JP6194551B2 - 干渉抑圧回路及び干渉抑圧方法 - Google Patents

Description

本発明は、交差偏波成分の除去に用いて好適な干渉抑圧回路及び干渉抑圧方法に関する。

同一周波数帯において、偏波の異なる２種類の電波（垂直偏波（Ｖ偏波）及び水平偏波（Ｈ偏波））を使用し、データの送受信を行なう無線通信システムが知られている。このような無線通信システムでは、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号のそれぞれの偏波に対応するアンテナを用いることで、Ｖ偏波信号とＨ偏波信号のそれぞれで独立なデータ通信が行える。このため、周波数の利用効率を向上させることができる。

このような無線通信システムでは、同一周波数の異偏波の信号の間に干渉が生じる。このため、例えば特許文献１に示されるように、異偏波の信号の干渉を補償するために交差偏波干渉キャンセラ（ＸＰＩＣ：Cross Polarization Interference Canceller）が設けられている。特許文献１に記載されているように、このような交差偏波干渉キャンセラは、基本的には、異偏波の受信信号から干渉レプリカ信号を生成し、自偏波の受信信号から干渉レプリカ信号を減算することで、自偏波の受信信号中の異偏波信号成分を除去するように構成されている。

特開２０００−１６５３３９号公報

特許文献１に開示されているように、従来では、交差偏波干渉キャンセラにおいて異偏波の干渉をキャンセルするために、送信時に自偏波のキャリア信号と異偏波のキャリア信号とを同期させるか（送信ＬＯ同期方式）、又は、受信時に自偏波のキャリア信号と異偏波のキャリア信号とを同期させる（受信ＬＯ同期方式）必要がある。受信ＬＯ方式では、送信側のキャリア信号を同期させる必要がないため、送信側の回路構成が簡単になるというメリットがあるが、受信側の回路規模が増大するというデメリットがある。これに対して、送信ＬＯ同期方式では、復調器は本来の信号復調用だけですむため受信側の構成は簡単になるが、送信側の回路構成が複雑になるというデメリットがある。

そこで、送信側でも受信側でも、自偏波側と異偏波側とでキャリア信号を全て独立して設定できるようにすることが要望される。しかしながら、この場合、自偏波受信側に混在する異偏波の干渉をキャンセルする際に、自偏波に混在する異偏波の受信キャリア信号と異偏波の受信キャリア信号との周波数誤差を補償する必要がある。自偏波側の復調器では、自偏波側の異偏波の受信キャリア信号と異偏波側の受信キャリア信号との周波数誤差を検出することは難しい。このため、従来では、異偏波の干渉を十分にキャンセルできないという問題が生じている。

上述の課題を鑑み、本発明は、自偏波側と異偏波側とでキャリア信号を全て独立して設定しても、異偏波の干渉を十分にキャンセルできるようにした干渉抑圧回路及び干渉抑圧方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するために、本発明の一態様に係る干渉抑圧回路は、自偏波側の異偏波成分を除去するための干渉レプリカ信号を生成する線形フィルタと、自偏波側の受信信号から前記干渉レプリカ信号を減算して、前記受信信号中に含まれる異偏波成分を除去する減算部と、前記線形フィルタのタップ係数値を基に、主偏波の受信側に混在する異偏波の受信キャリア信号と異偏波側の受信キャリア信号の周波数差である異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償するキャリア再生部と、を備え、前記キャリア再生部は、前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値に基づいた値であって前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を抽出するための値の虚数部の符号から、前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転方向を推定し、推定した位相回転方向を基に前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償することを特徴とする。

また、本発明の一態様に係る干渉抑圧回路において、前記キャリア再生部は、前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値から前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する平均の位相回転量を推定し、推定した前記位相回転量を基に異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償するようにしてもよい。

また、本発明の一態様に係る干渉抑圧回路において、前記キャリア再生部は、前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値から前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を推定し、推定した前記位相回転量を基に当該異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償するようにしてもよい。

本発明に係る干渉抑圧方法は、線形フィルタが、自偏波側の異偏波成分を除去するための干渉レプリカ信号を生成する手順と、減算部が、自偏波側の受信信号から前記干渉レプリカ信号を減算して、前記受信信号中に含まれる異偏波成分を除去する手順と、キャリア再生部が、前記線形フィルタのタップ係数値を基に、主偏波の受信側に混在する異偏波の受信キャリア信号と異偏波側の受信キャリア信号の周波数差である異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する手順と、を含み、前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する手順では、前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値に基づいた値であって前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を抽出するための値の虚数部の符号から、前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転方向を推定し、推定した位相回転方向を基に前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償することを特徴とする。

本発明によれば、線形フィルタのタップ係数値を基に、異偏波間キャリア周波数オフセットを補償することができるため、自偏波側と異偏波側とでキャリア信号を全て独立して設定しても、異偏波の干渉を十分にキャンセルできる。

本発明が適用できる無線通信システムの送信系の一例の構成を示すブロック図である。 本発明が適用できる無線通信システムの受信系の一例の構成を示すブロック図である。 送信系１と受信系２との伝送路の特性の一例である。 本発明の実施形態に係る交差偏波干渉キャンセラの基本構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る交差偏波干渉キャンセラにおける異偏波キャンセルの説明図である。 本発明が適用できる無線通信システムの送信系の他の例の構成を示すブロック図である。 本発明が適用できる無線通信システムの受信系の他の例の構成を示すブロック図である。 本発明が適用できる無線通信システムの受信系の他の例における交差偏波干渉キャンセラの構成を示すブロック図である。 本発明が適用できる無線通信システムの受信系の他の例における交差偏波干渉キャンセラのＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。 本発明の効果を説明するためのシミュレーションモデルの説明図である。 本発明の効果を説明するためのグラフである。 本発明の効果を説明するためのグラフである。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１及び図２は、本発明が適用できる無線通信システムの送信系及び受信系の一例の構成を示すものである。

