DE2551243B1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur empfangsseitigen regelung der phase eines taktsignals bei der datenuebertragung - Google Patents

Description

ist darin zu sehen, daß Signalverzerrungen auf dem Übertragungsweg einen geringen Einfluß auf die Taktphasenregeiung haben. Dies deshalb, weil das Datensignal in einem Bereich ausgewertet wird, der von Verzerrungen praktisch nicht beeinflußt wird.

Zar Durchführung des vorgeschlagenen Verfahrens ist es zweckmäßig, einen Codierer mit einer Verzögerungsstufe vorzusehen, der das empfangsseitige, codierte Datensignal zugeführt wird. Dabei sind der Ausgang und der Eingang dieser Verzögenmgsstufe mit zwei Eingängen einer Loganschaltung verbunden, die bei ungleichen Binärwerten an den Eingängen der Logikschaltang ein Steuersignal zur Einstellung des Faktorsignals mit dem Ämpitudenwert 0 abgibt und die bei gleichen Binärwerten an den Eingingen der Logikschaltung je ein Steuersignal zur Einstellung der beiden weiterem AmpKtudenstufen entsprechend den Werten +1 bzw. — 1 des Faktorsignals abgibt

Bei einem bevorzugten Aosfuhrangsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Durchführung des vorgeschlagenen Verfahrens ist eine Multiplikationsstufe vorgesehen, der das Faktorsignal und das Abtastsignal zugeführt werden und die das multiplikative Signal abgibt. Außerdem ist dabei der Eingang eines integrators mit dem Ausgang der Multiplikationsstufe verbunden, und der Integrator gibt ein integriertes muftiplikatives Signal ab. Unter Verwendung dieses integrierten multiplikativen Signals kann die Taktphasenregelung entweder auf digitale oder auf analoge Weise durchgeführt werden.

Im folgenden werfen AasfShrungsbeispiele der Erfindung anhand der Fig.8 bis Il erläutert, wobei in mehreren Figuren dargestellte gleiche Gegenstände mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Es zeigt

F i g. I ein Blockschaltbild eines Datenübertragungssystems,

Fi g. 2 ein erstes Ausfährungsbeispiel einer in Fi g. ί schematise!! dargestellten Taktphasenregelstufe,

F i g. 3 ein zweites Ausführangsbeispiel der in F i g. 1 schematisch dargestellten Taktphasenregelstufe,

F i g. 4 ein Datensignal und ein codiertes Datensignal

Fig.5 einen einzelnen Teünformationsimpuls der Klasse IV,

F i g. 6 ein sendeseitiges, aus mehreren Teflinformationsimpulsen bestehendes Sigraalgemisch,

Fi g. 7 und 8 mehrere Signale, die in Zusammenhang mit der Taktphasenregelung eine Rolle spielen,

Fig.9 ein Ausführungsbeispiel eines in den Fig.2 und 3 dargestellten Codierers,

Fig. 10 ein erstes Äusflhningsbeispief eines Taktgenerators and

Fig. 11 ein zweites Ausfühningsbeispiel eines Taktgenerators.

Das in Fig. 1 dargestellte Datenübertragungssystem zeigt sendeseitig die Datenquelle DQ,den Codierer COD, das. Transversalfilter TRF und den Modulator MOD. Die Datenqueie DQ gibt das in Fig.4 dargestellte Datensignal Gl ab. Die Binärwerte dieses und anderer Binärsignafe sind mit den Bezugszeichen 0 und 1 bezeichnet. Für die im folgenden beschriebene Taktphasenregefung ist es vorteilhaft, wenn innerhalb vorgegebener gleicher Zeiten etwa gleich viele 1-Werte und O-Werte des Datensignals £71 auftreten. Bei den Ausfuhrungsbeispielen, die anhand der nächsten Figuren beschrieben werden, wird daher angenommen, daß in vorgegebenen Zeitbereichen etwa gleich viele 1-Werte und O-Werte des Signals G 1 auftreten. Folgen von Daten, die diese Voraussetzung nicht erfüllen, können bekanntlich ohne Verlust an Information derart umcodiert werden, daß die umcodierten Daten in gleichen Zeitabständea etwa gleich viele 1-Werte und O-Werte enthalten. Derartige Umcodierungen werden als bekannt vorausgesetzt, weshalb darauf nicht näher eingegangen wird.

