DE2238712A1

DE2238712A1 - Adaptiver elektronischer hybriduebertrager

Info

Publication number: DE2238712A1
Application number: DE2238712A
Authority: DE
Inventors: Hubert Leon Raper; Stanley Archibald White
Original assignee: North American Rockwell Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1971-08-12
Filing date: 1972-08-05
Publication date: 1973-02-22
Also published as: CA980866A; JPS4827660A; DE2238712C3; US3810182A; DE2238712B2; FR2148426A1; FR2148426B1; GB1369743A

Description

PATENTANWALT DIPL-ING.

h Frankfurt am Main 70

Gzs/goe NORTH AMERICAN ROCKWELL CORPORATION

Adaptiver elektronischer Hybrid-übertrager.

Die Erfindung bezieht sich auf einen adaptiven elektronischen Hydrid-Übertrager, und raehr im einzelnen» auf einen Schaltkreis, bei dem das Sendersignal vom Empfängersignal, isoliert wird, indem die ParaYneter des Sendersignals so angepaßt werden, daß die Parameterveränderungen aufgrund des Übertragungskanals kompensiert v/erden.

Es ist bekannt, daß Daten gleichzeitig in zwei Richtungen auf dem gleichen Übertragungskanal übertragen werden können. Zum Beispiel können Signale (Sender- und Empfängersignale), die Daten darstellen, über Übertragungsleitungen zwischen Datenmodems (Modulator-Demodulator) übertragen werden» Das von einem lokalen Sender ausgesendete Signal und das von einem entfernten Sender ausgesendete Signal (idealerweise das örtliche Empfäng^rsignal) kann auf dem gleichen Übertragungskanal kombiniert werden. Bei jeder Sendestelle ist das Sendersignal größer als df)s Empfängersignal. Daher müssen einige Einrichtungen vorgenommen werden, um zu verhindern, daß die starke Sendersignalkomponente in den lokalen E.npfanger eindringt. Mit andaren Worten,

3 0 9 3 Π 3/0897

die Signalkomponente von dem einen Sender an der einen Stelle muß weggefiltert werden von dem Signal, das an der gleichen Stelle empfangen wird.

Der Filterprozeß ist deshalb schwieriger, weil die Übertragungskanalimpedanz gewöhnlich komplex ist, d.h. daß sie aus ohm¹sehen, kapazitiven und/oder induktiven Elementen besteht. Daher bewirkt die Impedanz des Kanals oder der Last Phasenverschiebungen (voreilend oder nachhinkend) und Amplitudenveränderungen auf der Sendersignalkomponente im Ubertragungskanal. Bei einer kapazitiven Last wird das Sendersignal verzögert oder phasenmäßig rückwärts verschoben (Nacheilung) und bei einer induktiven Last wird das übertragene Signal phasenmäßig vorwärts verschoben (Vorauseilung).

Um die übertragene Signalkomponente zu beseitigen oder herauszufiltern, müssen Parameterveränderungen, wie z.B. Phasenverschiebung und Amplitudenveränderung, beseitigt oder auf andere Weise kompensiert werden.

Gewisse vorhandene Hybrid -übertrager und Ausgleichnetzwerke liefern eine Trennung zwischen den ausgesendeten un i den empfangenen Signalen. Aber diese übertrager arbeiten nicht besonders gilt, es sei denn, die Leitungseigenschaften sind statisch.

3 ) 3 3 ·) 3 / 0 8 Π

Wenn das ausgesendete und das empfangene Signal verschiedene Frequenzen aufweisen, wird eine Trennung ebenfalls geschaffen durch Analog-Bandpässe, durch Bandstopp, durch Hochpaß-- und Tiefpaßfilter.

Der Adaptive elektronische Hybrid-Umsetzer kommt einer idealen Wirkungsweise von herkömmlichen hybriden Umsetzern sehr nahe, indem eine sehr unterschiedliche Arbeitseinrichtung vorgesehen ist. Der Name wird hergeleitet von:

1. Seinem Wirkungsziel, dem idealisierten Betrieb eines hybriden Umsetzers anzupassen;

2. seine Anpassungsfähigkeit zu veränderlichen Charakteristiken der übertragungsleitung;

3. seine Verwendung von aktiven Schaltkreiskomponenten anstatt passiver Flußwege.

Kurz gesagt besteht die Erfindung aus einem System zum Filtern der Sendersignalkomponente von dem Übertragungskanalsignal, das in dem Empfänger an der Sendestation eingeleitet wird. Das Übertragungskanalsignal wird mit dem Sendersignal summiert« Das summierte Signal wird mit dem Sendersignal korreliert, um die Parameter der Sendersignalkomponente und des Übertragungskanalssignals anzupassen.

