DE2551243C2 - Verfahre n und Schaltungsanordnung zur empfangsseitigen Regelung der Phase eines Taktsignals bei der Datenübertragung - Google Patents

Description

VorJieichensignal (M) einem Taktgenerator (TGE) zugeführt wird, der das Taktsignal (T%) erzeugt, wobei die Phase des Taktsignals in Abhängigkeit vom Vorzeichensignal geregelt wird (F i g, 2 und 3),

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur empfangsseitigen Regelung der Phase eines Taktsignals bei der Datenübertragung mit Teilinformationsimpulsen, wonach sendeseitig aus einem sendeseitigen Datensignal ein aus Teilinformationsimpulsen der Klasse IV bestehendes sendeseitiges Signalgemisch erzeugt und übertragen wird, Dabei wird empfangsseitig ein aus Teilinformationsimpulsen bestehendes Signalgemisch erzeugt, dessen Amplituden zu den Abtastzeitpunkten im allgemeinen von einer positiven Sollamplitude, einer negativen Sollamplitude und einer mittleren Sollamplitude abweichen. Außerdem wird ein Abtastsignal erzeugt, dessen Amplitude die Abweichung der Amplitude des empfangsseitigen Signalgemisches von der mittleren Sollampütude signalisiert. Ferner wird ein Regelsignal zur Regelung der Taktphase erzeugt und ein dem sendeseitigen Taktsigna! entsprechendes empfangsseitiges Taktsignal. Der Ausdruck »Teilinformationsimpulse« bezieht sich auf Impulse, die im englischen mit »Partial-Response-Impulse« bezeichnet werden.

Gemäß der deutschen Auslegeschrift 22 12 917 ist es bekannt, die Rückgewinnung der Empfangstaktphase in Datenübertragungseinrichtungen unter Verwendung eines adaptiven Entzerrers durchzuführen. Derartige bekannte adaptive Entzerrer erfordern einen hohen technischen Aufwand.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ein Verfahren zur Rückgewinnung der Taktphase anzugeben, das ohne adaptive Entzerrer arbeitet.

Die Erfindung wird dadurch gelöst, daß ein Faktorsignal erzeugt wird, dessen Amplituden die Werte 0 bzw. -1 bzw. +1 darstellen, wenn die urn zwei Taktperioden versetzten Binärwerte des empfangsseitigen Datensignals verschieden sind bzw. beide je ihren ersten Binärwert bzw. beide je ihren zweiten Binärwert annehmen, daß durch Multiplikation der Signalamplituden des Faktorsignals und des Abtastsignals ein multiplikatives Signal erzeugt wird, daß dieses multiplikative Signal integriert wird und das entstehende integrierte multiplikative Signals als Regelsignal dient.

Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich dadurch aus, daß zu dessen Durchführung kein adaptiver Entzerrer erforderlich ist. Ein weiterer Vortei des erfindungsgemäßen Verfahrens ist darin zu sehen daß die Taktphasenregelung die optimale Taktphase findet, unabhängig von einem etwaigen Trägerphasen fehler bei der Demodulation des empfangsseitiger Signalgemisches. Diese Eigenschaft gewährleistet eii stabiles Zusammenarbeiten von Träger- und Taktpha senregelung, insbesondere dann, wenn die Trägerphasi in Abhängigkeit von der Taktphase geregelt wird. Ei weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens is darin zu sehen, daß die Taktphasenregelung di optimale Taktphase findet, unabhängig von de Amplitude des aus Teilinformationsimpulsen besteher den Signalgemisches. Aufgrund dieser Eigenscha müssen an die Genauigkeit einer Empfangspegelreg« lung keine besonderen Anforderungen gestellt werde Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrer

st dijrin zu sehen, daß Signalverzerrungen auf dem Übertragungsweg einen geringen Einfluß auf die Faktphasenregelung haben. Dies deshalb, w;il das Datensignal in einem Bereich ausgewertet wird, der von Verzerrungen praktisch nicht beeinflußt wird.