Der Codierer COD bewirkt eine Vorcodierung, wonach jeder Binärwert des Signals B1 aus der Summe modulo 2 des gleichzeitig auftretenden Binärwertes des Signals G1 und des um zwei Taktperioden T früher aufgetretenen Binärwerte des Signals B1 gebildet wird. Beispielsweise ist der Binärwert B14=t (F i g. 4) gleich der Summe modulo 2 des Binärwertes G14= 1 und des um zwei Taktperioden T früher aufgetretenen BinärwerteS12=0desSignalsSI.

Mit Hilfe des in Fig. 1 dargestellten Transversalfilters TRF wird jedem I-Wert des Signals Bi ein Teilinformationsimpuls zugeordnet, wie er in Fig.5 dargestellt ist, und jedem 0-Wert des Signals B1 wird kein Teüinforratationsraipals zugeordnet. Bei vorliegendem Ausführungsbeispiel werden somit den Bmärwerten Bit und B14Teilinformationsimpulse zugeordnet, durch deren Oberlagerang sich das in F i g. 6 dargestellte Signalgemisch Al ergibt Dieses kann zu den Abtastzeitpunkteo drei verschiedene Sollwerte annehmen, und zwar den positivem Sollwert s 1, den negativen Sollwert s3 und den mittleren Sollwert s2, wobei dem Sollwert s2 der Wert 0 entspricht und für s 1 und 53 die Beziehung s3 = —si gilt. Das Transversalfilter 7KF gibt dieses Sigraalgemisch Alan den Modulator MOD ab, und mit Amplitudenmodulation und Einseitenbandübertragung wird ein entsprechendes Signal über die Übetragungsstrecke UST zur Empfangsseite übertragen.

Empfangsseitig sind vorgesehen das Empfangsfilter EF, der Demodulator DEM, die Abtaststufe ABT, der Decodierer DC % die Trägerphasenregelstufe TKi?, die Taktphasenregelstufe TAR and der Quarzgenerator QG. Der Demodulator DEM demoduliert das empfangene Signal so daß das Signalgemisch A 2 entsteht, das dem sendeseitigen Signalgemisch A 1 entspricht. Im Idealfall, wenn keine Verzerrungen, Amplitudenfehler und Trägerphasenfehler bei der Demodulation auftreten, wurden die Signalgemische A1 und A 2 einander gleichen. Das Signalgemisch A 2 ist in F i g. 7 dargestellt. Die den F i g. 6 und 7 zugrunde liegenden Maßstäbe sind verschieden.

In der in Fig. ί dargestellten Abtaststufe ABTwird das Signalgemisch A 2 zu den durch das Taktsignal T2 gegebenen Afeastzeitpunkten abgetastet. Im allgemeinen gleicht die Phasenlage des empfangsseitigen Taktsignals T% bezogen auf das empfangsseitige Signalgemischi A2, nicht der Phasenlage des in Fig.6 dargestellten sendeseitigen Taktsignals 7*1 in bezug auf das sendeseitige Signalgemisch A1. Das Taktsignal T2 hat somit im allgemeinen einen Phasenfehler, der im Zuge der hier beschriebenen Phasenregelung ausgeregelt werden soll Im Zage der Abtastung des Signalgemisehes A 2 wird mit der Abtaststufe AST" das Signal D gewonnen. Dabei werden die zu den Abtastzeitpunkten ermittelten Amplituden des Signalgemisches A 2 bis zum nächsten Abtastzeitpunkt während einer Taktperiode T festgehalten. Beispielsweise wird zu dem in Fig.7 unten eingezeichneten Abtastzeitpunkt fl die Amplitude a des Signalgemisches A 2 ermittelt und im Signal D bis zum nächsten Abtastzeitponkti 2 festgehalten.
Das Signal D wird dem in Fig. 1 dargestellten

IO

Decodierer DCi zugeführt, der das Signal G 2 abgibt, das bei ordnungsgemäßer Übertragung dem in F i g. 4 dargestellten Signal Gi gleicht Der Decodierer DCi macht somit die Codierung rückgängig, die durch den Codierer COD und das Transversalfilter TRF bewirkt wurde.

