DE2164796A1

DE2164796A1 - Phasensteuerung für Einseitenbandempfänger

Info

Publication number: DE2164796A1
Application number: DE19712164796
Authority: DE
Inventors: Raymond Lee Brooklyn N.Y. Pickholtz (V.StA.)
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1971-01-15
Filing date: 1971-12-27
Publication date: 1972-08-03
Also published as: FR2121532A1; GB1309054A; CA958464A; FR2121532B1; US3675131A; JPS5148869B1; DE2164796B2; IT943925B; DE2164796C3

Description

Böblingen, den 17. Dezember 1971 ker-sz

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N. Y. 10504

Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der Anmelderin: Docket YO 970 030

Phasensteuerung für Einseitenbandempfänger

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Phasensteuerung von Einseitenbandempfängern für amplitudenmodulierte Signale, bei der der empfangsseitige Oszillator mit dem Empfängereingangssignal synchronisiert wird.

Bei der amplitudenmodulierten Einseitenbandübertragung ist die Verfügbarkeit eines mit dem Sender synchronisierten Bezugsmaßes richtiger Frequenz und Phase zwingend, wenn eine ordnungsgemäße Demodulation der empfangenen Signale zur Wiedergewinnung der sendeseitig eingegebenen Daten gewährleistet sein soll.

Bei dem Stande der Technik entsprechenden übertragungssystemen wird die Empfängersynchronisierung durch Mitübertragung des Trägers oder von Frequenzen, die harmonisch in Beziehung zum Träger stehen, oder von besonderen Pilotfrequenzen neben den Einseitenbandsignalen bewerkstelligt. Diese zusätzlichen Frequenzen werden im Empfänger herausgefiltert und zur Phasensteuerung des örtlichen Oszillators benutzt, mit dessen Hilfe die wiederzugewinnenden Nachrichtensignale herausgearbeitet werden.

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Ein anderes System nach dem Stande der Technik bewirkt die Syn- ^l chronisierung durch Mitübertragung eines Restes des unterdrückten Seitenbandes neben der übertragung des vollständigen einen Seitenbandes und vergleicht das Restseitenbänd mit dem voll übertragenen Seitenband, um daraus die Phasensteuerung des örtlichen Oszillators abzuleiten. Der örtliche Oszillator dient dann wiederum zur Synchronisierung der eigentlichen Signalerkennung.

Beide vorbeschriebenen Systeme nach dem Stande der Technik benötigen die überflüssige Mitübertragung von Energie, da entweder eine zusätzliche Frequenz oder der Rest des gegenüberliegenden Seitenbandes mitübertragen werden muß. Es ist des weiteren zu erwähnen, daß bei der Mitübertragung der Trägerfrequenz auf Kanälen mit starken Phasenverzerrungen, so z. B. auf pupinisierten Telefonleitungen, die empfangene Bezugsphase ohnehin gestört ist und nie ganz korrekt sein kann wegen der verschieden großen Phasenverzögerungen der eigentlichen Signalfrequenzen und des mitübertragenen Trägers. Das Verfahren des mitübertragenen Trägers ist auch sehr empfindlich gegenüber Phasenflattern, das auf dem Übertragungskanal durch Überlagerungen und Kanalstörungen hervorgerufen wird.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist eine verbesserte Empfängerphasensteuerung bei der Einseitenbandübertragung amplitudenmodulierter Signale; dazu soll eine einfache und wirksame Schaltungsanordnung angegeben werden zur einwandfreien Synchronisierung eines empfangsseitigen Oszillators mit der Trägerfrequenz des Einseitenbandsignales ohne Mitübertragung der Trägerfrequenz selbst oder eines Restes des gegenüberliegenden Seitenbandes; Einflüsse von Phasenflattern, das durch Überlagerungen und Kanalstörungen hervorgerufen wird, sollen unterbunden werden.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen dieser Lösung sind in den Unteransprüchen angegeben.