Zur Durchführung des vorgeschlagenen Verfahrens ist es zweckmäßig, einen Codierer mit einer Verzögerungsstufe vorzusehen, der das empfangsseitige, codierte Datensignal zugeführt wird. Dabei sind der Ausgang und der Eingang dieser Verzögerungsstufe mit zwei Eingängen einer Logikschaltung verbunden, die bei ungleichen Binärwerten an den Eingängen der Logikschaltung ein Steuersignal zur Einstellung des Faktorsignals mit dem Amplitudenwert 0 abgibt und die bei gleichen Binärwerten an den Eingängen der Logikschaltung je ein Steuersignal zur Einstellung der beiden weiteren Amplitudenstufen entsprechend den Werten -f 1 bzw. -1 des Faktorsignals abgibt.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Durchführung des vorgeschlagenen Verfahrens ist eine Multiplikationsstufe vorgesehen, der das Faktorsignal und das Abtastsignal zugeführt werden und die das multiplikative Signal abgibt. Außerdem ist dabei der Eingang eines Integrators mit dem Ausgang der Multiplikationsstufe verbunden, und der Integrator gibt ein integriertes multiplikatives Signal ab. Unter Verwendung dieses integrierten multiplikativen Signals kann die Taktphasenregelung entweder auf digitale oder auf analoge Weise durchgeführt werden.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Fig.8 bis 11 erläutert, wobei in mehreren Figuren dargestellte gleiche Gegenstände mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Datenübertragungssystems,

F i g. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel einer in F ι g. 1 schematisch dargestellten Taktphasenregelstufe,

Fig.3 ein zweites Ausführungsbeispiel der in Fig. 1 schematisch dargestellten Taktphasenregelstufe, F i g. 4 ein Datensignal und ein codiertes Datensignal, Fig.5 einen einzelnen Teilinformationsimpuls der

Klasse IV,

Fig.6 ein sendeseitiges, aus mehreren Teilinformationsimpulsen bestehendes Signalgemisch,

F i g. 7 und 8 mehrere Signale, die in Zusammenhang mit der Taktphasenregelung eine Rolle spielen,

Fig.9 ein Ausführungsbeispiel eines in den Fig.2 und 3 dargestellten Codierers,

Fig. 10 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Taktgeneratorsund

Fig. Π ein zweites Ausführungsbeispiel eines Taktgenerators.

Das in F i g. 1 dargestellte Datenübertragungssystem zeigt sendeseitig die Datenquelle DQ, den Codierer COD das Transversalfilter TRF und den Modulator MOD. Die Datenquelle DQ gibt das in Fig.4 dargestellte Datensignal G1 ab. Die Binärwerte dieses und anderer Binärsignale sind mit den Bezugszeichen und 1 bezeichnet. Für die im folgenden beschriebene Taktphasenregelung ist es vorteilhaft, wenn innerhalb vorgegebener gleicher Zeiten etwa gleich viele 1-Werte und 0-Werte des Datensignals G1 auftreten. Bei den Ausführungsbeispielen, die anhand der nächsten Figuren beschrieben werden, wird daher angenommen, daß in vorgegebenen Zeitbereichen etwa gleich viele 1-Werte und 0-Werte des Signals G 1 auftreten. Folgen von Daten, die diese Voraussetzung nicht erfüllen, können bekanntlich ohne Verlust an Information derart umcodiert werden, daß die umcodierten Daten in gleichen Zeitabständen etwa gleich viele 1-Werte und O-Werte enthalten. Derartige Umcodierungen werden als bekannt vorausgesetzt, weshalb darauf nicht näher eingegangen wird.

Der Codierer COD bewirkt eine Vorcodierung, wonach jeder Binärwert des Signals B1 aus der Summe modulo 2 des gleichzeitig auftretenden Binärwertes des ίο Signals G1 und des um zwei Taktperioden T früher aufgetretenen Binärwerte des Signals B 1 gebildet wird. Beispielsweise ist der Binärwert B14 = 1 (F i g. 4) gleich der Summe modulo 2 des Binärwertes G 14= 1 und des um zwei Taktperioden T früher aufgetretenen Binärwerte ßl2 = 0desSignalsßl.