図１において、送信系１は、変調器１１ａ及び１１ｂと、Ｄ／Ａ（ディジタル−アナログ・コンバータ）１２ａ及び１２ｂと、直交変調器１３ａ及び１３ｂと、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）送信部１４ａ及び１４ｂと、アンテナ１５ａ及び１５ｂを有している。変調器１１ａ、Ｄ／Ａ１２ａ、直交変調器１３ａ、ＲＦ送信部１４ａ、アンテナ１５ａは、Ｖ偏波（垂直偏波）信号の送信を行うものである。アンテナ１５ａとしては、垂直偏波のアンテナが使用される。変調器１１ｂ、Ｄ／Ａ１２ｂ、直交変調器１３ｂ、ＲＦ送信部１４ｂ、アンテナ１５ｂは、Ｈ偏波（水平偏波）信号の送信を行うものである。アンテナ１５ｂとしては、水平偏波のアンテナが使用される。

変調器１１ａには、Ｖ偏波のデータが供給される。変調器１１ａは、例えばＱＰＳＫ(Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ)変調を行う。すなわち、変調器１１ａは、Ｖ偏波のデータをＱＰＳＫ変調の規則に従ってＩＱ平面上にマッピングして、ＩＱベースバンド信号を生成する。変調器１１ａの出力信号は、Ｄ／Ａ１２ａを介してアナログ信号に変換された後、直交変調器１３ａに供給される。直交変調器１３ａは、互いに直交するキャリア信号により、Ｉ軸及びＱ軸の変調信号を直交変調し、直交変調出力信号を生成する。この直交変調出力信号がＲＦ送信部１４ａに供給される。ＲＦ送信部１４ａは、直交変調器１３ａからの直交変調出力信号を所望の搬送波周波数に変換し、電力増幅して、アンテナ１５ａから、Ｖ偏波信号として送信する。

変調器１１ｂには、Ｈ偏波のデータが供給される。変調器１１ｂは、例えばＱＰＳＫ変調を行う。変調器１１ｂの出力信号は、Ｄ／Ａ１２ｂを介してアナログ信号に変換された後、直交変調器１３ｂに供給される。直交変調器１３ｂは、互いに直交するキャリア信号により、Ｉ軸及びＱ軸の変調信号を直交変調し、直交変調出力信号を生成する。この直交変調出力信号がＲＦ送信部１４ｂに供給される。ＲＦ送信部１４ｂは、直交変調器１３ｂからの直交変調出力信号を所望の搬送波周波数に変換し、電力増幅して、アンテナ１５ｂから、Ｈ偏波信号として送信する。

図１に示すように、この例では、直交変調器１３ａ及び１３ｂにそれぞれ供給されるキャリア信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立している。また、Ｄ／Ａ１２ａ及び１２ｂに供給されるクロック信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで共通している。

図２に示すように、受信系２は、アンテナ２１ａ及び２１ｂと、ＲＦ受信部２２ａ及び２２ｂと、直交復調器２３ａ及び２３ｂと、Ａ／Ｄ（アナログーディジタル・コンバータ）２４ａ及び２４ｂと、交差偏波干渉キャンセラ（ＸＰＩＣ：Ｃｒｏｓｓ Ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ）２５ａ及び２５ｂと、復調器２６ａ及び２６ｂとを有している。アンテナ２１ａ、ＲＦ受信部２２ａ、直交復調器２３ａ、Ａ／Ｄ２４ａ、ＸＰＩＣ２５ａ、復調器２６ａは、Ｖ偏波信号の受信を行うものである。アンテナ２１ａとしては、垂直偏波のアンテナが使用される。アンテナ２１ｂ、ＲＦ受信部２２ｂ、直交復調器２３ｂ、Ａ／Ｄ２４ｂ、ＸＰＩＣ２５ｂ、復調器２６ｂは、Ｈ偏波信号の受信を行うものである。アンテナ２１ｂとしては、水平偏波のアンテナが使用される。

アンテナ２１ａは、アンテナ１５ａからのＶ偏波信号を受信する。ＲＦ受信部２２ａは、アンテナ２１ａで受信したＶ偏波信号を増幅し、所望の中間周波信号に変換する。ＲＦ受信部２２ａの出力信号は、直交復調器２３ａに供給され、Ｖ偏波の受信信号は、ＩＱベースバンド信号に復調される。直交復調器２３ａの出力信号は、Ａ／Ｄ２４ａでディジタル信号に変換され、ＸＰＩＣ２５ａに供給される。ＸＰＩＣ２５ａは、Ｖ偏波の受信信号中の異偏波（Ｈ偏波）の信号による干渉をキャンセルする。ＸＰＩＣ２５ａの出力信号は、復調器２６ａに供給される。復調器２６ａは、例えばＱＰＳＫの復調を行い、Ｖ偏波データを復調する。

アンテナ２１ｂは、アンテナ１５ｂからのＨ偏波信号を受信する。ＲＦ受信部２２ｂは、アンテナ２１ｂで受信したＨ偏波信号を増幅し、所望の中間周波信号に変換する。ＲＦ受信部２２ｂの出力信号は、直交復調器２３ｂに供給され、Ｈ偏波の受信信号は、ＩＱベースバンド信号に復調される。直交復調器２３ｂの出力信号は、Ａ／Ｄ２４ｂでディジタル信号に変換され、ＸＰＩＣ２５ｂに供給される。ＸＰＩＣ２５ｂは、Ｈ偏波の受信信号中の異偏波（Ｖ偏波）の信号による干渉をキャンセルする。ＸＰＩＣ２５ｂの出力信号は、復調器２６ｂに供給される。復調器２６ｂは、例えばＱＰＳＫの復調を行い、Ｈ偏波データを復調する。

図２に示すように、この例では、直交復調器２３ａ及び２３ｂにそれぞれ供給されるキャリア信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立している。また、Ａ／Ｄ２４ａ及び２４ｂに供給されるクロック信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで共通している。

