TW201929474A - 相位同步裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明涉及相位同步裝置，更詳細地，涉及根據通過接收器接收的射頻（RF）信號校正所復原的信號的相位錯誤的隨機射頻相位同步系統（Stochastic RF Phase Synchronization System，SRFPS）。本發明一實施例的相位同步裝置包括：採樣部，根據預設的臨界電壓值對所復原的信號進行採樣並輸出採樣值；相位移動控制部，利用根據上述採樣值生成的直方圖函數來計算與上述所復原的信號有關的成本值，根據上述成本值決定最佳相位偏移值；以及相位移動部，根據上述最佳相位偏移值使振盪信號的相位產生移動。

Description

相位同步裝置
本發明涉及相位同步裝置，更詳細地，涉及根據通過接收器接收的射頻（RF）信號校正所復原的信號的相位錯誤的隨機射頻相位同步系統（Stochastic RF Phase Synchronization System，SRFPS）。
射頻（Radio Frequency）通信為利用電波向遠程地傳遞資訊的通信技術。通常，所要傳送的資訊為影像、聲音及文字等的數據，若利用信號標記它們，則限定在很低的頻帶。將這種具有原來的資訊信號的低頻帶稱為基帶（baseband）。若想要不通過傳輸線路傳輸基帶資訊，則需向能夠以電波的形態傳輸的高頻率的信號搬運資訊信號。將此過程稱為調製（modulation），用於搬運的高頻率的電波稱為載波（carrier）。
構成射頻通信系統的傳送器根據所要傳輸的影像、聲音及文字等數據信號將改變振幅、頻率或相位的調製波載於載波來作為射頻信號發送。接收通過傳送器發送的射頻信號的接收器從所接收的射頻信號抽出調製波來復原傳送器所要傳輸的數據信號，將這種復原過程稱為解調（demodulation）。
但是，由於傳送器與接收器之間的環境因素（例如，通過地形、地物產生的信號反射）或配置於傳送器及接收器的內部的各種元件的影響，產生從傳送器發送的射頻信號的相位錯誤。因此，在復原數據信號的過程中，接收器側需對所接收的射頻信號中所包含的相位錯誤進行校正。
圖1為簡要示出在現有技術的射頻通信系統中使用的接收器的結構的框圖。
參照圖1，現有技術的接收器包括：天線（ANT），用於接收射頻信號；低雜訊放大器（Low Noise Amplifier，LNA）104，使所接收的射頻信號的雜訊最小化並放大；電壓控制振盪器（Voltage Controlled Oscilator，VCO）112，生成具有規定的頻率的振盪信號；以及解調器106，利用從電壓控制振盪器112輸出的振盪信號和從低雜訊放大器104輸出的信號變換所輸入的射頻信號的頻率，輸出同相位信號（In-phase信號，以下稱為“I信號”）及與上述I信號具有90度的相位差的正交相位移信號（Quadrature phase信號，以下稱為“Q信號”）。眾所周知，從解調器106輸出的I信號及Q信號具有對應於通過天線輸入的射頻信號的頻率與電壓控制振盪器112的輸出頻率之間的差的頻率。
解調器106包括接收所輸入的射頻信號和從電壓控制振盪器112輸出的振盪信號並進行處理來變換輸入射頻信號的頻率的I混合器（I mixer）108和Q混合器（Q mixer）110。I混合器108和Q混合器110由通過從電壓控制振盪器112輸出的振盪信號及借助相位移動器114使相位移動90度的振盪信號開啟及關閉的電晶體等構成，來變換射頻信號的頻率，分別輸出I信號和Q信號。
