KR940010430B1 - Gmsk 디지탈 복조장치 및 방법 - Google Patents

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내용 없음.

Description

GMSK 디지탈 복조장치 및 방법

제 1 도는 종래의 GMSK 복조장치를 도시한 블럭도.

제 2 도는 일반적인 GMSK 변조기를 도시한 블럭도.

제 3 도는 제 2 도에 도시된 가우시안 여파기의 구형파 응답 특성도.

제 4 도는 본 발명에 의한 GMSK 복조장치를 도시한 블럭도.

제 5 도는 본 발명에 의한 GMSK 복조방법을 도시한 흐름도.

제 6 도는 본 발명에 의한 시간 및 위상 동기부의 상세흐름도.

제 7 도는 본 발명에 의한 채널상태 추정부의 상세흐름도.

제 8 도는 본 발명에 의한 정합여파부의 상세흐름도.

제 9 도는 본 발명에 의한 등화전처리부의 상세흐름도.

제 10 도는 본 발명에 의한 비터비처리부의 상세흐름도.

제 11 도는 본 발명의 실시예.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

LPF : 저역통과 여파기 A/D : 아날로그-디지탈변환기

DSP : 디지탈신호처리기 π/2,π : 위상 천이기

본 발명은 디지탈 복조장치에 관한 것으로, 특히 시분할(TDM : Time Division Multiplexing)방식의 무선이동시스템에서 GMSK(Gaussian-prefilterd Minimum Shift Keying)방식으로 변조된 신호를 복조하는 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

GMSK 방식은 디지탈 변, 복조방식의 일종으로, 변조된 신호는 일정포락선(constant envelop)성질과, 비교적 높은 주파수 사용효율을 얻을 수 있는 장점이 있다. GMSK 복조의 경우에는 GMSK 변조과정에서 사용되는 가우시안 저역통과여파기에 의한 심볼간의 간섭(ISI : Inter symbolic interference)성분과 무선 이동통신채널에서 나타나는 송신측과 수신측간의 상대적 이동속도차에 의한 도플러 주파수 천이현상 및 전파의 다중경로에 의한 페이팅(multipath fading) 현상으로 인하여 시간에 따라 변화하는 신호 왜곡(distortion)현상이 나타나고, 이에 따라 고정체간의 통신시에 비하여 복조시에 에러율이 증가하므로 이를 해결하기 위하여 등화기를 포함하는 GMSK 복조장치가 요구된다.

제 1 도는 종래의 GMSK 복조장치인 위상동기방식 아날로그 복조장치를 도시한 것이다.

제 1 도에 있어서, 종래의 GMSK 복조장치는 혼합기(130,131,136,137), 위상천이기(132,142,143), 저역 통과 여파기(LPF : 133,134), 클럭복원회로(135), 루프여파기(138), 국부발진기(139), 판정기(140,141) 및 가산기(144,145)를 구비하여 GMSK 변조된 신호를 수신하여 복조한다. 이러한 종래의 GMSK 복조장치는 에러율을 감소시키기 위하여 디지탈 신호처리 알고리즘으로 구현되는 등화회로를 포함시키기가 매우 어렵다.

즉, 위상동기방식(coherent type) 수신기에 있어서는 수신측에서 사용하는 국부반송파의 주파수 및 위상이 송신측에서 사용된 반송파의 주파수 및 위상과 반드시 동기되어야 한다. 이러한 동기를 위하여 수신측에서는 수신된 RF신호로부터 반송파의 주파수 및 위상을 복구해내는 반송파복구회로(136,137,138,139)를 구현하는데, 이러한 반송파복구회로는 위상동기루프(PLL : Phase Locked Loop)를 이용하여 구현된다. 또한, 디지탈 데이타의 복조장치에서 데이타 복조를 위해서는 정확한 심볼 레이트 클럭을 알아야하는데, 송신측에서 사용되는 심볼레이트 클럭이 어느 정도 오차를 가지고 있으므로, 반송파 복구회로와는 별도의 심볼타이밍 복구회로(135)를 필요로 한다. 그런데, 이러한 GMSK 용심볼 타이밍 복귀회로를 구현하는데 있어서도, PLL회로가 반드시 포함되며 이러한 PLL회로는 제품의 소형화와 양산이 어려운 문제점이 있었다.

따라서, 본 발명의 목적은 상기한 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로, PLL회로를 필요로하지 않는 심볼 타이밍 복구회로와, 소형화가 용이한 디지탈 등화기를 포함하는 위상 동기방식 GMSK 디지탈 복조장치를 제공하는데 있다.

본 발명의 다른 목적은 상기 목적을 달성하기 위한 GMSK 디지탈 복조방법을 제공하는데 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 장치는, 미드앰블을 포함하는 디지탈 데이타를 GMSK 방식으로 변조한 신호를 수신하여, 송신측에 동기된 국부반송파에 의해 I채널신호와 Q채널신호로 분리하고, 각각 저역통과여파기를 거친 신호를 디지탈로 변환하여 복조하는 GMSK 수신장치의 디지탈 복조장치에 있어서, 상기 저역통과여파기를 거친 I채널 및 Q채널신호를 디지탈로 변환하는 아날로그-디지탈 변환기 : 상기 아날로그-디지탈 변환기의 출력을 저장하는 제1메모리; 미드앰블데이타와, 상기 미드앰블 데이타에 대한 GMSK 변조 기준신호를 소정의 클럭으로 샘플링한 데이타를 미리 저장하고 있는 제2메모리; 상기 디지탈 변환된 수신신호와 상기 기준미드앰블 변조신호에 대한 복조 상관함수값을 계산하여 시간정보와 위상정보를 복구하는 정보복구수단; 상기 복구된 시간정보와 위상정보를 이용하여 상기 디지탈 변환된 수신신호를 시간 및 위상 동기시키는 동기수단; 상기 동기된 수신신호로부터 미드앰블신호를 추출하여 상기 제2메모리의 기준미드앰블신호와 복소 상관함수를 계산하여 전송채널에 대한 임펄스응답을 추정하는 채널상태추정수단; TDL형태로 구성되어 상기 동기된 수신신호를 입력하여 상기 추정된 임펄스응답값에 따라 정합 여파하는 정합여파기; 상기 추정된 임펄스응답값의 자기 상관함수값을 계산하는 등화전처리부; 및 상기 정합여파된 수신신호와 상기 등화전처리부의 출력을 입력하여 비터비 알고리즘에 따라 데이터를 등화 및 복소하는 비터비 처리부를 구비하여 위상동기루프(PLL)를 사용하지 않고 심볼클럭을 동기시키는 것을 특징으로 한다.