このように、図１及び図２に示す無線通信システムでは、Ｖ偏波とＨ偏波との両方の偏波信号を、同一の周波数帯で同時に使用して通信を行うことができる。これにより、周波数利用効率が向上される。また、この例では、上述したように、送信系１及び受信系２で用いるキャリア信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立した構成とされている。なお、クロック信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで共通とされている。

次に、このような無線通信システムに用いられるＸＰＩＣ２５ａ及び２５ｂについて説明する。

図１及び図２に示したような無線通信システムでは、Ｖ偏波信号は、アンテナ１５ａから送信され、アンテナ２１ａで受信される。また、Ｈ偏波信号は、アンテナ１５ｂから送信され、アンテナ２１ｂで受信される。しかしながら、アンテナ２１ａは、アンテナ１５ａから送信されたＶ偏波信号ばかりでなく、アンテナ１５ｂから送信されたＨ偏波信号も受信する。このため、その交差偏波となるＨ偏波により、異偏波の干渉が生じる。

同様に、アンテナ２１ｂは、アンテナ１５ｂからのＨ偏波信号ばかりでなく、アンテナ１５ａからのＶ偏波信号も受信する。このため、Ｈ偏波信号を自偏波信号とすると、その交差偏波となるＶ偏波により、異偏波の干渉が生じる。

ＸＰＩＣ２５ａ及び２５ｂは、このような異偏波の信号による干渉をキャンセルするものである。ＸＰＩＣ２５ａ及び２５ｂは、基本的には、異偏波の受信信号から干渉レプリカ信号を生成し、自偏波の受信信号から干渉レプリカ信号を減算することで、受信信号中の異偏波の信号成分を除去するように構成されている。

図３は、送信系１と受信系２との伝送路の特性の一例である。図３において、ｇ_ＶＶ（ｔ）は、Ｖ偏波のアンテナ１５ａからのＶ偏波信号がＶ偏波のアンテナ２１ａで受信される間の伝送特性を示す。ｇ_ＶＨ（ｔ）は、Ｖ偏波のアンテナ１５ａからのＶ偏波信号がＨ偏波のアンテナ２１ｂで受信される間の伝送特性を示す。ｇ_ＨＨ（ｔ）は、Ｈ偏波のアンテナ１５ｂからのＨ偏波信号がＨ偏波のアンテナ２１ｂで受信される間の伝送特性を示す。ｇ_ＨＶ（ｔ）は、Ｈ偏波のアンテナ１５ｂからのＨ偏波信号がＶ偏波のアンテナ２１ａで受信される間の伝送特性を示す。
また、図１及び図２では、ＲＦ送信部１４ａ及び１４ｂ、ＲＦ受信部２２ａ及び２２ｂにおいて、直交変調器１３ａ及び１３ｂ、直交復調器２３ａ及び２３ｂにあるローカルキャリアが別に存在し、周波数オフセットΔｆ_ｔｖなどは、ＲＦ送信部１４ａ及び１４ｂと直交変調器１３ａ及び１３ｂと合わせた周波数オフセットである。

図３において、アンテナ２１ａは、アンテナ１５ａから送信されるＶ偏波（自偏波）信号を受信する。また、アンテナ２１ａは、アンテナ１５ｂから送信されるＨ偏波（異偏波）信号も受信する。Ｖ偏波のアンテナ１５ａから送信され、Ｖ偏波のアンテナ２１ａで受信される信号は、伝送特性ｇ_ＶＶ（ｔ）の影響を受ける。また、Ｈ偏波のアンテナ１５ｂから送信され、Ｖ偏波のアンテナ２１ａで受信される信号は、伝送特性ｇ_ＨＶ（ｔ）の影響を受ける。

同様に、アンテナ２１ｂは、アンテナ１５ｂから送信されるＨ偏波（自偏波）信号を受信する。また、アンテナ２１ｂは、アンテナ１５ａから送信されるＶ偏波（異偏波）信号も受信する。アンテナ１５ｂから送信され、アンテナ２１ｂで受信される信号は、伝送特性ｇ_ＨＨ（ｔ）の影響を受ける。また、アンテナ１５ａから送信され、アンテナ２１ｂで受信される信号は、伝送特性ｇ_ＶＨ（ｔ）の影響を受ける。

Ｖ偏波の変調信号をｓ_Ｖ（ｔ）、Ｖ偏波の送信キャリア信号（基準からの周波数誤差）をΔｆ_ｔＶとすると、直交変調器１３ａからのＶ偏波の直交変調信号は、
ｓ_Ｖ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ_ｔＶｔ）
として表せる。また、Ｈ偏波の変調信号をｓ_Ｈ（ｔ）、Ｈ偏波の送信キャリア信号（基準からの周波数誤差）をΔｆ_ｔＨとすると、直交変調器１３ｂからのＨ偏波直交変調信号は、
ｓ_Ｈ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆ_ｔＨｔ）
として表せる。

アンテナ２１ａは、伝送特性ｇ_ＶＶ（ｔ）の影響を受けたＶ偏波（自偏波）信号と、伝送特性ｇ_ＨＶ（ｔ）の影響を受けたＨ偏波（異偏波）信号とを受信する。この受信信号は、直交復調器２３ａに入力される。Ｖ偏波の受信キャリア信号（基準からの周波数誤差）をΔｆ_ｒＶとすると、直交復調器２３ａからのＶ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）は、次式（１）のように表せる。

また、アンテナ２１ｂは、伝送特性ｇ_ＨＨ（ｔ）の影響を受けたＨ偏波（自偏波）信号と、伝送特性ｇ_ＶＨ（ｔ）の影響を受けたＶ偏波（異偏波）信号とを受信する。この受信信号は、直交復調器２３ｂに入力される。Ｈ偏波の受信キャリア信号（基準からの周波数誤差）をΔｆ_ｒＨとすると、直交復調器２３ｂからのＨ偏波の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）は、次式（２）のように表せる。