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Bei der vorzugsweisen Ausführungsform werden die Phasen- und Amplitudenparameter der Sendersignalkomponente üin Beträge angepaßt, die gleich sind und entgegengesetzt gerichtet sind zu den Veränderungen in der Phase und in der Amplitude, die aufgrund der komplexen Impedanz des Ubertragungskanftls Zustandekommen. Als Ergebnis wird nur die Empfängersignalkomponente durch den Summierer in den Empfänger weitergeleitej;.

Die Schaltung kann als ein Hybrid-Ubertrager beschrieben werden, der eine Isolierung zwischen den Signalen liefert, die gleichzeitig über Übertragungsleitungen gesendet und empfangen werden. Der Hybrid-Ubertrager liefert eine selbst ausbalancierende Elektronikschaltung für die Entzerrung der Effekte von veränderlicher Lastimpedanz, die die übertragungsleitung dem Sender darstellt.

Es ist daher ein Ziel dieser Erfindung, einen adaptiven elektronischen Hybrid-Ubertrager zu schaffen.

Ein anderes Ziel der Erfindung 1st die Schaffung einer Datenübertragungsschaltung für die Korrelation der ausgesendeten Signale mit Signalen, die eine Erapfängersignalkoraponente und eine Sendersignalkomponente aufgrund der Impedanz des Ubertragungskanals einschließen, um die ausgesendete Signalkomponente

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heraüszufiltern, so daß nur die Empfängersignalkomponente

in den Empfänger weitergeleitet wird. ' ' ■ -

Eine andere Aufgabe dieser Erfindung ist die Schaffung'einer Schaltung für die Filterung einer Sendersignalkomponente von einem Übertragungskanalsignal durch Anpassung der Phasenverschiebung und der Amplitude der gesendeten Signalkomponente an das· Übertragene Signal, so daß es durch Summieren mit dem gesendeten Signal beseitigt werden kann'. . .

Es ist ein anderes Ziel dieser Erfindung, eine verbesserte Datenübertragungsschaltung zu schaffen, die das gesendete Signal von dem empfangenen Signal an einer bestimmten Stelle zu isolieren.

Ein noch weiteres Ziel der Erfindung ist die Schaffung einer Schaltung, die in einem Dätehmodem verwendet werden kann, um eine verbesserte Trennung zwischen Signalen zu schaffen, die gleichzeitig über eine Übertragungsleitung ausgesendet und empfangen werden.'*' "'"" ,.....,.

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Eine andere Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer selbstausgleichenden, elektronischen Schaltung für die Entzerrung der Effekte von veränderlicher Lastimpedanz gegenüber einem Datenubertragungssystem. _v

Im folgenden wird daher eine Schaltung beschrieben, bei der die Übertragungskanalsignale mit den ausgesendeten Signalen korreliert werden, um den Gewinn und die Phasenverschiebung von einem ausgesendeten Signal so anzupassen, bis die ausgeseni dete Signalkomponente auf dem Übertragungskanal gefiltert ist von dem Ubertragungskanalsignal, so daß nur Empfängersignalkomponente in den Empfänger weitergeleitet wird.

Weitere Vorteile und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich aus der beiliegenden Darstellung eines Ausführungsbeispiels sowie aus der folgenden Beschreibung.

Es zeigen:

Fig. 1 in einem Blockdiagramin einen adaptiven elektröaiachen Hybrid-Umnetzer, der eine Sendersignalkomporiente·νοη. einer Empfängersignalkompohente an einer'-Besonderen. Senderstation isoliert; ^ ■- ».

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Fig, 2 ■ ein Diagramm der Sig&ale, genommen, an ausgewählten

der Schaltung gemäß. Fig. 1;..

Fig. 3 ein schematisehes Diagramm, einer besonderen .Äusführungsform der Schaltungen zur Phasenversehiebung und Gewinnänderangjf wie sie in BlookdiagranvrafGrm in Fig, J, geneigt sind? . -. "

Fig. 4 ein scheniatisches Diagramm einer Äusführunggform für die IvorrelatorsQhaltyingen zur Anpassung ä,^ Phase land der Amplitude einer Sendersignalkomponente und' eines Übertragungskanalsignals, wie es in Blockdia« graminform in den Pig« 1 und 3 gegeigt ist;

Fig, 5 ein Diagramm der Signale, die an ausgewählten Punkten der erhaltung der Fig* 4 abgenommen sind. -'."'·'

Fig* 1 ist ein Bloekdiagramm eines adaptivenelektronischen fiy brid- über träger s 1, der zwischen einem Sender 2_t einem Empfänger 3 und «inem übertragungskanal A-, der durch eine komplexe Lastimp.edanz 5 dargestellt ist, angeschlossen ist. Die komplexe Impedanz &,k;ann ohm'sehe, kapazitive und induktive Komponenten aufweisen, um die Parameter {Phase, Amplitude, Frequenz;) der Sendersignalkomponente gu verändern, die das übertragungskanal*:

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tr

signal ausmachen. Sender und Empfänger sind bekannt und brauchen hier nicht in Einzelheiten beschrieben zu werden.