Mit Hilfe des in Fig. 1 dargestellten Transversalfilters TRF wird jedem 1-Wert des Signals Bi ein Teilinformationsimpuls zugeordnet, wie er in Fig.5 dargestellt ist, und jedem O-Wert des Signals B1 wird kein Teilinformationsimpuls zugeordnet. Bei vorliegendem Ausführungsbeispiel werden somit den Binärwerten ßll und B14Teilinformationsimpulse zugeordnet, durch deren Überlagerung sich das in F i g. 6 dargestellte Signalgemisch A1 ergibt. Dieses kann zu den Abtastzeitpunkten drei verschiedene Sollwerte annehmen, und zwar den positiven Sollwert s 1, den negativen Sollwert s3 und den mittleren Sollwert s2, wobei dem Sollwert s2 der Wert 0 entspricht und für si und s3die Beziehung s3 = —si gilt. Das Transversalfilter TRF jo gibt dieses Signalgemisch A 1 an den Modulator MOD ab, und mit Amplitudenmodulation und Einseitenbandübertragung wird ein entsprechendes Signal über die Übetragungsstrecke UST zur Empfangsseite übertragen.

Empfangsseitig sind vorgesehen das Empfangsfiltcr EF, der Demodulator DEM, die Abtaststufe AßT, der Decodierer DC1, die Trägerphasenregelstufe TRR, die Taktphasenregelstufe TAR und der Quarzgenerator QG. Der Demodulator DEM demoduliert das empfangene Signal, so daß das Signalgemisch A 2 entsteht, das dem sendeseitigen Signalgemisch A 1 entspricht. Im Idealfall, wenn keine Verzerrungen, Amplitudenfehler und Trägerphasenfehler bei der Demodulation auftreten, würden die Signalgemische A 1 und A 2 einander gleichen. Das Signalgemisch A 2 ist in F i g. 7 dargestellt. Die den F i g. 6 und 7 zugrunde liegenden Maßstäbe sind verschieden.

In der in Fig. 1 dargestellten Abtaststufe A ΒΓ wird das Signalgemisch A 2 zu den durch das Taktsignal gegebenen Abtastzeitpunkten abgetastet. Im allgemeinen gleicht die Phasenlage des empfangsseitigen Taktsignals T2, bezogen auf das empfangsseitige Signalgemisch A 2, nicht der Phasenlage des in F i g. dargestellten sendeseitigen Taktsignals 71 in bezug auf 55 das sendeseitige Signalgemisch A 1. Das Taktsignal hat somit im allgemeinen einen Phasenfehler, der im Zuge der hier beschriebenen Phasenregelung ausgeregelt werden soll. Im Zuge der Abtastung des Signalfcemisches A 2 wird mit der Abtaststufe AÖ7d;ii 60 Signal D gewonnen. Dabei werden die zu der Abtastzeitpunkten ermittelten Amplituden des Signal gemisches A 2 bis zum nächsten Abtastzeitpunk während einer Taktperiode 7 festgehalten. Beispiels weise wird zu dem in F i g. 7 unten eingezeichnetei 65 Abtastzeitpunkt t1 die Amplitude a des Signalgemi sches A 2 ermittelt und im Signal D bis zum nächstei Abtastzeitpunkt 12 festgehalten.

Das Signal D wird dem in Fig. 1 dargestellte!

Decodierer DC 1 zugeführt, der das Signal G 2 abgibt, das bei ordnungsgemäßer Übertragung dem in F i g. 4 dargestellten Signal G ί gleicht. Der Decodierer DC1 macht somit die Codierung rückgängig, die durch den Codierer COD und das Transversalfilter TRF bewirkt wurde.

F i g. 2 zeigt die Taktphasenregelstufe TAR 1, die als erstes Ausführungsbeispiel anstelle der in F i g. 1 dargestellten Taktphasenregelstufe TAR verwendbar ist. Die Taktphasenregelstufe TAR I enthält den Decodierer DCl, den Codierer CD, die Multiplikationsstufe MLJL, den Integrator INT, die Vorzeichenstufe VORund den Taktgenerator TGE.