ただし、式（１）および式（２）において、ｓ_Ｖ（ｔ）はＶ偏波変調信号、ｓ_Ｈ（ｔ）はＨ偏波変調信号、Δｆ_ｔＶはＶ偏波送信キャリア周波数誤差、Δｆ_ｔＨはＨ偏波送信キャリア周波数誤差、Δｆ_ｒＶはＶ偏波受信キャリア周波数誤差、Δｆ_ｒＨはＨ偏波受信キャリア周波数誤差である。また、ｇ_ＶＶ（ｔ）はＶ偏波からＶ偏波への伝搬路インパルス応答、ｇ_ＶＨ（ｔ）はＶ偏波からＨ偏波への伝搬路インパルス応答、ｇ_ＨＨ（ｔ）はＨ偏波からＨ偏波への伝搬路インパルス応答、ｇ_ＨＶ（ｔ）はＨ偏波からＶ偏波への伝搬路インパルス応答である。
ν_V（ｔ）はＶ偏波側の受信機雑音（複素ＡＷＧＮ）、ν_Ｈ（ｔ）はＨ偏波側の受信機雑音（複素ＡＷＧＮ）である。また、丸の中に×で示す記号は、畳み込み演算子である。
式（１）を展開して整理すると、Ｖ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）は、次式（３）のように表せる。

上式より、Ｖ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）は、右辺第１項のＶ偏波の変調信号ｓ_Ｖ（ｔ）の成分と、右辺第２項のＨ偏波の変調信号ｓ_Ｈ（ｔ）の成分と、右辺第３項の雑音ν_Ｖ（ｔ）とからなる。右辺第２項のＨ偏波の変調信号ｓ_Ｈ（ｔ）の成分が異偏波による交差偏波干渉成分となる。

また、式（２）を展開して整理すると、Ｈ偏波の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）は、次式（４）のように表せる。

上式より、Ｈ偏波の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）は、右辺第１項のＨ偏波の変調信号ｓ_Ｈ（ｔ）の成分と、右辺第２項のＶ偏波の変調信号ｓ_Ｖ（ｔ）の成分と、右辺第３項の雑音ν_Ｈ（ｔ）とからなる。右辺第２項のＶ偏波の変調信号ｓ_Ｖ（ｔ）の成分が異偏波による交差偏波干渉成分となる。

図２におけるＸＰＩＣ２５ａは、式（３）で示すＶ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）からＨ偏波（異偏波）成分ｓ_Ｈ（ｔ）を除去するための干渉レプリカ信号を、式（４）で示すＨ偏波の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）から生成する。そして、ＸＰＩＣ２５ａは、受信信号から干渉レプリカ信号を減算することで、式（３）で示すＶ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）中のＨ偏波（異偏波）成分ｓ_Ｈ（ｔ）を除去する。

また、ＸＰＩＣ２５ｂは、式（４）で示すＨ偏波の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）からＶ偏波（異偏波）成分ｓ_Ｖ（ｔ）を除去するための干渉レプリカ信号を、式（３）で示すＶ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）から生成する。そして、ＸＰＩＣ２５ｂは、受信信号から干渉レプリカ信号を減算することで、式（４）で示すＨ偏波の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）中のＶ偏波（異偏波）成分ｓ_Ｖ（ｔ）を除去する。

ここで、式（３）に示すＶ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）の第２項では、Ｈ偏波の変調信号ｓ_Ｈ（ｔ）に対する周波数は（Δｆ_ｔＨ−Δｆ_ｒＶ）であるのに対して、式（４）の第１項に対する周波数は（Δｆ_ｔＨ−Δｆ_ｒＨ）である。したがって、Ｈ偏波の受信キャリア信号Δｆ_ｒＨとＶ偏波の受信キャリア信号Δｆ_ｒＶとの間の相対誤差（Δｆ_ｒＨ−Δｆ_ｒＶ）（以下、異偏波受信キャリア周波数オフセットという）が生じる。

通常では、送信時に自偏波のキャリア信号と異偏波のキャリア信号とを同期させるか又は、受信時に自偏波のキャリア信号と異偏波のキャリア信号とを同期させているので、このような異偏波受信キャリア周波数オフセットによる誤差は生じない。しかしながら、本実施形態では、図１及び図２に示したように、送信時も受信時も、キャリア信号は、自偏波側と異偏波側とで全て独立している。このため、このような異偏波受信キャリア周波数オフセットが残る。このような異偏波受信キャリア周波数オフセットがあると、ＸＰＩＣ２５ａ及び２５ｂで異偏波成分を補償できない。したがって、このような異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する必要がある。

図４は、本発明の実施形態に係るＸＰＩＣ２５ａの基本構成を示すものである。なお、ここでは、ＸＰＩＣ２５ａの構成についてのみ図示しているが、交差偏波干渉キャンセラ２５ｂについても、同様に構成できる。

図４に示すように、ＸＰＩＣ２５ａは、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ５１と、ＬＭＳ（Least Mean Squares部）５２と、キャリア再生部５３と、複素乗算器５４と、減算器５５とを有している。

ＦＩＲフィルタ５１は、異偏波成分を除去するための干渉レプリカ信号を生成する。ＬＭＳ５２は、ＦＩＲフィルタ５１の最適係数を最小自乗法で求める。キャリア再生部５３は、異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＨ−Δｆ_ｒＶ）を補償する。減算器５５は、自偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）から干渉レプリカ信号を減算する。複素乗算器５４は、異偏波の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）にキャリア再生部５３からの信号を複素乗算して、異偏波受信キャリア周波数オフセットの補償を行う。

図４において、複素乗算器５４には、直交復調器２３ｂからＡ／Ｄ２４ｂを介して、Ｈ偏波（異偏波）の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）が供給される。また、複素乗算器５４には、キャリア再生部５３の出力が供給される。複素乗算器５４の出力信号は、ＦＩＲフィルタ５１に供給される。