另一方面，從解調器106輸出的I信號及Q信號分別包含之前提及的相位錯誤。為了補償如上所述的相位錯誤，在以往，分別使用模數轉換器（Analog-Digital Converter，ADC）116、120及數字信號處理器（Digital Signal Processor，DSP）118、122。從解調器106輸出的I信號及Q信號分別通過模數轉換器116、120變換為數字信號並向數字信號處理器118、112輸入。數字信號處理器118、112根據預設的特定演算法或信號處理方法補償包含在I信號及Q信號的相位錯誤。通過這種處理分別輸出最終復原的I信號I及Q信號Q。
如上所述，在使用如圖1所示的以往的接收器的情況下，必須使用模數轉換器及數字信號處理器等的模組。由於使用這種模數轉換器及數字信號處理器，因而存在接收器的電耗大且設計複雜的問題。尤其，在利用圖1所示的接收器解調通過雙相移鍵控（BPSK，BiPhase Shift Keying）調製的射頻信號的情況下，為了補償相位錯誤，需要額外的正交相位信號。
圖2為簡要示出在現有技術的射頻通信系統中使用的其他接收器的結構的框圖。
參照圖2，現有技術的接收器包括：天線，用於接收射頻信號；電壓控制振盪器208，生成射頻信號和具有規定的頻率的振盪信號；第一混合器202及第二混合器204，利用從電壓控制振盪器112輸出的振盪信號及通過相位移動器206使相位移動90度的振盪信號來變換所輸入的射頻信號的頻率；低通濾波器212、214，僅過濾並輸出從第一混合器202及第二混合器204輸出的信號中低於特定頻率的低頻帶的信號；乘法器216，輸出與從低通濾波器212、214輸出的2個信號的積成比例的值；環濾波器（Loop Filter）210，過濾從乘法器216輸出的信號。振盪器208根據從環濾波器210輸出的信號生成振盪信號。將根據如圖2所示的結構的解調方式稱為考斯特斯環路（Costas Loop）。
根據如圖2所示的現有技術，即使不使用模數轉換器或數字信號處理器也可補償射頻信號的相位錯誤。但是，如圖2所示的考斯特斯環路方式的接收器具有硬體設計非常複雜的問題。並且，即使使用如圖2所示的解調方式，在補償相位錯誤的過程中，依然需要額外的正交相位信號。
[發明所欲解決之問題]
本發明的目的在於，提供比以往減少接收器的耗電並使接收器的設計更簡單的相位同步裝置。
並且，本發明的目的在於，提供在復原射頻信號的過程中，在補償相位錯誤的過程中無需額外的正交相位信號的相位同步裝置。
本發明的目的並不局限於以上所提及的目的，可通過下述說明理解未提及的本發明的其他目的及優點，可通過本發明的實施例更加明確地理解。並且，本發明的目的及優點可通過發明要求保護範圍中示出的單元及其組合實現。
[解決問題之技術手段]
本發明一實施例的相位同步裝置包括：採樣部，根據預設的臨界電壓值對所復原的信號進行採樣並輸出採樣值；相位移動控制部，利用根據上述採樣值生成的直方圖函數來計算與上述所復原的信號有關的成本值，根據上述成本值決定最佳相位偏移值；以及相位移動部，根據上述最佳相位偏移值使振盪信號的相位產生移動。
在本發明的一實施例中，上述採樣部使上述臨界電壓值在最小臨界電壓值與最大臨界電壓值之間產生變化並對上述所復原的信號進行採樣。
並且，在本發明的一實施例中，上述相位同步裝置還包括累積上述採樣值的輸出次數來生成與上述所復原的信號有關的累積分佈函數的累積部，上述直方圖根據上述累積分佈函數生成。
並且，在本發明的一實施例中，上述累積部通過累積上述採樣值中的預設的累積對象採樣值的輸出次數來生成上述累積分佈函數。
並且，在本發明的一實施例中，上述直方圖函數通過對上述累積分佈函數進行微分來生成。
並且，在本發明的一實施例中，上述相位移動控制部根據上述直方圖函數及預設的邊界電壓值計算上述成本值。
並且，在本發明的一實施例中，上述相位移動控制部利用下述式1計算上述成本值， 式1：， 其中，W為上述成本值，θ為適用於上述所復原的信號的當前相位偏移值，-VC 為第一中央邊界電壓值，VC 為第二中央邊界電壓值，-VE 為第一邊界電壓值，VE 為第二邊界電壓值，α及β為預設的常數，H為上述直方圖函數。