Der Übertrager besteht aus einem variablen Phasenverschiebenetzwerk 6, das Sendersignale e. von dem Sender aufnimmt. Die Phase des ausgesendeten Signals wird angepaßt, wie es im folgenden beschrieben wird/ und liefert einen Eingang zu der veränderlichen Gewinnschaltung 7. Der Signalgewinn wird angepaßt/ wie ebenfalls im folgenden beschrieben, und dann dem Übertragungskanal 14 über die Isolationsimpedanz 8 zugeführt. Das Ubertragungskanalsignal wird als e identifiziert.

Die variable Phasenverschiebeschaltung 6 und die variable Gewinnschaltung 7 erhalten Steuersignale (e und e ) von den

ge pc

Gewinn- und Phasenkorrelatoren 9 bzw. lo. Der Phasenkorrelator 9 enthält ein Sendersignal von dem Sender 2 und ein summiertes Empfängersignal/ e , von dem Ausgang des Summierers 11. Das Empfängersignal wird ebenfalls dem Empfänger 3 zugeführt.

Das Ubertragungskanalsignal besitzt eine Sendersignalkomponente und eine EmpfangerSignalkomponente. Die Sendersignalkomponente ist gewöhnlich verschieden von der Empfängersignalkomponente. Zum Beispiel könnten die Phasen- und Amplituden-Parameter ver-

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_ 9 —

größert oder verkleinert sein aufgrund von Effekten der Lastimpedanz Z . Als ein Ergebnis enthält das Ausgangssignal e ,

wenn die Signale summiert sind, zwei Komponenten des Sendersignals, die Komponente, die aufgrund des Effektes von Z auf

JLi

das Sendersignal zustandekommt, e. , und das Sendersignal e. . Wenn die Senderkomponente ausgefiltert wird, wie hier beschrieben, wird nur die Empfängerkomponente in den Empfänger 3 weitergeleitet. Das Empfängersignal ist, wie schon herausgestellt, das Signal, das von der entfernten Station ausgesendet wird.

Der Gewinnkorrelator 9 ist zwischen dem Sender 2 und dem Ausgang von der Summiereinrichtung 11 angeschlossen. Das Sendersignal wird mit der Sendersignalkomponente in e korreliert.

Der Phasenverschieber 12 ist ist zwischen dem Sender 2 und dem Korrelator Io angeschlossen. Seine Phase verschiebt das e.-Signal, um eine quadratische Komponente an den Phasenkorrelator zu liefern. Der Korrelator Io erhält ebenfalls als ein Eingangssignal den Ausgang von der Sümmiereinrichtung 11, e . Das phasenverschobene e.-Signal ist daher korreliert mit der quadratischen Komponente des Sendersignals in dem e -Signal.

Es sei herausgestellt, daß die Korrelatoren bekannt sind. Ein Korrelator kann durch Funktionsgeneratoreinrichtungen in Ver-

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- Io -

bindung mit Integrations- oder Summenschaltungen verwirklicht werden. Im allgemeinen ist ein Korrelator ein Detektor, der empfindlich ist auf spezifische Eigenschaften von einem Signal mit Bezug zu einem zweiten Signal. Das zweite Signal ist gewöhnlich ein Bezugssignal. Typische Korrelatoren erkennen Parameter, wie z.B. Phase:, Frequenz, Amplituden, usw. Klassische Korrelatoren werden durch Summen oder Integrale definiert, wie z.B.

e_c(t) = \ f₁(e₁)f₂(e₂)dt - <*> <. T £ t

e_c(k)

J=N

wobei e den Ausgang des Korrelators darstellt, und wobei e,, e₂ die zwei Signale darstellen, deren Parameter korreliert werden.

Fig. 2 ist ein Signaldiagramm des Empfängersignals e , des Sendersignals e. , des phasenverschobenen Sendersignals e und des Signals außerhalb des Ubertragungskanals e . Für das gezeigte Beispiel ist die Sendersignalkomponente verhältnismäßig groß gegenüber der Empfängerkomponente. Daher muß die Sender-

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- ii -

Signalkomponente entfernt werden, bevor das Signal den Empfänger erreicht. Die e -Frequenz ist als verhältnismäßig viel höher gezeigt, als die e.-Frequenz. Jedoch können bei anderen Beispielen die Frequenzen der zwei Signale gleich sein» Ebenfalls können die relativen Amplituden der Signale umgekehrt liegen.

Das phasenverschobene Sendersignal e ist so gezeigt, daß es

Er

einen Phasenvoreilung von 9o mit Bezug auf das Sendersignal besitzt. Es sei bemerkt, daß der Phasenverschieber 12 die Phase des Sendersignals um mehr oder weniger als 9o verschieben kann, solange wie das phasenverschobene Signal eine Quadratkomponente relativ zu dem Sendersignal e. besitzt.