F i g. 2 zeigt die Taktphasenregelstufe TAR 1, die als erstes Ausführungsbeispiel anstelle der in F i g. 1 dargestellten Taktphasenregelstufe TAR verwendbar ist. Die Taktphasenregelstufe TARi enthält den Decodierer DC2, den Codierer CD, die Multiplikationsstufe MUL, den Integrator INT, die Vorzeichenstufe VOR und den Taktgenerator TGK

Der Decodierer DC2 erhält das Signal D und gibt das Signal B 2 ab, das ebenfalls in F i g. 7 dargestellt ist. Die Wirkungsweise dieses Decodierers DC2 ist aus der Tabelle 1 ersichtlich. In der Kopfzeile der Tabelle 1 beziehen sich die KJammerausdrücke auf den Abtastzeitpunkt π und auf den zwei Taktperioden T früher auftretenden Abtastzeitpunkt n—2. Das Signal B2(n) zum Zeitpunkt η ist abhängig vom Signal D(n) zum Zeitpunkt η und vom Signal B2(n—2) zum Zeitpunkt n—2. Zum Zeitpunkt t1 ist die Amplitude des Signals D positiver als der halbe positive Sollwert 51. Dieser ist in Fig.7 mit dem Bezugszeichen si/2 eingezeichnet. Außerdem wird angenommen, daß das Signal B 2 zwei Taktperioden vorher den Wert O hat Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich für das Signal B 2 im Zeitpunkt ti der Wert 1. Zum Zeitpunkt r3 ist die Amplitude des Signals D negativer als der halbe negative Sollwert s3. Dieser ist in Fig.7 mit dem Bezugszeichen 53/2 eingezeichnet Zwei Taktperioden vorher hat das Signal B 2 den Wert 1, so daß das Signal B 2 im Zeitpunkt 13 den Wert O hat

Tabelle 1

35

52 (fl-2) B2 (n)

Positiver als si/2	O	1
Negativer als s3/2	1	O
Zwischen sl/2 und s3/2	1	1
Zwischen si/2 und s3/2	O	O

40

Bei fehlerfreier Übertragung gleicht das Signal B 2 dem sendeseitigen Signal B1. Der Codierer DC2 macht somit die Codierung rückgängig, die auf der Sendeseite durch das Transversalfilter bewirkt wurde.

Tabelle 2

B2(n)

52 (fl-2) K(n)

O
O
1
1

O
1
O
1

-1
O
O

+ 1

50

55

Das Signal B2 wird dem Codierer CD zugeführt, der gemäß Tabelle 2 arbeitet und das Signal K abgibt. In der Kopfzeile der Tabelle 2 bezieht sich der Ausdruck B 2 (n) auf das Signal B 2 zum Zeitpunkt n, der Ausdruck B2(n-2) auf das Signal B2 zum Zeitpunkt η-2 und der Ausdruck K (n) auf das Signal K zum Zeitpunkt n. Die Information der Tabelle 2 ist auch durch die folgende Gleichung ausdrückbar:

K(n)=B2(n)+B2(n-2)-\ ^6s

Dabei können B 2 (n)\md B2(n—2) die Werte O und 1 annehmen. Das in F i g. 7 dargestellte Signal K ist gemäß der Tabelle 2 oder gemäß der obenstehenden Gleichung ableitbar. Beispielsweise gilt im Abtastzeitpunkt f 4, daß B2 (n)= 1,52 (n-2)=Q und daher K (n)=0 ist.

