CN111492533A - 相位同步装置 - Google Patents

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CN111492533A CN201880081191.5A CN201880081191A CN111492533A CN 111492533 A CN111492533 A CN 111492533A CN 201880081191 A CN201880081191 A CN 201880081191A CN 111492533 A CN111492533 A CN 111492533A
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Abstract

本发明涉及相位同步装置，更详细地说，涉及随机RF相位同步系统(Stochastic RF Phase Synchronization System,SRFPS)，用于校正基于通过接收机接收的RF信号恢复的信号的相位误差。本发明的一实施例的相位同步装置包括：采样部，基于提前已设定的阈值电压值针对恢复的信号进行采样来输出采样值；移相控制部，利用基于所述采样值生成的直方图函数针对所述恢复的信号计算成本值，基于所述成本值决定最佳相位偏移值；及移相部，根据所述最佳相位偏移值移相振荡信号的相位。

Description

相位同步装置
技术领域
本发明涉及相位同步装置，更详细地说，涉及随机RF相位同步系统(StochasticRF Phase Synchronization System,SRFPS)，用于校正基于通过接收机接收的RF信号恢复的信号的相位误差。
背景技术
RF(Radio Frequency，射频)通信是指利用电波向远程地传送信息的通信技术。通常要传送的信息是视频、语音及文本等的数据，若将这些用信号表示，则似乎仅限于相对非常低的频带。如此，原信息信号所驻留的低频带称为基带(baseband)。如果要不经过传送线路而传送基带的信息，则应该在能够以电波的形式发送的高频信号承载信息信号。该过程称为调制(modulation)，用于承载的高频电波称为载波(carrier)。
构成RF通信系统的发射机基于要发送的视频、语音及文本等的数据信号将改变振幅、频率或者相位的调制波承载于载波作为RF信号来传送。接收由发射机传送的RF信号的接收机从接收的RF信号提取调制波恢复发射机要传送的数据信号，这种恢复过程称为解调(demodulation)。
但是，因为发射机和接收机之间的环境因素(例如，地物、地形的信号反射)或者在发射机或者接收机内部配置的各种元件的影响，在由发射机传送的RF信号会出现相位误差。据此，在接收机侧恢复数据信号时有必要校正接收的RF信号中的相位误差。
图1是示意性示出在以往的技术的RF通信系统中使用的接收机的结构的框图。
参照图1，以往的技术的接收机包括：天线ANT，用于接收RF信号；低噪声放大器(Low Noise Amplifier,LNA)104，将接收的RF信号的噪声最小化并进行放大；压控振荡器(Voltage Controlled Oscilator,VCO)112，生成具有预定频率的振荡信号；解调器106，利用由压控荡器112输出的振荡信号和由低噪声放大器104输出的信号变换输入的RF信号的频率，输出同相信号(In-phase信号；以下，简称为“I信号”)及与所述I信号具有90°的相位差的正交相位信号(Quadrature phase信号；以下，称为“Q信号”)。众所周知，由解调器106输出的I信号及Q信号具有与通过天线ANT输入的RF信号的频率和压控荡器112的输出频率之差相当的频率。
解调器106包括I混频器(I mixer)108和Q混频器(Q mixer)110，接收输入的RF信号和由压控荡器112输出的振荡信号进行处理，变换输入RF信号的频率。I混频器108和Q混频器110由晶体管等构成，变换RF信号的频率，并且分别输出I信号和Q信号，所述晶体管通过由压控荡器112输出的振荡信号及通过移相器114相移90°左右的振荡信号进行开/关。
另一方面，从解调器106输出的I信号及Q信号分别包含有以上提及的相位误差。为了校正如上所述的相位误差，在以往分别使用模拟数字转换器(Analog-DigitalConverter,ADC)116、120及数字信号处理器(Digital Signal Processor,DSP)118、122。从解调器106输出的I信号及Q信号分别通过ADC116、120变换为数字信号输入到DSP 118、112。DSP 118、112根据提前已设定的特定算法或者信号处理方法校正I信号及Q信号中的相位误差。通过如此处理，最终分别输出恢复的I信号I及Q信号Q。
如此，在使用如图1的以往的接收机的情况下，使用诸如ADC及DSP的模块是必须的。因为使用这种ADC及DSP，存在接收机的功耗非常严重且设计复杂的问题。尤其是，在用如图1的接收机解调通过BPSK(BiPhase Shift Keying，二相相移键控)调制的RF信号的情况下，还存在为了校正相位误差需要另外的正交相位信号的问题。
图2是示意性示出在以往的技术的RF通信系统中使用的另一接收机的结构的框图。
参照图2，以往的技术的接收机包括：天线ANT，用于接收RF信号；压控振荡器208，生成RF信号和具有预定频率的振荡信号；第一混频器202及第二混频器204，利用从压控荡器112输出的振荡信号及通过移相器206移相90°左右的振荡信号变换输入的RF信号的频率；低通滤波器212、214，在从第一混频器202及第二混频器204输出的信号中只过滤低于特定频率的频带的信号后进行输出；乘法器216，输出与从输出低通滤波器212、214输出的两个信号的乘积成比例的值；环路滤波器(Loop Filter)210，过滤从乘法器216输出的信号。振荡器208基于从环路滤波器210输出的信号生成振荡信号。通过如图2的结构的解调方式称为科斯塔斯环(Costas Loop)。
根据如图2的以往的技术，不使用ADC或者DSP也可校正RF信号的相位误差。但是，如图2的科斯塔斯环方式的接收机存在硬件设计非常复杂的问题。另外，还存在即使使用如图2的解调方式在校正相位误差方面始终需要额外的正交相位信号的问题。
发明内容
(要解决的问题)
本发明的目的在于提供在降低接收机的功耗的同时可简单设计接收机的相位同步装置。
另外，本发明的目的在于提供在恢复RF信号的过程中校正相位误差方面无需正交相位信号的相位同步装置。
本发明的目的不限于上述提及的目的，在未提及的本发明的其他目的及优点可通以下的说明去理解，而且通过本发明的实施例能够更加准确理解本发明。另外，能够容易了解到通过权力要求范围内的工具及其组合可实现本发明的目的及优点。
(解决问题的手段)
本发明的一实施例的相位同步装置包括：采样部，基于提前已设定的阈值电压值针对恢复的信号进行采样来输出采样值；移相控制部，利用基于所述采样值生成的直方图函数针对所述恢复的信号计算成本值，基于所述成本值决定最佳相位偏移值；及移相部，根据所述最佳相位偏移值移相振荡信号的相位。
在本发明的一实施例中，所述采样部将所述阈值电压值从最小阈值电压值改变到最大阈值电压值的同时针对所述恢复的信号进行采样。
另外，在本发明的一实施例中，所述相位同步装置还包括累积部，所述累积部累积所述采样值的输出次数，针对所述恢复的信号生成累积分布函数；所述直方图基于所述累积分布函数生成。
另外，在本发明的一实施例中，所述累积部在所述采样值中累积提前已设定的累积对象采样值的输出次数生成所述累积分布函数。
另外，在本发明的一实施例中，所述直方图函数是通过微分所述累积分布函数生成。
另外，在本发明的一实施例中，所述移相控制部基于所述直方图函数及提前已设定的阈值电压值计算所述成本值。
另外，在本发明的一实施例中，所述移相控制部利用以下(数学式1)计算所述成本值：
(数学式1)
Figure BDA0002541127830000041
(在此，W为所述成本值、θ为适用于所述恢复的信号的当前相位偏移值、-VC为第一中心阈值电压值、VC为第二中心阈值电压值、-VE为第一边缘阈值电压值、VE为第二边缘阈值电压值、α及β为提前已设定的常数、H为所述直方图函数)。
另外，在本发明的一实施例中，在基于所述当前相位偏移值计算的所述成本值为最小值时，所述移相控制部决定所述当前相位偏移值为所述最佳相位偏移值。
另外，在本发明的一实施例中，所述移相控制部按照提前已设定的周期改变所述当前相位偏移值的同时决定所述最佳相位偏移值。
另外，在本发明的一实施例中，所述恢复的信号包括I信号及Q信号中的至少一种。
(发明的效果)
根据本发明，相比于以往的，具有减少接收机的功耗的同时接收机设计更加简单的优点。
另外，根据本发明，具有在恢复无线信号的过程中校正相位误差方面不需要正交相位信号的优点。
附图说明
图1是示意性示出在以往的技术的RF通信系统中使用的接收机的结构的框图。
图2是示意性示出在以往的技术的RF通信系统中使用的另一接收机的结构的框图。
图3是示意性示出包括本发明的一实施例的相位同步装置的接收机的结构的框图。
图4示出由本发明的一实施例的相位同步装置的累积部生成的累积分布函数(Cumulative Distribution Function,CDF)的一示例的曲线图。
图5是示出表示基于图4的累积分布函数生成的直方图函数的曲线图。
图6示出表示接收相位误差最小的RF信号来恢复的信号的眼图的图。
图7示出基于接收相位误差最小的RF信号来恢复的信号生成的直方图函数。
图8示出表示接收相位误差最大的RF信号来恢复的信号的眼图的图。
图9示出基于接收相位误差最大的RF信号来恢复的信号生成的直方图函数。
图10是示出根据相位误差的成本值的变化的曲线图。
图11是示意性示出包括本发明的另一实施例的相位同步装置的接收机的结构的框图。
图12示出表示通过不包括本发明的相位同步装置的接收机恢复的信号的眼图的图。
图13示出表示通过包括本发明的相位同步装置的接收机恢复的信号的眼图的图。
具体实施方式
参照附图，以下将详细说明上述的目的、特征及优点，据此本发明所属技术领域具有常规知识的技术人员可容易实施本发明的技术思想。在对本发明的说明中，在判断与本发明相关的公知技术的具体说明使本发明的要点不清楚的情况下，将省略其详细说明。以下，将参照附图详细说明本发明的优选实施例。在附图中相同的附图标记用于表示相同或者类似的构件。
图3是示意性示出包括本发明的一实施例的相位同步装置的接收机的结构的框图。
参照图3，本发明的一实施例的接收机包括：低噪声放大器302、混频器304、第一缓冲器306、第二缓冲器308以及相位同步装置30。
通过天线ANT接收的RF信号首先输入到低噪声放大器302。低噪声放大器302将接收的RF信号的噪声最小化并放大后输出。通过低噪声放大器302放大的RF信号输入到混频器304。混频器304利用通过压控振荡器318生成的振荡信号变换由低噪声放大器302放大的RF信号的频率来输出恢复的信号D。
由混频器304输出的恢复的信号D经过第一缓冲器306及第二缓冲器308最终作为恢复的信号S输出。根据实施例，也可省略第一缓冲器306及第二缓冲器308，缓冲器的个数也可有所不同。
压控振荡器318基于从外部供应的参考信号Ref输出具有预定的频率的振荡信号。在本发明的一实施例中，由相位同步装置30调整由压控振荡器318输出的振荡信号的相位。被相位同步装置30调整相位的振荡信号在通过倍频器320调整频率之后输入到混频器304。根据实施例，倍频器320的倍频次数(例如，6)可有所不同。
另一方面，本发明的相位同步装置30以从第一缓冲器306输出的恢复的信号D为基础调整振荡信号的相位。通过如此的相位同步装置30调整振荡信号相位，校正通过天线ANT接收的RF信号中的相位误差。
参照图3，本发明的相位同步装置30包括：采样部310、累积部312、移相控制部314、移相部316。以下，参照图3至图10，详细说明本发明的相位同步装置30的功能及运作。
首先，采样部310基于提前设的阈值电压(Threshold Voltage)值针对恢复的信号D进行采样来输出采样值。以下，假设采样部310由1比特采样器的情况来进行说明。根据采样结果，1比特采样器输出具有1比特大小的采样值，即0或者1。采样部310基于从外部输入的时钟信号(CLK)可执行采样动作。
由1比特采样器构成的采样部310将恢复的信号的电压大小和提前已设定的阈值电压值比较，这种比较动作称为采样动作。例如，在恢复的信号的电压大小大于阈值电压值的情况下，采样部310输出1，否则输出0。
在本发明的一实施例中，采样部310将阈值电压值从提前设的最小阈值电压值变成至提前设定的最大阈值电压值的同时可对恢复的信号D进行采样。例如，采样部310在将阈值电压值从-100mV的最小阈值电压值每增加10mV直到达到100mV的最大阈值电压值期间基于各个阈值电压值可对恢复的信号D执行采样动作。
然后，累积部312累积由采样部310输出的采样值的输出次数，针对恢复的信号D生成累积分布函数(Cumulative Distribution Function,CDF)。在本发明的一实施例中，累积部312在由采样部310输出的采样值中累积提前设定的累积对象采样值的输出次数可生成累积分布函数。
图4示出由本发明的一实施例的相位同步装置的累积部生成的累积分布函数的一示例的曲线图。
在图4示出了累积分布函数，所述累积分布函数如下生成：采样部310在将阈值电压值从-100mV的最小阈值电压值每增加10mV直到达到100mV的最大阈值电压值期间基于各个阈值电压值对恢复的信号D执行采样动作结果中，在每个阈值电压值记录在所输出的采样值中作为累积对象采样值的“0”的次数。以下，举例说明了累积对象采样值设定为“0”的情况，但是根据实施例，累积对象采样值也可设定为“1”。
若通过累积部312生成如图4的累积分布函数，则累积部312或者移相控制部314微分累积分布函数生成直方图函数。图5示出表示基于图4的累积分布函数生成的直方图函数的曲线图。
另外，在本发明的另一实施例中，移相控制部314利用从采样部310输出的累积对象采样值也可直接生成如图5所示的直方图函数。在这种实施例中，相位同步装置30不包括累积部312。然后，移相控制部314基于之前生成的直方图函数决定最佳相位偏移值。在本发明中，最佳相位偏移值是指可将通过天线ANT输入的RF信号中的相位误差对最终恢复的信号S造成的影响最小化的相位偏移值。
在本发明的一实施例中，移相控制部314可基于之前生成的直方图函数及提前设定的阈值电压值可计算成本值。在此，阈值电压值可以是为了计算成本值而任意设定的值，包括第一中心阈值电压值、第二中心阈值电压值、第一边缘阈值电压值、第二边缘阈值电压值。
更加详细地说，移相控制部314利用以下(数学式1)可计算根据当前正在适用的相位偏移值的恢复的信号D的成本值：
(数学式1)
Figure BDA0002541127830000081
在数学式1中，W为成本值、θ为是适用于恢复的信号D的当前相位偏移值、-VC为第一中心阈值电压值、VC为第二中心阈值电压值、-VE为第一边缘阈值电压值、VE为第二边缘阈值电压值、H为之前生成的直方图函数。另外，α及β分别作为提前设定的常数，可具有0以上的值。根据在图5示出的直方图函数的形状，在α及β中也可只设定其中一个为0，也可设定α及β相互具有不同的值。
根据数学式1，本发明的成本值W可由从图5示出的直方图的第一中心阈值电压值-VC及第二中心阈值电压值VC之间的积分值减去两侧边缘部分的积分值(从-∞到第一边缘阈值电压值-VE之间的积分值及从第二边缘阈值电压值VE到∞之间的积分值中的至少一种)的值定义。
移相控制部314将针对在通过数学式1计算出的恢复的信号D适用的当前相位偏移值θ的成本值W(θ)与基于之前相位偏移值θ'计算的成本值W(θ')比较。移相控制部314通过比较结果决定使成本值具有最小值的相位偏移值为最佳相位偏移值。
为了如上所述的比较，移相控制部314在决定最佳相位偏移值之后也可通过移相部316按照提前设定的周期持续变更适用于振荡信号的相位偏移值，即当前相位偏移值。移相控制部314将如此变更的当前相位偏移值的成本值与之前计算的成本值比较，可持续检测出最佳的相位偏移值。
如上所述，本发明的移相控制部314基于成本值决定最佳偏移值是因为成本值根据RF信号中的相位误差导致的相位偏移值而发生变化。
图6示出表示在相位偏移值最小时接收RF信号来恢复的信号的眼图的图；图7示出基于在相位偏移值最小时接收RF信号来恢复的信号而生成的直方图函数；图8示出表示在相位偏移值最大时接收RF信号来恢复的信号的眼图的图；图9示出基于在相位偏移值最大时接收RF信号来恢复的信号而生成的直方图函数。
以供参照，眼图(Eye Pattern)是在特定时间单位内将特定信号的电平移动重叠在一个画面而示出的波形。这种重叠波形与人的眼睛相似，因此称为眼图，在信号未交叉的中心部分的以垂直、水平张开的区域称为眼开放(eye opening)。
因为相位误差等的影响在检测对象信号噪声越多则眼开放越小，相反地噪声少信号强度越好则眼开放越大。以眼开放为中心决定时钟时序和电平阈值(threshold)的参考电压，眼开放越大越干净，则体现出信号比特出错概率越良好。
以因为相位误差导致相位偏移值变最小的RF信号为基础恢复的信号的眼开放(参照图6)体现出大小比因为相位误差导致相位偏移值变最大的信号(图8)的眼开放更大。
在图7示出了直方图函数，针对如图6所示以因为相位误差导致相位偏移值变最小的RF信号为基础恢复的信号利用采样部310进行采样，之后微分利用累积部312生成的累积分布函数生成该直方图函数。另外，在图9示出了直方图函数，针对如图8所示以因为相位误差导致相位偏移值变最大的RF信号为基础恢复的信号利用采样部310进行采样，之后微分利用累积部312生成的累积分布函数生成该直方图函数。
在以因为相位误差导致相位偏移值变最小的RF信号为基础的直方图(图7)中可以确认到体现出第一中心阈值电压值-VC及第二中心阈值电压值VC之间的积分值相对小于边缘阈值电压值VE之后的区域的积分值。
相反地，在以因为相位误差导致相位偏移值变最大的RF信号为基础的直方图(图9)中可以确认到体现出第一中心阈值电压值-VC及第二中心阈值电压值VC之间的积分值相对大于边缘阈值电压值VE之后的区域的积分值。
因为如此的差异，体现出以因为的相位误差导致相位偏移值变最小的RF信号为基础恢复的信号的成本值小于以因为的相位误差导致相位偏移值变最大的RF信号为基础恢复的信号的成本值。
如图10整理了如上所述的相位偏移值和成本值之间的关系。图10是示出根据相位偏移值的成本值的变化的曲线图。如图10所示，本发明的成本值在相位偏移值为最小值(即，0)时体现出最小值，在相位偏移值为最大值(-π/2，π/2)时体现出最大值。
据此，本发明的移相控制部314将以针对通过适用当前相位偏移值θ的振荡信号恢复的信号D的直方图为基础计算出的成本值与之前计算出的成本值进行比较，通过比较结果决定与具有最小值的成本值相对应的当前相位偏移值θ为最佳相位偏移值。
在决定最佳相位偏移值之后，移相控制部314也可周期性地按照以前设的周期改变当前相位偏移值θ的同时计算之前说明的成本值以及执行其最佳相位偏移值决定过程。
在本发明的一实施例中，移相控制部314以无差别方式(brute force；即，随机)改变当前相位偏移值θ的同时可决定最佳相位偏移值。在其他实施例中，移相控制部314也可通过以最佳相位偏移值为中心以提前设定的间隔(例如，5°或者10°等)增加或者减少当前相位偏移值(θ)的方式改变当前相位偏移值。
重新参照图3，移相部316根据由移相控制部314决定的最佳相位偏移值来移相(shift)由压控振荡器318输出的振荡信号的相位。如上所述，在决定最佳相位偏移值之后移相控制部314也可周期性地改变相位偏移值θ，移相部316根据由移相控制部314改变的当前相位偏移值θ调整振荡信号的相位。
混频器304利用具有如上所述由移相部316以最佳相位偏移调整相位的相位的振荡信号变换由低噪声放大器302放大的RF信号的频率来输出恢复的信号D。如上所述，通过以最佳相位偏移调整相位的振荡信号恢复的信号D经过缓冲器306、308输出最终信号S，该最终信号S受到因为通过天线ANT接收的RF信号中的相位误差的影响最小。
图11是示意性示出包括本发明的另一实施例的相位同步装置的接收机的结构的框图。
本发明的相位同步装置30也可适用于在之前通过图1说明的接收机，该接收机通利用正交相位信号的调制方式恢复信号。如图11所示，本发明的相位同步装置30使通过天线ANT接收的RF信号基于经过第一低噪声放大器1102、第一混频器1104、第一缓冲器1106输出的第一恢复信号D1可决定最佳相位偏移值。
即，相位同步装置30以第一恢复信号D1为基础执行采样，根据采样结果生成直方图函数，基于生成的直方图函数计算如上所述的成本值，进而可决定基于成本值的最佳相位偏移值。
相位同步装置30以已决定的最佳相位偏移值为基础调整从压控振荡器1118供应的振荡信号的相位，将调整相位的振荡信号分别提供于第一混频器1104及移相器1120。移相器1120将调整相位的振荡信号的相位重新调整90°左右来供应于第二混频器1112。通过这种过程，获取校正通过天线ANT接收的RF信号中的相位误差的I信号及Q信号。
在图11示出了相位同步装置30基于第一恢复信号D1决定最佳相位偏移值的实施例，但是根据实施例，相位同步装置30也可基于经过第二低噪声放大器1110、第二混频器1112、第二缓冲器1114输出的第二恢复信号D2决定最佳相位偏移值。
在其他一实施例中，相位同步装置30将第一恢复信号D1及第二恢复信号D2全部利用也可决定最佳相位偏移值。在这一情况下，相位同步装置30计算将基于第一恢复信号D1计算出的成本值及基于第二恢复信号D2计算出的成本值相加的值的最小值，决定与该最小值相对应的当前相位偏移值为最佳相位偏移值。
适用到目前为止说明的本发明的相位同步装置30的接收机未使用在以往技术的接收机中使用的诸如ADC或者DSP的模块来校正相位误差，因此功耗少，并且容易设计接收机。尤其是，使用具有如图11的结构的接收机解调以BPSK方式调制的RF信号的情况下，具有不需要像以往一样用于校正相位误差的单独另外的正交相位信号的优点。
另外，适用本发明的相位同步装置30的接收机，即便与在图2示出的以往的接收机比较接收机的设计也更加容易并且不需要用于校正相位误差的单独的正交相位信号。
尤其是，本发明的相位同步装置与CMOS(Complementary Metal-OxideSemiconductor，互补金属氧化物半导体)相同具有功耗低的同时可实现体积或者面积小的模块的优点。
图12示出表示通过不包括本发明的相位同步装置的接收机恢复的信号的眼图的图。另外，图13示出表示通过包括本发明的相位同步装置的接收机恢复的信号的眼图的图。
如图12及图13所示，由不包括本发明的相位同步装置的接收机恢复的信号的眼张开大小小于由包括本发明的相位同步装置的接收机恢复的信号的眼开放的大小。这意味着使用适用本发明的相位同步装置的接收机的情况比使用未适用本发明的相位同步装置的接收机的情况可得到更加高品质的恢复的信号。
对于在本发明所属技术领域具有常规知识的人员来说，上述的本发明可在不超出本发明的技术思想的范围内可进行各种替换、变形及改变，因此本发明不得被上述的实施例及附图限定。

Claims (10)

1.一种相位同步装置，包括：
采样部，基于提前已设定的阈值电压值针对恢复的信号进行采样来输出采样值；
移相控制部，利用基于所述采样值生成的直方图函数针对所述恢复的信号计算成本值，基于所述成本值决定最佳相位偏移值；及
移相部，根据所述最佳相位偏移值移相振荡信号的相位。
2.根据权利要求1所述的相位同步装置，其特征在于，
所述采样部将所述阈值电压值从最小阈值电压值改变到最大阈值电压值的同时针对所述恢复的信号进行采样。
3.根据权利要求1所述的相位同步装置，其特征在于，还包括：
累积部，累积所述采样值的输出次数，针对所述恢复的信号生成累积分布函数；
所述直方图基于所述累积分布函数生成。
4.根据权利要求3所述的相位同步装置，其特征在于，
所述累积部在所述采样值中累积提前已设定的累积对象采样值的输出次数生成所述累积分布函数。
5.根据权利要求3所述的相位同步装置，其特征在于，
所述直方图函数是通过微分所述累积分布函数生成。
6.根据权利要求1所述的相位同步装置，其特征在于，
所述移相控制部基于所述直方图函数及提前已设定的阈值电压值计算所述成本值。
7.根据权利要求5所述的相位同步装置，其特征在于，
所述移相控制部利用以下(数学式1)计算所述成本值：
(数学式1)
Figure FDA0002541127820000011
(在此，W为所述成本值、θ为适用于所述恢复的信号的当前相位偏移值、-VC为第一中心阈值电压值、VC为第二中心阈值电压值、-VE为第一边缘阈值电压值、VE为第二边缘阈值电压值、α及β为提前已设定的常数、H为所述直方图函数)。
8.根据权利要求1所述的相位同步装置，其特征在于，
在基于适用于所述恢复的信号的所述当前相位偏移值计算的所述成本值为最小值时，所述移相控制部决定所述当前相位偏移值为所述最佳相位偏移值。
9.根据权利要求1所述的相位同步装置，其特征在于，
所述移相控制部按照提前已设定的周期改变所述当前相位偏移值的同时决定所述最佳相位偏移值。
10.根据权利要求1所述的相位同步装置，其特征在于，
所述恢复的信号包括I信号及Q信号中的至少一种。
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