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Die vorliegende Erfindung beschreibt die Erzeugung einer empfangsseitigen Schwingung mit der vom Sender her bekannten Trägerfrequenz. Diese örtlich erzeugte Schwingung wird mit dem empfangenen Signal in einem ersten Produktdemodulator kombiniert^ und gleichzeitig die um 90 phasenverschobene örtlich erzeugte Schwingung in einem zweiten Produktdemodulator ebenfalls mit dem empfangenen Signal kombiniert. Das Ausgangssigrial des ersten Produktdemodulators wird durch einen Detektor verarbeitet und dessen Ausgangssignal wiederum einem Funktionsgenerator gleichzeitig mit dem verzögerten Ausgangssignal des ersten Produktdemodulator zugeführt. Ebenfalls wird das verzögerte Ausgangssignal des zweiten Demodulators diesem Funktionsgenerator zugeführt und dabei ein Fehlersignal erzeugt, das zur Phasenbeeinflussung des örtlichen Oszillators verwendet wird. Das Fehlersignal vom Ausgang des Funktionsgenerators ist gleich dem Produkt aus der Summe der quadrierten Wellenform des Datengrundbandes plus der Hilbert-Transformation der quadrierten Wellenform des Datengrundbandes, multipliziert mit dem Sinus der Phasendifferenz zwischen dem örtlichen Oszillator und der fiktiven Trägerfrequenz des Eingangssignals. Dabei ist die Mitübertragung der Trägerfrequenz oder eines Restes des gegenüberliegenden Seitenbandes nicht erforderlich.

Als Stand der Technik bezüglich der Verwendung von Hilbert-Transformationen in der Nachrichtentechnik *MBBäHHBiMMMaaiMHlllfeMaB

ist auf Seiten 29 bis 35 in "Communication Systems and Techniques" von Schwartz, Bennett und Stein, 1966, McGraw-Hill Book Company, hinzuweisen.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung nach der vorliegenden

Erfindung in einfachster Darstellung und

Fig. 2 eine ebensolche, aber weiter ins einzelne gehende Schaltungsanordnung.

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Bei der Einseitenbandübertragung kann das übertragene Signal dargestellt werden als Summe zweier um 90 ° gegeneinander phasenverschobener Signalkomponenten. Diese kann geschrieben werden als:

s(t) = f(t) cos cot + f(t) sin tot

s(t) ist das Einseitenbandsignal, f(t) ist die gefilterte Wellenform des Datengrundbandes d(t)/ f(t) ist die Hilbert-Transfor-'mation von f(t) und ω ist die Kreisfrequenz des Senders. Zur Erklärung der Hilbert-Transformationen möge auf den bereits genannten Stand der Technik hingewiesen werden.

Die vorliegende Erfindung beruht darauf, daß der Ausgang des Empfangsdetektors rückgekoppelt und dabei ein Fehlersignal bzw. ein Steuersignal für den empfangsseitigen Oszillator erzeugt wird, das zur Erzielung der Phasendeckung des örtlichen Oszillators mit dem fiktiven Träger des empfangenen Signals zum Zwecke einer synchronen Verarbeitung dient. Die Theorie der Erzeugung dieses Fehlersignals bzw. Steuersignals wird an Hand der allgemeinen Darstellung in Fig. 1 beschrieben.

Der örtliche Oszillator 12 nach Fig. 1 ist eine Einrichtung zur Erzeugung einer empfangsseitigen Schwingung mit der fiktiven Trägerfrequenz des empfangenen Signals und weist einen Eingang zur Beeinflussung der Phasenlage der erzeugten Schwingung auf. Das Ausgangssignal dieses Oszillators 12 kann dargestellt werden als:

2 cos (wt + φ)

φ ist darin die Phasendifferenz zwischen dem fiktiven Träger und dem örtlichen Oszillator 12.

Durch eine Phasendrehung des Ausgangssginals des örtlichen Os-

i eines 90 °-Phas

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zillators 12 mit Hilfe eines 90 °-Phasenschiebers 13 um 90 °

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wird ein Quadratursignal zum örtlichen Oszillatorsignal erzeugt. Dieses Quadratursignal als Ausgangssignal des 90 ^Phasenschiebers 13 hat die Form:

2 sin (ujt + φ) .

Durch die gleichzeitige Verarbeitung in Form der Kombination des Empfangssignals mit dem Ausgangssignal des Oszillators 12 einerseits und mit dem entsprechenden Quadratursignal andererseits und durch Filterung der entstehenden zweiten Harmonischen des Trägers vermittels des Produktdemodulators 11 und des Produktdemodulators 15 wird ·

f(t) cos φ - f(t) sin φ als Ausgangssignal des Produktdemodulators 11 und

f(t) cos φ + f(t) sin φ als Ausgangssignal des Produktdemodulators 15 gewonnen.