Mit der Multiplikationsstufe MUL werden die Signalamplituden der Signale D und K multipliziert, so daß sich das Signal //ergibt. Mit K=O ergibt sich H=O. Es wird somit in diesem Fall kein Anteil des Signals D übernommen. Mit dem Signal K = +1 wird ein Anteil des Signals D mit gleicher Polarität in das Signal H übernommen und mit dem Signal K = — 1 wird ein Anteil des Signals D mit entgegengesetzter Polarität in das Signal //übernommen. Dieser Sachverhalt läßt sich auch aus der Sicht des Signals B 2 etwas anders formulieren. Wenn die um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals B 2 ungleich sind, dann ergibt sich immer das Signal K=O, und es wird kein Anteil des Signals D in das multiplikative Signal H übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals 52 beide ihren Wert 0 annehmen, dann ergibt sich das Signal K=- 1,'und es wird ein Anteil des Signals D mit umgekehrter Polarität in das Signal //übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden Γ versetzten Binärwerte des Signals B 2 ihren Wert 1 annehmen, dann wird ein Anteil des Signals D mit gleicher Polarität in das Signal H übernommen. Da mit dem Signal H in weiterer Folge die Taktphasenregelung beeinflußt wird, kann man auch folgern, daß immer dann, wenn zwei um zwei Taktperioden versetzte Binärwerte des Signals B 2 verschieden sind, keine Anteile des Signals D berücksichtigt werden, welche die Taktphasenregelung beeinflussen könnten. Im Gegensatz dazu wird aber die Taktphasenregelung immer dann beeinflußt, wenn die beiden um zwei Taktperioden versetzten Binärwerte des Signals 52 beide entweder die Werte 0 oder beide die Werte 1 annehmen.

In Fig.7 sind beim Signal A2 die positive Sollamplitude 51, die negative Sollamplitude s3 und die mittlere Sollamplitude 5 2 eingezeichnet. Die Amplituden des Signals A 2 zu den Abtastzeitpunkten 11, f 2, i3, i4, i5, t6 sind im allgemeinen nicht gleich diesen Sollamplituden si, 52, s3. Beispielsweise unterscheidet sich die Amplitude a des Signals A 2 zum Zeitpunkt 11 von der positiven Sollamplitude s 1. Bei der Erzeugung des Signals //spielen aber die Amplituden des Signals D, die im Bereich des positiven Sollwertes 5I und im Bereich des negativen Sollwertes s3 liegen, keine Rolle, weil diesen Amplituden der Wert 0 des Signals K zugeordnet ist, so daß bei der anschließenden Produktbildung diese Amplituden des Signals D nicht berücksichtigt werden. Wesentlich ist aber, daß mit dem Signal D die Abweichung der Amplitude b des Signalgemisches A 2 von der mittleren Sollamplitude 5 2 signalisiert wird. Beispielsweise wird mit dem Signal D ab dem Zeitpunkt i2 bis zum Zeitpunkt i3 die Abweichung b des Signals A 2 zum Zeitpunkt f 2 von der mittleren Sollamplitude s 2 signalisiert.

Das Signal H wird dem in Fig.2 dargestellten Integrator /iVTzugeführt Die Integrationszeit sollte ein Vielfaches mT der Taktperiode Γ sein. Der Integrator INT wird somit periodisch in Zeitabständen mT zurückgesetzt, aber kurz vorher abgefragt und das Vorzeichen des vom Integrator INT abgegebenen Signals ermittelt Es wurde bereits ausgeführt, daß es günstig wäre, wenn die in F i g. 1 dargestellte Datenquelle DQ ein Signal G1 abgeben würde, das in gleichen Zeiten etwa gleich viele 1-Werte und 0-Werte aufweist. Unter derartigen Voraussetzungen sollte auch die

Integrationszeit des Integrators INT so lang sein, daß innerhalb dieser Zeit etwa gleich viele 1-Werte und 0-Werte des Signals G1 auftreten. Es hat sich ergeben, daß die Integrationszeit des Integrators mindestens gleich dem 20fachen der Taktperiode Tsein sollte und daß es besonders vorteilhaft ist, wenn die Integrationszeit gleich oder größer dem 64fachen der Taktperiode T ist.

Der Integrator /ATTgibt das Signal L ab, das entweder positiv oder negativ sein kann. Dieses Signal L wird der '° Vorzeichenstufe VOR zugeführt, die das binäre Signal M abgibt, dessen Binärwerte 1 bzw. 0 die positive bzw. negative Polarität des Signals L kennzeichnen.

