DE2325851B2 - Schaltungsanordnung zum Synchronisieren des Codes in Nachrichtenübertragungsanlagen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum empfangsseitigen Synchronisieren des Referenzcodes mit dem Sendecode in Nachrichtenübertragungsanlagen.

Bei Codemultiplex-Übertragungsanlagen erfolgt der gleichzeitige Nachrichtenaustausch zwischen mehreren Sende- und Empfangsstationen in einem gemeinsamen verfahren ist das von jeder Sendestation erzeugte hochfrequente Trägersignal mi: zwei un'.erschiedlichen Modulationsarten beaufschlagt. Durch die erste Modulation wird dem Träger ein binärer Adreßcode, der ein Pseudo-Noise (PN) oder Quasi-Zufallscode sein kann, überlagert. Diese Modulation erlaubt den Vielfachzugriff vieler Sendestationen im gleichen Trägerfrequenzband zum Übertragungsweg und stellt die codierte Adresse der Empfangsstation dar, so daß jede Empfangsstation den für sie bestimmten Träger durch Korrelation des empfangenen Summensignals mit dem empfangsseitig erzeugten und mit dem gewünschten Empfangssignal synchronisierten gleichen Adreßcode überlagert. Es ist dabei der Codebittakt ein Vielfaches des Nachrichtenbittaktes und es ist jeweils eine bestimmte Adreßcodelänge durch ein Nachrichtenbit moduliert.

Es ist dabei erforderlich, den empfangsseitig vorgesehenen Referenzcodegenerator, der das dem Adreßcode identische Codemuster erzeugt, so zu synchronisieren, daß die erzeugte Referenzcodefolge phasengleich zu der im empfangenen Summensignal enthaltenen Adreßcodefolge ist. Diese Code-Synchronisation kann mittels einer bekannten Ver/ögerungsregelschleife erfolgen. (W. J. Gill: »A Comparison of Binary Delay-Lock Tracking-Loop Implementations«, IEEE Transactions on Aerospace und Electronic Systems, Vol. AES-2, No. 4, July 1966, 415—424). Bei dieser bekannten Anordnung wird das empfangene Summensignal in zwei Mischern mit zeitlich versetzten Referenzcodefolgen multipliziert. Die Differenz der Ausgangsspannungen der beiden Mischer wird nach einer Filterung als Regelspannung dem den Rcfcrcnzcodegcnerator antreibenden Taktgeber zugeführt. Es ist dabei die mittlere Alisgangsspannung jedes Mischers abhängig von der Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Adreßcode und dem Referenzcode. Die dem Taktgeber zugeführte, aus der Differenz gebildete und gefilterte Regelspannung weist in der Umgebung des Synchronisationspunktes einen S-förmigen Diskriminatorverlauf auf und ist außerhalb des Synchronisierbereichs Null. Da jedoch der empfangene Adreßcode durch die übertragene Nachricht moduliert ist, sind Hüllkurvcndetektoren oder Doppclweggleichrichter in den Leitungswegen des Korrelationsnetzwerkes vorzusehen, die die Abhängigkeit der Regelspannung von der Modulation beseitigen.

Es ist auch vorgeschlagen worden (). R. Sergo, ]. F. Hayes: »Analysis and Simulation of a PN-Synchronization System«, IEEIi Transactions on Communication Technology, October 1970, 676-679), die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen der durch modu!o-2-Verknüpfung der Referenzcodefolge mit dem die Referenzcodefolge in einem Schieberegister erzeugenden mäanderförmigen Taktsignal entstandenen Binärfolge einerseits und einer gegenüber der Referenzcodefolge um die Zeit r verschobenen Empfangscodefolge andererseits zu bilden. Diese Kreuzkorrelationsfunktion hat in der Umgebung des Synchronisationspunktes einen S-förmigen Verlauf. Man kann dabei für die Synchronisation des empfangsseitigen Codegenerators den von ihm erzeugten Referenzcode mit dem Taktgebersignal durch eine modulo-2-Addition verknüpfen und die entstandene Binärfolge für die Umpolung des Empfangscodes benutzen. Durch zeitliche Mittelung des dabei entstandenen Signals über jeweils eine Codeperiode und anschließende Filterung wird das dem Taktgeber als

gewünschte Abhängigkeit von der gegenseitigen zeitlichen Verschiebung der beiden Codes besitzt.

Aber dieses grundlegende Synchronisationsverfahren ist ohne besondere Maßnahmen nicht anwendbar, wenn die Empfangscodefolge durch ein binäres Nachrichtensignal moduliert ist, weil nämlich das abgeleitete Fehlersignal außer von der Codeverschiebung r noch davon abhängig ist, ob die Nachricht im betr-chteten Korrelationsintervall den Wert +1 oder — 1 hat. Es kehrt das Fehlersignal mit dem Wechsel der Nachricht sein Vorzeichen um und es würde sich für die Regelung einmal eine stabile, das andere Mal eine labile Bedingung ergeben.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, vor der Ableitung des Fehlersignals die Modulation der empfangenen Codefolge durch die Nachricht zu eliminieren, so daß sich für die Regelspannung nur eine stabile Lage ergeben kann.