상기 다른 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 방법은, 미드앰블을 포함하는 디지탈 데이타를 GMSK 방식으로 변조한 신호를 수신하여, 송신측에 동기된 국부반송파에 의해 I채널신호와 Q채널신호로 분리하고, 각각 저역통과여파기를 거친 신호를 디지탈로 변환하여 복조하는 GMSK 수신장치의 디지탈 복조방법에 있어서, 상기 I채널과 Q채널의 수신신호를 소정의 클럭에 따라 디지탈로 변환하는 과정과, 상기 디지탈 변환된 I채널 및 Q채널 수신신호를 기준미드앰블 GMSK 변조파형과 복소 상관함수연산을 통하여 시간 및 위상 정보를 검출하고, 상기 검출된 시간 및 위상정보값에 따라 상기 수신신호의 시간 및 위상을 동기시키는 과정과, 기준미드앰블데이타와 상기 시간 및 위상 동기된 수신신호의 미드앰블신호와의 복소 상관함수 연산을 통해 전송채널의 임펄스응답을 추정하는 과정과, 상기 추정된 임펄스응답값에 의해 상기 시간 및 위상 동기된 수신신호를 정합 여파하는 과정과, 상기 정합 여파된 수신신호를 비터비 알고리즘에 따라 등화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.

먼저, 본 발명의 GMSK 디지탈 복조장치를 설명하기전에 이해의 편의를 위하여 GMSK 변조기에 대하여 설명한다.

제 2 도는 일반적인 GMSK 변조기를 도시한 블럭도로서, 가우시안 저역통과여파기(150), 적분기(151), 코사인롬(152), 사인롬(153), 디지탈/아날로그 변환기(D/A : 154,155), 혼합기(156,157), 위상 천이기(158) 및 가산기(159)를 구비하여 디지탈 신호입력을 GMSK 변조한다.

변조단에 입력되는 디지탈 입력(NRZ) 신호를 rect(t/T)라 하면,

이고, 이 입력 데이타신호가 GMSK 방식으로 변조된 신호 x(t)는

이다. 여기서 Ec는 전송되는 데이타비트당 에너지이고, f0는 반송주파수이고, ψ0는 임의의 순간위상을 나타낸다.

식〈2〉를 삼각함수 변환하면 다음 식〈3〉과 같다.

식〈3〉에서 cos(2πf₀t+ψ₀) 및 sin(2πf₀t+ψ₀) 성분은 전적으로 반송파 주파수 f₀에 관한 항으로, 이는 cosψ(t) 신호성분과 sinψ(t) 신호성분이 반송파에 실렸다가 복조장치에서 다시 기저대역으로 내리게 되므로, f₀는 단순한 반송파로서의 역할만 수행한다. cos(2πf₀t+ψ₀)에서 ψ₀값은 변조기에서 입력신호가 변조가 걸리기 시작하는 순간이 매번 새로이 변조를 걸때마다 바뀌게 되므로, 이때 나타나는 각각의 경우에 대한 임의의 순시 위상값을 나타낸다.

즉, t=t₁인 순간의 순간 위상값 ψ₁과 t=t₂인 순간의 순간위상값 ψ₂는 다르므로, cos(2πf₀t+ψ₁)값과 cos(2πf₀t+ψ₁)값은 다르게 된다. 이 두항은 전적으로 반송파에 관한 항이므로, 실제 전송되는 디지탈 데이타에 대한 정보는 위상일치(In-phase) 신호인 cosψ(t) 신호와 직교위상(Quadrature phase) 신호인 sinψ(t) 신호이다. 따라서, 기저대역에서의 복조신호 U(t)는 다음과 같이 정의한다.

U(t)=cosψ(t)+jsinψ(t)

U(t)를 이용하면 식〈3〉은 다음과 같이 쓸 수 있다.

x(t)=Re[U(t)·e^{j(2πf0t-ψ0)}]

여기서, R[·]는 오른쪽 수식의 실수부만을 취함을 뜻한다.

GMSK 변조신호가 갖는 신호정보인 cosψ(t)+jsinψ(t)에서 ψ(t)는 다음과 같은 값을 갖도록 변조기에서 변조된다.

식〈4〉에서 h는 변조지수이고, GMSK 변조의 경우는 1/2이다.

α₁는 식〈1〉에 의해 정의되는 입력 NRZ 펄스를 뜻한다.

식〈4〉에서 g(t)는 다음과 같다.

식〈5〉에서 '*'는 콘볼루션 연산을 의미하여 h(t)는 변조에 사용되는 가우시안 저역통과여파기의 임퍼스 응답함수로 다음과 같다.

식〈6〉이고, 여기서

식〈7〉이다.

식〈7〉에서 'B'는 가우시안 저역통과여파기의 3dB대역폭을 'T'는 전송되는 디지탈 데이타입력신호의 입력주기를 말한다. 식〈5〉에 의한 펄스응답 g(t)는 제 3 도와 같다.