並且，在本發明的一實施例中，當根據上述當前相位偏移值計算的上述成本值為最小值時，上述相位移動控制部將上述當前相位偏移值決定為上述最佳相位偏移值。
並且，在本發明的一實施例中，上述相位移動控制部根據預設的週期改變上述當前相位偏移值並決定上述最佳相位偏移值。
並且，在本發明的一實施例中，上述所復原的信號包括I信號及Q信號中的至少一種。為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
[對照先前技術之功效]
根據本發明，相比於以往，具有減少接收器的耗電並使接收器的設計更簡單的優點。
並且，根據本發明，在復原無線信號的過程中，具有在補償相位錯誤的過程中無需額外的正交相位信號的優點。
參照附圖對上述目的、特徵及優點進行詳細說明，由此，可便於本發明所屬技術領域的普通技術人員實施本發明的技術思想。在對本發明進行說明的過程中，若認為對於與本發明相關的公知技術的具體說明會不必要地混淆本發明的要旨，則省略其詳細說明。以下，參照附圖對本發明的優選實施例進行詳細說明。在附圖中，相同的附圖標記表示相同或類似的結構要素。
圖3為簡要示出包括本發明一實施例的相位同步裝置的接收器的結構的框圖。
參照圖3，本發明一實施例的接收器包括低雜訊放大器302、混合器304、第一緩衝器306、第二緩衝器308以及相位同步裝置30。
通過天線接收的射頻信號首先向低雜訊放大器302輸入。低雜訊放大器302使所接收的射頻信號的雜訊最小化並放大來輸出。通過低雜訊放大器302放大的射頻信號向混合器304輸入。混合器304利用通過電壓控制振盪器318生成的振盪信號變換通過低雜訊放大器302放大的射頻信號的頻率並輸出所復原的信號D。
通過混合器304輸出的所復原的信號D經由第一緩衝器306及第二緩衝器308最終作為所復原的信號S輸出。根據實施例，第一緩衝器306及第二緩衝器308可省略，緩衝器的數量也可不同。
電壓控制振盪器318根據從外部供給的基準信號（Ref）輸出具有規定的頻率的振盪信號。在本發明的一實施例中，通過電壓控制振盪器318輸出的振盪信號的相位被相位同步裝置30調節。通過相位同步裝置30調節相位的振盪信號被乘法器320調節頻率之後向混合器304輸入。乘法器320的乘數（例如，6）可根據實施例而不同。
另一方面，本發明的相位同步裝置30根據從第一緩衝器306輸出的所復原的信號D調節振盪信號的相位。通過如上所述的相位同步裝置30的振盪信號相位調節來補償通過天線接收的射頻信號中所包含的相位錯誤。
參照圖3，本發明的相位同步裝置30包括採樣部310、累積部312、相位移動控制部314以及相位移動部316。以下，參照圖3至圖10具體說明本發明的相位同步裝置30的功能及動作。
首先，採樣部310根據預設的臨界電壓（Threshold Voltage）值對所復原的信號D進行採樣並輸出採樣值。以下，假設採樣部310由1位採樣器構成來進行說明。1位採樣器根據採樣結果輸出具有1位的大小的採樣值，即，0或1。採樣部310可根據從外部輸入的時鐘信號（CLK）執行採樣工作。
由1位採樣器構成的採樣部310將所復原的信號的電壓大小與預設的臨界電壓值進行比較，將這種比較工作稱為採樣工作。例如，在採樣部310中，若所復原的信號的電壓大小大於臨界電壓值，則輸出1，若所復原的信號的電壓大小小於臨界電壓值，則輸出0。
在本發明的一實施例中，採樣部310可使臨界電壓值從預設的最小臨界電壓值至預設的最大臨界電壓值之間產生變化並對所復原的信號D進行採樣。例如，採樣部310可使臨界電壓值從-100mV的最小臨界電壓值每次增加10mV並達到100mV的最大臨界電壓值為止根據各自的臨界電壓值執行與所復原的信號D有關的採樣工作。