Eine nachfolgende Verarbeitung des Ausgangssignals des Produktdemodulators 11 durch den Detektor 22 kann zur Wiedergewinnung der Datengrundbandwellenform d(t) dienen. Das so erzeugte d(t) kann dann in den Funktionsgenerator 10 eingegeben werden, um mit dessen Hilfe eine gefilterte Version der Datengrundbandwellenform f(t) und die Hilbert-Transformation f(t) zu erzeugen. Durch Multiplikation des verzögerten Ausgangssignals des Demodulators 11 mit f(t) im Funktionsgenerator 10 und durch Multiplikation des verzögerten Ausgangssignals des Produktdemodulators 15 mit f(t) läßt sich unter Subtraktion erreichen:

Cf²U) + f²(tQ sin φ

Hierzu ist noch darauf hinzuweisen, daß die Verzögerung in den Verzögerungstufen 28 und 30 gemäß Fig. 1 so bemessen ist, daß

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sie gleich, ist der Signalverzögerung innerhalb des Detektors plus der Verzögerungs.zeit bei der Erzeugung der Datengrundbandwellenformen im Funktionsgenerator.

Zur Erzeugung des Fehlersignals als Steuersignal für den örtlichen Oszillator 12 dient der Funktionsgenerator 10. Dessen Ausgangssignal ist direkt proportional der Phasendifferenz zwischen dem örtlichen Oszillator 12 und der empfangenen fiktiven Trägerfrequenz. Der im vorvorangeheriden Absatz eckig eingeklammerte Ausdruck wird immer positiv sein? der dahinterstehende Sinusausdruck sorgt für positive und negative Werte, so daß ein geeignetes Steuersignal für den Oszillator 12 in beiden Richtungen zur Verfügung steht.

Eine weiter in einzelne gehende Darstellung, die auch den Funktionsgenerator nach Fig. 1 näher erläutert, ist durch Fig. 2 gegeben. Diese enthält den örtlichen Oszillator 12, den 90 °- Phasenschieber 13, zwei Produktdemodulatoren 14 und 16, zwei Tiefpässe 18 und 20, wiederum die beiden Verzögerungsstufen 28 und 30, zwei Multiplizierer 32 und 34, einen Fehlersignalgenerator 36, den Detektor 22, einen Grundband-Funktionsgenerator 26, einen Hilbert-Transformationsgenerator 24 und einen Tiefpaß 38. Die einzelnen Schaltungsblöcke, die den entsprechenden der Fig. 1 gleichen, sind wiederum in Fig. 2 mit denselben Bezugszeichen dargestellt.

Der örtliche Oszillator 12 erzeugt die empfangsseitige Schwingung mit der fiktiven Trägerfrequenz des Eingangssignals und weist wiederum den Eingang für das Fehler- oder Steuersignal vom Tiefpaß 38 auf zur Beeinflussung der Phasenlage der erzeugten Schwingung.

Der Phasenschieber 13 dient wiederum zur 90 °-Phasendrehung des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 12 und zur Versorgung des zweiten Produktdemodulator 16 mit einem phasengedrehten

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Signal. Dieses Signal steht wiederum in Quadraturbeziehung zum Ausgarigssignal des Oszillators 12.

Die beiden Produktdemodulatoren 14 und 16 dienen zur Erzeugung je eines Ausgangssignals, das dem mathematischen Produkt der jeweils eingegebenen beiden Signale entspricht. Der Produktdemodulator 14 dient zur Kombination des Eingangssignals direkt mit dem Ausgangssignal des örtlichen Oszillators 12 und erzeugt dabei einen ersten demodulierten Wellenzüg. Der Produktdemodulator 16 dient zur Kombination des Eingangssignals mit dem Quadratursignal des örtlichen Oszillators 12 und erzeugt dabei eine zweite demodulierte Wellenform.

Da es sich bei den Ausgangssignalen der beiden Produktdemodulatoren 14 und 16 um Produkte der ihren beiden Eingängen zugeführten Eingangssignale handelt, werden die Ausgangssignale auch unerwünschte Harmonische enthalten. Die beiden Tiefpässe 18 und 20 dienen zur Ausfilterung der unerwünschten Harmonischen und lassen nur die Frequenzen der demodulierten WelTenzüge hindurch bis herauf zur maximalen Frequenz der Datengrundbandwellenform.

