsfunksjoner C (oj)> F (cO) eller C (CU)'F (lo) kan oppnås med nettverk som består av spoler, kondensatorer og motstander, men anordningen' ifolge oppfinnelsen får en særlig fordelaktig struktur når et sifferfilter anvendes for konstruksjonen av nettverket 16 som består av utgangsfilteret 7 °g korreksjonskretsen 15. Ikke bare kan den onskede amplitude-frekvenskarakteristikk og fase-frekvenskarakteristikk oppnås på overraskende enkel måte og med stor frihet, men et slikt filter gjor det også mulig, å oppnå en fullstendig sifferstruktur, og en konstruksjon i form av en integrert krets i anordningen på fig. 1 skal forklares nærmere under henvisning til fig. 6.

Fig. 6 viser en modifikasjon av sendersiden av anordningen på fig. 1 og tilsvarende komponenter har samme henvisningstall som på fig. 1.

Koplingsmodulatoren- 4 er vist mer detaljert og inneholder to OG-portkretser 17, l8 hvis utganger gjennom en ELLER-portkrets 19 er forbundet med et lineært nettverk 16. De bivalente informasjonspulser som stammer fra informasjonskilden 1 tilfores hver av OG-portkretsene 17 og l8 gjennom ledere av hvilke den ene er forsynt med en fasevender 20, idet den rektangulære bærebolge som stammer fra bærebolgeoscillatoren 5 likeledes tilfores begge OG-portkretsene 17 og 18 gjennom ledninger av hvilke den ene er forsynt med en fasevender 21. Både ved tilstedeværelse og mangel av en informasjonspuls i pulsrekkene som skal sendes og som stammer fra informasjonskilden 1, vil bærebolgen opptre i utgangen av ELLER-portkretsen 19, men hvis en informasjonspuls mangler vil bærebolgen fra bærebolgeoscillatoren 5 passere direkte gjennom OG-portkretsen 18 til ELLER-portkretsen 19, og ved tilstedeværelse av en informasjonspuls vil bærebolgen fra bærebolgeoscillatoren 5 passere gjennom OG-portkretsen 17 til ELLER-portkretsen 19 bare etter å ha blitt fasevendt i fasevenderen 21, dvs. en faseskift TT. På denne måte vil fasevending opptre ved overganger i rekkene av informasjonspulser i bærebolgen som tilfores det lineære nettverk l6, slik at bærebolgen blir fasemodulert av en rekke informasjonspulser.

Videre er det lineære nettverk l6 dannet av et sifferfilter som inneholder et skiftregister 22 med et antall skiftregisterelementer 23, 24, 25, 26, 27, 28 hvis innhold skiftes ved en skiftperiode som er mindre enn -den minste varighet av en puls som tilfores skiftregisteret 22 under styring av en skiftepuls-generator 2Q, idet skiftfrekvensen f for skiftpulsgeneratoren ?_9 og bæref rekvensen f, for bærebolgeoscillatoren 5 °g taktfrekvensen f^ for tuktpulsgeneratoren 3 er utledet fra en sentral pulsgenerator 6.

Ved utforelsen som er- vist på fig. 6 er skiftpulsgeneratoren 2Q likeledes dannet av en ustabil multivibrator som er synkronisert med pulser som har en repetisjonsfrekvens Iq fra den sentrale- pulsgenerator 6 og som leverer skiftpulser med en frekvens f som er et helt tall multiplisert med bærefrekvensen f og som f.eks. er 7200 Hz, slik at skift.pulsfrekvensen f utledes fra frekvensen f Q fra den sentrale pulsgenerator 6 ved fre-kvensmultiplikasjon med en faktor 24 i den ustabile multivibrator 29 som da virker som frekvensmultivibrator. Skiftregisterele-mentene 23, 2a, 25, 26, 27, 28 i sifferfilteret 16 er også forbundet gjennom dempningsnettverk 3°, 31. 32> 33» 34» 35 > 3& med en kombinasjonsinnretning 37 fra hvilken utgangssignalene tas. Ved denne utforelse består , skiftregisteret 22 f.eks. av et antall bistabile triggere.

Den onskede overf oringsfunks jon H (CU) = C( Uj). F(L»J) er nå oppnådd ved hjelp av sifferfilteret 16 ved egnet dimensjone-ring i en gitt skifteperiode s = ■j—, og dempningsnettverkene 3°>

s

31, 32, 33, 34, 35, 36 har folgende overforingskoeffisienter, C_^, C_£, C_ 2_, Cq, C-^, C2 og Cy. Hvis det foreligger 2N skifteregis-terelementer og dempningsnettverk som parvis er like regnet fra endende av skiftregisteret 22 og hvor deres overforingskoeffisient 0^ tilfredsstiller:

oppnås en overforingsfunksjon hvis amplitude-frekvenskarakteristikk har formen og fase-frekvenskarakteristikken ( p (tu) har en eksakt lineær variasjon i samsvar med:

Amplitude-frekvenskarakteristikken danner således en Fourier rekke utviklet etter cosinus og hvis periodisitet fl er gitt ved:

Hvis en gitt amplitude-frekvenskarakteristikk T^Tq ( uj) skal oppnås kan koeffisientene Cp i Fourier rekken bestemmes ved hjelp av ligningen:

Formen av amplitude-frekvenskarakteristikken er helt ut bestemt av denne men periodisiteten av Fourier-rekken gir det resultat at den onskede amplitude-frekvenskarakteristikk repeteres med en periodisitet J"l i frekvensspekteret og derved resulterer i ekstra pas-serirrsområder for sifferfilteret 16. I praksis er disse ekstra passeringsområder ikke forstyrrende fordi i tilfelle av tilstrekkelig hoy verdi for periodisiteten jTL og dermed tilstrekkelig liten verdi'av skiftperioden s, er frekvensavstanden mellom det onskede og det nærmest liggende ekstra passeringsområde tilstrekkelig stort til å undertrykke de ekstra passeringsområder ved hjelp av et enkelt undertrykkelsesfilter 38 etter utgangen av kombinasjonen 37 uten nevneverdig påvirkning av amplitude-frekvenskarakteristikken og den lineære fase-frekvenskarakteristikk i det onskede passeringsområde. Undertrykkelsesfilteret 38 er f.eks. dannet av -et lavpassfilter som består av en kondensator og en motstand.

En nodvendig utvidelse av anvendelsesmulighetene oppnås ved utledning av fasevendte pulssignaler fra skiftregisterelementene som i tillegg til pulssignalene opptrer på de bistabile triggere når skiftregisterelementene er utformet som bistabil-e triggere. Som folge derav blir det mulig å oppnå negative koeffisienter C Jr i Fourier rekken. Videre kan en amplitude-frekvenskarakteristikk T|/"((jU) i form av en Fourier—rekke utvikles etter sinus slik at det oppnås en lineær fase-frekvenskarakteristikk. Hittil er dempningsnettverkene gjort parvis like regnet fra endene av skifteregisteret 22, men d-et midtre dempningsnettverk 33 har -en overforingskarakteristikk Cq som er lik null, og det fasevendte pulssignal tilfores d-empningsnettverkene etter demp-ningsnettverket 33 slik at i tilfelle av 2N skifjtregisterelementer - tilfredsstiller overforingskoeffisientene:

For overforingsfunksjonen gjelder da:

Den lineære fase-frekvenskarakteristikk ( p (CU) i samsvar med ligning (20) har en faseforskyvning -% f- i forhold til ^(UJ) i samsvar med ligning (l6). Koeffisientene C i Fourier rekken kan nå' bestemmes ved. hjelp av ligningen:

Ved egnet valg av overforingskoeffisientene i dempningsnettverkene kan det oppnås enhver vilkårlig amplitude-frekvenskarakteristikk på denne måte i en lineær fase-frekvenskarakteristikk.

I det viste utforelseseksempel er det derfor for

en reell korreks jonsfunks jon C (UU) i samsvar med (10) anvendt en Fourier rekke utviklet etter cosinus i samsvar med ligning (15) for oppnåelse av overf oringsfunks jonen H (oj) = C (CO) . F (UJ) for sifferfilteret 16, får man:

mens i tilfelle av en ren imaginær korreksjonsfunksjon C (CU) ifbige ligning (11) er det nodvendig at Fourier—rekken utvikles etter sinus ifolge ligning (20.) og for å oppnå H' ( CO) for denne funksjon Tj^(CO) ifolge. ligning (22) for å oppnå den-dnskede konstante-.faseforskyv-. ning —for hele spekteret ifbige .ligning ..(20) med C|)(Ijl>) ifbige ligning (l6).

I tillegg til overforingsfunksjonene med lineære fase-frekvenskarakteristikk er det alternativt mulig å oppnå overforingsfunksjoner med sifferfilteret l6 hvis fase-frekvenskarakteristikk ikke oppviser en lineær variasjon. For eksempel for en kompleks korreksjonsfunksjon Cq (CO) ifolge ligning (13) som opptrer ved fasefo.rskyvningen Q for bærebolgen, anvendes to Fourier rekker (15) og (20) for å oppnå overforingsfunksjonen Hq (UJ) = Cq (to) • F (to), nemlig cosinusrekken (15) for den reelle del av Hq (lu) og sinusrekken (20) for den imaginære del Hq (tU) > idet overforingskoeffisienten for hvert dempningsnettverk dannes ved algebraisk sum .av den relevante overforingskoeffisient C^ ifolge ligning (18) og den relevante overforingskoeffisient C^ ifolge ligning (20). Overforingsfunksjonen som oppnås med sifferfilteret 16 har da formen:

hvor faktoren e~^^s er en ideell forsinkelse med en storrelse Ns for de modulerte signaler som tilfores sifferfilteret l6 (se ligning (4)).