之後，累積部312累積從採樣部310輸出的採樣值的輸出次數生成與所復原的信號D有關的累積分佈函數（Cumulative Distribution Function，CDF）。在本發明的一實施例中，累積部312可累積通過採樣部310輸出的採樣值中的預設的累積對象採樣值的輸出次數來生成累積分佈函數。
圖4為示出通過本發明一實施例的相位同步裝置的累積部生成的累積分佈函數的一例的曲線圖。
圖4示出對採樣部310使臨界電壓值從-100mV的最小臨界電壓值每次增加10mV並達到100mV的最大臨界電壓值為止根據各自的臨界電壓值執行與所復原的信號D有關的採樣工作而輸出的採樣值中的作為累積對象採樣值輸出“0”的次數按照各自的臨界電壓值進行記錄並生成的累積分佈函數。以下，以累積對象採樣值設定為“0”的情況為例進行說明，根據實施例，還可將累積對象採樣值設定為“1”。
若通過累積部312生成如圖4的累積分佈函數，則累積部312或相位移動控制部314對累積分佈函數進行微分來生成直方圖函數。圖5示出根據圖4所示的累積分佈函數來生成的直方圖函數的曲線圖。
另一方面，在本發明的再一實施例中，相位移動控制部314還可利用從採樣部310輸出的累積對象採樣值直接生成如圖5所示的直方圖函數。在這種實施例中，相位同步裝置30不包括累積部312。之後，相位移動控制部314根據此前生成的直方圖函數決定最佳相位偏移值。在本發明中，最佳相位偏移值意味著可使包括於通過天線輸入的射頻信號的相位錯誤對最終所復原的信號S起到的影響最小化的相位偏移值。
在本發明的一實施例中，相位移動控制部314可根據之前生成的直方圖函數及預設的邊界電壓值計算成本值。其中，邊界電壓值為為了計算成本值而可任意設定的值，包括第一中央邊界電壓值、第二中央邊界電壓值、第一邊界電壓值以及第二邊界電壓值。
更具體地，相位移動控制部314可計算根據利用下述式1而當前適用中的相位偏移值的所復原的信號D的成本值。 [式1]
在式1中，W為成本值，θ為適用於所復原的信號D的當前相位偏移值，-VC 為第一中央邊界電壓值，VC 為第二中央邊界電壓值，-VE 為第一邊界電壓值，VE 為第二邊界電壓值，H為之前生成的直方圖函數。並且，α及β分別為預設的常數，可具有0以上的值。根據圖5所示的直方圖函數的形狀，α及β中僅一個可是定位0，α及β還可設定為互不相同的值。
根據式1，本發明的成本值（W）可定義為從圖5所示的直方圖的第一中央邊界電壓值（-VC ）與第二中央邊界電壓值（VC ）之間的積分值減兩側邊緣部分的積分值（從-∞至第一邊界電壓值（-VE ）之間的積分值及從第二邊界電壓值（VE ）至∞之間的積分值中的至少一種）的值。
相位移動控制部314對與適用於通過式1計算的所復原的信號D的當前相位偏移值（θ）有關的成本值（W（θ））與根據之前相位偏移值（θ'）計算的成本值（W（θ'））進行比較。相位移動控制部314將比較結果使成本值具有最小值的相位偏移值決定為最佳相位偏移值。
為了如上所述的比較，相位移動控制部314還可根據預設的週期持續變更在決定最佳相位偏移值之後將通過相位移動部316適用於振盪信號的相位偏移值，即，當前相位偏移值。相位移動控制部314對如山所述所變更的當前相位偏移值的成本值與之前計算的成本值進行比較來檢測最佳相位偏移值。
如上所述，本發明的相位移動控制部314根據成本值決定最佳偏移值是因為成本值根據包括於射頻信號的相位錯誤引起的相位偏移值變化。
圖6為示出通過在相位偏移值最小時接收射頻信號而復原的信號的眼狀圖案的示意圖，圖7示出根據在相位偏移值最小時接收射頻信號而復原的信號來生成的直方圖函數。並且，圖8為示出通過在相位偏移值最大時接收射頻信號而復原的信號的眼狀圖案的示意圖，圖9為示出根據在相位偏移值最大時接收射頻信號而復原的信號來生成的直方圖函數。