Der Decodierer DCI erhält das Signal Dund gibt das Signal B 2 ab, das ebenfalls in F i g. 7 dargestellt ist. Die Wirkungsweise dieses Decodierers DC2 ist aus der Tabelle 1 ersichtlich. In der Kopfzeile der Tabelle 1 beziehen sich die Klammerausdrücke auf den Abtastzeitpunkt η und auf den zwei Taktperioden T früher auftretenden Abtastzeitpunkt n-2. Das Signal B2(n) zum Zeitpunkt η ist abhängig vom Signal D(n) zum Zeitpunkt η und vom Signal B2(n-2) zum Zeitpunkt n-2. Zum Zeitpunkt f 1 ist die Amplitude des Signals D positiver als der halbe positive Sollwert s 1. Dieser ist in Fig. 7 mit dem Bezugszeichen sl/2 eingezeichnet. Außerdem wird angenommen, daß das Signal B 2 zwei Taktperioden vorher den Wert 0 hat. Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich für das Signal S 2 im Zeitpunkt fl der Wert 1. Zum Zeitpunkt /3 ist die Amplitude des Signals D negativer als der halbe negative Sollwert s3. Dieser ist in Fig.7 mit dem Bezugszeichen 53/2 eingezeichnet. Zwei Taktperioden vorher hat das Signal B2 den Wert 1, so daß das Signal B 2 im Zeitpunkt 13 den Wert 0 hat.

Tabelle 1

B2 (n-2) Bl (n)

Positiver als sl/2	0	1
Negativer als s3/2	1	0
Zwischen sl/2 und s3/2	1	1
Zwischen sl/2 und s3/2	0	0

Bei fehlerfreier Übertragung gleicht das Signal B 2 dem sendeseitigcn Signal B1. Der Codierer DC2 macht somit die Codierung rückgängig, die auf der Sendeseite durch das Transversalfilter bewirkt wurde.

Tabelle 2

B2(n)	B2 {n-2)	K(n)
0	0	~* 1
0	1	0
1	0	0
1	1	+ 1

Das Signiil Bl wird dem Codierer CD zugeführt, der gcmtlß Tabelle 2 arbeitet und das Signal K abgibt. In der Kopfzcilc der Tabelle 2 bezieht sich der Ausdruck B 2 (n) uuf das Signal B 2 zum Zeitpunkt n, der Ausdruck B2(n-2) auf das Signal Bl zum Zeilpunkt n-2 und der Ausdruck K (n) auf das Signal K zum Zeilpunkt n. Die Information der Tabelle 2 lsi uuch durch die folgende Gleichung ausdrückbur:

K(n)mB2(n)+B2(n-2)-\

Dabei können /J2 (n) und B2(n-2) die Werlc 0 und I unnchmcn, Das in I·' I g, 7 dargestellte Signal K ist gcmUß der Tabelle 2 oder gemäß der obenslehenden Gleichung ableitbar. Beispielsweise gilt im Abtastzeitpunkt 14, daß B 2 (n)= 1, B 2 (n- 2) = 0 und daher K (n)= 0 ist.
Mit der Multiplikationsstufe MUL werden die Signalamplituden der Signale D und K multipliziert, so daß sich das Signal H ergibt. Mit K=O ergibt sich H=O. Es wird somit in diesem Fall kein Anteil des Signals D übernommen. Mit dem Signal K = +1 wird ein Anteil des Signals D mit gleicher Polarität in das Signal H