En mulig dnsket konstant faseforskyvning IT for hele spekteret som resultat av en faktor (-1) i forhold til korreksjonsfunksjonen C (UJ) kan oppnås på enkel måte ved å innfore fase--vending på et egnet sted i overforingsveien mellom koplingsmodulatoren 4 og informasjonsbrukeren 2.

Korreksjonsfunksjonene C (UJ) som er angitt ovenfor er i tilfelle av rektangulær bærebolge fra informasjonskilden 1 fasemodulert, men kan også anvendes i det tilfelle hvor bærebolgen er amplitudemodulert av en rekke informasjonspulser slik det skal beskrives nærmere' nedenfor under henvisning til fig. 7 °g 8.

Fig. 7 viser en anordning ifolge oppfinnelsen hvor det er anvendt amplitudemodulasjon og hvor elementene på fig. 7 svarer til elementene på fig. 6 med hensyn til henvisningstall, og fig. 8 viser noen diagrammer for å forklare virkemåten av anordningen på fig. 7-

Koplingsmodulatoren 4 på fig. 7 avviker fra kop--lingsmodulatoren på fig. 6 ved at en modul-2-summeringskrets 39 er

anvendt som fasemodulator på fig. 7- Rekken av informasjonspulser.., som skal sendes og som har den form som er vist på fig. 8a tilfores inngangen i modu.l-2-suujrieringskretsen 39 °g bærebolgen som har den ferm som er vist på fig- 8b tilfores en annen inngang i modul-2-summeringskretsen 395 vil den fasemodulerte bærebolge i 'utgangen

av modul-2-summeringsinnretningen 39 -aa den form som er vist på fig. 8c, hvilken bærebolge på samme måte som ved anordningen på fig. 6, tilfores et sifferfilter 16 hvis amplitude-frekvenskarakteristikk har den form som f.eks. er vist på fig. 4c.

Hvis den umodulerte, rektangulære bærebolge fra bærebolgeoscillatoren 5 tilfores med egnet amplitude og fase til den fasemodulerte bærebolge på fig. 8c, vil den amplitudemodulerte bærebolge ha den form som er vist på fig. 8d. Da moduleringen av den rektangulære bærebolge med en vilkårlig rekke informasjonspulser med en pulsbredde på T har spekteret for den fasemodulerte bærebolge sorn vist på fig. 8c og spekteret for den amplitudemodulerte bærebolge som vist på fig. 8d ha samme omhyllingskurve i det frekvensbånd som er viktig for overforingen, bortsett fra komponenten av bærefrekvensen COc og korreksjonsfunksjonen C (Cu) har også samme variasjon i begge tilfeller.

I anordningen på fig. '/ tilfores den umodulerte bærebolge forst i kombinasjon til innretningen 37 i sif f erf ilteret l6,. fordi skiftregisteret 22 i virkeligheten bare kan behandle bivalente pulser. Så langt er den rektangulære bærebolge fra bærebolgeoscillatoren 5 tilfort summeringsinnretningen 37 gjennom et forsinkelsesnettverk 40 for å oppnå den riktige fase og et dempningsnettverk 41 f°r å oppnå den riktige amplitude, mens undertryk-ningsfilteret 38 hindrer harmoniske av bærefrekvensen CO fra å nå overforingslinjen 8. I det viste utforelseseksempel består forsinkelsesnettverket 4° f-eks. av et antall skiftregisterelementer hvis innhold skifter med en skiftperiode s også ved styring av

skiftpulsgeneratoren 29. I det viste utforelseseksempel gir forsinkelsesnettverket 4° sammen med skiftregisteret 22 med 2N elementer, en forsinkelse som er lik den. ideelle forsinkelse Ns for sifferfilteret .16 (se ligning (23)) dividert med et ulike tall multiplisert med halve bæreperioden D.

Med gitte verdier av . skiftperioden s og halve bæreperioden D kan forsinkelsen i forsinkelsesnettverket 4. 0 gjores lik null ved egnet valg av antall skiftregisterelementer 2N i skift-registeret 22, slik at forsinkelsesnettverket /\. 0 kan sloyfes. Med de ovenfor nevnte verdier for skiftfrekvensen f s = 72OO Hz, og en bærefrekvens f = l800 Hz er dette tilfelle f.eks. for et antall skiftregisterelementer 2N lik 20.

Fig. 9 viser en anordning ifolge oppfinnelsen som også er innrettet for amplitudemodulasjon, men hvor koplingsmodulatoren 4 er utformet som en OG-portkrets /\. Z. Virkemåten av denne . anordning skal forklares nærmere under henvisning til fig. 10 som viser noen tidsdiagrammer og et frekvensdiagram.