ＦＩＲフィルタ５１には、ＬＭＳ５２により、異偏波成分を除去するのに最適なタップ係数が設定されている。ＦＩＲフィルタ５１により、複素乗算器５４で異偏波受信キャリア周波数オフセットが補償されたＨ偏波（異偏波）の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）から、異偏波成分を除去するための干渉レプリカ信号が生成される。この干渉レプリカ信号が減算器５５に供給される。

減算器５５には、直交復調器２３ａからＡ／Ｄ２４ａを介して、Ｖ偏波（自偏波）の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）が供給される。減算器５５で、Ｖ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）から、ＦＩＲフィルタ５１からの干渉レプリカ信号が減算され、Ｖ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）中のＨ偏波（異偏波）干渉成分がキャンセルされる。

図４に示したように構成されるＸＰＩＣ２５ａは、直交復調器２３ｂの出力から得られるＨ偏波（異偏波）の復調信号ｒ_Ｈ（ｔ）に対して、複素乗算器５４で異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＨ−Δｆ_ｒＶ）を補償した後、ＦＩＲフィルタ５１でタップ係数ｈ_Ｖを畳み込み演算して、レプリカ信号を生成している。そして、減算器５５で、直交復調器２３ａから得られるＶ偏波の復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）から、生成されたレプリカ信号を減算して、復調信号ｒ_Ｖ（ｔ）中のＨ偏波（異偏波）干渉成分をキャンセルしている。このような構成では、ＸＰＩＣ２５ａの出力信号ｕ_Ｖ（ｔ）は、次式（５）のようになる。

理論的には、ＦＩＲフィルタ５１のタップ係数ｈ_Ｖが次式（６）

の関係となる場合、式（５）は、次式（７）

となり、式（３）の第２項のＨ偏波の変調信号ｓ_Ｈ（ｔ）の成分（異偏波干渉成分）は、完全に除去される。なお、式（７）の右辺第１項、第２項が所望信号、第３項、第４項がノイズ成分である。

式（５）は、周期Ｔでサンプリングした系で表現すると、ｔ＝ｎＴとなり、次式（８）になる。

ＬＭＳ５２は、出力信号ｕ_Ｖ（ｎ）の平均電力が最小となるように、ＦＩＲフィルタ５１の各タップ係数ｈ_Ｖを更新する。タップ係数の更新方法は最小自乗法を用い、タップ数は２Ｋ＋１の有限長とする。タップ更新式は、次式（９）および（１０）になる。

ただし、μはステップサイズ、ｈ_Ｖ ⁽ⁿ⁾（ｋ）及びｘ（ｎ）は、それぞれ時刻ｔ＝ｎＴでのｋ番目のタップ係数及びＦＩＲフィルタ５１の入力信号である。また、Ａ^*はＡの複素共役である。

次に、図４に示したＸＰＩＣ２５ａにおけるキャリア再生部５３について説明する。

図１及び図２に示したような無線通信システムでは、送信系１でも受信系２でも、キャリア信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立している。このため、前述したように、異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＨ−Δｆ_ｒＶ）を補償する必要がある。キャリア再生部５３は、この異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＨ−Δｆ_ｒＶ）を補償するためのＮＣＯ（Numerically Controlled Oscillators）を生成する。

本実施形態では、異偏波受信キャリア周波数オフセットを、ＦＩＲフィルタ５１のタップ係数から推定している。つまり、式（８）の右辺第２項を具体的に記述すると、次式（１１）のようになる。

上式から、異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償せず、伝搬路が静的であれば、あたかも各タップ係数が時刻Ｔ毎に同一の位相量２π（Δｆ_ｒＶ−Δｆ_ｒＨ）で回転していると見なせる。別の見方をすると、ＦＩＲフィルタ５１の最適なタップ係数はＬＭＳ５２により逐次更新されているので、異偏波受信キャリア周波数オフセットの補償が十分に行えない状態では、ＦＩＲフィルタ５１は、タップ係数の更新により異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＨ−Δｆ_ｒＶ）を補償していると見なせる。これを利用すれば、ＦＩＲフィルタ５１のタップ係数ｈ_Ｖ（ｎ）から、異偏波受信キャリア周波数の位相差を推定することができる。

つまり、当時刻ｎＴのＦＩＲフィルタ５１のタップ係数をｈ_Ｖ ^（ｎ）（ｋ）と、τＴ前のＦＩＲフィルタ５１のタップ係数ｈ_Ｖ ^{（ｎ−τ）}（ｋ）の複素共役とを複素乗算すると、位相回転角度の差分が求められると考えられる。これにより、τの間に生じる位相差が求められる。よって、位相回転の推定量２πΔｆＴは、当時刻ｎＴとτＴ前のＦＩＲフィルタ５１のタップ係数を用いて、次式（１２）

となると考えられる。ここで、Ｅ[＊］は、期待値（平均）を示し、ａｒｇ｛＊｝は、複素数＊の偏角を示している。式（１２）は、線形フィルタ（ＦＩＲフィルタ５１）の時刻τ離れた各タップ係数値から異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する平均の位相回転量（位相回転の推定量）を推定し、推定した位相回転量を基に異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償することを意味している。
したがって、例えば、次式（１３）により、当時刻ｎＴのタップ係数ｈ_Ｖ ^（ｎ）（ｋ）と、τＴ前のタップ係数ｈ_Ｖ ^{（ｎ−τ）}（ｋ）の共役との複素乗算値から、異偏波受信キャリア周波数オフセットのτＴ時間の位相回転量δθ（ｎ）を求めることができる。

式（１３）は、線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値から異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を推定し、推定した位相回転量を基に当該異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償することを意味している。なお、瞬時とは、現更新時刻とそのτＴ時刻前との間の時間である。
図５は、このように、当時刻ｎＴとτＴ前のＦＩＲフィルタ５１のタップ係数を用いて、異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＶ−Δｆ_ｒＨ）を補償するようにしたＸＰＩＣ２５ａの構成を示すものである。

図５に示すように、この例では、キャリア再生部５３は、位相誤差検出部７１と、ループフィルタ７２と、ディジタル複素ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）７３とから構成される。位相誤差検出部７１と、ループフィルタ７２と、ディジタル複素ＶＣＯ７３は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成している。

位相誤差検出部７１は、ＬＭＳ５２から、当時刻ｎＴとτＴ前のＦＩＲフィルタ５１のタップ係数を取得し、式（１３）により、異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する位相回転量（位相誤差）を検出する。

この位相誤差検出出力は、位相誤差検出部７１から、ループフィルタ７２を介して、ディジタル複素ＶＣＯ７３に供給される。ディジタル複素ＶＣＯ７３の発振周波数は、異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する位相回転量（位相誤差）に応じて制御される。

なお、異偏波受信キャリア周波数オフセットの補償は、位相誤差検出部７１と、ループフィルタ７２と、ディジタル複素ＶＣＯ７３とからなるＰＬＬを収束させれば良いので、位相誤差検出部７１は、式（１３）に示したように、当時刻ｎＴのタップ係数ｈ_Ｖ ^（ｎ）（ｋ）とτＴ前のタップ係数ｈ_Ｖ ^{（ｎ−τ）}（ｋ）との複素乗算値から偏角を求める代わりに、当時刻ｎＴのタップ係数ｈ_Ｖ ^（ｎ）（ｋ）とτＴ前のタップ係数ｈ_Ｖ ^{（ｎ−τ）}（ｋ）の複素共役との複素乗算値の虚数部を抽出し、位相誤差検出出力としても良い。換言すると、線形フィルタ（ＦＩＲフィルタ５１）の時刻τ離れた各タップ係数値から異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を推定し、推定した位相回転量を基に当該異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償するようにしてもよい。

また、異偏波受信キャリア信号の位相差が正確に求められなくても、異偏波受信キャリア信号の位相差の方向がわかれば、ＰＬＬはロックしていくので、位相誤差検出部７１は、式（１３）を求める代わりに、当時刻ｎＴのタップ係数ｈ_Ｖ ^（ｎ）（ｋ）とτＴ前のタップ係数ｈ_Ｖ ^{（ｎ−τ）}（ｋ）の複素共役との複素乗算値の虚数部の符号を位相誤差検出出力としても良い。

以上のように、本実施形態に係る干渉抑圧回路は、自偏波側の異偏波成分を除去するための干渉レプリカ信号を生成する線形フィルタ（ＦＩＲフィルタ５１）と、自偏波側の受信信号から干渉レプリカ信号を減算して、受信信号中に含まれる異偏波成分を除去する減算部（減算器５５）と、線形フィルタのタップ係数値を基に、主偏波の受信側に混在する異偏波の受信キャリア信号と異偏波側の受信キャリア信号の周波数に差である異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償するキャリア再生部５３と、を備える。

すなわち本実施形態では、Ｈ偏波の受信キャリア信号Δｆ_ｒＨとＶ偏波の受信キャリア信号Δｆ_ｒＶとの間の異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＶ−Δｆ_ｒＨ）を、ＦＩＲフィルタ５１のタップ係数を使って補償している。これにより、送信系１でも受信系２でも、キャリア信号を、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立な構成としても、異偏波成分の干渉をキャンセルすることができる。

次に、本発明が適用できる無線通信システムの他の例について説明する。図６及び図７は、本発明が適用できる無線通信システムの他の例を示すものである。前述の例では、図１及び図２に示したように、キャリア信号はＶ偏波側とＨ偏波側とで全て独立とし、クロック信号はＶ偏波側とＨ偏波側とで共通としている。これに対して、図６及び図７に示す例では、キャリア信号をＶ偏波側とＨ偏波側とで全て独立とすると共に、クロック信号についても、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立としている。

図６において、送信系１０１は、変調器１１１ａ及び１１１ｂと、Ｄ／Ａ（ディジタル−アナログ・コンバータ）１１２ａ及び１１２ｂと、直交変調器１１３ａ及び１１３ｂと、ＲＦ送信部１１４ａ及び１１４ｂと、アンテナ１１５ａ及び１１５ｂを有している。変調器１１１ａ、Ｄ／Ａ１１２ａ、直交変調器１１３ａ、ＲＦ送信部１１４ａ、アンテナ１１５ａは、Ｖ偏波信号の送信を行うものである。変調器１１１ｂ、Ｄ／Ａ１１２ｂ、直交変調器１１３ｂ、ＲＦ送信部１１４ｂ、アンテナ１１５ｂは、Ｈ偏波信号の送信を行うものである。

図６に示すように、この例では、直交変調器１１３ａ及び１１３ｂにそれぞれ供給されるキャリア信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立している。また、Ｄ／Ａ１１２ａ及び１１２ｂに供給されるクロック信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立している。

図７に示すように、受信系１０２は、アンテナ１２１ａ及び１２１ｂと、ＲＦ受信部１２２ａ及び１２２ｂと、直交復調器１２３ａ〜１２３ｄと、Ａ／Ｄ（アナログ−ディジタル・コンバータ）１２４ａ〜１２４ｄと、交差偏波干渉キャンセラ（ＸＰＩＣ）１２５ａ及び１２５ｂと、復調器１２６ａ及び１２６ｂとを有している。

アンテナ１２１ａ、ＲＦ受信部１２２ａ、直交復調器１２３ａ及び１２３ｃ、Ａ／Ｄ１２４ａ及び１２４ｃ、ＸＰＩＣ１２５ａ、復調器１２６ａは、Ｖ偏波信号の受信を行うものである。アンテナ１２１ｂ、ＲＦ受信部１２２ｂ、直交復調器１２３ｂ及び１２３ｄ、Ａ／Ｄ１２４ｂ及び１２４ｄ、ＸＰＩＣ１２５ｂ、復調器１２６ｂは、Ｈ偏波信号の受信を行うものである。

図７に示すように、この例では、直交復調器１２３ａ及び１２３ｂにそれぞれ供給されるキャリア信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立している。また、Ａ／Ｄ１２４ａ及び１２４ｂに供給されるクロック信号は、Ｖ偏波側とＨ偏波側とで全て独立している。