변조된 GMSK 신호의 위상일치(I) 신호성분 cosψ(t)와 직교위상(Q) 신호성분 sinψ(t)값은, ψ(t)값을 계산하는 과정이 식〈4〉에서 알 수 있듯이 t=-∞의 데이타 입력시점에서부터 t=t-iT의 현재 데이타가 입력되는 순간까지 연속적으로 적분을 수행하므로, t=t₀인 순간에서의 적분값은 항상 이전의 적분값을 포함하고, 따라서 ψ(t)값이 불연속점이 없는 연속함수값의 형태로 얻어진다. 즉 t₁＜t₂인 경우에 비해 ψ(t₁)과 ψ(t₂)는 다음과 같다.

식〈7〉에서 가우시안 저역통과필터의 3dB 대역폭(B)과, 신호의 전송주기인 T값의 곱 BT값에 따라 식〈5〉의 결과 펄스형태가 바뀌게 된다.

즉, 가우시안 저역통과여파기에 1T시간동안 입력된 NRZ펄스에 대한 여파기의 응답시간은 1T-9T까지의 1T보다 긴 응답시간을 갖게 되므로, 현재의 입력 NRZ데이타에 대한 위상적분값 ψ(t)에는 이전 비트에 의한 영향이 포함되어 있으며, 마찬가지로 현재의 입력데이타는 이후 비트의 위상적분값에 영향을 주는 심볼간의 간섭형상이 발생하게 되며 이러한 심볼간의 간섭에 의한 영향은 수신기의 신호를 복원하는 과정중에서 충분히 고려되어야 한다.

상기와 같은 과정을 통하여 변조된 신호는 시분할방식의 전송채널을 통하여 일정한 형태로 전송된다.

한편, 디지탈 입력데이타가 TDMA(Time Division Multiple Access)방식에 의한 경우, 각 버스트의 중간에 트레이닝 시퀀스(Training Sequence)가 위치하게 되는데, 이러한 트레이닝 시퀀스를 "미드앰블(midamble)"이라고 한다.

GMSK 방식의 수신측에서는 상기와 같은 "미드앰블"로부터 동기 및 등화에 필요한 정보를 추출하게 된다. 즉, 본 발명은 미드앰블에 대한 GMSK 변조파형과 데이타를 미리 메모리장치에 저장시켜놓고, 수신된 신호와 상관함수를 계산하여 정확한 동기를 맞추도록 한다.

제 4 도는 본 발명에 의한 GMSK 디지탈 복조장치를 도시한 블럭도로서, 수신여파기(10), 제1 및 제2혼합기(20,21), 위상천이기(π/2:25), 제1 및 제1 저역통과여파기(LPF:30,31), 제1 및 제2 아날로그/디지탈 변환기(A/D:40,41), 램(50), 롬(60), 시간 및 위상 정보복구부(70), 시간 및 위상 동기부(80), 채널상태 추정부(90), 정합여파부(100), 등화전처리기(110) 및 비터비처리부(120)는 등화부(125)를 형성한다.

제 4 도에 있어서, 수신여파기(10)는 GMSK 변조된 수신신호를 입력하여 불필요한 신호를 제거하고, 제1 및 제2 혼합기(20,21)는 수신여파기(10)의 출력에 송신측에 동기된 국부반송파(f₀)를 곱한다. 제1 및 제2 저역통과여파기(30,31)는 제1 및 제2혼합기(20,21)의 출력에서 반송파성분을 차단하고 I채널 및 Q채널기저대역신호만 출력한다. 즉, 제2혼합기(21)로 입력되는 국부반송파(f₀) 위상천이기(25)에서 π/2만큼 위상이 천이되어 Q채널의 신호를 분리하고, 제1혼합기(20)는 국부반송파(f₀)를 그대로 입력하여 I채널의 신호를 분리한다. 또한, 제1 및 제2 저역통과여파기(30,31)의 출력은 제1 및 제2 아날로그/디지탈 변환기(40,41)에서 디지탈로 변환되어 램(50)에 각각 저장된다. 롬(60)은 "미드앰블을 GMSK 변조한 파형(이를 '기준미드앰블 변조파형'이라 한다)" 및 "미드앰블"의 데이타가 저장되어 있고, 시간 및 위상 정보복구부(70)는 "기준미드앰블 변조파형"과 "램에 저장된 수신신호"와의 상관함수 계산을 통해 수신된 데이타의 시간정보(tp) 및 위상정보(ψ₀)를 복구한다. 시간 및 위상 동기부(80)는 복귀된 시간정보(tp)부터 램(50)으로부터 입력한 I채널 및 Q채널의 수신신호의 시간 및 위상을 동기시키고, 채널상태 추정부(90)는 전송채널을 통과하여 '수신된 미드앰블신호'와 '저장되어 있는 2진 미드앰블 데이타'로 부터 전송채널의 임펄스응답을 추정한다. 정합여파부(100)는 수신신호의 신호대 잡음비를 극대화하고, 등화전처리부(110) 및 비터비처리부(120)는 비터비 알고리즘에 따라 데이타를 복원한다.

이러한 본 발명의 장치가 동작하는 것을 살펴보면 다음과 같다.

송신측에서 GMSK 변조되어 전송된 신호는 GMSK 수신장치의 수신여파기(10)를 통하여 입력된다. 수신된 신호에서 반송파성분을 제거하기 위하여 국부반송파(f₀)를 곱한다. 여기서, 국부반송파(f₀)는 송신측의 반송주파수와 동기되어 있어야 한다. 국부반송파(f₀)가 곱해져 I, Q 각 채널로 분리된 신호는 저역통과여파기(30,31)를 통과하므로써 반송파성분이 모두 제거되고, I채널과 Q채널의 기저대역신호만 남게 된다. 수신된 I, Q채널의 기저대역신호는 디지탈 신호처리를 위하여 아날로그/디지탈 변환기(40,41)에 의하여 디지탈 신호로 변환된다. 이때 사용되는 샘플링클럭은 송신측과 동기되지 않은 심볼레이트의 K배(본 발명의 실시예에서는 4배) 클럭을 사용하며 샘플링된 신호는 Q비트(본 발명의 실시예에서는 8비트)로 양지화되어 램(50)에 저장된다.