Das Ausgangssignal des Tiefpasses 18 wird dem Detektor 22 eingegeben, der seinerseits eine Einrichtung zur Herausarbeitung der Wellenform des Datengrundbandes ist. Wenn es sich um Binärsignale handelt, könnte dieser Detektor 22 z. B. aus einem Schwellwertdetektor bestehen.

Die Datengrundbandwellenform vom Ausgang des Detektors 22 wird ■ neben dem Nutzausgang für die Ausgangsdaten dem Grundbandfunk-•tionsgenerator 26 zugeführt. Dieser kann einfach aus einem Tiefpaß bestehen, der so ausgelegt ist, daß die Frequenzkomponenten der Grundbandwellenform hindurchgelangen, und des weiteren aus einer Verzögerungseinrichtung, deren Verzögerungsmaß der Phasendrehung des Hilbert-Transformationsgenerators 24

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gleich ist.

Das Ausgangssignal vom Detektor 22 wird ferner dem Eingang des Hilbert-Transformationsgenerators 24 zugeführt zur Erzeugung der Hilbert-Transformation der Datengrundbandwellenform. Da die Hilbert-Transformation einer Funktion im wesentlichen deren sämtliche um 90 versetzten Frequenzkomponenten enthält, kann der Hubert—Transformationsgenerator z. B. aus einem 90 —Phasenschieber in Verbindung mit einem Tiefpaß bestehen, der eben-' • falls die Frequenzkomponenten der Grundbandwellenform hindurch— läßt.

Um die Ausgangssignale der beiden Tiefpässe 18 und 20 um ein solches Maß zu verzögern, das der Verzögerung durch den Detektor 22 plus der Verzögerung der Datengrundbandwellenform im Funktionsgenerator 26 und der Verzögerung bei der Bildung der Hilbert-Transformation im Hilbert-Transformationsgenerator 24 entspricht, sind die beiden Verzögerungsstufen 28 und 30 vorgesehen.

Der Multiplizierer 32 dient zur Multiplikation des Ausgangssignals der Verzögerungsstufe 28 mit der Hubert—Transformation des aufgenommenen Signals, d. h. mit dem Ausgangssignal des Hilbert-Transformationsgenerators 24. Der Multiplizierer 34 dient entsprechend zur Multiplikation des Ausgangssignals der Verzögerungsstufe 30 mit der Datengrundbandwellenform vom Ausgang des Grundbandfunktionsgenerators 26.

Der Fehlersignalgenerator 36 dient zur Erzeugung eines Fehlersignals. Dieses Signal wird erzeugt durch Subtraktion des Ausgangssignals des Multiplizierers 32 vom Ausgangssignal des Multiplizierers 34. Ein dem Stande der Technik entsprechender Summierer kann hierzu verwendet werden.

Ein dritter Tiefpaß, der Tiefpaß 38, dient zur Eleminierung unerwünschter zweiter Harmonischen-Komponenten, die bei den Multiplikationen entstehen. Der Tiefpaß 38 läßt nur die Frequenzen

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bis zu einem vorgegebenen Maximum hindurch.. Das Fehlersignal wird vom Ausgang des Tiefpasses 38 dem Steuereingang des örtlichen Oszillators. 12 zugeführt, um dessen Signallage in Phase mit dem fiktiven empfangenen Träger zu halten. Somit hält die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 den örtlichen Oszillator 12 in Synchronismus mit der Trägerwelle und gestattet die Erzeugung' einer erwünschten Ausgangsdatenfolge ohne Mitübertragung der Träger- oder einer anderen Pilotfrequenz und ohne Mitübertragung eines Restes des gegenüberliegenden Seitenbandes.