Im Betrieb werden das Signal e^. vom Sender 2 und das Eiapfängersignal, das von einer entfernten Stelle übertragen wird, auf dem Übertragungskanal 1 kombiniert. Die Impedanz des Übertragungskanals kann induktiv, kapazitiv, ohmisch oder komplex sein. Infolgedessen kann die Amplitude und die Phasenverschiebung der Sendersignalkomponente in dem Übertragungskanalsignal so verschoben werden, daß es dem Sendersignal entweder vorauseilt oder nachhinkt. Wenn daher das Übertragungskanalsignal e mit dem Sendersignal e aufsummiert wird, ergibt sich eine

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Fehlerspannung, die von einer Komponente von e dargestellt wird. Das Empfängersignal e_r wird mittels der Gewinn- und Phasenkorrelatoren 9 und Io mit dem Sendersignal e. und dem phasenverschobenen Sendersignal e . korreliert. Unter der Annahme, daß die Amplitude von e. wegen der Impedanz des Kanals 4 (Lastimpedanz 5) sich verändert hat, wird ein Gewinnsteuersignal e dem veränderlichen Gewinnschaltkreis 7 zugeführt. Wenn man noch annimmt, daß die Phase des Sendersignals verändert wurde wegen der Impedanz 5 des Ubertragungskanals, liefert gleichzeitig der Phasenkorrelator Io ein Phasensteuersignal e an den variablen Phasenverschiebeschaltkreis 6.

Die Phase und die Amplitude der Sendersignalkomponente des übertragungskanalsignals werden angepaßt, bis der Ausgang des Summierers 11 nur die Ernpfängersignalkomponente e enthält, dargestellt von Signal 14 in Fig. 2.

Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform des Hybrid-übertragers 1, der in Blockdiagrammform in Fig. 1 gezeigt wurde. Die Schaltung illustriert eine Anwendung, bei der die Last (Z ) kapazitiv ist. Infolgedessen wird die Sendersignalkomponente in dem Ubertragungskanalsignal e verzögert, d.h. sie hinkt in der Phase relativ zum Sendersignal e. nach.

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Weiterhin ist e anfänglich an einem maximalen Signalpegel aufgrund der Stellung von R in der Rückkopplungsschaltung von Verstärker 21.

Der variable Phasenverschiebeschaltkreis 6 und der Phasenschieber 12 werden illustriert durch den Verstärker 16, den Rückkopplungswiderstand 17, den Eingangskondensator 18 und durch' den Phasenanpaßwiderstand R _Λ Der negative Eingang (-) zum Verstärker 16 wird verwendet, um eine Phasenumkehr am Ausgang, der Node 19, zu erhalten. Gewöhnlich ist der positive

(+)-Eingang (nicht gezeigt) mit Masse verbunden oder er liegt auf einem leichten Vorspannungspegel. Bei der gezeigten besonderen Ausführungsform ist der Kondensator und der Rückkopplungswiderstand so ausgewählt, daß eine Gesamtphasenverschiebung um 9o° in dem Verstärker 16 erreicht wird. Das Ausgangssignal an der Node 19 ist e , was das um 9o° verschobene Sendersignal darstellt. Die Node 19 ist mit einem Eingang an den Phasenkorrelatorschaltkreis Io angeschlossen.

Das variable Phasenschiebenetzwerk 6 verwendet den Phasenschiebeschaltkreis 12 und einen Phasenanpaßwiderstand R . R ist zwischen der Node 19 und dem positiven Eingang des Verstärkers 21 verbunden. Es sollte offensichtlich sein, daß ein getrennter Schaltkreis für das variable Phasennetzwerk 6 vor-

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gesehen sein könnte, wie in Fig. 1 gezeigt. Die Phase der e.-Koraponente von e verändert sich als eine Funktion des Wertes von dem Widerstand R . Der Wert von R wird von dem e -Signal

P P pc ^J

von dem Korrelator Io gesteuert.

Die Node 2o ist zwischen dem Widerstand 15 und dem Gewinnanpaßwiderstand R angeschlossen. Der Verstärker 21 erhält Spannung an der Node 2o als seinen Eingang. Der Verstärker wird als ein Differentialverstärker mit einem Rückkopplungswidersbnd R betriebeh. Anstatt einen positiven Eingang zu benutzen, könnte ein anderer Verstärker zwischen dem Widerstand 15 und der Node 2o angeschlossen werden. In diesem Falle könnte R an die Node 2o angeschlossen werden. Der Widerstand 55 ist von dem positiven Eingang mit Masse verbunden, um ein Verteilernetzwerk mit R zu bilden. Der Ausgang von dem Verstärker 21, Node 22 ist für den Übertragungskanal 4 durch den Isolations wider st and R. vorgesehen.