종래의 방식에서는 샘플링클럭은 반드시 수신신호로부터 복구된 클럭을 사용하여여야 하나, 본 발명에서는 PLL회로를 사용하지 않기 위하여 클럭복구회로를 거치지 않고 정해진 심볼 레이트의 K배 클럭을 사용한다. 또한, 본 발명에서의 심볼 레이트의 동기는 디지탈 방식으로 처리한다.

한편, 롬(60)에 저장된 "기준미드앰블 변조파형"은 '미드앰블'을 송신측과 동일하게 GMSK 변조하여 잡음이나 왜곡이 전혀없는 순수한 GMSK 변조파형을 1/T주기로 샘플링한 후 미리 저장한 것이다.(여기서, T는 심볼레이트), 또한, 롬(60)에서 변조되지 않는 '2진 미드앰블데이타'도 함께 저장한다.

시간 및 위상 정보복구부(70)에서 심볼 시간정보(tp) 및 반송파 위상정보(ψ₀)복구과정은 다음과 같다.

수신된 디지탈신호를 r(t)라 하고, 기준미드앰블 GMSK 변조파형을 m(t)라 하면, 램(50)과 롬(60)에 각각 저장되어 있는 r(t) 및 m(t)신호로부터 수신된 r(t) 전체에 대하여 다음의 1차 상관함수값 R_rm(τ)를 계산한다.

여기서, I는 적분구간을 나타내고 m*(τ)는 M(τ)의 컬레복소수를 의미한다.

전체 r(t)에 대하여 1차 상관함수값이 계산되면, 계산된 상관함수값의 크기값 p(t)는,

이 되고, 이에 대하여 p(t) 값이 가장 피크(peak)값을 나타내는 순간인 't₁'을 찾아낸다. 이 't₁'값을 찾는 과정은 1차 상관함수값을 모두 계산한 후 각 값들을 비교하여 찾을 수도 있고, 매 R'_rm(τ)값을 계산할 때마다 이전 값과 비교하여 찾아낼 수도 있다. 이와 같이 1차 상관함수 계산과정에서 찾아진 't₁'값을 정보로 하여 't₁'시각을 전후로 하여 수신신호 r(t)중에서 일정한 길이 만큼의 수신신호r'(t)만을 취하여 2차 상관함수값 R"_rm(τ)값을 계산한다. 여기서, 차이점은 1차 상관함수값 계산때는 기준미드앰블 GMSK 변조파형의 중앙부분의 일부 길이만을 사용하는데 반하여, 2차상관함수값 계산에서는 기준미드앰블 GMSK 변조파형 전체를 사용하는 것이다. 이는 r(t)에 포함되어 있는 채널을 통과하여 온 수신미드앰블의 GMSK 변조파형 부분이 시작단과 끝부분 양쪽의 경계부분에서 심볼간의 간섭형상으로 인하여 전후 데이타 형태에 의하여 일부 바뀔 수 있기 때문이다.

2차 상관함수값이 계산되면, 1차 계산과정에서와 마찬가지로 2차 상관함수값중에서 가장 큰 크기를 나타내는 순간인 'tp'를 검출한다. 이상의 과정을 거쳐 검출된 'tp'값을 심볼 타이밍정보가 된다. 즉, 수신된 신호와 기준미드앰블 GMSK 변조파형은 1/T 주기로 샘플링되어 있고, 수신신호 기준미드앰블 GMSK 변조파형을 1/T주기로 샘플링되어 있고, 수신신호 r(t)는 동기되지 않은 1/T의 K배 클럭으로 샘플링되어 있으므로 검출된 'tp'값을 기준으로 주기당(K-1)개의 신호은 버리게 된다. 즉, 'tp'값을 기준으로 K배 오버샘플링된 수신신호중에서 1/T주기로 필요한 샘플값을 선택하므로서 시간동기가 수행된다. 한편, 국부반송파(f₀)의 위상편이값(local carrier phase offset value) ψ₀는

이다.

시간 및 위상 정보복구부(70)에서는 위와 같이 tp값과 ψ₀값을 계산하게 된다.

시간 및 위상 동기부(80)에서는 시간 및 위상 정보복구부(70)에서 출력된 시간값 tp와 위상값 ψ₀에 의해 동기부 후단의 디지탈 등화부(125)에서 필요한 신호열을 선택하고, exp(-jψ₀)만큼의 위상보상(phase compensation)을 수행하므로써 시간 및 위상이 동기된 신호 w(t)를 출력한다. 즉, w(t)는 수신호 신호 r(t)에서 tp값을 기준으로 1/T간격으로 필요한 신호열을 선택하고, 선택된 신호열의 각 값에 대하여 exp(-jψ₀)값을 곱하므로써 얻어진다.

시간 및 위상 동기부(80)로부터 출력된 신호 w(t)는 이하, 채널상태 추정부(90), 정합여파기(100), 등화기처리부(110) 및 비터비처리부(120)로 구성되는 등화부(125)를 거쳐 2진 데이타 복조된다.

한편, 등화방식으로는 결정등화기(DFT : Decision Feedback Equalization) 및 비터비 알고리즘을 사용하여 구현하는 MLSE(Maximum Likelihood Sequence Estimation) 방식의 비터비 등화기등이 있으나 채널이 다중경로 페이딩에 의해 왜곡이 심한 경우에는 비터비 등화기의 성능이 더 우수하므로 본 발명에서는 비터비 등화방식을 사용한다.