Der Taktgenerator TGE erzeugt das in Fig.7 dargestellte Taktsignal T2. Die Phasenlage dieses ¹S Taktsignals T2 wird mit dem Signal M dahingehend gesteuert, daß mit dem Signal M=O eine Verzögerung der Phase und mit dem Signal M— 1 eine Beschleunigung der Phase bewirkt wird, wobei diese Phasenregelung vorzugsweise mit kleinen Schritten, und zwar in Zeitabständen mTvorgenommen wird.

Fig.3 zeigt die Taktphasenregelstufe TAR2, die anstelle der in F i g. 1 eingezeichneten Taktphasenregelstufe TAR 1 verwendbar ist. Die Stufe TAR 2 enthält zusätzlich den Sollwertgeber SWG und die Differenzstufe DIE Die Wirkungsweise der Taktphasenregelstufe TAR 2 wird nun anhand der in F i g. 8 dargestellten Signale erläutert. In F i g. 8 sind oben die Signale T2, A 2 und D eingezeichnet, auf die bereits ausführlich anhand der Fig. 7 eingegangen wurde. Dem Sollwertgeber SWG wird das Signal D zugeführt, dessen Amplituden nicht mit den in F i g. 8 eingezeichneten Sollamplituden si, s2 und s3 übereinstimmen. Im Sollwertgeber SWG wird das Sollwertsignal E erzeugt, dessen Amplituden immer diejenige der Sollamplituden 51, s 2, s 3 einnehmen, die der Amplitude des Signals D am nächsten kommt und daher am wahrscheinlichsten ist.

In der Differenzstufe DIF wird die Differenz der Amplituden der Signale D und E gebildet, so daß das Signal F entsteht, das als Fehlersignal angesehen werden kann. Die Null-Linien der zu subtrahierenden Signale D und fund des Signals F sind strichpunktiert dargestellt.

45 Tabelle 3

E{n)

B2{n-1) B2(n)

si

53

s2

52

0
1
1
0

1 0 1 0

50

Der Decodierer DCZ erhält das Signal Eund gibt das Signal B 2 ab, das ebenfalls in F i g. 8 dargestellt ist. Die Wirkungsweise dieses Decodierers DC3 ist aus der Tabelle 3 ersichtlich. In der Kopfzeile der Tabelle 3 beziehen sieh die Klamnierausdrüeke auf des Abtsstzeitpunkt π und aaf den zwei Taktperioden T früher £e eintretenden Abtastzeitpunkt n—2. Das Signal B2(n) zum Zeitpunkt η ist abhängig vom Signal E(n) zum Zeitpunkt η und vom Signal B2{n—2) zum Zeitpunkt n—2. Zum Zeitpunkt 11 hat das Signal Edle Amplitude si. Außerdem wird aageaommea, daS das Sigsal 52 is zwei Taktperioden vorher den Wert 0 hat Unter diesen Voraussetzungen ergibt sich für das Signal B2 im Zeitpunkt /1 der Wert 1. Zum Zeitpunkt 13 hat das Signal .£ die Amplitude 5 3. Zwei Taktperioden vorher hat das Signal B 2 den Wert 1, so daß das Signal B 2 im Zeitpunkt f3 den Wert 0 hat. Bei fehlerfreier Übertragung gleicht das Signal B 2 dem sendeseitigen Signal B1. Der Codierer DCZ macht die Codierung rückgängig, die auf der Sendeseite durch das Transversalfilter TRF bewirkt wurde. Die in den F i g. 7 und 8 dargestellten Signale B 2 gleichen einander.