Die Funktion der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 läßt sich an Hand der Betrachtung eines Beispiels erläutern. Wie bereits genannt, wird bei der Einseitenbandübertragung mit Amplitudenmodulation ein. Signal übertragen, das sich wie folgt darstellen läßt:

s(t) = f(t) cos tot + f(t) sin wt

Das Ausgangssignal des örtlichen Oszillators 12 läßt sich durch folgende Gleichung angeben:

2 cos (oat + φ)

Das um 90 ° verschobene Ausgangssignal des Phasenschiebers 13 ist dagegen:

2 sin (wt + φ)

Das Eingangssignal der Gesamtanordnung und das Ausgangssignal des örtlichen Oszillators 12 werden dem Produktdemodulator 14 zugeführt und ergeben das mathematische Produkt beider eingegebenen Signale. Das Ausgangssignal des Produktdemodulator 14 wird einer Filterung unterzogen, um unerwünschte Komponenten der zweiten Harmonischen zu unterdrücken; dazu dient der Tiefpaß 18, der folgendes Signal abgibt: L^

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- 10 -f(t) cos φ - f (t) sin φ

Auf ähnliche Weise wird das Eingangssignal der Gesamtänordhung und das Ausgangssignal des Phasenschiebers 13, das Quadratursignal des örtlichen Oszillators 12, dem Produktdemodulator zugeführt. Dabei ergibt sich mathematisch das Produkt dieser beiden Signale. Das Ausgangssignal wird ebenfalls durch einen Tiefpaß, den Tiefpaß 20, gefiltert, um, unerwünschte Komponenten der zweiten Harmonischen zurückzuhalten. Dabei ergibt sich das Signal der Form:

f (t) cos φ + f (t) sin φ

Die Verarbeitung des Ausgangesignals vom Tiefpaß 18 durch den Detektor 22 ergibt die Datengrühdbandwellenform d(t). Das Ausgangssignal des Detektors 22 wird nun dem Hilbert-Transformations generator 24 zugeführt und somit aus dem wiedergewonnenen Signal dessen Hilbert-Transformation erzeugt. Das Ausgangssignal des Hilbert-Transformationsgenerators 24 wird dann dem Multiplizierer 32 gleichzeitig mit dem Ausgangssignal des Tiefpasses 18 zugeführt, welches letztere durche die Verzögerungsstufe verzögert wird. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 32 ist somit der Form:

f(t) f(t) cos φ - f*<t) sin φ

Auf ähnliche Weise wird das Ausgangssignal des Detektors 22 dem Grundbandfunktionagenerator 26 zugeführt und die gefilterte Version der Datengrundbandwellenform f(t) erzeugt. D»s Ausgangssignal des Grundbandfunktionsgenerators 26 wird dann gleichzei tig mit dem verzögerten Ausgangssignal des Tiefpasses 20 dem Multiplizierer 34 zugeführt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 34 hat daher die Form:

£(t) £(t) coa φ + f²(t) ein φ

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Die Ausgangssignale der Multiplizierer 34 und 32 werden in den Fehlersignalgenerator 36 eingegeben und erzeugen dabei das Fehlersignal. Da der Fehlersignalgenerator 36 das Ausgangssignal des Multiplizierers 321 vom Ausgangssignal des Multiplizierers 34 subtrahiert, ist das Fehlersignal nach Filterung durch den Tiefpaß 38 darzustellen als:

[f²(t) + f²(t)3 sin φ

Dieses Fehlersignal wird als Steuersignal für den örtlichen Oszillator 12 verwendet.-Dabei korrigiert das Fehlersignal die Phase des örtlichen Oszillators 12 und hält dessen Ausgangssignal in Phase mit dem fiktiven Träger des empfangenen Signals. Somit halten die Schaltkreise gemäß Fig. 2 den örtlichen Oszillator 12 in Synchronismus mit diesem Träger und ermöglichen die gewünschte Verarbeitung des Eingangssignals ohne mitübertragene Träger- oder Pilotfrequenz oder mitübertragene Reste des gegenüberliegenden Seitenbandes.

Es wäre nach dem Gedanken der vorliegenden Erfindung auch möglich, zwei gleichartige Quadratursignalzweige im Empfänger zu verwenden. Dabei wäre die Größe f (t) zu ersetzen durch g(t), welches einer gefilterten, von f(t) unabhängigen Datenfolge entsprechen soll. Diese zweite Datenfolge g(t) ließe sich als Täe* Ausgangs datenfοIge eines zweiten Detektors erzeugen, der dem zweiten Produktdemodulator und Tiefpaß nachgeschaltet ist. Diese Folge g(t) würde dann in den einen der beiden Multiplizierer anstelle der Hilbert-Transformation f(t) eingegeben.

Docket YO 970 030 ² ° ^{9 8 3}

Claims

PATENTANSPRÜCHE

Schaltungsanordnung zur Phasensteuerung von Einseitenbandempfängerη für amplitudenmodulierte Signale, bei der der empfangsseitige Oszillator mit dem Empfängereingangssignal synchronisiert wird, gekennzeichnet durch: einen örtlichen Oszillator (12) zur Erzeugung einer empfangsseitigen Schwingung mit der fiktiven Trägerfrequenz des Empfängereingangssignals, wobei der örtliche Oszillator (1.2) einen Steuereingang für ein Fehlersignal zur Steuerung der Phasenlage der empfangsseitigen Schwingung aufweist;

einen Phasenschieber (13) zur Erzeugung eines Quadratursignals zum Ausgangssignal des örtlichen Oszillators (12), wobei der Eingang des Phasenschiebers (13) mit dem Ausgang des örtlichen Oszillators (12) verbunden ist; eine erste Kombinationsschaltung (11, 14) zur Kombination des Empfängereingangssignals mit dem Ausgangssignal des örtlichen Oszillators (1.2) und zur Erzeugung einer ersten demodulierten Wellenform;

eine erste Verzögerungsstufe (28) zur Verzögerung des Ausgangssignals der ersten Kombinationsschaltung (11, 14); einen Detektor (22) zur Verarbeitung des Ausgangssignals der ersten Kombinationsschaltung (11, 14); eine zweite Kombinationsschaltung (15, 16) zur Kombination des Empfängereingangssignals mit dem Quadratursignal vom Ausgang des Phasenschiebers (13) und zur Erzeugung einer zweiten demodulierten Wellenform;

eine zweite Verzögerungsstufe (30) zur Verzögerung des Ausgangssignals der.zweiten Kombinationsschaltung (15_f 16); eine Schaltungsanordnung (10; 24, 26, 32, 34, 36) zur Erzeugung eines Fehlersignals als Steuersignal für den örtlichen Oszillator (12) nach der Funktion

[f²(t) + f ²Ct)J sin φ

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aus dem Ausgangssignal des Detektors (22) und den Ausgangssignalen der ersten und zweiten Verzögerungsstufe (2.8 und 30) ,

wobei f(t) die gefilterte Datengrundbandwellenform ist, f(t) die Hilbert-Transformation von f (t) und φ die Phasendifferenz zwischen dem fiktiven Empfängereingangssignalträger und dem Ausgangssignal des örtlichen Oszillators (12) .
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch: einen ersten, dem Ausgang der ersten Kombinationsschaltung (11, 14) nachgeschalteten Tiefpaß (18), der die Frequenzkomponenten der ersten demodulierten Wellenform bis zur vorgegebenen Maximalfrequenz der Datengrundbandwellenform zur ersten Verzögerungsstufe (28) und zum Detektor (22) durchläßt;

einen zweiten, dem Ausgang der zweiten Kombinationsschaltung (15, 16) nachgeschalteten Tiefpaß (20), der die Frequenzkomponenten der zweiten demodulierten Wellenform bis zur vorgegebenen Maximalfrequenz der Datengrundbandwellenform zur zweiten Verzögerungsstufe (30) durchläßt? eine Schaltungsanordnung (1.0) zur Erzeugung des Fehlersignals bestehend aus:

einem Datengrundband-Funktionsgenerator (26) zur Erzeugung einer gefilterten Datengrundbandwellenform aus dem Ausgangssignal des Detektors (22);

einem Hilbert-Transformationsgenerator (24) zur Erzeugung der Hilbert-Transformation der Datengrundbandwellenform aus dem Ausgangssignal des Detektors (22); einem ersten Multiplizierer (32) zur Multiplizierung des Ausgangssignals des Hilbert-Transformationsgenerators (24) mit dem Ausgangssignal der ersten Verzögerungsstufe (28); einem zweiten Multiplizierer (34) zur Multiplizierung des Ausgangssignals des Dätengrundband-Funktionsgenerators (26) mit dem Ausgangssignal der zweiten Verzögerungsstufe (30);