作為參照，眼狀圖案（Eye Pattern）為將特定信號強度移動流動在特定時間單位內在一個畫面重疊示出的波形。這種重疊波形像人眼，因此稱為眼狀圖案，將信號未交叉的中央部分的以垂直、水準張開的區域稱為眼開程度（eye opening）。
相位錯誤等的影響引起的特定對象信號的雜訊越多，眼開程度變小，相反，雜訊小而信號的強度越良好，眼開程度變大。以眼開程度為中心決定時鐘定時和強度臨界值（threshold）的基準電壓，眼開程度越大越乾淨，表示信號的比特出錯概率（BER）良好。
根據相位錯誤引起的相位偏移值最小的射頻信號所復原的信號的眼開程度（參照圖6）的大小比相位錯誤引起的相位偏移值最大的信號（圖8）的眼開程度大。
如圖6所示，圖7中示出利用採樣部310對根據相位錯誤引起的相位偏移值最小的射頻信號而復原的信號進行採樣並對利用累積部312生成的累積分佈函數進行微分而生成的直方圖函數。並且，如圖8所示，圖9中示出利用採樣部310對根據相位錯誤引起的相位偏移值最大的射頻信號而復原的信號進行採樣並對利用累積部312生成的累積分佈函數進行微分而生成的直方圖函數。
在根據相位錯誤引起的相位偏移值最小的射頻信號的直方圖（圖7）中，可以確認，第一中央邊界電壓值（-VC ）與第二中央邊界電壓值（VC ）之間的積分值比邊界電壓值（VE ）之後區域的積分值相對小。
相反，在根據相位錯誤引起的相位偏移值最大的射頻信號的直方圖（圖9）中，可以確認，第一中央邊界電壓值（-VC ）與第二中央邊界電壓值（VC ）之間的積分值比邊界電壓值（VE ）之後區域的積分值相對大。
由於如上所述的差異，根據相位錯誤引起的相位偏移值最小的射頻信號所復原的信號的成本值比根據相位錯誤引起的相位偏移值最大的射頻信號所復原的信號的成本值小。
如上所述的相位偏移值與成本值之間的關係如圖10。圖10為示出基於相位偏移值的成本值的變化的曲線圖。如圖10所示，本發明的成本值當相位偏移值為最小值，即，0時示出最小值，當相位偏移值為最大值（-π/2、π/2）時示出最大值。
因此，本發明的相位移動控制部314對通過適用當前相位偏移值（θ）的振盪信號根據與所復原的信號D有關的直方圖計算的成本值與之前計算的成本值進行比較，將與比較結果具有最小值的成本值相對應的當前相位偏移值（θ）決定為最佳相位偏移值。
在決定最佳相位偏移值之後，相位移動控制部314根據預設的週期使當前相位偏移值（θ）變化並週期性地執行之前說明的成本值計算及根據其的最佳相位偏移值決定過程。
在本發明的一實施例中，相位移動控制部314以無差別方式（brute force）隨機變化當前相位偏移值（θ）並決定最佳相位偏移值。在另一實施例中，相位移動控制部314以最佳相位偏移值為中心能夠以預設的間隔（例如，5度或10度等）增加或減少當前相位偏移值（θ）的方式變化當前相位偏移值。
再次參照圖3，相位移動部316根據通過相位移動控制部314決定的最佳相位偏移值使通過電壓控制振盪器318輸出的振盪信號移（shift）。如上所述，在決定最佳相位偏移值之後，相位移動控制部314可週期性地使相位偏移值（θ）變化，相位移動部316根據通過相位移動控制部314變換的當前相位偏移值（θ）調節振盪信號的相位。
混合器304利用如上所述的通過相位移動部316具有以最佳相位偏移調節的相位的振盪信號變換通過低雜訊放大器302放大的射頻信號的頻率來輸出所復原的信號D。如上所述，通過以最佳相位偏移調節相位的振盪信號中使所復原的信號D經由緩衝器306、308輸出的最終信號S具有最小限度地包括於通過天線接收的射頻信號的相位錯誤的影響。