Hvis f.eks. en rekke informasjonspulser har taktfrekvensen f^ = 1200 Hz og den form som er vist på fig. 10a, tilfores inngangen-i OG-portkretsen 42 og en rekke firkantbærepul-ser med en bærefrekvens fc = 24OO Hz som vist på fig. 10b tilfores den andre inngang, vil den amplitudemodulerte bærebolge opptre i utgangen av OG-portkretsen 42 som vist på fig. 10c.

Det fremgår klart ved en sammenligning av denne ampi it 1.1 demo dul erte bærebolge som vist på fig. 10c med fig. 8d, at en ubalansert modulert bærebolge opptrer når OG-portkretsen 42 anvendes som amplitudemodulator. Fdlgelig vil det i tillegg til det ovenfor gitte uonskede modulasjonsprodukter i spekteret ..som opptrer i utgangen av OG-portkretsen 42, opptre komponenter av informasjonspulsene innenfor frekvensbåndet som er viktige for overforingen og som må tas i betraktning ved bestemmelse av korreksjonsfunksjonen C (LU). Utledningen av denne korreksjonsfunksjon C (LU) kan utfores på den måte som er beskrevet ovenfor under henvisning til fig. 5. For korreksjonsfunksjonen C (LU) finner man f.eks. fdlgende forhold for UJ = k (^ c) hvis k^ er et like tall:

2

Bortsett fra en mulig faktor (-1) er variasjonen av denne overfor- Tå ingsfunksjon C ( UJ) av normal skala, fordi C (U-»c) = 1 som vist på fig. 10d.

Også ved overforing av synkrone infoimasjonspulser V. ved hjelp av frekvensmodulasjon i form av frekvensskiftnokling, kan

det oppnås optimalt skille mellom de detekterte signaler i provetak- . ningsoyeblikkene ved anvendelse av trekkene ifolge oppfinnelsen, når begge bærefrekvenser fpj. £ C2 samtidig tilfredsstiller det oven^ for nevnte forhold mellom halve taktfrekvensen f^ og bærefrekven-~2

sen f og i tillegg hertil er differansen mellom bærefrekvensene

f , f lik taktfrekvensen f ' eller et multiplum av denne. Hittil er bærefrekvensen f , valgt lik 1200 Hz og bæreirekvensen x ? .. :;-r\;:.9:x....< r: ;'\. : .ro amrne^si L; b.: r; tos lv er valgt lik 2400 Hz ved overforing av synkrone informasjonspulser med en overforingshastighet pa 1200 Baud. Ved denne utforelse er anordningen innrettet for frekvensskiftnokling som -vist na fig- 1-.-hvor tilsvarende komponenter hår samråe hen Vi silings tall som pa iig. j.. cO',b ;i~. 1:; riOJ . mH ■(:■:.". :■■]{ = . 5. j-.Aav^eVi^jéd dir::. -,03 Koplingsmodulatoren 4 pa:<;>iig. 11 er dannet av to i. ^i2'"Ci 9-:- J o.jO-;ri;-:<:> 6 J':ii i;::^::. ::!b;.'J-i. i.--.r::h: r: ab liv .-i i,-- j.ri-;-;;

parallelt" anordnede kanaler 43 og 44 som hver er forsynt med en

.■;•'■..'.; Jcjy ..-.o;-, : \.;rt-.. {->'• '• v*; l-j- • -ri.c~-.. koplingsmcdulator 4' og 4'' i form av amplitudemodulatorer og ratet av bærebolgeoscillatorene 5' °g 5*'» samt"lineære nettverk lb' og

, i •; cvj: u.:: -hiv ;no;; I ;rjo'rsa ;;^~te^.i:;v;.VT;r •■ „ ... 16'' sopi folger, etter, modulatb rene, hvilke nettverk pa samme mate" som ovenfor er dannet av en enhet* som består av ^utgangsfilteret "og korreksjonskretsen. De synkrone" informasjonspulser som skal over-feres, fra informasjonskilden 1, tilfores inngangen i ..de to "kanaler 43 og 44,. idet informas jonspulsene i kanalen 43, tilfores direkte .til

amplitUjdjmodulatorern < 4 •'. og i _ kanalen ^4 .blir informas jonspulsene tilfort ampiitudemodulatoren .4' ' gjennom, en f asevender 45, idet ut-cstcu;; .ib>: tuj i :.; o.f;^'ili:--;r?.-;;*T-iOA '.••-.;:sb v/-; nor.isxnoaiJii . (iiJ' ./ gangene fra de to kanaler 43 °"g 44 er forbundet méd en summeringsinnretning 4° hvis utgang er forbundet med overforingslinjen o. Avhengig av tilstedeværelsen reller mangel av informastjtgnspulsen i pulsrekken fra informasjonskilden "1 tilfores enteri^ærebblgéfn frå bærebolgeoscillatoren 5' f.eks. med en frekvens på 1200 Hz gjennom det lineære nettverk l6-£i^.-summeringsinnretningen 46, eller bære-bql^en f ra[ .;bgfe.e.bblge.oscilla toren 5f ' med frekvensen 24OO Hz tilfores gjennom det lineæfe^j^ttverk l6,<f> til summeringsinnretningen 46.