ίο übernommen und mit dem Signal K = — 1 wird ein Anteil des Signals D mit entgegengesetzter Polarität in das Signal H übernommen. Dieser Sachverhalt läßt sich auch aus der Sicht des Signals B 2 etwas anders formulieren. Wenn die um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals B2 ungleich sind, dann ergibt sich immer das Signal K = O, und es wird kein Anteil des Signals D in das multiplikative Signal H übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals Bl beide ihren Wert 0 annehmen, dann ergibt sich das Signal K = -1, und es wird ein Anteil des Signals D mit umgekehrter Polarität in das Signal H übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals B 2 ihren Wert 1 annehmen, dann wird ein Anteil des Signals D mit gleicher Polarität in das Signal H übernommen. Da mit dem Signal H in weiterer Folge die Taktphasenregelung beeinflußt wird, kann man auch folgern, daß immer dann, wenn zwei um zwei Taktperioden versetzte Binärwerte des Signals B 2 verschieden sind, keine Anteile des Signals D berücksichtigt werden, welche die Taktphasenregelung beeinflussen könnten. Im Gegensatz dazu wird aber die Taktphasenregelung immer dann beeinflußt, wenn die beiden um zwei Taktperioden versetzten Binärwerte des Signals B 2 beide entweder die Werte 0 oder beide die Werte 1 annehmen.

In Fig. 7 sind beim Signal A 2 die positive Sollamplitude s 1, die negative Sollamplitude s3 und die mittlere Sollamplitude s2 eingezeichnet. Die Amplituden des Signals A 2 zu den Abtastzeitpunkten ti, ί 2,13, /4, /5, i6 sind im allgemeinen nicht gleich diesen Sollamplituden s 1, s2, s3. Beispielsweise unterscheidet sich die Amplitude a des Signals A 2 zum Zeitpunkt /1 von der positiven Sollamplitude s 1, Bei der Erzeugung des Signals/-/spielen aber die Amplituden des Signals D, die im Bereich des positiven Sollwertes s 1 und im Bereich des negativen Sollwertes s3 liegen, keine Rolle, weil diesen Amplituden der Wert 0 des Signals K zugeordnet ist, so daß bei der anschließenden Produktbildung diese Amplituden dos Signals D nicht berücksichtigt werden. Wesentlich isl aber, duß mit dem Signal D die Abweichung der Amplitude b des Signalgemischcs A 2 von der midieren Sollampliiudc s 2 signalisiert wird. Beispielsweise wird mit dem Signal D

üb dem Zeitpunkt 12 bis zum Zeitpunkt <3 die Abweichung b des Signals A 2 zum Zeltpunkt 12 von der mittleren Sollamplitudc s 2 signalisiert.

Das Signal H wird dem in Fig.2 dargestellten Integrator WTzugefUhrt. Die Integrationszeil sollte ein

Vielfaches mTder Taktperiode Tscin. Der Integrator INT wird somit periodisch in Zeitabstünden mT zurückgesetzt, aber kurz vorher abgcfrugl und das Vorzeichen des vom Integrator INT abgegebenen Signals ermittelt. Es wurde bereits ausgeführt, duß es

ds günstig würc, wenn die in P i g. 1 dargestellte Datenquelle DQ ein Signal G1 abgeben würde, das in gleichen Zelten etwa gleich viele I-Werte und 0-Werte uufwelst. Unter derartigen Voraussetzungen sollte uuch die

Integrationszeit des Integrators INT so lang sein, daß innerhalb dieser Zeit etwa gleich viele 1-Werte und O-Werte des Signals G 1 auftreten. Es hat sich ergeben, daß die Integrationszeit des Integrators mindestens gleich dem 20fachen der Taktperiode 7 sein sollte und daß es besonders vorteilhaft ist, wenn die Integrationszeit gleich oder größer dem 64fachen der Taktperiode 7 ist.

Der Integrator /N7gibt das Signal Lab,das entweder positiv oder negativ sein kann. Dieses Signal L wird der Vorzeichenstufe VOR zugeführt, die das binäre Signal M abgibt, dessen Binärwerte 1 bzw. 0 die positive bzw. negative Polarität des Signals L kennzeichnen.

Der Taktgenerator 7GE erzeugt das in Fig.7 dargestellte Taktsignal 72. Die Phasenlage dieses '5 Taktsignals 72 wird mit dem Signal M dahingehend gesteuert, daß mit dem Signal M=O eine Verzögerung der Phase und mit dem Signal M= 1 eine Beschleunigung der Phase bewirkt wird, wobei diese Phasenregelung vorzugsweise mit kleinen Schritten, und zwar in Zeitabständen /^vorgenommen wird.