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einem Fehlersignalgenerator (36) zur Erzeugung des Fehlersignals als Differenz zwischen dem Ausgangssignal des zweiten Multiplizierers (34) und dem Ausgangssignal des ersten Multiplizierers (32);

einem dritten Tiefpaß (38) , der zwischen dem Ausgang des Fehlersignalgenerators (36) und dem Phasensteuereingang des örtlichen Oszillators (12) angeordnet ist.
3. Schaltungsanordnung nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch einen 90 °-Phasenschieber und_f einen Tiefpaß als Hilbert-Transformationsgenerator (24).
4. Schaltungsanordnung zur Phasensteuerung von Einseitenbandempfängern für amplitudenmodulierte Signale, bei der der empfangsseitige Oszillator mit dem Empfängereingangssignal synchronisiert wird, gekennzeichnet durch: die Verwendung zweier gleichartiger Quadratursignalkanäle; einen örtlichen Oszillator (12) zur Erzeugung einer empfangsseitigen Schwingung mit der fiktiven Trägerfrequenz des Empfängereingangssignals, wobei der örtliche Oszillator (1.2) einen Steuereingang für ein Fehlersignal zur Steuerung der Phasenlage der empfangsseitigen Schwingung aufweist;

einen Phasenschieber (13) zur Erzeugung eines Quadratursignals zum Ausgangssignal des örtlichen Oszillators (12), wobei der Eingang des Phasenschiebers (13) mit dem Ausgang des örtlichen Oszillators (12) verbunden ist? eine erste Kombinationsschaltung (11, 14) zur Kombination des Empfängereingangssignals mit dem Ausgangssignal des örtlichen Oszillators (12) und zur Erzeugung einer ersten demodulierten Wellenform;

einen ersten Tiefpaß (18) , der die Frequenzkomponenten der ersten demodulierten Wellenform bis zu einer vorgegebenen Maximalfrequenz der Datengrundbandwellenform durchläßt; eine erste Verzögerungsstufe (28), die dem Ausgang des

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ersten Tiefpasses (1.8) nachgeschaltet ist; einen ersten Detektor (22) zur Verarbeitung des Ausgangssignals des ersten Tiefpasses (18); einen ersten Grundband-Funktionsgenerator (26) zur Erzeugung einer gefilterten Datengrundbandwellenform aus dem Ausgangssignal des ersten Detektors (22); einen ersten Multiplizierer (32) zur Multiplizierung des Ausgangssignäls des ersten Grundband-Funktionsgenerators (26) mit dem Ausgangssignal der ersten Verzögerungsstufe (28);

eine zweite Kombinationsschaltung (15, 16) zur Kombination des Empfängereingangssignals mit dem Ausgangssignal des Phasenschiebers (1.3)' zur Erzeugung einer zweiten demodulierten Wellenform;

einen zweiten Tiefpaß (20), der die Frequenzkomponenten der zweiten demodulierten Wellenform bis zu einer vorgegebenen Maximalfrequenz der Datengrundbandwellenform durchläßt;

eine zweite Verzögerungsstufe (30) _# die dem Ausgang des zweiten Tiefpasses (20) nachgeschaltet ist; einen zweiten Detektor zur Verarbeitung des Ausgangssignals des zweiten Tiefpasses (20);

einen zweiten Grundband-Funktionsgenerator zur Erzeugung einer gefilterten Datengrundbandwellenform aus dem Ausgangssignal des zweiten Detektors; einen zweiten Multiplizierer (34) zur Multiplizierung des Ausgangssignals des zweiten Grundband-Funktionsgenerators mit dem Ausgangssignal der zweiten Verzögerungs stufe (3.0}; einen Fehlersignalgenerator (36) zur Erz^gung eines Fehlersignals als Differenz zwischen dem Ausgangssignal des zweiten Multiplizierers (34) und dem Ausgangssignal des ersten Multiplizierers (32);

einen dritten Tiefpaß (38), der zwischen dem Ausgang des Fehlersignalgenerators (36) und dem Phasensteuereingang des örtlichen Oszillators (12) angeordnet ist.

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5. Schaltungsanordnung nach, einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch, einen spannungsgesteuerten Oszillator als örtlichen Oszillator (12) .
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch Produktdemodulatoren als erste und
zweite Kombinationsschaltungen (11, 14; 15, 16).
7.. Schaltungsanordnung nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Summierschaltung in der Schaltungsanordnung zur Erzeugung des Fehlersignals als Fehlersignalgenerator (36) .
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorgenannten Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Tiefpaß als Grundband-Funktionsgenerator (26) oder, bei Verwendung zweier gleichartiger
Quadratursignalkanäle, durch zwei Tiefpässe als Grundband-Funktionsgeneratoren.

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