Der Gewinn des Operationsverstärkers 21 wird durch das Verhältnis von den Widerständen 15 und R gesteuert. Die zwei Widerstände können umgekehrt werden, und eine andere Schaltanordnung kann verwendet werden, um die Gewinnanpassung zu erreichen. Der Gewinn verändert sich als eine Funktion dei" Anpassung von R durch das e -Signal vom Korrelator 9. Der

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Gewinnkorrelator 9 erhält das e_t-Signal als einen Eingang. Beide Korrelatoren erhalten ein e -Signal als Eingang. Eine Ausführungsform für die Gewinn- und Phasenkorrelatoren kann aus Fig. 4 ersehen werden. Der Kondensator 18 und der Widerstand können umgekehrt werden für eine Last, die eine Phasenvoreilung der e.-Komponente ausdrückt» Ein zusätzlicher Widerstand kann parallel mit dem Phasenanpaßwiderstand R geschaltet werden, um sowohl Phasenvoreilung wie auch Nacheilung zu erfassen.

•Die folgenden Gleichungen beschreiben mathematisch die Wirkungsweise des Schaltkreises der Fig. 3. Dabei ist eine kapazitive Last angenommen.

^E22 " ^AA ^{+ E}t^A2^S

wobei E„2 die Spannung an der Node 22 und Λ, und A„ die Gewinnfaktoren des Operationsverstärkers 21 bzw. der in Kaskade

geschalteten Operationsverstärker 16 und 21 bedeuten. A, hängt ab von R und A_ hängt ab von sowohl R als auch R . S repräsentiert die Differenzierwirkung des Kondensators 18 und des Widerstandes 17 in Verbindung mit dem Verstärker 16.

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Das Signal E₃₂ ist durch die Impedanz des Übertragungskanals belastet, wie durch die folgende Gleichung gezeigt ist:

fo.	^RL⁺	m	^Ri	V	1
^E22		C
		^Ri

wobei R_T und C_T Lastelemente und R. der Isolationswiderstand

Ju JLj X

Es sei bemerkt, daß die E -Komponente von E aus Verinfachungsgründen bei den Gleichungen weggelassen wurde. Es sollte verstanden werden, daß die Empfängersignalkomponente im Ubertragungskani vorher festgelegt ist. Durch Substitution von E22 in der Gleichung für E erhält man:

	^RL^A1	A	2 .	S	+ 1
	R +R.
				. S + 1
E O	^RL^C	1
E_t	R_T+R it

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Der veränderliche Phasenschiebeschaltkreis 6 und der veränderliche Gewinnschaltkreis 7 werden durch die Korrelatorschalt-

kreise 9 und Io so angepaßt, daß KAI = R +R. und ^A2 = ^RL^C

^{L L} ^X A? 17+R₁ ist. Infolgedessen ist E gbich E.. In diesem . Fall werden die Signale e und e. über den Widersbänden 23 und 24 aufsummiert am Eingang des Operationsverstärkers 25. Nur die Empfängersignalkomponente e gelangt zum Empfänger 3. Der Verstärker 25 enthält den Rückkopplungswiderstand 26, so daß er als ein Operationsverstärker wirkt. Bei einer Ausführungsform besitzt der Verstärker einen Gewinn von Eins. Bei anderen Aus füh rungs formen jedoch kann der Gewinn angepaßt v/erden durch Veränderung des Wertes des Rückkopplungswiderstandes relativ zum Wert der Widerstände 23 und 24, die. in der vorzugsv/eisen Ausführimgsform gbich sind, derren relativen Werte verändert werden können.

Wie oben angedeutet, liefert der Operationsverstärker 25 eine passive Beseitigung der Ströme (e und e,) in den Widerständen i3 und 24. Es ist keine Gemoinbotriebs-Zurückv/aisunfj notwendig, um einen summierten Ausgang zxx schilf Eon»

}iv, r,£:l herausgestellt, daß lor verändorl iriia Gov/iiuii-jchciLtkröis und der veränderliche Phasen ve ι ;jchiebo:ichalLkrei.y 'lurch zahlroichö Arten von Schfiltkraisen cmf<jeb<iut sein kann, fiin.i

3 η *) d i)a/ ο*]·) ι

BAD

lieh analoger und digitaler Einrichtungen. In einer Äusführungsform können die Schaltkreise durch Widerstandselemente aufgebaut werden, die lichtempfindlich sind. Der Ausgang von den Korrelatoren 9 und Io kann die Intensität einer Lichtquelle verändern, um den Widerstand zu verändern. Lichtemittierende Dioden können als Lichtquelle verwendet werden. Andere Schaltkreise mit unabhängig voneinander veränderlichen Widerständen im Gewinn- und Phasenverschiebeschaltkreis können ebenfalls verwendet werden.

Es sei herausgestellt, daß die Impedanz des Übertragungskanals sich verändert. Jedoch liefern die Korrelatorschaltkrei.se 9 und Io Ausgangssignale für die automatische Anpassung, wie z.B. zur Entzerrung, der Effekte der Veränderungen in dem Kanal'jignal e . Der Schaltkreis stellt sich auch auf leichte Veränderungen in der Frequenz des tiendesignals ein. Zum'Heispiel wird J)Hi einer kapazitiv en Last die Amplitude α leicht erhöh!, durch den fJerienkcnd.MiijiLor 10 bei einen 7in:;riag der Frequenz·. Die Atiipli. Lude \jir<l i.;Ju-. iert um die gleiche Ilen je durch die kapazitive Last, die ein par.il.li; 1 e:> k ιραζ i L i ■/?.-; IiICi₁! -nt: bo .; i l". t.

Pi-Tj. 1 ir.t ein r.chem.it i. :;c hc.i Diajrim.i eiiu.r An ;f iihri u j ;; ^>xiA ili'i i.on'il.itoion ') und Lo. Die dai jeütellto Au^-iUhtung^foriu ir.t. ein VoI l\/jllenschaltkreis. Durch Beseitigung des inv.irtleremU'ii

3 O 9 H ö 8 / i) 8 !) 7

BAD ORIGINAL

Verstärkers 27 und Erden der Node 54 kann eine Halbwellenversion aufgebaut werden. Es sei herausgestellt, daß Fig. einen Analogschaltkreis illustriert. Digitalschaltkreise können ebenfalls verwendet werden, um die Korrelatoren aufzubauen.

Der Gewinnkorrelator 9 besteht aus dem Verstärker 28 zum Invertieren und Quadrieren von e. (durch Verstärkung) auf der Leitung 29. Der Ausgang wird mit der Torelektrode 3o eines Feldeffekttransistors 31 und mit der Torelektrode 32 eines Feldeffekttransistors 33 über ein invertierendes Logikgatter 34 zugeführt. Ein halber Zyklus von e (während der positiven Zyklushälfte von e,) von dem Summierer 11 läuft durch den Feldeffekttransistor zur Node 35.

Ein anderer Halbzyklus wird durch den Verstärker 27 invertiert und läuft durch den Feldeffekttransistor 33 zur Node 35 (während der negativen Ilalbwelle von e. ) . Die Node 35 ist die Eingangsnode für den Integrator 36.

Der Integrator besteht aus dem Widerstand 37, dem Verstärker 38 und der Rückkopplungskapazität 39. Das Signal an der Node wird integriert. Der Integrator liefert ein Ausgangssignal e an den Anschluß 4o, um den Gewinn der e.-Signalkomponente in e_o zu steuern. Der Anschluß 4o ist mit dem Gewinnanpaßschaltkreis 7 verbunden.

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- 2ο -

Damit bestimmt der Verstärker 28 das Vorzeichen des Signals
e. und multipliziert dann unter der Verwendung von Transistoren 31 und 32 das Vorzeichen von e. mit e . Dieses Produkt
wird dann integriert. Bei einer digitalen Ausführung kann
ein Akkumulator, der aus einem Addierer und einem Schieberegister besteht, den Verstärker und die Transistoren ersetzen.

Der Gewinnkorrelator Io besteht aus Schaltkreisen, die identisch sind zu dem Schaltkreis von Korrelator 9. Beide Korrelatoren verwenden Verstärker 27. Die Differenz zwischen den Schaltkreisen ist die Verwendung von unterschiedlichen korrelierenden Signalen. Der Korrelator 9 korreliert e mit e . Der Korrelator Io korreliert e. (e. verschoben um 9o°, siehe Fig. 3) mit e . Der Korrelator Io enthält ebenfalls einen invertierenden Verstärker 41, der das Signal e. aus der Leitung 42 invertiert. Die Leitung 4 2 ist mit dem Phasenschieber 12 verbunden. Der Ausgang vom Verstärker 41 ist mit der Torsteuerelektrode 4 3 des Feldeffekttransistors 44 und durch ein invertierendes Logikgatter 45 mit der Torsteuerelektrode 46 des Feldeffekttransistors 47 verbunden.

Das Signal e ist bei aufeinanderfolgenden Halbzyklen von e
über die Feldeffekttransistoren 44 und 47 mit der Node 48
verbunden.

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Die Node 48 liefert einen Eingang zu dem Integrator 49. Der Integrator 49 enthält einen Widerstand 5o, einen Verstärker 51 und einen Rückkopplungskondensator 52. Der Integrator liefert ein Phasensteuersignal e an den Anschluß 53. Der Anschluß

■ ■ * ■ ■ pc

ist mit dem Phasenanpaßschaltkreis 6 verbunden.

Die Wirkungsweise der Korrelatorschaltung ist am besten mit Bezug auf das Signaldiagramm in Fig. 5 zu verstehen.