Fig.3 zeigt die Taktphasenregelstufe TAR2, die anstelle der in F i g. 1 eingezeichneten Taktphasenregelstufe TAR 1 verwendbar ist. Die Stufe TAR2 enthält zusätzlich den Sollwertgeber SWG und die Differenz- ²S stufe DIF. Die Wirkungsweise der Taktphasenregelstufe TAR2 wird nun anhand der in Fig.8 dargestellten Signale erläutert. In Fig.8 sind oben die Signale 72, A 2 und D eingezeichnet, auf die bereits ausführlich anhand der F i g. 7 eingegangen wurde. Dem Sollwert- J° geber 5WG wird das Signal D zugeführt, dessen Amplituden nicht mit den in F i g. 8 eingezeichneten Sollamplituden .st, .v2 und s3 übereinstimmen. Im Sollwertgeber 5WG wird das Sollwertsignal £ erzeugt, dessen Amplituden immer diejenige der Sollamplitudcn s 1, .s· 2, .s 3 einnehmen, die der Amplitude des Signais D am nächsten kommt und daher am wahrscheinlichsten ist.

In der Differenzsiufe DIF wird die Differenz der Amplituden der Signale D und E gebildet, so daß das Signal F entsteht, das als Fehlcrsignul angesehen werden kann. Die Null-l.inicn der zu subtrahierenden Signale D und E und des Signals F sind strichpunktiert dargestellt.

45

Tabelle 3

5l Si

si s2

Ι)2(η-2) /3 2 (/ι)

0 I I 0

0
1
0

Der Decodierer DC3 crhllll das Signul £und gibl das Signal ü 2 ab, das ebenfalls in F i g. 8 durgcstclH ist. Die Wirkungsweise dieses Decodieren DC3 ist aus der Tabelle 3 ersichtlich. In der Kopfzeile der Tubelle 3 bezichen sich die Klamnicriiusclrücke auf den Abtust-/.citpunki η und auf den zwei Taktperioden T früher eintretenden Abtusizcitpimkl /i-2. Das Signal 02(n) zum Zeitpunkt /1 ist abhängig vom Signal B(n) zum Zeitpunkt η und vom Signal B2(n-2) zum Zeitpunkt /1-2, Zum Zeitpunkt 11 hat das Signal E die Amplitude .si. Außerdem wird angenommen, daß das Signul Ö2 (>$ zwei Tnkipei'iodcn vorher den Wert 0 hut. Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich für das Signul 112 im Zeitpunkt /1 der Wert I. Zum Zeitpunkt /3 hut das Signal E die Amplitude s3. Zwei Taktperioden vorher hat das Signal ß2 den Wert 1, so daß das Signal B 2 im Zeitpunkt (3 den Wert 0 hat. Bei fehlerfreier Übertragung gleicht das Signal B2 dem sendeseitigen Signal B1. Der Codierer DC3 macht die Codierung rückgängig, die auf der Scndescitc durch das Transversalfilter 7"RF bewirkt wurde. Die in den Fig. 7 und 8 dargestellten Signale B2 gleichen einander.

Die Erzeugung des Signals K wurde bereits anhand der F i g. 7 und anhand der Tabelle 2 erläutert. Mit der in F i g. 3 dargestellten Multiplikationsstufe MUL werden die Signalamplituden der Signale Fund K multipliziert, so daß sich das Signal H ergibt. Mit K = O ergibt sich H=O. Es wird somit in diesem Fall kein Anteil des Signals Fübernommen. Mit dem Signal K = +1 wird ein Anteil des Signals F mit gleicher Polarität in das Signal H übernommen und mit dem Signal K = -1 wird ein Anteil des Signals F mit entgegengesetzter Polarität in das Signal H übernommen. Wenn die um zwei Taktperioden 7 versetzten Binärwerte des Signals B 2 ungleich sind, dann ergibt sich immer das Signal K=O und es wird kein Anteil des Signals F in das muliplikative Signal H übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals B 2 beide ihren Wert 0 annehmen, dann ergibt sich das Signal K = -1 und es wird ein Anteil des Signals F mit umgekehrter Polarität in das Signal H übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals 52 ihren Wert 1 annehmen, dann wird ein Anteil des Signals F mit gleicher Polarität in das Signal H übernommen. Da mit dem Signal H in weiterer Folge die Taktphasenregelung beeinflußt wird, werden immer dann keine Anteile des Signals Fberücksichtigt, wenn zwei um zwei Taktperioden versetzte Binärwerte des Signals B 2 verschieden sind. Im Gegensatz dazu wird aber die Taktphascnrcgelung immer dann beeinflußt, wenn die beiden um zwei Taktperioden versetzten Binärwertc des Signals Ö2 beide entweder den Wert 0 oder beide den Wert 1 annehmen.

Das Signal Fsignalisicrt ebenso wie das Signal D die Abweichung b des empfangsscitigen Signalgemischcs A 2 von der mittleren Sollamplitude s2. Da es nur auf diese Abweichungen b ankommt, ist es gleichgültig, ob das Signal D oder das Signal F mit dem Signal K multipliziert und das multiplikativc Signal //gewonnen wird. Die in F i g. 3 dargestellte Tuktphasenrcgelslufe TAR2 erfordert zusätzlich zu der in Fig. 2 dargestellten Taktphasenregelstufe TAR\ den Sollwertgeber SWG und die üiffererizstufe DIF. Dieser zusätzliche Aufwund ist in der Pruxis im ungemeinen unerheblich, du der Sollwertgeber SWG und die Diffcrenzstufo DIF ohnehin für andere Zwecke erforderlich sind.

Die Erzeugung und Verwendung der in Fig.8 durgcstclltcn Signale K, LM wurde bereits anhand der F i g. 2 und 7 erlliutcrt. In den beiden Füllen der F i g. 2 und 3 wird somit das gleiche Tuktsignul 72 gewonnen.

F i g, 9 zeigt ein Ausfuhrungsbeispiel des in den F i g. 2 und 3 schcmtUisch durgcstclltcn Codierers CD, bestehend UUS der Vcrzögcrungsstufe VST, nus dem NICHT-Äquivulcnzguttcr CIO, dem UND-Gatter GlI, aus dem NOR-Gatter G12 und uus dem Signalgcncrutor SG. Die Verzögerungsstufe VST kann beispielsweise uus einem 2stufigcn Schieberegister bestehen und bewirkt eine Verzögerung von zwei Tuktpcriodcn T₁ so daß am Eingang und um Ausgung dieser Verzögerungsstufe BinUrwcrte des Signuls Ö2 unstehcn, die um zwei Taktpcrioden 7 versetzt sind.

7Ö9B31/3B1

⁷ ίο

Sind diese beiden Binärwerte verschieden, dann wird über den Ausgang des Gatters G 10 ein Steuersignal abgegeben, das der Amplitudenstufe 0 des Signals K zugeordnet ist. Sind die beiden Binärwerte gleich dem Wert 1, dann wird über den Ausgang des Gatters GU ein Signal abgegeben, das die Amplitudenstufe +1 des Signals K signalisiert. Sind die beiden Binärwerte beide O-Werte, dann wird über den Ausgang des Gatters G 12 ein Signal abgegeben, das die Amplitudenstufe - 1 des Signals K signalisiert. In Abhängigkeit davon, über welche der Steuerleitungen ein Signal beim Signalgenerator SG ankommt, erzeugt dieser Signalgenerator das Signal K.

Fig. 10 zeigt den Taktgenerator TGEi, der anstelle der Taktgeneratoren TGE gemäß Fig.2 und 3 verwendbar ist. Dabei wird ein Oszillatorsignal (?des in F i g. 1 dargestellten Quarzgenerators QG der Stufe AUS zugeführt, in der bei Vorliegen des Signals M=O einzelne Impulse des Signals Q unterdrückt werden und in der bei Vorliegen des Signals M= 1 einzelne Impulse zum Signal Q hinzugefügt werden. Das Ausgangssignal dieser Stufe AUS wird dem Frequenzteiler FTl zugeführt, von dessen Ausgang das Taktsignal T2 abgegeben wird.

Fig. 11 zeigt den Taktgenerator TGE 2, der ebenfalls anstelle der in F i g. 2 und 3 dargestellten Taktgeneratoren TGE verwendbar wäre. Das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers FT2 ist in Abhängigkeit vom Signal M derart änderbar, daß mit dem Signal M=O eine Verzögerung und mit dem Signal M= 1 eine Vorverlegung der Phasenlage bewirkt wird. Der Ausgang des Frequenzteilers FT2 ist an den Frequenzteiler FTS angeschlossen, dessen Teilungsverhältnis nicht änderbar ist und der über seinen Ausgang das Taktsignal 72 abgibt.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

1. 25

   243

   Patentansprüche:

   1, Verfahren zur empfangsseitigen Regelung der Phase eines Taktsignals bei der Datenübertragung mit Teilinformationsimpulsen, wonach sendeseitig aus einem sendeseitigen Datensignal ein aus Teilinformationsimpulsen der Klasse IV bestehendes sendeseitiges Signalgemisch erzeugt und übertragen wird, wonach empfangsseitig ein aus Teiiinformationsimpulsen bestehendes empfangsseitigeii Signalgemisch erzeugt wird, dessen Amplituden zu den Abtastzeitpunkten im allgemeinen von einer positiven Sollamplitude, einer negativen Soüamplitude und einer mittleren Sollampiitude abweichen, wonach ferner ein Abtastsignal erzeugt wird, dessen Amplituden die Abweichung der Amplituden des empfangsseitigen Signalgemisches von der mittleren Sollampliiude signalisiert, wonach ein Regelsignal zur Regelung der Taktphase erzeugt wird und wonach ein dem sendeseitigen Taktsignal entsprechendes empfangsseitiges Taktsignal erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, daß ein Faktorsignal (K) erzeugt wird, dessen Amplituden die Werte 0 bzw. -1 bzw. +1 darstellen, wenn die um zwei Taktperioden (T) versetzten Binärwerte des empfangsseitigen Datensignals (Bl) verschieden sind bzw. beide je ihren ersten Binärwert (0) bzw. beide je ihren zweiten Binärwert (1) annehmen, daß durch Multiplikation der Signalamplituden des Faktorsignals (K) und des Abtastsignals (D oder F) ein multiplikatives Signal (H) erzeugt wird, daß dieses multiplikative Signal (H) integriert wird und das entstehende integrierte multiplikative Signal (L) als Regelsignal dient (F i g. 2,3).
2. 2. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch I₁ dadurch gekennzeichnet, daß ein Codierer (CD) mit einer Verzögerungsstufe (VST) vorgesehen ist, der das empfangene Datensignal (B 2) zugeführt wird, und die eine Verzögerung des empfangenen Datensignals (B 2) um zwei Taktperioden (T) bewirkt, daß der Eingang und der Ausgang der Verzögerungsstufe (VST) mit zwei Eingängen einer Logikschaltung (G 10, CjH, G 12) verbunden sind, die bei ungleichen Binärwerten an den Eingängen der Logikschaltung ein Steuersignal zur Einstellung der Amplitudenstufe 0 des Faktorsignals (K) abgibt, und die bei gleichen Binärwerten an den Eingängen der Logikschaltung je ein Steuersignal zur Einstellung der beiden weiteren Amplitudenstufen +1 bzw. -1 des Faktorsignals (K) abgibt (Fig. 8).
3. 3. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Multiplikationsstufe (MLJL) vorgesehen ist, der das Faktorsignal (K) und das Abtastsignal (D, F) zugeführt werden und die das multiplikative Signal (H) abgibt, und daß der Eingang eines Integrators (INT) mit dem Ausgang der Multiplikationsstufe (MLJL) verbunden ist und der Integrator (INT) das integrierte multiplikative Signal (XJ !abgibt (F i g. 2 und 3).
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorzeichenstufe (VOR) vorgesehen ist, der das integrierte multiplikative Signal (L) zugeführt wird und die ein Vorzeichcnsignal (M) abgibt, das die Polarität des integrierten multiDlikativen Signals (L) signalisiert und daß das

   ¹¹¹¹ m