Die Erzeugung des Signals K wurde bereits anhand der F i g. 7 und anhand der Tabelle 2 erläutert. Mit der in F i g. 3 dargestellten Multiplikationsstufe MUL werden die Signalamplituden der Signale Fund K multipliziert, so daß sich das Signal //ergibt. Mit K=O ergibt sich H=O. Es wird somit in diesem Fall kein Anteil des Signals F übernommen. Mit dem Signal K = +1 wird ein Anteil des Signals F mit gleicher Polarität in das Signal H übernommen und mit dem Signal K = — 1 wird ein Anteil des Signals F mit entgegengesetzter Polarität in das Signal H übernommen. Wenn die um zwei Taktperioden Tversetzten Binärwerte des Signals B 2 ungleich sind, dann ergibt sich immer das Signal ^=O und es wird kein Anteil des Signals F in das muliplikative Signal H übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals 52 beide ihren Wert 0 annehmen, dann ergibt sich das Signal K = — 1 und es wird ein Anteil des Signals F mit umgekehrter Polarität in das Signal H übernommen. Wenn die beiden um zwei Taktperioden T versetzten Binärwerte des Signals B 2 ihren Wert 1 annehmen, dann wird ein Anteil des Signals F mit gleicher Polarität in das Signal H übernommen. Da mit dem Signal Hin weiterer Folge die Taktphasenregelung beeinflußt wird, werden immer dann keine Anteile des Signals Fberücksichtigt, wenn zwei um zwei Taktperioden versetzte Binärwerte des Signals B 2 verschieden sind. Im Gegensatz dazu wird aber die Taktphasenregelung immer dann beeinflußt, wenn die beiden um zwei Taktperioden versetzten Binärwerte des Signals 52 beide entweder den Wert 0 oder beide den Wert 1 annehmen.

Das Signal F signalisiert ebenso wie das Signal D die Abweichung b des empfangsseitigen Signalgemisches A 2 von der mittleren Sollamplitude 's 2. Da es nur auf diese Abweichungen b ankommt, ist es gleichgültig, ob das Signal D oder das Signal F mit dem Signal K multipliziert und das multiplikative Signal //gewonnen wird. Die in Fig.3 dargestellte Taktphasenregelstufe TAR2 erfordert zusätzlich zu der in Fig.2 dargestellten Taktphasenregelstufe TAR I den Sollwertgeber SWG und die Differenzstufe DIE Dieser zusätzliche Aufwand ist in der Praxis im allgemeinen unerheblich, da der Sollwertgeber SWC? und die Differenzstufe DIF ohnehin für andere Zwecke erforderlich sind.

Die Erzeugung und Verwendung der in Fig.8 dargestellten Signale K, L, M wurde bereits anhand der F i g. 2 und 7 erläutert. In den beiden Fällen der F i g. 2 und 3 wird somit das gleiche Taktsignal T2 gewonnen.

F i g. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel des in den F i g. 2 and 3 sehemaiiseh dargestellten Codierers CD, bestetend aas der Verzögerungsstufe VST, aas d«m NICHT-Äquivalenzgatter GlO, dem UND-Gatter GIt aus dem NOR-Gatter G12 und aus dem SignaigeneratoT SG. Die Verzögerangsstufe VST kann beispielsweise aus einem 2stu%eH Schieberegister bestehen snd bewirkt eine Verzögerung -von zwei Taktperioden T, so daß am Eingang und am Ausgang dieser Verzögerungsstufe Biaärwerte des Signals B2 anstehen, die um zwei Taktperiodea T versetzt sind,

6QV55Q/U2

Sind diese beiden Binärwerte verschieden, dann wird über den Ausgang des Gatters GlO ein Steuersignal abgegeben, das der Amplitudenstufe 0 des Signals K zugeordnet ist. Sind die beiden Binärwerte gleich dem Wert 1, dann wird über den Ausgang des Gatters GIl 5 ein Signal abgegeben, das die Amplitudenstufe +1 des Signals K signalisiert. Sind die beiden Binärwerte beide 0-Werte, dann wird über den Ausgang des Gatters G12 ein Signal abgegeben, das die Amplitudenstufe — 1 des Signals K signalisiert. In Abhängigkeit davon, über welche der Steuerleitungen ein Signal beim Signalgenerator SG ankommt, erzeugt dieser Signalgenerator das Signal K.

Fig. 10 zeigt den Taktgenerator TGEi, der anstelle der Taktgeneratoren TGE gemäß Fig.2 und 3 verwendbar ist Dabei wird ein Oszillatorsignal <?des in Fig. 1 dargestellten Quarzgenerators QG der Stufe AUS zugeführt, in der bei Vorliegen des Signals M=O einzelne Impulse des Signals Q unterdrückt werden und in der bei Vorliegen des Signals M= 1 einzelne Impulse zum Signal Q hinzugefügt werden. Das Ausgangssignal dieser Stufe AUS wird dem Frequenzteiler FTi zugeführt, von dessen Ausgang das Taktsignal T2 abgegeben wird.