먼저, 전송채널 상태추정부(90)는 다음의 연산을 통하여 전송채널의 임펄스 응답함수값을 추정한다. 시간 및 위상동기부(80)의 출력신호 w(t)에서 전송채널을 통과하여 온 미드앰블부분의 신호 n(t)를 'tp'값을 근거로 하여 추출한다. 이와 같은 수신미드앰블신호에 대하여 롬(60)에 저장되어 있는 2진미드앰블데이타를 a(t)라 하면, n(t)와 a(t)간의 상관함수 값 Rna(τ)를 계산한다. 즉, 채널의 임펄스응답함수값을 hch(t)라 하면, Ran(τ)는,

Rna(τ)=∫n(t+τ)a*(t)dt

= ∬a(t+τ-α)hch(α)a*(t)dαdt

=∫Raa(τ-α)hch(α)dα

= Raa(t)*hch(t) 식〈11〉

가 된다.

Raa(t)가 임펄스함수에 가깝도록 2진미드앰블데이타 a(t)를 정하여 사용하면 되므로, 결과적으로 Rna(t)는 hch(t)의 추정값이 된다. 이때 hch(t)를 추정하는데 사용한 2진미드앰블데이타가 변조되지 않은 2진미드앰블데이타 열이므로, I, Q채널의 신호를 이용하여 복소수값으로 추정된 hch(t)에는 입력 2진데이타가 GMSK 변조되는 과정, 통과하는 채널의 특성, 수신단에서 통과하는 모든 여파기의 특성을 모두 포함하게 되어 수신된 신호를 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 형태의 신호로 해석하는 것이 가능하다.

채널임펄스응답값 hch(t)가 추정되면, 수신신호의 신호대 잡음비를 극대화 하고, 등화부의 비터비 처리부(120)에서 정합여파기(100)의 출력값을 필요로 하므로, 시간 및 위상 동기부(80)의 출력신호 (t)는 h*ch(t)의 전달함수를 갖는 정합여파기(100)를 통과하게 된다. 여기서, 정합여파기(100)의 길이 'L+1'은 hch(t)의 에너지값이 최대가 되는 구간(L+1)을 찾아내어 결정한다. 여기서, 'L'은 채널의 메모리의 길이이며, L값은 전송에 사용되는 채널의 다중경로 페이딩특성 및 전송되는 데이타 심볼레이트 값에 의하여 결정되고, 본 발명에서는 L=4를 사용하였다.

정합여파기(100)의 출력은 등화부의 최종단계인 비터비 처리부(120)로 입력된다. 여기서, 비터비 알고리즘을 이용하여 가장 효과적으로 최우도(maxmum likelihood)를 계산할 수 있다. 비터비 알고리즘 자체는 익히 알려진 기술이므로 자세한 설명을 생략하기로 한다.

등화전처리부(110)에서는 비터비 처리부(120)에서 최우도를 계산하는데 있어서 필요한 값인 채널임펄스응답값의 자기상관함수값 S(t)를 계산한다.

S(t)=∫hch(τ+t)h*ch(τ)dτ 식〈12〉

여기서, hch(t)는 TDM통신시스템이므로 매 심볼단위시간마다 추정하지 않고, 사용되는 프레임주기에 따라 일정주기마다 한번씩 추정하여도 무방하므로 한번 hch(t) 값이 추정되면, 다음 hch(t) 값이 추정되기 전까지 S(t)값이 변하지 않으므로 S(t) 값을 계산한 후 테이블화하여 사용한다.

따라서, 정합여파기(100)의 출력을 V(t)라 하면, 비터비 처리부(120)에서는 V(t) 및 S(t) 입력값을 이용하여 비터비 알고리즘을 수행하여 송신측에서 전송되어진 2진데이타를 복조하게 된다. 비터비 처리부(120)의 상태수(state number)는 채널의 메모리 길이에 의하여 결정되므로 2^L으로 결정된다. (예를 들면, L=4이면, 16상태) 본 발명에 의한 비터비처리부(120)의 특징은 GMSK신호를 원래의 CPM(Continuous Phase Modulation) 계열의 신호가 아닌 QAM신호의 계열로 해석하여 비터비 알고리즘을 수행한 것으로, 이는 채널상태 추정부(90)에서 hch(t)를 추정시 2진 미드앰블 데이타를 사용하여 GMSK 변조과정까지를 채널의 임펄스응답함수에 포함시켜 추정하므로써 가능하고, 이러한 방법의 장점은 CPM계열의 구현방법에 따랐을 때보다 비터비처리부(120)가 훨씬 간단해진다는 점이다. 비터비처리부(120)에서 survivor metric을 계산하는데 사용되는 식은 다음과 같다.

Jn(σn)=Re[ah*·Vh]+Max[J_n-1(σ_n-1)-F(σ_n-1, σ_n) 식〈13〉

여기서, F(σ_n-1, σ_n)=

이고,

는 (t=nT)인 순간의 상태 σ_n에 대한 survivor metric값을 나타내고, F(σ_n-1, σ_n)는 σ_n-1에서 σ_n으로 천이에 대한 branch metricr값을 나타내고, Vh는 t=(n+L)T일 경우의 정합여파기 출력이고, S(i)는 QAM형태로 추정된 hch(t)의 자기 상관함수(autocorrelation)값을 나타내고, ah는 비터비 처리기의 각 상태에서의 정해진 심볼값을 나타낸다.

제 5 도는 본 발명에 의한 GMSK 복조방법을 도시한 흐름도이다. 본 발명에 의한 복조방법은 무선이동통신채널을 통과하여 수신된 GMSK 변조신호를 기저대역으로 천이하여 I채널 및 Q채널 신호로 분리하는 과정(501, 502)과, 분리된 I채널 및 Q채널신호를 디지탈로 변환하는 과정(503)과 디지탈 변환된 수신신호(r(t))와 기준미드앰블 GMSK변조파형(m(t)과의 복소상관함수값을 계산하여 심볼 시간정보(tp) 및 국부반송파 위상정보(ψ₀)를 검출하여 수신신호를 동기하는 과정(504, 505, 506)과, 미드앰블데이타와 동기된 수신신호(w(t))의 미드앰블부와의 복소상관함수값을 계산하여 채널의 임펄스응답값(hch(t))을 추정하는 0과정(509, 510)과, 채널임펄스응답 추정값(hch(t))에 의해 정합여파기(100)의 탭 계수를 결정하고 정합여파를 수행하는 과정(508, 512, 513)과, 정합여파된 출력신호를 비터비 알고리즘을 이용하여 등화하는 과정(511, 514, 515)으로 이루어진다.