Um ein Betriebsbeispiel zu beschreiben, wird die Last als kapazitiv angenommen. Weiterhin sei die Gewinnschaltkreisausführungsform der Fig. 3 verwendet, Ebenefalls wird eine Phasenverschiebung von 9o° für e . angenommen. Infolgedessen be-

pt

sitzen e_t und e . die in Fig. 5 gezeigte Phasenbeziehung.

Das Übertragungskanalsignal e_Q (ohne die Empfängersignalkömponente, siehe Fig. 2) wird invertiert gezeigt und mit einer Phasennacheilung von 3o° mit Bezug auf e_fc. -. ■"· -

Der Ausgang von dem Summierer 11 e ist die algebraische Summe von e. und e . Im Effekt ist e die Sendersignalkomponente aus dem Überfragungskanal aufgrund der Kanalimpedanz plus dem Signal von einem entfernten Sender, das hier aus Gründen der einfacheren Erklärung mit Null angenommen wird.

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Während der positiven Halbwelle von e. invertiert der Verstärker 28 das Signal und führt ein negatives Spannungspotential der Torsteuerelektrode 3o des Feldeffekttransistors 31 zu. Der Feldeffekttransistor wird eingeschaltet und der entsprechende Teil der Welle des e -Signals dein Eingang des Integrators 36 zugeführt. Die Integratoreingangsspannung während der e.-Halbwelle wird von.dem e^c-Signal dargestellt.

Während der negativen Halbwelle von e. wird der Feldeffekttransistor 33 eingeschaltet. Die invertierte Welle von e wird der Node 35 des Integrators zugeführt. Da e_c eine größere negative Fläche hat, als eine positive Fläche, besitzt der Integrator einen positiven Ausgang am Anschluß 4o_# d.h., e . Dieser

gc

Ausgang wächst weiterhin an, bis die angestiegene Aniplitudenkomponente von e. in dem e -Signal ausgelöscht ist. Für die in Fig. 3 gezeigte Ausführungsform wird der Widerstand R vermindert, um den Gewhn zu reduzieren. Wenn die Komponente e. gefiltert ist, läuft das Signal e^c auf Null und der Integratorausgang flacht sich ab, wie gezeigt.

In ähnlicher Weise wird das Signal e_r dem Eingang, Npde 48, des Integrators 49 während der positiven Halbwelle von e . zugeführt.

Während der negativen Halbwelle von e . wird e invertiert und dem Integrator zugeführt. Das Signal an der Node 48 ist in

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Fig. 5 als e._ß gezeigt. Da die negative Fläche größer ist als die positive Fläche, liefert der Integrator ein anwachsendes Ausgangssignal e an den Anschluß 53. ■

Der Ausgang steigt an, bis die 3o° Phasenverschiebung, die der e_t"Komponente in e aufgedrückt ist, auskompensiert ist". Für die besondere gszeigte Ausführungsform wird der Widerstand R erhöht, um den Quadriergewinn zu vermindern. Wenn die Phase der e.-Komponente in e angepaßt ist, sind die negativen und positiven Halbwellenwerte von e_4R gleich und der Ausgang des Integratots flacht sich ab, wie gezeigt. Wenn die Phase und die Amplitude angepaßt s^nd, läuft e.« auf Null.

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Claims

Patentansprüche

Schaltkreis für die Filterung einer Sendersignalkomponente von einer Empfängersignalkomponente, wobei beide Komponente ein Übertragungskanalsignal bilden« g e k e η η-zeichnet durch Einrichtungen für die Korrelation des Sendersignals mit irgendeiner Sendersignalkoraponente auf einer Empfängerleitung, und Einrichtungen, die auf die Korrelatoreinrichtung reagieren, um die Parameter einer Sendersignalkomponente zu verändern, bestehend teilweise aus einem Übertragungskanalsignal, bis die Sendersignalkomponente von der Empfängerleitung ausgefiltert ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1 mit einem adaptiven elektronischen Hybrid-übertrager, angeordnet zwischen einem Sender, einem Empfänger und einem Übertragungskanal, wobei der Übertrager gekenn ze i chnet ist durch Einrichtungen zum Summieren eines aus Sendersignalkoraponenten und Empfä ngersignalkOpponenten bestehenden übertragungskanal-Signals mit einem ausgesendeten Signal, Einrichtungen zum Korrelieren der Phasen- und der Gewinnparameter des gesendeten Signals mit denPhasen- und Gewinnparametern eines Signalausganges von der Sununiereinrichtung einschließlich Ein-

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richtungen für die Erzeugung von Phasen- und Gewinnanpaßsignalen zur Veränderung der Phasen- und Gewinnparameter der Sendarsignalkomponente auf dem übertragungskanalsignal, bis das Signal von der Summiereinrichtung im wesentlichen die Erapfängersignalkomponente ist.

3. Schaltkreis nach einem der folgenden Ansprüche, angeschlossen zwischen einem Sender, einem Empfänger und einem Übertragungskanal, gekennzeichnet durch Summiereinrichtungen zum Summieren, eines Signals von dem Übertragungskanal mit einem Signal von dem Sender, wobei das übertragungskanalsignal Sendersignalkomponente und Empfängarsignalkomponente aufweist, durch üetektoreinrichtungen, die auf die Summiereinrichtung reagieren, um Veränderungen in den Parametern des Sendersignals festzustellen, und durch Anpaöeinrichtungen, die auf die Detektoreinrichtungen reagieren, um die Parameter anzupassen, bis der Ausgang von der Summiereinrichtung im wesentlichen aus der Empfängarsignalkomponente besteht.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekenn*- zeichnet, daß die Detektoreinrichtungen und/oder Anpaßeinrichtungen zwischen dem Sender und den Übertragungskanal angeordnet sind, und daß die Suramiereinrichtungen zwischen dem Übertragungskanal und dem Empfänger eingeordnet sind»

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5. Schaltkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Anpaßein richtungen erste Kombinatoreinr ich tungeil aufweisen, die ein Signal von der Summiereinrichtung und ein Sendersignal von dem Sender aufnehmen, um die Veränderung und die Amplitude der Sendersignalkomponente und das Signal von der Suniraiereinrichtung mit dem Signal von dem Sender zu korralieren, wobei die erste Korrelatoreinrichtung Einrichtungen zum Erzeugen eines Ausgangssignals enthalten, das die Amplitudendifferenz zwischen den Signalen darstellt, und durch eine zweite Kombinatoreinrichtung bei Aufnahme eines Eingangssignals von der Summiereinrichtung und eines phasenverschobenen Sendesignals von dem Sender, wobei das phasenverschobene Signal eine quadratische Komponente mit Bezug auf das Signal von der Summiereinrichtung aufweist, wobei die Kombinatoreinrichtung Einrichtungen zur Korrelation der Veränderung in der

Phase der Sendersignalkomponente in dem Signal von der Sununiereinrichtung mit dem Sendersignal aufgrund der Effekte der komplexen Impedanz korreliert, wobei die zweite Kombinatoreinrichtung Einrichtungen zur Erzeugung eines Ausgangssignals aufweist, die die Phasendifferenz zwischen dem Sendersignal und der Sendersignalkomponente in dem Übertragungskanal darstellt.

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6. Schaltung nach Anspruch 5, d a d, u rc h g e k e η nz e i ch η e t_# daß die erste und die zweite Kombinatorschaltung jeweils eine Integratorschaltung aufweisen* wobei die erste Kombinatorschaltpng ein Ausgangssignal liefert entsprechend der folgenden, Gleichung .

*t

e_rF(e_tJdt,

wobei e gleich dem Signal von der Summiereinrichtung ist, und e_t das Sendersignal darstellt, und wobei die zweite Koinbinatorschaltung ein Ausgangssignal liefert entsprechend der folgenden Gleichung

wobei e gleich ist dem Signal von" der SumiRiereinrichtroKj und e,w gleich ist dem phasenverschobenen Sendersignal«

7. Schaltung nach Anspruch 6, d ad u r c h ge fc e η η-zeichnet, daß die erste Kombinatorschaltung und die zweite Kombinatorschaltung Korrelatbren aufweisen.

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8. Schaltkreis nach Anspruch 7, ge kennzeichnet durch einen Phasenschieberschaltkreis zwischen dem Sender und dem zweiten Korrelator zur Verschiebung der Phase des Sendesignals um ungefähr 9o , wobei, wenn die komplexe Impedanz des Ubertragungskanals eine Phasenverschiebung in dem Sendersignal verursacht, die Integration des Signals von der Summiereinrichtung in einem Ausgang von der Iriegratorschalteinrichtung resultiert.

9. Schaltkreis nach Anspruch 5,dadurch gekennzeichnet, daß die Detektor- und Anpasseinrichtungen einen Phasenanpaßschaltkreis zur Anpassung der Phasenverschiebung und einen Amplitudenanpaßschatkreis zur Anpassung der Amplitude des Sendersignals aufweisen, wobei die Veränderung in der Phase und in der Amplitude der Sendersignalkomponente in dem Ubertragungskanalsignal kompensiert wird, und wobei die Ausgänge von den Summiereinrichtungen lediglich gleich der Empfängersignalkomponente sind.

lo. Schaltkreis nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenanpaßschaltkreis und der Amplitudenanpaßschaltkreis die Phase und die Amplitude um einen Wert anpassen, der ungefähr gleichen absoluten Wert und

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entgegengesetzte Richtung hat zur Phassnänderung und Amplltudenänderung aufgrund der komplexen Eigenschaften des Übertragungskanals«

11. Schaltkreis nach Anspruch lo/ dadurch g e k e η nzeichne t_# daß der Übertragungskanal eine übertragungsleitung aufweist, über die Daten in der Form von Signalen gleichzeitig gesendet und empfangen werden·

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