Frekvensskiftnbklingsmodulatoren 4 er således dannet av to parallelt anordnede åmplitudernodulasjonskanaler 43, .- som virker avvekslende under styring av informasjonspulsene fra informasjonskilden 1. Disse kanaler 43 °S 44 kan begge være utformet

. '• j. v :; : j ' '. ;i.;:.V; , • . -.;.. ,

i samsvar med anordningen pa fig. 7, men °gsa i samsvar méd anordningen på .fig. 9. Korreks jonsfunks jo ne ne C (CU), C' (CaJ) som kreves a<y>_ de lineære nettverk 16'. o.g l6' ' ; avhengig av den valgte utfbreise av amplitudemodulatorene 4f °g 4,f °g som er vist på fig. 11 for utfore!sen' ifolge fig.. 7, er gitt ved ligningen (12) og for

en utforelse ifbi<g>e fig. 9 ve-d ligningen (24) hvor ca> to , må anvendes for C'^) og tO «-O 9 må anvendes for C'(*-0) . Videre må forsinkelsene.som de modulerte bærebblger utsettes for i de lineære nettverk..1.6..' og 16.''. være. tilnærmet like.

Fig. 12 viser anordningen på fig. 1 mere detaljert hvor amplitudemodulasjonskanalene 43 °g 44 er utformet ifolge fig. 7 med OG-portkretser som amplitudemodulatorer 4<*>°g 4''- Fig. 12 viser også en praktisk forenkling som består i at de lineære nettverk 16' og l6'' er utformet som sifferfiltere med en felles skifte-pulsgenerator 29 og en felles summeringsinnretning 37 som også ut-forer funksjonen av summeringsinnretningen åfi på fig. 11.

Den viste utforelse hvor de to bærefrekvenser f -,

£. cl °g f^o samtidig tilfredsstiller forholdet f = k (_b) hvor k er et

"q"

helt tall og hvor det også fremgår at f^ - fc-j_ = f^ tillater ytterligere _orenkling fordi disse forhold bare krever et feilet lineært nettverk lo for de to amplitudemodulasjonskanaler 43 °g 44 som an_ tydet på modifikasjonen som er vist på fig. 13-

På fig. 13 er de amplitudemodulerte bærebdlger i utgangen av amplitudemodulatorene 4' °g 4'' direkte kombinert i ELLER-portkretsen 47 °g fblgelig tilfort sifferfilteret 16 som er felles for de to amplitudemodulasjonskanaler 43 °g 44 •-

Under henvisning til tidsdiagrammene på fig. 14 skal det forklares at under gitte forhold og ved anvendelse av fre-kvensskiftndkling oppnås den nodvendige korreksjon av spekteret med bare ett enkelt lineært nettverk l6. Hittil har man betraktet et spektrum som er dannet ved tilforsel av en isolert informasjonspuls med en bredde T = —^— til koplingsmodulatoren 4 på fig. 13- En slik inf ormas jonspuls*3 er vist. på fig. 14a som resultat av en fre-kvensmodulert bærebolge av den form som er vist på fig. 14b. Det fremgår tydelig av fig. 14 at den modulerte bærebolge må betraktes som summen av en umodulert bærebolge som vist på fig. 14c med frekvensen fcp, en bærebolge som vist på fig. 14d modulert med informasjonspulsen på fig. 14a likeledes med frekvensen fc2» men med en fase som er motsatt den som er vist på fig. 14c > °g en bærebolge som vist på fig. 14e med en frekvens f modulert med inf ormas jonspulsen -som er vist på fig. 14a. I frekvensbåndet som er viktig for overforingen resulterer den umodulerte bærebolge på fig. 14c en spektral-linje ved CU = W ? mens den amplitudemodulerte bærebolge som vist på fig. 14d gir et spektrum MP(gi)) rundt CO = cOc9°g den amplitudemodulerte bærebolge som vist på fig. 14e gir et spektrum M (LU) rundt sjU = u,> Det kan ikke påvises at under gitte forhold er den spesifikke frekvenskomponent i spekteret M (tu) noyaktig i fase eller i niotfaso med komponenten med den samme frekvens i spekteret Mg(CU) , slik at spekteret M (LO) for den frekvensmodulerte bærebolge på fig. 14b noyaktig danner en algebraisk sum av spekteret M-^(uJ) og Mg(LU). En lignende overlegning gjelder for spekteret G (uJ) som er onskelig i utgangen av koplingsmodulatoren 4) idet den onskede korreksjonsfunksjon C (LO) på samme måte som ovenfor er gitt ved kvotienten av G (iO) og M (Lo). For det viste eksempel hvor f.eks. OJcl = k^ ) 'iied k = 2 og LO c2 = k^^t)^ med kg = 4 er korreksjonsfunksjonen C (CU) gitt ved:

Anordningen ifolge oppfinnelsen er ovenfor beskrevet under henvisning til forskjellige modulasjonsmåter og man har funnet at variasjonen av den onskede korreksjonsfunksjon C (UJ) bare er avhengig av typen av utgangsfilteret, idet det i tillegg opptrer den betydelige fordel at- denne korreks jonsfunks jon C (OJ) kan oppnås på enkel måte ved hjelp av et sifferfilter, slik at anordningen i sin helhet kan utfores med sifferstruktur og fremstil-les som en integrert krets. I tillegg til det nevnte særlige for-delaktige har man funnet at oppfinnelsen leder til en helt ny struktur når det gjelder slike anordninger for forskjellig anvendelse slik det skal beskrives nærmere under henvisning til fig. 15-Anordningen på fig. 15 er beregnet på overforing av synkrone informasjonspulser med en overføringshastighet på 2^ 01 Baud ved hjelp av differensial fire-fase modulasjon av en rektangulær bærebolge med en frekvens f = l800 Hz. Hittil er. rekken av informasjonspulser fra pulskilden 1 med en overforingshastighet på 24OO Baud tilfort en omformer 48 som på den ene side deler opp rekken av informasjonspulser i to samtidig opptredende rekker av informasjonspulser med den halve overforingshastighet på 1200 Baud, og på den annen side medforer koding som er nodvendig for differensiell fire-fase modulasjon av disse to rekker av informasjonspulser med den halve overforingshastighet. Rekken av informasjonspulser i utgangen fra omformeren 48 tilfores samtidig til fasemodulatorer

49 og 50 i form av modul-2-summeringskretser, idet rektangulære bærebdlgepulser fra bærebolgeoscillatoren 5 med frekvensen f =

1800 Hz tilfores direkte til fasemodulatoren 49 °S til fasemoduia-toren 50 gjennom et forsinkelsesnettverk 51v'méd en forsinkelse t 1_ ' i:/ Tr

(4f c ) , altså svarende til faseskift for bæref rekvensen fQ. De fasemodulerte ortogonale bærebolger i utgangen av fasemodulatorene ■• 49 og 50 kombineres etter filtreringen og"spektrumkorreksjonen i

sifferfilterne 16<*> og l6,<f>, til en fire-fasemodulert bærebolge i summeringsinnretningen 37*

I utforelseseksemplet som er vist på omformeren

48 er rekken av informasjonspulser med takt f rekvensen f^ '-2400 Hz tilf ort én diodematriks 52» nemlig på den ene side direkte* '• i form av piilsrekken A og på den annen side-gjennom forsinkélséé^M-■■' • . nettverket 53 med forsinkelsestiden T —i form av rekken^"©."-<\t?■ b ' s Takt frekvensen fh = 24OO Hz oppnås i dette tilfelle ved frekvens-multiplikasjon av takt pulsene med frekvensen _f_b = 1200 Hz fra

2 taktpulsgeneratoren 3, med en faktor 2 i en frekyensdobler 3'. -Rekken av. informas jonspulser i utgangen av omformeren 4^> nemlig pulsrekkene X og Y tilfores også diodematriksen 52. Rekken av informasjonspulser som dannes av' pulser med en pulsbredde T i utgangen av

diodematriksen 52T nemlig pulsrekkene C og D tilfores OG-portkretsene 54 °g 55 som også tilfores rekken av tidspulsene fra taktpulsgeneratoren 3 med den halve taktfrekvens _■pb. Bistabile triggere

2

56 og 57 er forbundet med utgangen av OG-portkretsene 54 °g 55 f°-r.

å danne pulsrekkene X og Y med en pulsbredde 2T. For å sikre at . de fire mulige par av etter hverandre fblgende informasjonspulser i...

rekken som stammer fra informasjonskilden 1, og dermed fire mulige : kombinasjoner av samtidig opptredende informasjonspulser i pulsrekkene A og B, forårsaker faseforskyvning A <p av bærebolgen i utgangen av overforingsanordningen, hvilken faseforskyvning er et helt tall multiplisert med ^ for bærebolgen f , må forholdet "som er vist i tabellen på fig. l6 bestå mellom kombinasjonen av pulsrekkene A og B på inngangen av diodematriksen 52 og kombinasjonen av pulsrekkene X og I i utgangen av omformeren 48•

Tabellen på fig. l6 viser hvorledes i tilfelle av

en gitt kombinasjon Xn, Yn og tilforsel av kombinasjonen A, B gir kombinasjonen Xn+-^, ^ n+^ for å gi f ase forskyvningen A ( p i forbindelse med denne kombinasjon av A og B. Som vist kan et slikt forhold oppnås ved hjelp av en diodematriks. Vektordiagrammet på fig. l6 viser de fire mulige faser av bærebolgefrekvensen f i ut-..gangen, ay overforingsanordningen sammen med den tilhorende kombina-. ,,sjpn X_, ,Y. Vektordiagrammet viser f. eks. at tilforselen av kombinasjonen A, B = 10 som innebærer en faseforskyvning A <p ^ V[ i en gitt kombinasjon Xn, Yn 10 må resultere i kombinasjonen X +-^> Y •,v = 00 i samsvar med tabellen. , ........v,.,.,. ,, . 'Korreksqpnsfunksjonene C (U>) og C''(tu) som er i si^ferfilterne 16' og 16'' folger da av ligningen (12), og (13) for k 3) i hvilke for C''(tO) faktoren j, og dermed fasef<p>rskyv-nirigen' for hele spekteret ikke oppnås fordi eller ville det ortogonale forhold for'den'fasemodulerte hjelpebærebblge for kombi-neringen i summeringsinnretningen 37 °li elliminert. Videre er

filterfunksjonen F (UJ) i utforelsen valgt slik at ved anvendelse av. differensial demodulering på mottakersiden opptrer praktisk talt ingen innbyrdes påvirkning av de gjenvundne informasjonspulser for hvér av de to ortogonale fasemodulerte hjelpebærebolger, og omhyl-!. lingskwyen for hver av de to ortogonale spektra i utgangen fra an-. ■ ...iOrdiTiingén har den foriri; som er vist på fig. 17a. På den allerede beskrevne måte folger da at overforingsfunksjonen H'(LU) =

C"(tU) F (LU) for sifferfilteret 16' og overforingsfunksjonen

. H.' ' (LU) = C" (tO) • F (LU) for sif f erf ilteret 16", ©r., da:

<r>* ..•>;■.-.. ■'■ * 'V-'"-. *

hvor Variasjonen av H'(tu) .';.;l...,^'g-H<r>^U).) er vist bortsett fra en faktor (-1), i normal skala for ..JiV((Jfte.j.';= K<»>'(UJ) = .1, for området UJC - ^b ^ u>c + ^b på fig. 17b resp. 17c. <2><2>

Anordningen som er vist på fig. 15 kan også anvendes for å oppnå ortogonal modulasjon i fullstendig, s^i^e^ssystem, og omformeren'48 må da for å slbyfe diodematriksen .52,' ehd»es'r.på en så-d&h'mate'at pulsrekkene A og B tilfores direkte til 0G-portkretsene

Claims (4)

1. Anordning for synkron overføring av rektangulære informasjonspulser i et bestemt frekvensbånd fra en informasjonskilde (1) til en forbruker/(2), hvor informasjonspulsene opptrer i takt med frekvensen av en taktpulsgenerator (3)3 hvilken anordning er forsynt med en av en bærefrekvensoscillator (5) matet koplingsmodulator (4) for direkte modulering av informasjonspulsene på en rektangulær bæ-rebølge, og et utgangsfilter (7) hvis passeringsbånd svarer til det forhåndsbestemte frekvensbånd, og hvor taktpulsgeneratorens taktfrekvens og bærefrekvensoscillatorens bærefrekvens utledes fra en enkelt sentriJ generator (6), karakterisert ved at med bærefrekvensen lik et helt multiplum mindre enn ti av halve taktfrekvensen, er det etter koplingsmodulatoren anordnet en korreksjonskrets (15) i form av et lineært nettverk som innen det bestemte frétvensbjind* korrigerer det etter koplingsmodulatoren opptredende spektrum som er forvrengt av de i koplingsmodulatoren frembrakte uønskede modulasjonsprodukter, idet korreksjonskretsens overføringsfunksjon er gitt ved omhyllingskurven av spektret av det ønskede, modulerte signal i koplingsmodulatorens utgang dividert med omhylli rgskurven for spektret for det modulerte signal som virkelig opptrer i koplingsmodulatorens utgang.

2. Anordning ifølge krav 1, karakterisert v e d at utgangsfilteret (7) og korreksjonskretsen (15) er kombinert \ til ett lineært nettverk (16) i form av et sifferfilter (22-28) som inneholder et skif tre<g>ister (22) med et antall elementer (23-28) hvis.3/^: innhold forskyves i en periode som er rindre enn den minste varighet av en puls som tilføres registeret under styring av en skift pulsgenerator (29) hvis frekvens på kjent måte utledes fra den sentrale generator (6), fra hvilken også taktfrekvensen fra t: i.-: t pulagenerat oren (3) og bæref rekvensen fra ba?rebølgeoscillatoren (5) utledes.

3. Anordning ifølge krav 2, karakterisert ved at' endene av skiftregisterelementene på kjent måte er forbundet gjennom dempningsnettverk (30-36) til en kombinasjon07) som er forbundet med overføringsveien.

4. Anordning ifølge- et av kravene 1-3, karakterisert ved ac for oppnåelse av en enkel overføringsfunksjon av korreksjonskretsen innstille., faseforholdet mellom de rektangulære, synkrone informasjonspulser og den rektangulære bærebølge til koinsidens av flankene av de rektangulære informasjonspulser raed flankene av den rektangulære bærebølg"e\ 5- Anordning ifølge et av kråkene 1-3, karakt e - \ r i s e r t ved at for oppnåelse av en enkel overføringsfunksjon ■av korreksjonskretsen innstilles faseforholdet mellom de rektangulære informasjonspulser og den rektangulære bærebølge til koinsidens av flankene av de rektangulære informasjonspulser med sentrum av tids-intervallet mellom flankene av de direkte etterfølgende rektangulære bærebølgepulser. 6. Anordning ifølge krav 33 4 eller 53karakterisert ved at dempningsnettverkene (30-36) på kjent måte er parvis like fra endene av skiftregisteret. 7. Anordning ifølge et av de foregående krav hvor koplingsmodulatoren er utformet som sifferfasemodulator, karakterisert ved at korreks j onskretsens overf øringsfunksj on C ( <JJ ) som funksjon av vinkelfrekvensen Cl) for informasjonspulsene som har 2 fy en pulsbredde T = —— er innstillet i samsvar med: .hvor bærebølgevinkelfrekvensen og k = 1, 2, 3, °g UJ b er "L--;;.t-vinkelfrekvensen. 8. Anordning ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at koplingsmodulatoren som er beregnet på am-plitudeiriodulasj on, er utformet som en sif f erf asemodulator (39) i forbindelse med en korreksjonskrets, idet den fasemodulerte bærebølge som dannes i fasemodulatoren tilføres en summeringsinnretning (37) som også tilføres bærebølgen fra bærebølgeoscillatoren (5). 9- Anordning ifølge et av kravene 1-6 hvor koplingsmodulatoren er utformet som en amplitudemodulator, karakterisert ved at koplingsmodulatoren (4) er dannet av en OG-portkrets (42) og at overføringsfunksjonen C ( Ia/ ) for korreksjonskretsen som funksjon av vinkelfrekvensen It" for informasjonspulsene som har en puls-2 1f bredde T = , , e , er innstillet i samsvar med:ItJ b' hvor bærebølge/inkelfrekvensen uj>c k( ^ ) og k = 2, 4, 6, .... og COtø er t.:..:.t-vinkelfrekvensen. 10. Anordning ifplge et av kravene 8 eller 9, karakterisert ved at koplingsmodulatoren (4) som er utformet som sifferfrekvensskiftnøklingsmodulator er dannet av to parallelle kanaler (43 og 44) som hver er forsynt med en amplitudemodulator (4' resp. 4") som mates av en bærebølgeoscillator (5' resp. 5") hvis frekvens utledes fra den sentrale generator (6), idet informasjon^ kilden (1) for den ene kanal (43) er direkte forbundet med den til-hørende amplitudemodulator (4') og for den andre kanal (44) forbundet med den tilhørende amplitudemodulator (4") gjennom en fa-se-vender (45)» og hver kanal inneholder videre en korreksjonskrets (16' resp. l6") i forbindelse med amplitudemodulatoren og har sin utgang forbundet meden summeringsinnretning (46) hvis utgang er forbundet med overføringsveien (8). 11. Anordning ii$Lge et av kravene 1-6, karakterisert ved at koplingsmodulatoren (4) som er utformet som sifferfrekvensskiftnøklingsmodulator er dannet av to parallelle kanaler (43 °g 44) som hver er forsynt med en amplitudemodulator (4' <r>esp. 4") som mates av'en bærebølgeoscillator (5' resp. 5") hvis frekvens utledes fra den sentrale generator (6), idet forskjellen mellom bærefrekvensene er lik et helt tall multiplisert med taktfrekvensen, 0g informasjonskilden (1) for den ene kanal (43) er direkte forbundet med den tilhørende amplitudemodulator (4') og for den andre kanal (44) forbundet med den tilhørende amplitudemodulator (4") gjennom en fasevender (49), idet utgangen fra de to amplitudemodulatorer er forbundet med en summeringsinnretning (47) som er forbundet med en korreksjonskrets (16) som er felles for de to kanaler. 12. Anordning ifølge et av kravene 1-9, karakterisert ved at koplingsmodulatoren (4) er beregnet på modulering av to ortogonale rektangulære bærebølger med sanrne f, kvens, og er utformet som to koplingsmodulatorer (49, 50) som mates med ortogonale bærebølger fra en felles bærebølgeoscillator ;(j§J,. idet rekken av informasjonspulser fra informasjonskilden (1) tilføres en omformer (48) for oppdeling i to samtidig opptredende rekker av informasjonspulser som opptrer samtidig med en rekke takt-pulser n.ed halv takt.frekvens, og hver av de to rekker informasjonspulser i utgangen av omformeren tilføres en av koplingsmodulatorene, og hver av koplingsmodulatorene (49 resp. 50) efter-følges av en korreksjonskrets (16' resp. 16") hvis utgang er forbundet med en summeringsinnretning(37) hvis utgang er forbundet med overføringsveien (8).