제 5 도에 있어서, 단계 501에서는 GMSK 변조신호를 수신하고, 단계 502에서는 국부반송파(f₀)에 의해 기저대역으로 천이하면서 I채널신호와 Q채널신호로 분리한다. 단계 503에서는 I채널 및 Q채널신호를 디지탈로 변환하고, 단계 504에서는 디지탈로 변환된 I채널 및 Q채널신호를 메모리에 저장한다. 단계 509에서는 동기된 수신신호 (w(t)) 중에서 미드앰블부분만 메모리에 저장한다. 단계 510에서는 롬(ROM)에 미리 저장되어 있는 기준신호(기준미드앰블 변조신호 및 미드앰블 데이타)를 읽어오고, 단계 506에서는 수신된 신호(r(t))와 기준신호 파형간의 상관함수값을 계산하여 시간 및 위상동기용 정보(tp, ψ₀)를 검출(복구한다, 단계 507에서는 수신된 신호(r(t))의 시간 및 위상을 상기 검출한 정보(tp, ψ₀)에 따라 동기한다. 단계 508에서는 동기된 수신신호(w(t))에서 미드앰블부분을 제외하고 메모리에 저장한다. 단계 509에서는 저장된 미드앰블과 수신된 미드앰블로부터 상관함수값을 계산하여 전송채널의 임펄스응답 추정값(hch(t))을 구한다. 단계 511에서는 임펄스응답 추정값(hch(t))으로부터 자기상관함수값(s(t))을 구하는 전처리를 수행한다. 단계 512에서는 임펄스응답추정값에 따라 정합여파기의 탭 계수를 조절한다. 단계 514에서는 비터비 알고리즘에 따라 수신신호를 처리한다. 단계 515에서는 검출된 디지탈 데이타를 출력한다.

한편, 첨부된 제 6 도 내지 제 10 도는 본 발명에 적용된 각 부 동작의 상세흐름도이다.

제 6 도는 시간 및 위상 동기부(80)가 시간 및 위상복구부(70)와 관련하여 동기된 출력 w(t)를 계산하는 상세흐름도로서, 1차 상관함수 계산과정(601∼605), 2차 상관함수계산과정(606∼607) 및 위상천이값 계산과정(608∼610)이 나타나 있다.

제 6 도에 있어서, 단계 601에서는 디지탈 변환된 수신 데이터(r(t))를 입력한다. 단계 602에서는 기준신호파형(m(t))을 입력한다. 단계 603에서는 1차 상관함수값(R*rm(τ))을 계산하고, 단계 604에서는 1차 상관함수의 크기값(p*(t))을 식〈9〉에 따라 계산하여 't₁'을 구한다. 단계 605에서는 수신신호(r(t))에 대한 1차 시간동기를 수행한다. 단계 606에서는 2차 상관함수값(R"rm(τ))을 계산한다. 단계 607에서는 2차상관함수값의 크기(p"(t))를 식〈9〉에 따라 계산하여 'tp'를 구한다. 단계608에서는 수신신호(r(t))에 대한 2차 시간동기를 수행하여 rr(t)를 출력한다. 단계 609에서는 국부반송파의 위상천이값(ψ₀)을 식〈10〉에 따라 계산하고, 단계 610에서는 시간동기된 rr(t)에 단계 609에서 구한 위상을 동기하여 시간과 위상이 동기된 수신신호 w(t)를 구한다. 단계 611에서는 시간과 위상이 동기된 수신신호(w(t))를 메모리에 저장한다.

제 7 도는 채널상태추정부(90)가 시간 및 위상동기부(80)로부터 전송채널을 통과하여 온 미드앰블신호부분 n(t)를 입력하고, 롬(60)으로부터 2진미드앰블데이타를 입력하여 QAM형태로 추정된 채널임펄스응답값 hch(t)를 구하는 과정을 도시한 상세흐름도이다.

제 7 도에 있어서, 단계 701은 동기된 수신신호 W(t)를 입력한다. 단계 702에서는 수신신호에서 미드앰블신호 n(t)를 검출한다. 단계 703에서는 이진 미드앰블 데이타 a(t)를 롬(60)에서 독출한다. 단계 704에서는 수신된 미드앰블 데이타 (n(t))와 독출된 미드앰블 데이타(a(t))의 상관함수값(Rna(τ)을 계산한다. 단계 705에서는 전송채널의 QAM형태로 추정된 임펄스응답(hch(t))을 구한다. 단계 706에서는 임펄스응답 추정값 (hch(t))을 메모리에 저장한다.

제 8 도는 정합여파기(100)의 동작과정을 도시한 흐름도로서, 정합여파출력 V(t)를 계산하는 과정을 보여주는 상세흐름도이다.

제 8 도에 있어서, 단계 801에서는 채널의 임펄스응답값(hch(t))을 입력하고, 단계 802에서는 최대 에너지부분((L+1)T)을 검출한다. 단계 803에서는 탭 계수(h*(-t)를 계산하고, 단계 804에서는 각 탭수를 조절한다. 단계 805에서는 동기된 수신신호(w(t))를 입력한다. 단계 806에서는 단계 803에서 구한 탭 계수와 수신신호로부터 정합여과기(100)의 출력 V(t)를 식 V(t)=W(t)*h*(-t)에 따라 계산하고, 단계 807에서 계산결과를 메모리에 저장한다.