Die Lösung der Aufgabe ist durch die im Palentanspruch 1 aufgeführten Merkmale gekennzeichnet.

Weiterbildungen der Erfindung sind den Patentansprüchen 2 bis 4 zu entnehmen.

Durch die in den Patentansprüchen aufgeführten Merkmale werden die Vorteile erzielt, daß die so gebildete Code-Synchronisationsschleife formale Ähnlichkeit mil einer als »Costas-Loop« bezeichneten Träger-Synchronisationsschleife zur Gewinnung eines phasenkohärenten Referenzträgers aus einem mit einer Nachricht umgetasteten HF-Träger aufweist. (R. L. Didday, W. C. Lindsey: »Subcarrier Tracking Methods and Communication System Design«, ILEE Transactions on Communication Technology, Vol. Com.-16, No. 4, August 1968, 541 —550). Außerdem ist bei dieser Anordnung dem Ausgang des den empfangsseitigen Codegeneralor bildenden Schieberegisters unmittelbar der mit dem Empfangscode synchronisierte Referenzcode eninehmbar, während dazu bei den bekannten Synchronisieranordnungen mit Verzögerungsschleife die an der vorletzten Stufe des Schieberegisters auftretende Codefolge durch eine zusätzliche Verzögcrungsschallung um eine halbe Codebitdauer zu verzögern ist. Die bei den bekannten Verzögerungsschleifenanordnungen vorzusehenden Hüllkurvendctektoren oder Doppelweggleichrichter sind hier nicht erforderlich.

Die Erfindung wird an Abbildungen erläutert.

In F i g. 1 ist ein Ausführungsbeispiel der Synchronisationsschaltung als Blockschaltbild dargestellt.

Fig. 2 zeit in schematischcr Darstellung ein Beispiel einer Codefolge.

Der in Fig. I dargestellte empfangsseitige Codegenerator CG wird durch den spannungssteuerbaren Taktgenerator VCO angetrieben. Die von dem Codegenerator abgegebene Referenzcodefolge C wird in dem modulo-2-Addierer M4 mit der mäanderförmigen Taktgeneratorspannung T gemischt. Beispiele dieser beiden Spannungen sowie das Mischergebnis CT sind in Fig. 2 in den Zeilen a, b, c dargestellt. Die entstandene Impulsfolge CT' bei der jedes Codebit in zwei zeitlich gleich lange komplementäre Bits unterteilt ist, wird einem Modulationsnetzwerk Mo zugeführt, dessen Wirkung jedoch zunächst noch außer Betracht gelassen wird.

Mit den Ausgangsimpulsfolgen 51' und 52' des Modulationsnetzwerkes Mo wird die Empfangs-Summcnspannung E, in d«-r ein Anteil des mit dem Nachrichtensignal N modulierten Codes Centhalten ist, in den beiden Korreiaiionsneizwerken K ί und K 2 kreuzkorreliert. jedes Korrelationsnetzwerk enthält einen multiplikativen Mischer Λ/1, M 2 sowie einen Tiefpaß TPi, TP2, dessen Bandbreite der Bitrate der Nachricht N entspricht. Die Ausgangssignale X und Y der Korrelationsnetzwerke K 1 und K 2 werden durch den Analogmultiplizierer M3 miteinander multipliziert. Das dabei entstandene Signal 2 duichläuft das Schleifenfilter TP3 und wird dann dem spannungsgesteuerten Taktgenerator VCO als Regelspannung R zugeführt.

Der Codeanteil C der Summenspannung E ist in F i g. 2 in Zeile dschematisch dargestellt und zwar in den beiden durch die Modulation mit dem Nachrichtensigna! bewirkten Polungen. Es besteht bei dieser Darstellung zwischen dem Referenzcode C "und dem Empfangscode C eine eine Regelspannung R hervorrufende Zeitdifferenz τ. Die Ausgangsspannung Udes Mischers M 1 ist in der Zeile t* für bei ie Fälle dargestellt. Der die Nachrichtenbandbreite aufweisende Tiefpaß TPi bildet aus der Spannung U im Falle der invertierten Codefolge eine zur nichtinvertierten Codefolge gleich große, jedoch negative Ausgangsspanriung X.

Die Ausgangsspannung V des Mischers M2, die aus den zeitlich gegeneinander ν erschobenen Codefolgen C und C gebildet ist, ist in der Zeile Λ dargestellt. Auch hier werden für die invertierte und die nichtinvertierte Codefolge C gleich grolk·. entgegengesetzt gepolte Ausgansspannungen Vdurch den Tiefpaß TP2 abgeleitet.

Der Analog-Multiplizicrer M 3 bildet aus den Signalen X und V, die die Mittelwerte der Spannungen U und V sind, das Signal Z, das unabhängig von der Modulation in Abhängigkeit von der Zeitverschiebung r einen positiven oder negativen Wert hat und das nach seiner Siebung im Filter TP3 die Steuerspannung R ergibt.

Das bisher außer Betracht gelassene Modulationsnetzwerk Mo ermöglicht durch seine beiden Mischer /W5 und M6die Referenzcodefolgen C und CT'durch Phasenumtastung einem von dem lokalen Oszillator O 1 erzeugten Hilfsträger aufzumodulieren. Es kann dadurch das empfangene Summensignal vor seiner Demodulation den Korrelationsnetzwerken Ki, K 2 zugeführt werden. Der Hilfträger soll daher gegenüber dem Empfangsträger höchstens eine Frequenzablage besitzen, die kleiner ist als die Nachrichtenbitrate, aber größer als die Rauschbandbreite der Regelschleife. Es braucht das Modulationsnetzwerk dann nicht vorgesehen zu werden, wenn das Summensignal hinter einem Empfangsdemodulator abgenommen wird.

Der Analog-Multiplizierer M 3 ist bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel ein Vierquadran'en-Multiplizierer. Wird jedoch das am Ausgang des zweiten Korrelationsnetzwerks K 2 angstehende Signal durch einen hier nicht dargestellten Begrenzer in seiner Amplitude hart begrenzt, so braucht der Multiplizierer M3 nur als ein durch das begrenzte Signal Y betätigter Umpoler ausgeführt zusein.

In der Schaltungsanordnung d(.r Fig. 1 ist außerdem eine Suchschaltung D vorgesehen, in der das vom Korreiationsnetzwerk K 2 erzeugte Signal K durch den Gleichrichter GR gleichgericntet, in einem schmalbandigen Tiefpaß TPA gesiebt und einer Triggerschaltung 57" zugeführt wird. Durch das in der Triggerschaltung ST erzeugte Binärsignal wird der Schalter s betätigt. Über den Schalter s wird eine einstellbare Suchspannung Sp im Analogsummierer SUder Regelspannung R additiv überiaeert. Geht der Referen^code C in

Deckung mit dem Empfangscode C. so erreicht die Signalspannung V eine Schwelle, wodurch die Triggerschaltung 57" zurückfällt und den Schalter λ öffnet, so daß die Suchspannung .S7'· durch die die Synchronisation beschleunigt herbeiführbar ist, abgeschaltet ist.

Hierzu 2 Blatt Zeicliiiuiisien

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum empfangsseitigen Synchronisieren des Referenzcodes mit dem Sendecode in Nachrichtenübertragungsanigen, bei der der Zugriff der Sendestationen zu den Empfangsstationen im gleichen Trägerfrequenzband im Codemultiplexverfahren durch jeweils eine der Nachrichtenverbindung zugeordnete Pseudo-Noise-(PN)-Codefolge erfolgt, durch die der Sendeträger phasenumgetastet ist, deren Taktfrequenz ein Vielfaches des Nachrichtenbittaktes ist und durch modules-Addition mii der zu übertragenden binären Nachrichtenfolge moduliert ist, und bei der der die Frequenz und die Phase des Referenzcodes bestimmende Taktgeber durch ein aus dem Empfangssignal durch Korrelation des empfangenden Summensignals mit dem empfangsseitig erzeugten Referenzcode abgeleitetes Regelsignal auf gleiche Frequenz und Phase mit dem Sendecode steuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß das die Frequenz und die Phase des Taktgebers (VCO) steuernde Regelsignal (R) durch einen Analogmultiplizierer (M 3) aus den Ausgangsspannungen (C. Y) zweier Korrelationsnetzwerke (Ki, K2) gebildet ist, von den:n das erste Korrelationsnetzwerk (K 1) durch die durch modulo-2-Verknüpfung (M4) der Referenzcodefolge (C) und dem Taktsignal (V) entstandene Binärfolge (CT') einerseits und dem Empfangssummensignal (E) andererseits und das zweite Korrelationsnetzwerk (K 2) durch die Referenzcodefolge (C) einerseits und dem tmpfangssummensignal (E) andererseits beaufschlagt sind.

2.Schaltungsanordnung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß der Analogmultiplizierer (M 3) als Umpoler ausgebildet ist, durch den die Ausgangsspannung (X) des ersten Korrelationsnetzwerkes (K 1) in Abhängigkeit von der Polarität der han begrenzten Ausgangsspannung (Y) des /weiten Korrelationsnetzwerks (K 2) umpolbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Modulationsnetzwerk (Mo) vorgesehen ist, durch das die Referenzcodefolge (C) und dem Taktsignal (T') entstandene Binärfolge (CT')durch einen Trägeroszillator (O 1) in getrennten Modulatoren (M5, MS) inodulierbar sind, wobei die Modulationsprodukte als Eingangsspannungen für die Korrelationsnetzwerke (K 1, K 2) ausnutzbar sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß eine einstellbare Suchspannung (Sp)durch eine in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal (Y)des zweiten Korrelationsnetzwerkes (K 2) steuerbare Schaltanordnung (s) dem Regelsignal (R) des Taktgebers f VCCtyüberlagerbar ist.

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