圖11為簡要示出包括本發明另一實施例的相位同步裝置的接收器的結構的框圖。
本發明的相位同步裝置30還可適用於利用通過圖1說明的正交相位信號的調製方式復原信號的接收器。如圖11所示，本發明的相位同步裝置30可使通過天線接收的射頻信號經根據經由第一低雜訊放大器1102、第一混合器1104、第一緩衝器1106輸出的第一復原信號D1決定最佳相位偏移值。
即，相位同步裝置30根據第一復原信號D1執行採樣，根據採樣結果生成直方圖函數，根據所生成的直方圖函數計算如上所述的成本值，從而可決定根據成本值的最佳相位偏移值。
相位同步裝置30根據所決定的最佳相位偏移值調節從電壓控制振盪器1118供給的振盪信號的相位，將調節相位的振盪信號分別向第一混合器1104及相位移動器1120供給。相位移動器1120將調節相位的振盪信號的相位再次調節90度並向第二混合器1112供給。通過這種過程，獲取補償包括於通過天線接收的射頻信號的相位錯誤的I信號及Q信號。
圖11中示出相位同步裝置30根據第一復原信號D1決定最佳相位偏移值的實施例，根據實施例，相位同步裝置30還可根據經由第二低雜訊放大器1110、第二混合器1112、第二緩衝器1114輸出的第二復原信號D2決定最佳相位偏移值。
在另一實施例中，相位同步裝置30還可利用第一復原信號D1及第二復原信號D2兩者來決定最佳相位偏移值。在此情況下，相位同步裝置30計算在根據第一復原信號D1計算的成本值加上根據第二復原信號D2計算的成本值的值的最小值，將與此最小值相對應的當前相位偏移值決定為最佳相位偏移值。
適用之前說明的本發明的相位同步裝置30的接收器為了補償相位錯誤不使用如在現有技術的接收器中使用的模數轉換器或數字信號處理器的模組，因此耗電少且容易設計接收器。尤其，在使用具有如圖11的構成的接收器對以雙相移鍵控方式調製的射頻信號進行解調的情況下，無需如以往為了補償相位錯誤需要額外的正交相位信號。
並且，即使對適用本發明的相位同步裝置30的接收器與圖2所示的以往的接收器進行比較，也容易設計接收器，無需為了補償相位錯誤需要額外的正交相位信號。
尤其，本發明的相位同步裝置可作為如互補金屬氧化物半導體（CMOS，Complementary Metal-Oxide Semiconductor）耗電少且體積或面積小的模組實現。
圖12為示出通過不包括本發明的相位同步裝置的接收器呈現所復原的信號的眼狀圖案的示意圖。並且，圖13為示出通過包括本發明的相位同步裝置的接收器呈現所復原的信號的眼狀圖案的示意圖。
如圖12及圖13所示，通過不包括本發明的相位同步裝置的接收器呈現的所復原的信號的眼開程度的大小小於通過包括本發明的相位同步裝置的接收器呈現的所復原的信號的眼開程度的大小。這意味著，相比於使用未適用本發明的相位同步裝置的接收器的情況，使用適用本發明的相位同步裝置的接收器的情況可獲取更高品質的所復原的信號。
本發明所屬技術領域的普通技術人員可在不超過本發明的技術思想的範圍內對如上所述的本發明進行各種取代、變形及變更，因此，本發明並不限定於如上所述的實施例及附圖。
100‧‧‧電子裝置
104、302‧‧‧低雜訊放大器
106‧‧‧解調器
108‧‧‧I混合器
110‧‧‧Q混合器
112、208、318、1118‧‧‧電壓控制振盪器
114、206、1120‧‧‧相位移動器
116、120‧‧‧模數轉換器
118、122‧‧‧數字信號處理器
202、1104‧‧‧第一混合器
204、1112‧‧‧第二混合器
210‧‧‧環濾波器
212‧‧‧低通濾波器
214‧‧‧低通濾波器
216、320‧‧‧乘法器
304‧‧‧混合器
306、1106‧‧‧第一緩衝器
308、1114‧‧‧第二緩衝器
310‧‧‧採樣部
312‧‧‧累積部
314‧‧‧相位移動控制部