제 9 도는 등화전처리부(110)의 동작을 도시한 세부흐름도로서, QAM형태로 추정된 채널임펄스응답의 자기상관함수 값(s(i))을 계산하는 과정이다.

제 9 도에 있어서, 단계 901에서는 채널임펄스응답 추정값(h(t))을 입력한다. 단계 902에서는 식〈12〉에 따라 i=0부터 L까지의 자기상관함수 값을 구하고, 단계 903에서는 단계 902에서 구한 자기상관함수값 S(0), (S(1), …, S(L))을 메모리에 저장한다.

제 10 도는 공지된 비터비 알고리즘을 본 발명의 비터비 처리기에 적용한 흐름도이다.

제 10 도에 있어서, 단계 1001에서는 총수신데이타수=K×N, 윈도우길이=N, 상태수=2^L로 초기값을 설정한다. 단계 1002에서는 k=0, n=0으로 초기화한다. 단계 1003에서는 2^L초기상태 메트릭스를 계산하여 n=L로 한다. 단계 1004에서는 매T 마다 Vni를 입력한다. 단계 1005에서는 2^L+1브랜치 메트릭스를 계산한다. 단계 1006에서는 각 상태별 서바이버 브랜치를 결정하고 n을 증가시킨다(n=n+1). 단계 1007에서는 n이 N보다 작은지를 판단하여 '예'이면 단계 1004로 가고, '아니오'이면 단계 1008에서 N비트에 대한 survivor경로를 결정한다. 단계 1009에서는 N비트를 결정하고 k를 증가(k=k+1)시킨다. 단계 1010에서는 k가 K보다 작은지를 판단하여 '예'이면 단계 1003으로 가고, '아니오'이면 단계 1011에서 메모리에 K×N비트를 저장한다.

제 11 도는 본 발명의 구체적인 실시예를 도시한 회로도이다.

본 발명의 실시예에서는 두개의 디지탈 신호처리기(DSP1,DSP2 : 210,120)로 전체 디지탈신호처리를 수행한다. 즉, 제1디지탈 신호처리기(210)는 제 6 도, 제 7 도, 제 8 도의 흐름을 순차적으로 수행하여 시간 및 위상 정보복구, 시간 및 위상동기, 채널임펄스 응답추정 및 정합여파를 처리하고, 제2디지탈 신호처리기(220)는 제 9 도 및 제 10 도의 흐름도에 의해 등화전처리 및 비터비 처리를 수행한다. 이와 같이 두개의 디지탈 신호처리기(DSP)로 회로를 구성하는 것은, 하나의 디지탈 신호처리기로는 실시간 구현이 어려우므로, DSP를 2부분으로 나누어 알고리즘 순서상 중첩이 가능한 부분을 각각 수행하게 하므로써 실시간 구현이 가능토록한 것이다. 메모리(230)의 'M1'부분에는 디지탈 신호처리기의 프로그램이 내장되어 있고, 메모리(203)의 'M2,M3'부분에는 기준미드앰블 변조파형 및 2진 미드앰블 데이타와 각 계산과정에서 발생하는 중간결과 데이타를 저장하고 독출하기 위한 것이다.

제 11 도에 있어서, 수신여파기(10), 혼합기(20,21), 위상천이기(25), 저역통과여파기(LPF:30,31), 아날로그-디지탈 변환기(A/D:40,41)의 구성 및 동작은 제 4 도와 동일하므로 설명을 생략하고, 국부반송파(f₀) 발전기(26)는 제 4 도에 도시된 바와 같은 국부반송파(f₀)를 발생하고, 클럭발생기(42)는 심볼 레이트의 K배 클럭을 발생하여 아날로그-디지탈 변환기(40,41)와 듀얼포트 메모리(50A,50B)에 각각 제공한다. 또한 듀얼포트 메모리(50A,50B)는 제 4 도에 도시된 램(50)과 같이 디지탈 변환된 수신신호를 저장한다. 제1DSP(210)는 제 4 도에 도시된 시간 및 위상 정보복구부(70), 시간 및 위상 동기부(80), 채널상태추정부(90), 정합여파기(100)의 기능을 수행하고, 제2DSP(220)는 제 4 도에 도시된 롬(60)의 기능을 수행하며 제1 및 제2DSP(210,220)를 위한 데이타를 저장한다. 이러한 제1 및 제2DSP(210,220)는 인터페이스부(240)를 통해 시스템제어부(250)과 연결되어 본 발명의 기능을 수행한다.

이상에서 설명한 바와 같이 구성되는 본 발명의 복조장치는 심볼타이밍복구회로에 PLL회로가 필요하지 않아 회로가 간단하여 구현이 용이하다. 또한, GMSK 신호에 대한 채널임펄스응답값을 CPM신호가 아닌 QAM형태의 채널 임펄스응답값으로 추정 및 해석하므로써 등화기의 복잡도가 감소되어 실시간 구현이 가능하고, 복조장치의 대부분을 디지탈회로로 구현할 수 있으므로 반도체칩으로 구현하기 용이하여 소형화가 가능한 효과가 있다.