F i g. 11 zeigt den Taktgenerator TGE2, der ebenfalls anstelle der in F i g. 2 und 3 dargestellten Taktgeneratoren TGE verwendbar wäre. Das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers FT2 ist in Abhängigkeit vom Signal M derart änderbar, daß mit dem Signal M=O eine Verzögerung und mit dem Signal M= 1 eine Vorverlegung der Phasenlage bewirkt wird. Der Ausgang des Frequenzteilers FT2 ist an den Frequenzteiler FTZ angeschlossen, dessen Teilungsverhältnis nicht änderbar ist und der über seinen Ausgang das Taktsignal T2 abgibt.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

VarzekheBsigiial (M) einem Taktgenerator (TGE) zugeführt wird» der das Taktsignal (Γ2) erzeugt, wobei die Phase des Taktsignal in Abhängigkeit

1. Verfahren zur empfangsseitigen Regelung der vamVorzekhensignalgeregeltwird(Fig,2und3}.
Phase eines Taktsignal bei der Datenübertragung 5

rtnt Teätaforaaaöonsimpulseri, wonach sendeseitig

aus einein sendeseitigen Datensignal ein aus
TeiiinfoFniatkMisiiiipiiisen der Klasse IV bestehendes

sendeseitüges S%aa!gei!nkch erzeugt und übertragen Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren ued eine wird, wonach empfangsseitig ein aus TeilMomia- io Schaltungsanordnung zur empfangsseitigen Regelung tioosimpuIseH bestehendes empfangsseitiges Signal- der Phase eines Taktsignals bei der Datenübertragung gemisch erzeugt wird, dessen Amplituden zu den mit TeiBnforniationsimpulsen, wonach sendeseitig aus Abtastzeitpunkten im allgemeinen von einer positü- einem sendeseitigen Datensignal ein aus Teilinformaven Sollamplitude, einer negativen Sollamplitude tionsimpulsen der Klasse IV bestehendes sendeseitiges und einer mittleren Sollampitude abweichen, 15 Signalgemisch erzeugt und übertragen wird. Dabei wird wonach ferner ein Abtastsignal erzeugt wird, dessen empfangsseitig ein aus Teffinformationsimpulsen beste-AmpStuden die Abweichung der Amplituden des hendes Signalgemisch erzeugt dessen AmpHtudee zu empfangsseitigen Signalgemisches von der mittleren den Abtastzeitpunkten im allgemeinen von einer SoBampBöide signalisiert, wonach ein Regelsignal positiven Soilampitude, einer negativen Sollamplitude zur Regelung der Taktphase erzeugt wird und 20 und einer mittleren Soliamplitude abweichen. Außerwonach ein dem sendeseitigen Taktsignal entspre- dem wird ein Abtastsignal erzeugt, dessea Amplitude chendes empfangsseitiges Taktsignal erzeugt wird, die Abweichung der Amplitude des empfangsseitigen dadurch gekennzeichnet, daS ein Faktor- Signalgemisches von der mittleren Sollampiitude signal (K) erzeugt wird, dessen Amplituden die signalisiert Ferner wird ein Regelsignal zur Regelung Werte 0 bzw. — 1 bzw. +1 darstellen, wenn die um 25 der Taktphase erzeugt und ein dem sendeseitigen zwei Taktperioden (T) versetzten Binärwerte des Taktsignal entsprechendes empfangsseitiges Taktsignal empfangsseitigen Datensignats (B2) verschieden Der Ausdruck »Teilinformationsimpulse« bezieht sich sind bzw. beide je ihren ersten Binärwert |0) bzw. auf Impulse, die im englischen mit »Partial-Responsebeide je ihren zweiten Brnärwert (!) annehmen, daß Impulse« bezeichnet werden.

durch Multiplikation der Signalampituden des 30 Gemäß der deutschen Auslegeschrift 2212 917 ist es

Faktorsignais (K) und des Abtastsignals (D oder F) bekannt die Rückgewinnung der Empfangstaktphase in

ein muItipBkaäves Signal (H) erzeugt wird, daß Datenübertragungseinrichtungen unter Verwendung

dieses imiWpiikative Signal (H) integriert wird und eines adaptiven Entzerrers durchzuführen. Derartige

das entstehende integrierte multiplikative Signal (L) bekannte adaptive Entzerrer erfordern einen hohen

a!sRegeisignaldient(Fig.