316‧‧‧相位移動部
1102‧‧‧第一低雜訊放大器
1110‧‧‧第二低雜訊放大器
CLK‧‧‧時鐘信號
D1‧‧‧第一復原信號
D2‧‧‧第二復原信號
D、S‧‧‧信號
I‧‧‧I信號
Q‧‧‧Q信號
VC ‧‧‧第二中央邊界電壓值
-VC‧‧‧第一中央邊界電壓值
VE‧‧‧第二邊界電壓值
-VE‧‧‧第一邊界電壓值
W‧‧‧成本值
θ‧‧‧相位偏移值
圖1為簡要示出在現有技術的射頻通信系統中使用的接收器的結構的框圖。 圖2為簡要示出在現有技術的射頻通信系統中使用的其他接收器的結構的框圖。 圖3為簡要示出包括本發明一實施例的相位同步裝置的接收器的結構的框圖。 圖4為示出通過本發明一實施例的相位同步裝置的累積部生成的累積分佈函數（Cumulative Distribution Function，CDF）的一例的曲線圖。 圖5為示出根據圖4所示的累積分佈函數來生成的直方圖函數的曲線圖。 圖6為示出通過接收相位錯誤最小的射頻信號來復原的信號的眼狀圖案的示意圖。 圖7示出根據通過接收相位錯誤最小的射頻信號復原的信號來生成的直方圖函數。 圖8為示出通過接收相位錯誤最大的射頻信號來復原的信號的眼狀圖案的示意圖。 圖9示出根據通過接收相位錯誤最大的射頻信號復原的信號來生成的直方圖函數。 圖10為示出基於相位錯誤的成本值的變化的曲線圖。 圖11為簡要示出包括本發明另一實施例的相位同步裝置的接收器的結構的框圖。 圖12為示出通過不包括本發明的相位同步裝置的接收器呈現所復原的信號的眼狀圖案的示意圖。 圖13為示出通過包括本發明的相位同步裝置的接收器呈現所復原的信號的眼狀圖案的示意圖。

Claims (10)

  1. 一種相位同步裝置，其中，包括： 採樣部，根據預設的臨界電壓值對所復原的信號進行採樣並輸出採樣值； 相位移動控制部，利用根據上述採樣值生成的直方圖函數來計算與上述所復原的信號有關的成本值，根據上述成本值決定最佳相位偏移值；以及 相位移動部，根據上述最佳相位偏移值使振盪信號的相位產生移動。
  2. 如請求項1之相位同步裝置，其中，上述採樣部使上述臨界電壓值在最小臨界電壓值與最大臨界電壓值之間產生變化並對上述所復原的信號進行採樣。
  3. 如請求項1之相位同步裝置，其中， 還包括累積上述採樣值的輸出次數來生成與上述所復原的信號有關的累積分佈函數的累積部， 上述直方圖根據上述累積分佈函數生成。
  4. 如請求項3之相位同步裝置，其中，上述累積部通過累積上述採樣值中的預設的累積對象採樣值的輸出次數來生成上述累積分佈函數。
  5. 如請求項3之相位同步裝置，其中，上述直方圖函數通過對上述累積分佈函數進行微分來生成。
  6. 如請求項1之相位同步裝置，其中，上述相位移動控制部根據上述直方圖函數及預設的邊界電壓值計算上述成本值。
  7. 如請求項5之相位同步裝置，其中， 上述相位移動控制部利用下述式1計算上述成本值， 式1：， 其中，W為上述成本值，θ為適用於上述所復原的信號的當前相位偏移值，-VC 為第一中央邊界電壓值，VC 為第二中央邊界電壓值，-VE 為第一邊界電壓值，VE 為第二邊界電壓值，α及β為預設的常數，H為上述直方圖函數。
  8. 如請求項1之相位同步裝置，其中，當根據適用於上述所復原的信號的當前相位偏移值計算的上述成本值為最小值時，上述相位移動控制部將上述當前相位偏移值決定為上述最佳相位偏移值。
  9. 如請求項1之相位同步裝置，其中，上述相位移動控制部根據預設的週期改變上述當前相位偏移值並決定上述最佳相位偏移值。
  10. 如請求項1之相位同步裝置，其中，上述所復原的信號包括I信號及Q信號中的至少一種。
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