このように、キャリア信号とクロック信号とを全てＶ偏波側とＨ偏波側とで独立した構成としていることから、直交復調器１２３ｃ及び１２３ｄと、Ａ／Ｄ１２４ｃ及び１２４ｄとを設けている。そして、直交復調器１２３ｃ及び１２３ｄで異偏波の信号を自偏波のキャリア信号で直交復調し、Ａ／Ｄ１２４ｃ及び１２４ｄで異偏波の復調信号を自偏波のクロック信号でＡ／Ｄ変換して、ＸＰＩＣ１２５ａ及び１２５ｂに供給している。

図８は、図７に示した受信系１０２におけるＸＰＩＣ１２５ａの構成を示すものである。なお、ここでは、ＸＰＩＣ１２５ａの構成についてのみ図示しているが、ＸＰＩＣ１２５ｂについても、同様に構成できる。

図８に示すように、ＸＰＩＣ１２５ａは、ＦＩＲフィルタ１５１と、ＬＭＳ１５２と、キャリア再生部１５３と、複素乗算器１５４と、減算器１５５とを有している。ＦＩＲフィルタ１５１は、図９に示すように、サンプル遅延器１６１ａ、１６１ｂ、１６１ｃ、…と、各サンプル遅延器１６１ａ、１６１ｂ、１６１ｃ、…の段間のタップ出力にタップ係数を乗算する複素乗算器１６２ａ、１６２ｂ、１６２ｃ、…と、複素乗算器１６２ａ、１６２ｂ、１６２ｃ、…の出力を加算する加算器１６３とから構成されている。

キャリア再生部１５３は、異偏波受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｒＨ−Δｆ_ｒＶ）を補償する。キャリア再生部１５３は、図９に示すように、位相誤差検出部１７１と、ループフィルタ１７２と、ディジタル複素ＶＣＯ１７３とから構成される。位相誤差検出部１７１は、ＬＭＳ１５２から、当時刻ｎＴとτＴ前のＦＩＲフィルタ１５１のタップ係数を取得し、異偏波受信キャリア周波数に相当する位相回転量（位相誤差）を検出する。これらの構成は、図４及び図５に示した例と、基本的に同様である。

図８において、ＦＩＲフィルタ１８０、判定器１８１、フィードバックフィルタ１８２、減算器１５５、ＬＭＳ１８３及びＬＭＳ１８７は、判定帰還型等化器（ＤＦＥ：Decision Feedback Equalizer）１８５を構成している。判定帰還型等化器１８５は、判定器１８１により判定された変調シンボル信号と、判定前の信号との誤差電力が最小となるようにＦＩＲフィルタ１８０およびフィードバックフィルタ１８２の各タップ係数をＬＭＳ１８３およびＬＭＳ１８７により決定して、受信信号の等化を行う。

また、減算器１８４により、判定器１８１により判定された変調シンボル信号と判定前の信号との差分を求めることで、位相誤差が求められる。この位相誤差を基に、キャリア再生部１８６及び複素乗算器１８７により、自偏波の送信側キャリア信号Δｆ_ｔＶと自偏波の受信キャリア信号Δｆ_ｒＶとの間の自偏波間受信キャリア周波数オフセット（Δｆ_ｔＶ−Δｆ_ｒＶ）が補償される。つまり、判定器１８１により判定されたＩＱ平面上での変調シンボルの位置と、判定前のＩＱ平面上での信号の位置との差分から、位相誤差が判定できる。キャリア再生部１８６は、減算器１８４の出力を基に、自偏波間受信キャリア周波数オフセットを求め、この自偏波間受信キャリア周波数オフセットを補償している。

次に、本発明の実施形態に係る交差偏波干渉キャンセラ（ＸＰＩＣ）の効果について検証する。

シミュレーションモデルとしては、図１０に示したようなモデルを用いた。このモデルは、入力信号生成部２０１と、キャリア再生及び線形等化器部２０２と、交差偏波干渉キャンセラ部（ＸＰＩＣ）２０３とからなり、図８に示した構成と同等のモデルである。ＸＰＩＣ２０３は、キャリア再生部（ＸＣＡＲ）２０４を含む。

なお、ＸＰＩＣ２０３の効果を確認するために、シミュレーションモデルでは、異偏波のみにキャリア周波数オフセットを与えた。また、シミュレーションモデルでは、入力信号生成では、送信系の自偏波側のデータビット列をＱＰＳＫにマッピングし、送信ＲＯＦ（ルートナイキストフィルタ、ロールオフ率０．２５）で帯域制限したＩＱベースバンド信号（自偏波信号Ｓ_Ｖ（ｎ））を発生させ、一方、同送信系の異偏波側のデータビット列（自偏波側と独立）をＱＰＳＫにマッピングし、送信ＲＯＦで帯域制限したＩＱベースバンド信号（異偏波信号、Ｓ_Ｈ（ｎ））を発生させた。そして、シミュレーションモデルでは、自偏波信号に異偏波信号をρ倍したものを合成し、白色ガウス雑音を付加した信号を受信部の自偏波側に入力した。また、シミュレーションモデルでは、異偏波信号に周波数誤差を与え、白色ガウス雑音を付加した信号を受信部の異偏波側に入力した。

シミュレーションモデルにおけるＸＰＩＣ２０３では、現更新時刻とそのＴ時刻前のタップ係数を用いて、次式（１４）のように瞬時の異偏波受信キャリア周波数オフセットを求めている。

特に、実装時には処理を軽減するため、周波数誤差が十分に小さいものと仮定して、さらに正負の符号（±１）のみとした簡略版である次式（１５）を採用することも可能である。

ここで、ｈ_ｋ（ｎ）は、時刻ｎのｋ番目のタップ係数、Ｍはタップ数、Ｔはシンボル周期を示す。

図１１及び図１２は、シミュレーション結果を示すものである。シミュレーションでは、Ｃ／Ｉ（キャリア信号電力対干渉信号電力比）を変えてＢＥＲ（Bit Error Rate）を取得した。図１１は、異偏波受信キャリア周波数オフセット（ΔｆＴ＝２．４％）を与えたときの結果を示しており、図１２は、異偏波受信キャリア周波数オフセットを与えないときの結果を示している。

比較は、（１）ＸＰＩＣ２０３がオフの場合と、（２）ＸＰＩＣ２０３がオンでＸＣＡＲ２０４がオフの場合と、（３）ＸＰＩＣ２０３がオンでＸＣＡＲ２０４がオンの場合の３条件を比較した。横軸Ｃ／Ｉ（自偏波Ｓ_V（ｎ）と異偏波Ｓ_ｈ（ｎ）の平均電力比）、縦軸ＢＥＲを示す。図１１及び図１２において、菱形で示すものは、ＸＰＩＣ２０３がオフの場合の結果であり、四角で示すものは、ＸＰＩＣ２０３がオンでＸＣＡＲ２０４がオフの場合の結果であり、三角で示すものは、ＸＰＩＣ２０３がオンでＸＣＡＲ２０４がオンの場合の結果である。

図１１に示すように、Ｃ／Ｉが大きい場合（異偏波（干渉波）がほとんど無い）、全て条件で同一特性（ＱＰＳＫ、Ｃ／Ｎ＝１４ｄＢのＢＥＲ特性）を示す。Ｃ／Ｉを小さくしていくと、ＸＣＡＲ２０４がオンの場合とオフの場合に特性差が出ている。ＸＣＡＲ２０４がオフの場合は、ＸＰＩＣ２０３がオフの場合と同一特性となって、ＸＰＩＣ２０３が機能していないことが分かる。

一方、図１２に示すように、異偏波受信キャリア周波数オフセットを与えずに、Ｃ／Ｉを変えてＢＥＲを取得し、上記３条件を比較した。周波数誤差がない場合は、ＸＣＡＲ２０４がオフの場合であっても、ＸＰＩＣ２０３が機能していることが分かる。

なお、交差偏差キャンセラの全部または一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。

１、１０１…送信系、１１ａ、１１ｂ、１１１ａ、１１１ｂ…変調器、１２ａ、１２ｂ、１１２ａ、１１２ｂ…Ｄ／Ａ、１３ａ、１３ｂ、１１３ａ、１１３ｂ…直交変調器、１４ａ、１４ｂ、１１４ａ、１１４ｂ…ＲＦ送信部、１５ａ、１５ｂ、１１５ａ、１１５ｂ、２１ａ、２１ｂ、１２１ａ、１２１ｂ…アンテナ、２、１０２…受信系、２２ａ、２２ｂ、１２２ａ、１２２ｂ…ＲＦ受信部、２３ａ、２３ｂ、１２３ａ〜１２３ｄ…直交復調器、２４ａ、２４ｂ、１２４ａ〜１２４ｄ…Ａ／Ｄ、２５ａ、２５ｂ、１２５ａ、１２５ｂ、２０３…交差偏波干渉キャンセラ部（ＸＰＩＣ）、２６ａ、２６ｂ、１２６ａ、１２６ｂ…復調器、５１、１５１、１８０…ＦＩＲフィルタ、５２、１５２、１８３、１８７…ＬＭＳ、５３、１８６…キャリア再生部、５４、１５４…複素乗算器、５５、１５５、１８４…減算器、７１、１７１…位相誤差検出部、７２、１７２…ループフィルタ、７３、１７３…ディジタル複素ＶＣＯ、１６１ａ、１６１ｂ、１６１ｃ…サンプル遅延器、１６２ａ、１６２ｂ、１６２ｃ…複素乗算器、１６３…加算器、１８１…判定器、１８２…フィードバックフィルタ、１８５…判定帰還型等化器（ＤＦＥ）、２０１…入力信号生成部、２０２…キャリア再生及び線形等化器部、１５３、２０４…キャリア再生部（ＸＣＡＲ）

Claims (4)

1. 自偏波側の異偏波成分を除去するための干渉レプリカ信号を生成する線形フィルタと、 自偏波側の受信信号から前記干渉レプリカ信号を減算して、前記受信信号中に含まれる異偏波成分を除去する減算部と、
   前記線形フィルタのタップ係数値を基に、主偏波の受信側に混在する異偏波の受信キャリア信号と異偏波側の受信キャリア信号の周波数差である異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償するキャリア再生部と、
   を備え、
   前記キャリア再生部は、
   前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値に基づいた値であって前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を抽出するための値の虚数部の符号から、前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転方向を推定し、推定した位相回転方向を基に前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する、
   ことを特徴とする干渉抑圧回路。
2. 前記キャリア再生部は、
   前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値から前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する平均の位相回転量を推定し、推定した前記位相回転量を基に前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する
   ことを特徴とする請求項１に記載の干渉抑圧回路。
3. 前記キャリア再生部は、
   前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値から前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を推定し、推定した前記位相回転量を基に前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する
   ことを特徴とする請求項１に記載の干渉抑圧回路。
4. 線形フィルタが、自偏波側の異偏波成分を除去するための干渉レプリカ信号を生成する手順と、
   減算部が、自偏波側の受信信号から前記干渉レプリカ信号を減算して、前記受信信号中に含まれる異偏波成分を除去する手順と、
   キャリア再生部が、前記線形フィルタのタップ係数値を基に、主偏波の受信側に混在する異偏波の受信キャリア信号と異偏波側の受信キャリア信号の周波数差である異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する手順と、
   を含み、
   前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する手順では、
   前記線形フィルタの時刻τ離れた各タップ係数値に基づいた値であって前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転量を抽出するための値の虚数部の符号から、前記異偏波受信キャリア周波数オフセットに相当する瞬時の位相回転方向を推定し、推定した位相回転方向を基に前記異偏波受信キャリア周波数オフセットを補償する、
   ことを特徴とする干渉抑圧方法。

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