Claims (8)

1. 미드앰블을 포함하는 디지탈 데이타를 GMSK 방식으로 변조한 신호를 수신하여, 송신측에 동기된 국부반송파에 의해 I채널 신호와 Q채널신호로 분리하고, 각각 저역통과여파기를 거친 신호를 디지탈로 변환하여 복조하는 GMSK수신장치의 디지탈 복조장치에 있어서, 상기 저역통과여파기를 거친 I채널 및 Q채널신호를 디지탈 신호로 변환하는 아날로그 디지탈 변환기 : 상기 디지탈 변환된 I채널 및 Q채널 신호를 저장하는 제1메모리; 미드앰블 데이타와, 상기 미드앰블 데이타에 대한 GMSK 변조기준파형을 소정의 클럭으로 샘플링한 데이타를 미리 저장하고 있는 제2메모리; 상기 디지탈 변환된 수신신호와 상기 미드앰블의 기준 변조파형에 대한 복소 상관함수값을 계산하여 시간정보(tp)와 위상정보(ψ₀)를 복구하는 정보복구수단; 상기 복구된 시간정보와 위상정보를 이용하여 상기 디지탈 변환된 수신신호의 시간 및 위상을 동기시키는 동기수단; 상기 동기된 수신신호로부터 미드앰블 신호성분을 추출하여 상기 제2메모리에 저장된 미드앰블신호와 복소 상관함수를 계산하여 전송채널에 대한 임펄스응답을 추정하는 채널상태추정수단; TDL형태로 구성되어 상기 동기된 수신신호를 입력하여 상기 추정된 임펄스응답값에 따라 정합 여파하는 정합여파기; 상기 추정된 임펄스응답값의 자기 상관함수값을 계산하는 등화전처리부; 및 상기 정합여파된 수신신호와 상기 등화전처리부의 출력을 입력하여 비터비 알고리즘에 따라 상기 수신신호를 등화 및 복조하는 비터비처리부를 구비하여 위상동기루프(PLL)를 사용하지 않고 심볼클럭을 동기시키는 것을 특징으로 하는 GMSK 디지탈 복조장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 아날로그 디지탈 변환기는 전송된 신호의 1/4T 주기로 샘플링하여 8비트로 양자화함을 특징으로 하는 GMSK 디지탈 복조장치.
3. 미드앰블을 포함하는 디지탈 데이타를 GMSK 방식으로 변조한 신호를 수신하여, 송신측에 동기된 국부반송파에 의해 I채널신호와 Q채널신호로 분리하고, 각각 저역통과여파기를 거친 신호를 디지탈로 변환하여 복조하는 GMSK수신장치의 디지탈 복조방법에 있어서, 상기 I채널과 Q채널의 수신신호를 소정의 클럭에 따라 디지탈로 변환하는 과정과, 상기 디지탈 변환된 I채널 및 Q채널 수신신호를 기준 미드앰블 GMSK 변조파형과 복소 상관함수연산을 통하여 시간 및 위상정보를 복구하고, 상기 복구된 시간 및 위상정보에 따라 상기 수신신호의 시간 및 위상을 동기시키는 과정과, 변조전의 미드앰블 데이타와 상기 시간 및 위상 동기된 수신신호의 미드앰블신호와의 복소 상관함수 연산을 통해 전송채널의 임펄스응답을 추정하는 과정과, 상기 추정된 임펄스응답의 최대 에너지값 검출에 의해 I채널 및 Q채널신호의 TDL탭계수를 조절하고, 콘볼루션 연산에 의해 상기 시간 및 위상 동기된 수신신호를 정합 여파하는 과정과, 상기 정합 여파된 수신신호를 비터비 알고리즘에 따라 등화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 GMSK 디지탈 복조방법.
4. 제 3 항에 있어서, 상기 시간 및 위상을 동기시키는 과정은 기준미드앰블 변조파형 중앙부의 일정데이타와 수신신호간에 복소상관함수값을 계산하고 그 크기가 최대인 시간(t₁)을 구하는 제1연산단계와, 상기 제1연산단계에서 검출된 시간(t₁)을 기준으로 수신신호의 부분구간에 대하여 기준 미드앰블 변조파형 전체와 복조 상관함수연산을 하여 크기가 최대인 시간(tp)을 구하는 제2연산단계와, 상기 제2연산단계에서 구한 시간(tp)에 의해 국부반송파의 위상편차값을 계산하는 제3연산단계를 구비한 것을 특징으로 하는 GMSK복조방법.
5. 제 3 항에 있어서, 상기 정합 여파하는 과정의 에너지값 검출을 그 검출구간을 5T로 함을 특징으로 하는 GMSK 디지탈 복조방법.
6. 제 3 항에 있어서, 상기 등화하는 과정은 상기 임펄스응답을 추정하는 과정의 추정치로부터 임펄스 응답의 콘볼류션을 계산하는 등화전처리 과정과, 비터비(Viterbi) 알고리즘에 의해 정합 여파하는 과정의 출력신호를 등화하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 GMSK 디지탈 복조방법.
7. 제 3 항에 있어서, 상기 디지탈로 변환하는 과정에서 상기 소정의 클럭은 심볼 타이밍 복구회로를 사용하지 않아 송신단과 동기되지 않은 클럭인 것을 특징으로 하는 GMSK 디지탈 복조방법.
8. 미드앰블을 포함하는 디지탈 데이타를 GMSK방식으로 변조한 신호를 수신하여, 송신측에 동기된 국부반송파에 의해 I채널신호와 Q채널신호로 분리하고, 각각 저역통과 여파기를 거친 신호를 디지탈로 변환하며 시스템제어부의 제어에 따라 심볼 레이트 동기, 등화 및 복조하는 GMSK수신장치의 디지탈 복조장치에 있어서, 상기 디지탈로 변환된 I채널 Q채널의 수신신호를 저장하는 듀얼포트 메모리; 상기 듀얼포트 메모리에 저장된 수신데이타를 독출하여 기준신호파형과 연산하여 심볼 타이밍 및 국부반송파 위상편차를 구하여 수신신호의 시간 및 위상을 동기시키고, 동기된 수신신호로부터 채널 임펄스응답값을 추정하여 정합여파하는 제1디지탈 신호처리기; 상기 추정된 채널 임펄스응답값을 연산하여 자기 상관함수를 구하고, 상기 정합 여파된 수신신호를 비터비 알고리즘에 따라 등화 및 복조하는 제2디지탈 신호처리기; 및 상기 디지탈신호처리기들의 프로그램, 기준미드앰블 변조파형, 미드앰블 데이타 및 각 계산과정에서 발생하는 중간 결과를 저장하는 메모리를 구비한 것을 특징으로 하는 GMSK 디지탈 복조장치.

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