2,3). 35 technischen Aufwand.

Z Schaltungsanordnung zur Durchführung des Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde ein

Verfahrens nach Anspruch \, dadurch gekennzeieb- Verfahren zur Rückgewinnung der Taktphase anzuge-

net daß ein Codierer (CD) mit einer Verzögerungs- ben, das ohne adaptive Entzerrer arbeitet

stufe (VSiI) vorgesehen ist der das empfangene Die Erfindung wird dadurch gelöst daß ein

Datensignal (B2) zugeführt wird, und die eine 40 Faktorsignal erzeugt wird, dessen Amplituden die

Verzögerung des empfangenen Datensignals (B2) Werte 0 bzw. —I bzw. +1 darstellen, wenn die um zwei

um zwei Taktperioden (T) bewirkt daß der Eingang Taktperioden versetzten Binärwerte des empfangsseiti-

und der Ausgang der Verzögerungsstufe (VST) mit gen Datensignals verschieden sind bzw. beide je ihren

zwei Eingängen einer Logikschaltung (G 1Θ, GII, ersten Bmärwert bzw. beide je ihren zweiten Binärwert

G12) verbunden sind, die bei ungleichen Binärwer- 45 annehmen, daß durch Multiplikation der Signalamplitu-

ten an den Eingängen der Logikschaltung ein den des Faktorsignals und des Abtastsignals ein

Steuersignal zur Einstellung der Ainplitudenstufe 0 mukipiikatives Signal erzeugt wird, daß dieses multipli-

des Faktorsignais (K) abgibt und die bei gleichen kative Signal integriert wird und das entstehende

Binärwerten an den Eingängen der Logikschaltang integrierte multiplikative Signais als RegeMgnal dient

je ein Steuersignal zur Einstellung der beiden 50 Das erfindungsgemäße Verfahren zeichnet sich

weiteren Ampfitadenstufen +1 bzw. —I des dadurch aus, daß zu dessen Durchführung kein

Faktorsignals (K) abgibt (F i g. 8). adaptiver Entzerrer erforderlich ist. Ein weiterer Vorteil

3. Schahungsanordnung zur Durchführung des des erfindungsgemißen Verfahrens ist darin zu sehen, Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich- daß die Taktphasenregehing die optimale Taktphase net daß eine MuMplikationsstufe (MUL) vorgese- 55 findet unabhängig von einem etwaigen Trägerphasenhen ist der das Faktorsignal (K) und das fehler bei der Demodulation des empfangsseitigen Abtastsignal (D, F) zugeführt werden und die das Signalgemisches. Diese Eigenschaft gewährleistet ein muWplikative Signal (H) abgibt und daß der stabiles Zusammenarbeiten von Träger- und Taktpha-Eingang eines Integrators (INT) mit dem Ausgang senregehing, insbesondere dann, wenn die Trägerphase der Moftipikationsstufe (MUL) verbunden ist und 60 in Abhängigkeit von der Taktphase geregelt wird. Ein der Integrator (INT) das integrierte multiplikative weiterer Vorteil des erfindungsgemäSen Verfahrens ist SignaI£LJabgirt(Fig.2und3). darin zu sehen, daß die Taktphasenregelung die

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch optimale Taktphase findet, unabhängig von der gekennzeichnet daß eine Vorzeichenstufe (VOR) Amplitude des aus Teilnformationsimpuisen bestehenvorgesehen ist der das integrierte multiplikative 65 den Stgnalgeimsches. Aufgrund dieser Eigenschaft Signal (2,^ zugeführt wird und die ein Vorzeichensig- müssen an die Genauigkeit einer Empfangspegelregenal (M) abgibt das die Polarität des integrierten lung keine besonderen Anforderungen gestellt werden, multiplikativen Signals (L) signalisiert und daß das Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens