DE2312650A1 - Verstaerker zur kompensation einer daempfungscharakteristik - Google Patents

Description

Verstärker zur Kompensation einer Dämpfungs-Charakteristik

Die Erfindung bezieht sich auf Verstärker zur Kompensation einer Dämpfungskennlinie und stellt eine Verbesserung oder Modifikation der in der Hauptanmeldung P 21 43 707. 0 offenbarten Erfindung dar.

Die Hauptanmeldung beschreibt einen vorwärts gekoppelten Verstärker mit einer frequenzabhängigen Verstärkungskennlinie. Wie darin ausgeführt wird, stellt ein vorwärts gekoppelter Verstärker die Laufzeit fest. Im Zusammenhang mit einem zeitversetzten Bezugssignal wird ein Fehlersignal bestimmt und in einer mit dem Hauptsignal übereinstimmenden zeitlichen Abfolge korrigiert. Folglich weist ein vorwärts gekoppelter Verstärker zwei parallele Wellenwege auf. Der eine Wellenweg, auch Hauptsignalweg genannt, umfaßt den Hauptverstärker mit einem oder mehreren Signalverstärkern in Kaskade und bewirkt die Signal Verstärkung auf die übliche Weise. Ein zweiter Wellenweg , Fehlersignalweg genannt, mit einem Fehlersignalverstärker sammelt ein Gegenbild der Fehlersignale an, die durch den Haupt signal verstärker

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in das Signal eingeführt werden. Diese Fehlersignalkomponenten mit einer Rausch- und Intermodulationsverzerrung werden bei einem bestimmten Pegel und in einem richtigen Zeit-Phasen-Verhältnis angesammelt, damit diese in einer. Weise in den Hauptsignalweg eingekoppelt werden können, daß die Fehlersignalkomponenten auf dem Hauptsignalweg ausgelöscht werden.

Nach den Ausführungen in der Hauptanmeldung besitzen der Haupt- und der Fehlersignalverstärker über das interessierende Frequenzband hinweg vorzugsweise im wesentlichen flache oder. frequenzunabhängige Verstärkungskennlinien. Die Formung des Frequenzbandes hängt in erster Linie von der Formung der Leistungsübetragungs- . kennlinien folgender Baugruppen ab: des Eingangsleistungsteilers ■ zur Gewinnung einer Bezugssignalkomponente aus dem Eingangssignal; des Abtast-(Sampling-)Kopplers, der das Ausgangs signal des Hauptverstärkers mit der Bezugssignalkomponente vergleicht, um ein Differenz- oder Fehlersignal zu erzeugen; und des Fehlersignalankopplers, der das Fehler signal in den Haupt signalweg einkoppelt.

Solche Verstärker werden typischerweise dazu verwendet, die Dämpfungen auf einem Übertragungsweg zu kompensieren, d. h.

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die Verstärkungskennlinie wird so entworfen, daß sie dieselbe Form wie die Dämpfungskennlinie des Übertragungsweges hat. Während das bei höheren Frequenzen unproblematisch ist, sind beim Entwurf von Breitbandverstärkern, die die unteren Frequenzen signifikant miterfassen, in der Praxis beträchtliche Schwierigkeiten aufgetreten. Ein besonders schwer anzupassendes Frequenzband ist das von 20 MHz und darunter bis 100 MHz und darüber. Die Schwierigkeit beruht kurz auf der Tatsache, daß die in Abhängigkeit von der Frequenz in Dezibel dargestellte Dämpfungskennlinie eines Übertragungsweges am Ursprung eine unendliche Steigung hat, während die zur Frequenzformung verwendeten Koppler eine Verstärkungskennlinie mit Nullanstieg im Ursprung aufweisen. Folglich müssen die Kopplernetzwerke mit je einer Kaskade von zwei oder mehr richtungsabhängig arbeitenden Kopplern ein Gebiet niedriger Frequenz mit unverhältnismäßig stark gekrümmten Verstärkungskennlinien aufweisen, um letztere an die Dämpfungskennlinie des Übertragungsweges anzugleichen. Im Falle des vorwärts gekoppelten Verstärkers hat das zur Folge, daß die Parameter einiger richtungsabhängig arbeitender Koppler nicht realisiert werden können. Speziell der innerhalb des interessierenden

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Frequenzbandes \'erlangte Kopplungsgrad wird zu fest, um noch brauchbare Ergebnisse zu liefern.

Verallgemeinert läßt sich sagen, daß der Entwurf jedes Verstärkers, dessen frequenzformende Schaltung eine Kennlinie hat, die sich im Bereich niedrigerer Frequenzen erheblich von der anzugleichenden Dämpfungskennlinie unterscheidet, ähnlich schwierig ist. Das gilt speziell für die Realisierung ausreichend dimensionierter Spulen, die ihre Nennwerte über das Frequenzband hinweg beibehalten . Am oben erwähnten unteren Bandende muß ferrimagnetisches Material irgendeiner Form verwendet werden., um die großen Spulenwerte zu realisieren, die zur Synthese der verlangten Reaktanzen erforderlich sind. Während diese ferrimagnetischen Materialien im Bereich niedrigerer Frequenzen ' die notwendige Permeabilität aufweisen, werden sie im Bereich höherer Frequenzen sehr verlustreich. Je größer tatsächlich die Permeabilität ist, umso kleiner wird die Frequenz, bei der signifikante Verluste auftreten. , ■■-.

Alternativ dazu können größer bemessene Spulen und Luftkerne verwendet werden. Die Schwierigkeit bei dieser Anordnung besteht

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darin, daß die größer bemessenen Spulen im Bereich höherer Frequenzen einen wesentlichen Bruchteil einer Wellenlänge einnehmen, wodurch am oberen Bandende eine schwer zu behandelnde Frequenzdispersion entsteht.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen verbesserten Verstärker zur Kompensation einer frequenzabhängigen Dämpfungskennlinie über ein Frequenzband zwischen fj bis f zur Verfügung zu stellen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine erste und zweite Verstärker stufe in Kaskade vorgesehen sind, daß die erste Verstärkerstufe einen Verstärkungs-Frequenz-Gang aufweist, der unterhalb der Frequenz f £ verschieden von der Dämpfungskennlinie ist und durch Anordnungen mit einer Vielzahl von Quadraturkopplern aus diskreten Elementen definiert ist, und daß die Gesamtverstärkung des Verstärkers sich zwischen den Verstärkerstufen so aufteilt, daß die Änderung des Übertragungskoeffizienten jedes der Koppler über das Frequenzband hinweg auf weniger als 30 Db. beschränkt wird.

Es ist vorgesehen, daß die Quadraturkoppler Übergangsfrequenzen

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aufweisen können, die in ein zwischen 0, 1 fς und 1Of₁, erweitertes Frequenzband fallen, und daß die Gesamtverstärkung sich zwischen den Verstärker stufen so aufteilt, daß die Übergangsfrequenz des Kopplers der niedrigsten Fr equenz maximiert wird.

Die zweite Ver stärker stufe kann einen konstanten Verstärkungs-Frequenz-Gang über das Frequenzband hinweg aufweisen»

Vorzugsweise die erste Verstärker stufe ist ein vorwärts gekoppeHer Verstärker.

Ein erfindungsgemäßer Vorteil besteht darin, daß sich durch Einfügen eines Grundverstärkers mit konstanter Verstärkung die Realisierung eines Verstärkers mit geformtem Frequenzgang sehr vereinfacht.

Die Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Übertragungsanlage

mit längs eines Übertragungsweges regelmäßig verteilten Verstärkern;

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Fig. 2 das erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel eines Verstärkers;

Fig. 3 die Dämpfungskennlinie eines typischen Übertragungsweges und die Verstärkungskennlinie eines typischen vorwärts gekoppelten Verstärkers;

Fig. 4 ein Kopplernetzwerk mit Quadraturkopplern in Kaskade;

Fig. 5 die Änderung der Kopplerkoeffizienten Fund k als Funktion der Frequenz für Quadraturkoppler mit verteilten Parametern;

Fig. 6 die Änderung der Kopplerkoeffizienten t und k als Funktion der Frequenz für Quadraturkoppler mit konzentrierten Bauelementen;

Fig. 7 die Dämpfungskennlinie eines typischen Übertragungsweges und die Verstärkungskennlinie eines Verstärkers zur Kompensation, der eine vorwärts gekoppelte 3098 39/092 4

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Verstärker stufe mit geformtem Frequenzgang und einen Grundverstärker mit konstanter Verstärkung enthält;

Fig.. 8 und 9 die Änderung der Übergangsfrequenz des Kopplers mit konzentrierten Bauelementen bei der niedrigsten Übergangsfrequenz als Funktion der Verstärkung des Grundverstärkers;.

Fig. 10 die Dämpfungskennlinie eines speziellen Übertragungsweges; und

Fig. Il und 12 zwei weitere Kopplernetzwerke.

Die in Fig. 1 dargestellte Übertragungsanlage besteht aus einem Sender 5 und einem Empfänger Q, die durch einen Übertragungsweg 7 verbunden sind» Wegen der Dämpfungen längs des Übertragungsweges 7 sind in diesem äquidistant angeordnete Verstärker 8 vorgesehen.

Die an die Verstärker gestellten Forderungen ändern sich natürlich von Anlage zu_nAnlage. Eine allgemeine Forderung

besteht jedoch darin, daß sie die übertragenen Signale so verstärken, daß die Dämpfungen längs des Übertragungsweges kompensiert werden. Weil diese Dämpfungen über das Frequenzband hinweg typischerweise ungleichmäßig sind, muß die Verstärkungskennlinie jedes Verstärkers (als Funktion der Frequenz) so geformt werden, daß sie die spezielle Dämpfungskennlinie des Übertragungsweges kompensiert. Im allgemeinen ändert sich die in Dezibel dargestellte Übertragungsdämpfung wie die Quadratwurzel der Frequenz. Folglich muß die Verstärkung als Funktion der Frequenz zunehmen.

Schließlich sind die Verstärker so weitgehend verzerrungsfrei, wie das wirtschaftlich vertretbar ist. Zum Beispiel-schränkt die Intermodulationsverzerrung in einer Trägerfrequenzübertragungsanlage die Übertragungskapazität der Anlage beträchtlich ein. Folglich bewirkt jede signifikante Verringerung der Intermodulationsverzerrung eine entsprechend größere Übertragungskapazität und Wirtschaftlichkeit.

Nach den Ausführungen in der Hauptanmeldung können die erwünschten Verstärkungskennlinien mit Hilfe eines Verfahrens

309833/092k

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ίο

zur vorwärts gekoppelten Fehler signalkorrektur erhalten ■ werden, worin die geformte Verstärkungskennlinie eines vorwärts gekoppelten Verstärkers durch Verwendung aktiver Verstärker stufen mit im wesentlichen flach verlaufenden :--_-.

Verstärkungskennlinien und Zuschneiden der der Leistungsüber-. tragungskennlinien der Kopplernetzwerke realisiert wird. Das würde problemlos sein, wenn die Dämpfungskennlinie des Übertragungsweges und die Leistungsübertragungskennlmie ; :■ der Kopplernetzwerke ähnlich wären. Sie sind es aber praktisch nicht, sondern im allgemeinen tatsächlich so verschieden, daß . die Angleichung der Kopplernetzwerkkennlinie an die Dämpfungskennlinie ein praktisch oft unrealisierbares Syntheseproblem^; darstellt. Erfindung s ge maß wird diese Schwierigkeit durch Einfügen eines Grundverstärkers in jede Verstärker stufe vermindert. Zur Erläuterung soll angenommen werden, der letztere habe eine flache Verstärkungskennlinie über das interessierende - J

Frequenzband hinweg. Folglich enthält jeder der in Fig. 1 dargestellten Verstärker 8 zwei getrennte Verstarkungsstufen. Nach Fig. 2 bildet ein Grundverstärker 28 mit konstanter Verstärkung , der als Kleinsignal vor ver stärker dient, die eine Verstärkungsstufe. In der anderen Verstärkungsstufe ist ein Leistungsverstärker

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mit geformtem Frequenzgang dargestellt. Letzterer ist ein vorwärts gekoppelter Verstärker mit zwei parallelen Wellenwegen 10 und 11. Der Wellenweg 10 schließt einen Hauptverstärker 21 und ein erstes Laufzeitnetzwerk 22 ein. Der Wellenweg 11 schließt ein zweites Laufzeitnetzwerk 23 und einen Fehlersignalverstärker 24 ein. Die Verstärkung G des Hautverstärkers und die Verstärkung g des Fehler Signalverstärkers sind über das interessierende Frequenzband vorzugsweise konstant, während die Leistungsübertragungseigenschaften des Eingangskopplernetzwerkes 20, des Abtast-{sampling)Kopplernetzwer^ves 25 und des Fehlersignalankopplers 27 in der in der Hauptanmeldung beschriebenen Weise geformt werden.

Nach den oben gemachten Ausführungen ist jeder der Verstärker zur Kompensierung der Signaldämpfung längs des Wellenweges 7 bestimmt. Diese in Dezibel ausgedrückte Dämpfung ändert sich, wie die Kennlinie 30 in Fig. 3 zeigt, wie die Quadratwurzel der Frequenz. Es soll festgestellt werden, daß die Steigung der Dämpfungskennlinie im Ursprung unendlich ist. Im Gegensatz dazu hat die Verstärkungskennlinie 31 des vorwärts gekoppelten Verstärkers, die durch die Kopplernetzwerke festgelegt wird,

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im Ursprung einen Nullanstieg. XJm die Verstärkungskennlinie über das interessierende Frequenzband f bis f hinweg an die Dämpfungskennli'nie anzugleichen, wird die erstere so ausgewählt, daß sie in die letztere übergeht. Wenn dieser Übergang bei einer niedrigeren Frequenz wie -ei ^a f erfolgen soll; muß die Verstärkungs-

O-

kennlinie im Sinne der gestrichelt dargestellten Kennlinie 32 stärker ansteigen . Wie die zweite gestrichelte Kennlinie 33 zeigt, nimmt mit immer weiter sinkender Frequenz die Steigung der Verstärkungskennlinie entsprechend zu. Jeder Steigungszuwachs belastet die Netzwerkparameter zur Formung des Frequenzganges, was nachstehend ausführlicher betracMet werden soll»

Eine erfindungsgemäß brauchbare Kopplernetzwerkanordnung enthält Quadratur-Hyrid-Koppler in Kaskade. Obwohl festgestellt werden soll, daß andere Kopplernetzwerkanordnungen in Verbindung mit vorwärts gekoppelten Verstärkern verwendet werden können, geben die bei der Synthese von Quadraturkopplern anzutreffenden Beschränkungen nur die Entwurfsprobleme wieder, auf die man bei allen derartigen Netzwerken stößt. "

Ein typisches Kopplernetzwerk 34, das in Fig. 4 als Blockdiagramm 309 839/092 4

dargestellt ist, enthält eine Vielzahl von N Quadraturkoppler!! 35-1, 35-2.... 35-N in Kaskade. Jeder der N Quadraturkoppler hat 4 Pole 1, 2, 3, 4, die als Polpaare 1-2 und 3-4 angeordnet sind, wobei die paarweise zusammengefaßten Pole jeweils mit den Polen des anderen Polpaares gekoppelt sind. Die Kopplung zwischen den gekopptelten Toren wird speziell durch den Übertragungskoeffizienten t. und den Kopplungskoeffizienten k. dargestellt, wobei der Koeffizient t. der Übertragung zwischen den Polen 1-3 und 2-4 des i-ten Kopplers und der Koeffizient k. der Kopplung zwischen den Polen 1-4 und 2-3 des i-ten Kopplers proportional ist. Dafür gilt:

2	+	2
t.		k.
1	1

(D

Zusätzlich sind die Koeffizienten in einem Quadraturkoppler

untereinander um 90 phasenverschoben.

In welcher Weise sich die Koeffizienten als Funktion der Frequenz ändern, hängt vom Kopplertyp ab. Zur Erläuterung zeigt die Fig. 5, wie sich beim sogenannten Koppler mit verteilten Parametern t und k ändern, eines Kopplers des Typs, der

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ein gekoppeltes Wellenleiterpaar aufweist, (Siehe dazu beispielsweise das U. S. -Patent 2 775 740) Der t - Parameter, der bei der Frequenz null eins ist, wird bei der Frequenz f , für die die elektrische Länge des Kopplers einer Viertellängenwelle entspricht, typischerweise minimal und steigt dann wieder bis zum Wert eins bei der Frequenz 2f an, für die die elektrische Länge des Kopplers eine halbe Wellenlänge beträgt. Die beschriebene Kennlinienänderung wiederholt sich oberhalb dieser Frequenz, sofern sekundäre Effekte vernachlässigt werden. Umgekehrt hat der k-Parameter bei der Frequenz null den Wert null, erreicht bei der Frequenz f ein Maximum und bei der Frequenz 2f wiederum den Wert null. Diese Änderungen sind in den Kennlinien 40 und 40^! dargestellt.

Der für t angenommene'»Wert und der entsprechende Maximalwert von k sind eine Funktion des Kopplungskoeffizienten c pro Einheitslänge des Kopplers. Je fester die Kopplung ist, umso stärker ändert sich die Kennlinie. Die Änderungen von t und k eines zweiten Kopplers mit festerer Kopplung wurdaialso durch die unterbrochen dargestellten Linien 41 und 41' angezeigt werden. Im Falle einer extrem festen Kopplung erreicht der Parameter 309839/0924 '

t bei der Frequenz f den Wert null, während sich der Parameter k dem Einheitswert 1 nähert, wie die Kennlinien 42 und 42' zeigen. Bei einem sogenannten 3 Db. -Koppler ist die Kopplung so gewählt, daß bei der ein Viertel-Wellenlängen-

Freuquenz f tI=
el

ist.

Die nun zu betrachtende Fig. 6 zeigt, wie sich die Kopplerkoeffizienten des sogenannten Kopplers mit konzentrierten Bauelementen vom Typ, wie er z. B. in der U. S. -Patentschrift 3 506 932 beschrieben ist, in Abhängigkeit von der Frequenz ändern. Wie zuvor hat der t-Paranieter bei der Frequenz null den Einheitswert eins. Jedoch nimmt t bei diesem Kopplertyp mit wachsender Frequenz stetig ab und strebt dem Wert null asymptotisch zu. Umgekehrt ist der k - Parameter bei der Frequenz null null, steigt mit wachsender Frequenz an und nähert sich dem Einheitswert eins asymptotisch. Die Frequenz, für die

= k gilt, ist als die Übertragungsfrequenz

definiert. Im Falle der Kennlinien 50 und 50' liegt die Übertragungsfreuqnz bei f .

3 0 9 B 3 9 / 0 9 2 U

Auch hier hat der Kopplungsgrad wieder Einfluß darauf, wie sich die Parameter als Funktion der Frequenz ändern. Bei festerer Kopplung sirktdie Übertragungsfrequenz. Also stellen· die unterbrochenen Kennlinien 51 und 51" einen Koppler mit festerer Kopplung und einer niedrigeren Übertragungsfrequenz

f¹ dar.
c

In der U. S. -Patentschrift 3 514 722 ist die Synthese eines Kopplernetzwerkes, wie z. B. des Kopplernetzwerkes 34, mit einer beliebigen Energieteilerkennlinie über irgendein spezifiziertes Frequenzband von Interesse beschrieben. Bei Verwendung von Kopplern mit konzentrierten Bauelementen erhält man für jeden der in Kaskade angeordneten Koppler die Übertragungsfrequenz als Auflösung. Wenn wir die unteren und oberen Bandfrequenzen des Verstärkers als fe und f definieren, dann finden wir typischerweise, daß einige der Ubertragungsfrequenzen in dieses Band fallen, während andere weit außerhalb des Bandes liegen. Einige Übertragungsfrequenzen können tatsächlich so weit außerhalb des Bandes liegen, daß sie durch einfache Zusammenhänge ersetzbar sind, weil für derartige Koppler entweder t oder k den Wert eins hat. Deshalb definieren wir ein erweitertes

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interessierendes Band zwischen O, 1 fa und 10 f und verzichten auf jeden Koppler, dessen Übertragungsfrequenz außerhalb dieses erweiterten Frequenzbandes liegt.

Die Übertragungsfrequenzen der übrigen Koppler sind über das interessierende Frequenzband verteilt. Theoretisch kann deshalb die Synthese jeder Leistungsteilerkennlinie vorgenommen werden. Jedoch ist es praktisch besonders schwierig, einen Koppler mit konzentrierten Bauelementen, der fest gekoppelt ist, zu bauen, der der in Fig. 6 wiedergegebenen Kennlinie über ein sehr breites Frequenzband folgt. Typischerweise werden Sekundär effekte infolge von Streureaktanzen und Kernverlusten im Bereich höherer Frequenzen signifikant. Beim Breitbandverstärker treten also praktisch die Schwierigkeiten auf, wenn über das interessierende Frequenzband hinweg eine Änderung des Übertragungskoeffizienten t von mehr als 30 Db. verlangt wird. Es ist mit anderen Worten praktisch undurchführbar, einen Koppler zu bauen, wenn die Übertragungsfrequenz zu klein ist. Leider ist genau das der Fall, wennder für die Verstärkungskennlinie im Bereich niedriger Frequenzen gefor-

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derte Kurvenanstieg zu steil wird.

Zur Vermeidung der oben beschriebenen Schwierigkeiten wird eine feste Verstärkung vom Betrag G zwischen dem Übertragungsweg 7 und dem vorwärts gekoppelten Verstärker 10 eingekoppelt. Diese auch Grund- oder Vorverstärkung genannte Verstärkung bewirkt, daß sich der Ursprung der Dämpfungskennlinie des Übertragungsweges gegenüber dem Ursprung der Verstärkungskennlinie entsprechend der Darstellung in Fig. 7 verschiebt. Die Dämpfungskennlinie 30 des Übertragungsweges geht durch den Ursprung null. Unter Annahme einer Verstärkung von M Dezibel des Grundverstärkers soll der vorwärts gekopptelte Verstärker nun nur den Unterschied zwischen der Dämpfungskennlinie des Übertragungsweges und der festen Verstärkung des Gr undverstärkers ausgleichen. Das geschieht leicht durch eine Verstärkungskennlinie 70, die mit einem versetzten Ursprung M beginnt und bei der Frequenz f in die Dämpfungskennlinie übergeht. Die Steigung dieser Verstärkungskennlinie ist offenbar viel weniger stark als die der Verstärkungskennlinie 33 in Fig. S₃ die vom selben Ur sprung wie die Dämpfungskennlinie ausgeht

3 0983 9/0 92 4

und mit letzterer bei der Frequenz f. zusammenfällt. Aus Fig. 7 geht in gleicher Weise hervor, daß die Verstärkungskurve des vorwärts gekoppelten Verstärkers sich als Funktion der Verstärkung des Grundverstärkers ändert. Wenn beispielsweise eine konstante Verstärkung von P Dezibel eingekoppelt wird, muß die resultierende Verstärkungskennlinie 71 des vorwärts gekoppelten Verstärkers zuerst abfallen und dann wieder ansteigen, um sich bei der. Fr equenz f mit der geeigneten Steigung anzuschmiegen. Das ist offenbar nicht besser, wenn nicht sogar schlechter, als jeder beliebige, in Fig. 3 dargestellte Kurvenverlauf. Es ist jedoch nicht zu erkennen, ob beispielsweise eine Grundverstärkung von Q Dezibel, die eine Verstärkungskennlinie 72 liefert, eine bessere oder schlechtere Bedingung als die, die durch eine Grundverstärkung von M Dezibel geliefert wird, bietet. Wie also die Verstärkung optimal aufgeteilt . wird, muß fallweise bestimmt werden. Das geschieht, wie nachfolgend näher dargestellt wird, empirisch und durch ein Fehlersignalverfahren.

Nach den in der Hauptanmeldung gemachten Ausführungen sind die Koppler-Koeffizienten für jedes der Kopplernetzwerke 20, 25 und 27 als Funktion der Verstärkung G des Hauptverstärkers,

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der Verstärkung g des Fehlersignalverstarkers und des gewünschten Frequenz-Verstärkungs-Gesamtganges F (cd ) definiert« Für das' Emgangskopplernetzwerk 20 des Verstärkers 10 sind sie gegeben durch

G⁴ + 4(1-G²)

(2)

2(G²-1)

wobei G = g.

Im vorliegenden Falle wird jedoch die Gesamtkennlinie durch das Vorhandensein des Grundverstärkers modifiziert. Speziell für einen vorwärts gekoppelten Verstärker ist t. gegeben durch:

+\/(G^s)⁴ + 4(1-G¹)² Ff(Cu)ZG 1 2[(G')² -l]

(4)

wobei G¹ eine bezogene (reduced) Verstärkung ist, die ungefähr

§ ^ist·

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Wie aus der Gleichung (3) entnommen werden kann, wird die Frequenz-Verstärkungs-Kennlinie F(W) als Funktion der Verstärkung nun durch die konstante Verstärkung G des Grundverstärkers geteilt und die Verstärkung G des Hauptverstärkers auf einen geeigneten Wert bezogen.

Der modifizierte Parameter k. ist durch die Gleichung (3) vorgegeben, wenn t. der Gleichung (4) eingesetzt wird.

Sobald definierte 1rund k für jedes der Kopplernetzwerke vorhanden sind, kann ihre Synthese in der oben gezeigten Weise nach den Richtlinien der U.S. -Patentschrift 3 514 722 erfolgen, die eine Klasse vor Kopplernetzwerken mit zwei oder mehreren Quadraturkopplern des in Fig.. 4 dargestellten Typs offenbart.

Nach den dortigen Ausführungen wird mit den für jedes Netzwerk spezifizierten T und Έ das Verhältnis von | t J und j k } gebildet und entweder der Gleichung 42 oder 43 des oben aufgeführten Patentes gleichgesetzt, und zwar abhängig davon, ob die Kopplerabschnitte des Netzwerkes gerad- oder ungeradzahlig sind. Löst man diese Gleichungen so auf, wie weiter unten ausführlicher be-

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beschrieben wird, dann erhält man die Übertragungsfrequenz für jeden derlöppler in der Kaskade» Einige dieser Frequenzen werden weit aus dem interessierenden Frequenzband fallen und können vernachlässigt werden. Innerhalb des interessierenden Frequenzbandes hat einer der Koppler dir niedrigste Übertragungsfrequenz für einen speziellen Wert von G . Für einen anderen Wert von G ändert sich die Übertragungsfrequenz dieses einen Kopplers. Wenn Lösungen über einen Wertebereich von G vorliegen, kann eine Kennlinie gezeichnet werden, die die Änderung der Übertragungsfrequenz f des Kopplers mit der niedrigsten Frequenz als Funktion von G zeigt. Eine solche Kurve ist in Fig. 8 dargestellt. Wie daraus zu'entnehmen ist, erreicht die Kurve für einen speziellen Verstärkungswert G₁ die maximale Frequenz f „ Damit ist dann die ,bevorzugte Ver-Stärkung des Grundverstärkers so festgelegt, daß die Übergangsfrequenz des Kopplers mit der niedrigsten Frequenz maximiert wird. Weil die Kennlinie relativ breit ist, würde ein Verstärkungswert innerhalb des Bereiches G , + 10% tatsächlich nicht we-

pi-

sentlich von f „ abweichen. Deshalb würde innerhalb dieser el

Grenzen jede Verstärkung des Gründverstärkers ebenfalls akzeptierbar sein.

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Es gibt ein zweite, in Fig. 9 dargestellte Möglichkeit, derzufolge die Übergangsfrequenz eines der Koppler als Funktion der Verstärkung des Grundverstärkers steigt, wohingegen die Übergangsfrequenz eines anderen Kopplers in der Kaskade sinkt. In diesem Fall schneiden sich die Kennlinien des Kopplers 1 und 2 bei irgendeiner speziellen Verstärkung

G . Der Schnittpunkt definiert dann die bevorzugte Verstärkung p2

des Grundverstärkers.

Die Berechnung und die Synthese der Leistungsteilerkennlinien des Abtastkopplernetzwerkes 25 und des Fehlerankopplers 27 erfolgen auf ähnliche Weise, wenn die Leistungsteilerkennlinie des Eingangskopplernetzwerkes 20 bestimmt wurde.

Ein ähnliches Verfahren wird bei richtungsabhängigen Kopplern mit verteilten Parametern angewendet. In diesem letzteren Fall haben alle Koppler mit verschiedenen Kopplernetzwerken dieselbe Einviertel-Wellenlänge-Frequenz f . Es ändert sich jedoch der Kopplungskoeffizient c pro Einheitslänge, Wie zuvor spiegelt sich die starke Steigung der Energieteilerkennlinie des Eingangskopplers

309839/092Λ

in einem zu großen Kopplungskoeffizienteii eines oder mehrerer der verschiedenen Koppler wieder. Das bedeutet, daß mindestens einer der Koppler t- und k- Kennlinien wie die Kurvenzüge 42-42' in Fig. 5 hat und nicht zu realisieren ist. Typischerweise wird jeder Koppler, der eine mehr als 15 Db. große Änderung des t -( oder k-)Koeffizienten über das interessierende Band voraussetzt, für nicht angemessen gehalten. Um diese Änderung zu minimalisieren, wird die Verstärkung des Grundverstärkers in der oben beschriebenen Weise variiert und die maximale Kopplung berechnet. Die optimale Verstärkung ist die, die die niedrigste maximale Kopplung liefert.

Beispiel:

Um ausführlicher zu erläutern, wie die. Verstärkung des Grundverstärkers bestimmt wird, und wie die Kopplernetzwerke des vorwärts gekoppelten Verstärkers entworfen werden, werden Quadraturkoppler mit konzentrierten Bauelementen als spezielles Beispiel, aufgeführt. Zuvor werden jedoch die Schritte des Berechnungsverfahrens qualitativ diskutiert, .

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Berechnungsschritte:

1. Identifiziere «die anzugleichende Dämpfungskennlinie. Damit beginnt typischerweise der Lösungsgang. Es ist von Vorteil, die Dämpfung in Dezibel als Funktion der Frequenz auf logarithmischem Zeichenpapier darzustellen.

2. Wähle eine beliebige Zahl von Punkten (f., F(o).) längs der Dämpfungskennlinie innerhalb des interessierenden Bandes, an die die Verstärkungskennlinie des Verstärkers anzugleichen ist.

Es ist klar, daß die Angleichung umso genauer wird, je mehr Kennlinienpunkte gewählt werden. Jedoch steigt damit auch die Zahl der Koppler, die zur Synthese jedes der Kopplernetzwerke benötigt werden. Folglich muß ein Kompromiß zwischen Kostenaufwand und Angleichungsgenauigkeit gefunden werden.

3. Weil die Verstärkung und die Dämpfung längs des Übertragungsweges bei jeder Frequenz über das interessierende Frequenzband

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hinweg gleich sein müssen, ist die Dämpfungskennlinie F(to). auch die Verstärkerkennlinie. Folglich wähle man; für den Hauptverstärker eine ausreichend große Verstärkung, wähle für den Fehlersignalverstärker und den Grundverstärker ebenfalls einen Verstärkungswert und berechne dann die t- und k- Koeffizienten bei einer jeden der ausgewählten Frequenzen für jedes der Kopplernetzwerke. Wenn man erläuternd annimmt, daß die Verstärkung des'Hautverstärkers gleich der ^: Verstärkung des Fehlersignalverstärkers ist, dann sind die Koeffizienten gegeben durch:

Für das Eingangskopplernetzwerk 20:

2[(G')²- l]

Für das Abtastkopplernetzwerk 25:

,2

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2317650

und

1 -

(8)

wobei G die Verstärkung des Grundverstärkers

und

G¹ die Verstärkung des Hauptverstärkers ist.

Es sollte festgestellt werden, daß die Verstärkung des Haütverstärkers nicht auf eindeutige Werte fixiert ist urd während des Entwurfsverfahrens eingestellt werden kann. Die einzige Forderung besteht darin, sie ausreichend groß zu machen, damit die geforderte Verstärkung über das interessierende Band hinweg zur Verfügung steht.

t.

4. Bilde das Verhältnis ~ (<*>) für jedes Kopplernetzwerk bei jeder

ic.

Frequenz und löse das folgende Polynom nach den Parametern a_r a₂... a_nauf:

t. ι —

_a.(ü

( η

a (ω) + a (ω) . ..a (ω)

JL ο Il — χ

(9)

J 0 9839/0924

η ist die Zahl der ausgewählten Angleichungspunkte.

Wenn die Koeffizienten a , a_o ... a bestimmt sind, errechne

X Ci Xl

die Wurzeln der folgenden Gleichung:

a_n(tt)ⁿ + A_n-1(W)¹¹"¹ ...a₂((j)² + a^w) + 1=o. (10)

Die Ergebniswurzeln sind sowohl reell als auch kunjugiert-komplexe Wurzelpaare. Jede der reellen Wurzeln ist der Übertragungsfrequenz eines der Netzwerkkoppler numerisch gleich. Diese
Koppler sind in Kaskade geschaltet. Die komplexen Wurzeln
definieren Kopplerpaare, deren Übertragungsfrequenzen f und f in Thermen der komplexen Wurzeln ρ und ρ gegeben sind:

D 3-D

f * - = cos θ - (11)

und

i (12)

f =

wobei

a₃b

0 9 8 3 9/0924

Die konjugier-komplexen Wurzeln werden,wie unten noch
erläutert wird, durch Kopplerpaare in einer aus zwei Elementen bestehenden Ka'skade realisiert.

Es soll auch festgestellt werden, daß einige der Wurzeln positive Realteile besitzen, während die anderen negative REalteile haben. Die Vorzeichen zeigen die Kopple r-gruppierungen auf
beiden Seiten eines 180 -Phasenschiebers an.

6. Nach der Bestimmung der Übertragungsfrequenzen der Koppler jedes der Kopplernetzwerke wird die Übertragungsfrequenz des Kopplers mit der niedrigsten Übertragungsfrequenz als Funktion der Verstärkung des Grundverstärkers bezeichnet.

7. Wiederhole die Schritte 1 bis 6 und wähle dann den Entwurf
(design), für den die Verstärkung des Grundverstärkers die
Kopplernetzwerke optimalisiert.

Das folgende spezielle Beispiel erläutert das oben beschriebene Entwurfsverfahren.

1. Das speziell zu erläuternde Problem besteht im Entwurf eines • . -. 30 Q 3>J 51 O <j 2. <i

Verstärkers, der die Verluste eines Koaxialkabels, das eine halbe Meile lang ist, über ein Frequenzband zwischen 14 und 141 MHz- kompensiert. Das speziell erläuterte Koaxialkabel ist das in der Übertragunganlage von Bell-System-L-4 verwendete, wie in der Ausgabe des Bell System Technical Journal vom April 1969, auf den Seiten 1070 ff. ausgeführt wird.

2. Die Fig. 10 zeigt eine grafische Darstellung der Dämpfung des Koaxialkabels über das interessierende Frequenzband hinweg in logarithmischem Maßstab. Zur Erläuterung wurden 6 gleichmäßig längs der Kennlinie verteilte Punkte gewählt. Für jeden Punkt erhalten wir eine Frequenz f. und eine Dämpfung F(ijsi).. Diese Werte sind in der Tabelle I aufgeführt.

Punkt Frequenz in MHz Dämpfung in Db

1	f. 1 14. 00	7.29
2	22. 20	9.19
3	35. 20	' 11.59
4	55. 90	14. 63
5	88.80	18.49
6	140.90	23.35

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Tabelle I

3- Wenn man für die erste Berechnung

G = ODb. P

und G = 31 Db.

annimmt, dann werden t für das Kopplernetzwerk 20 und t

1 c·

für das Kopplernetzwerk 25 wie folgt bestimmt:

Frequenz in 3VIHz t t

(in Dezibel von Null bei der Fr equenz O an)

14.00	.0147	7.2245
22.20	.0246	9.1173
35.20	.0453	11.5231
55.90	.0955	14.6220
88.80	.2464	24.9462
140.90	.0597	24.9462

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Tabelle Π

Die nicht gegebenen, k und k werden direkt über die Gl. (6) und

X Ci

(7) ermittelt.

4. Bilde das Verhältnis — (Q) ) bei jeder Frequenz für jedes

κ.

Kopplernetzwerk und ermittle die Koiffizienten a.,, a_o ... a„ der

1 Z D

Gl. (9>:

5. Stelle die Gl. (10) auf und finde ihre Wurzeln. Für dieses spezielle Beispiel wurden folgende Wurzeln ermittelt:

Eingangskopplernetzwerk 20

Koppler Wurzeln in MHz Übertragungsfrequenz

Realteil Imaginärteil in MHz auf 4 Stellen genau

1	-41.170156	0	807011	41.17
2	42.214947,	0	80701J	42, 21
3	-10.241931	0	10.24
4	10.680267	0	10. 68
5	-58.751893	-224.	fllT, 5
6	-58.751893	224.	1459, 5

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Tabelle III

Abtastkopplernetzwerk 25

	Realteil	Wurzeln in MHz	Übertragungsfrequenz in MHz auf 4 Stellen genau
Koppler	-3.8084381 46.466061 -50.170535 14.144429 -19.919485 -4103.2803	Iniaginärteil	3.808 46.47 50.17 14.14 19.92 4103.00
1 2 3 4 5 6	O O O O O O

Tabelle IV

Wenn wir die Koppler prüfen, aus denen sich das Kopplernetzwerk 20 zusammensetzt, dann finden wir, daß alle Übertragungsfrequenzen haben, die in das erweiterte interessierende Band zwischen 1, 4 und 1410 MHz fallen und deshalb keiner ausgelassen wird. Jedoch sind die Übertragungsfrequenzen der Koppler 3 und 4, 10,24 und 10, 68 MHz, praktisch Randwerte.

Hinsichtlich des Kopplernetzwerkes 25 wird festgestellt-, daß der Koppler 6 bei 4103 MHz weit oberhalb der oberen Frequenzgrenze von 1410 MHz liegt und vernachlässigt werden kann. Der Koppler 1 des Kopplernetzwerkes 25 hat andererseits eine Über-

309839/0 924

tragungsfrequenz von 3, 803 MHz, die wohl innerhalb des erweiterten Frequenzbandes liegt, aber so niedrig, daß eine Verwendung über ^;f' ' das Frequenzband hinweg praktisch nicht infrage kommt. Das spiegelt sich, in der großen Änderung des Koeffizienten t zwischen der Frequen-z Null und 14 MHz von ungefähr 7, 2 dB wieder.

Nach den oben gemachten Ausführungen ist es klar, daß es vergeblich war, zu versuchen, die gesamte verlangte Verstärkung unmittelbar vom vorwärts gekoppelten Verstärker abzuleiten, und daß ein Gnmdverstärker mit irgendeiner endlichen Verstärkung notwendig ist. Folglich wird eine beliebige Grundverstärkung angenommen und werden die Schritte 1 bis 6 wiederholt. Zur Erläuterung wurde G von 4 dB gewählt und die Verstärkung G' des Hauptverstärkers entsprechend auf 27 dB herabgesetzt. Die sich ergebenden t-Koeffizienten, Wurzeln und Übertragungsfrequenzen für diesen zweiten Fall sind weiter unten als Tabellenwerte aufgeführt.

f	1	t
	in db	2
in MHz	.0095	in db
14.00	.0194	3.2140
22.20	. 0400	5.1068
35.20	. 0901	7.5125
55. 90	, 2409	10.6113
88.80	.9528	14.7103
140. 90	20.9323

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Tabelle V

Eingangskopplernetzwerk	Realteil	20:	Wurzeln Imaginärteil	Ubertragungsfrequenz in MHz
Koppler	-51/019262 51.911473 -17.431704, 17.86013 -58.541568 -58.541568	O 0 0 0 -224. 64395") 224.64395J	51.02 51,91 17.43 17.86 f 117.1 ^460. 3
1 2 3 4 5 6

Tabelle VI

Abtastkopplernetzwerk 25:

Koppler	Realteil	Wurzeln	Ubertr
	-9.8807545	Imaginärteil
1	54.575951	0	9.880
2	-58.521121	0	54.57
3	20.027753	0	58.52
4	-27.354374	0	20. 03
5	-2570.4439	* 0	27.35
6	0	2570.

Tabelle VII

Es soll festgehalten werden, daß sämtliche Koppler des Netzwerkes 20 weit innerhalb des interessierenden Frequenzbandes liegen und daß die niedrigste Übertragungsfrequenz 17, 43 MHz gegenüber 10,28 MHz in Fall I beträgt. Der Koppler 6 des Übertragungsnetzwerkes 25 liegt außerhalb der oberen Frequenzbandgrenze und

3 0 9 8 3 9 / 0 9 2 L

kann vernachlässigt werden. Obwohl die Übergangsfrequenz des Kopplers mit der niedrigsten Frequenz von 3, 808 MHz auf 9. 981 MHz stieg, was eine beträchtliche Verbesserung bedeutet, ist sie noch als zu klein anzusehen. Folglich werden die Schritte 1 bis 6 erneut wiederholt. Für diesen dritten Fall wird die Verstärkung des Grundverstärkers auf 4, 6 db erhöht und die Verstäekung des Hauptverstärkers entsprechend 26,4 db verringert. Die Ergebnisse aus dieser Änderung sind in den Tabellen VIII , IX und X dargestellt.

Frequenz	4I	h
MHz	db	db
14.00	. 0082	2.6114
22.20	. 0181	4.5042
35.20	. 0387	6.9099
55.90	.0888	10.0087
88.80	.2395	14.1076
140.90	.9511	20.3289

Tabelle VIII

E ingangskopplernetzwerk 20:

Koppler

Wurzeln

Realteil

-27.525648 20.398074 0.001068 0.001068 -60.274231 -60.274231

Imaginär teil

0
0

-52.97038ll
52.970381J
-225.987231
225.98723J

Ubergangsfrequenz MHz

27. 53 28.40 J 0.00214 ' G-313. χ 10³ ,/120.5 1.453. 8

3 098 39/0924

Tabelle IX

Abtastkopplernetzwerk 25:

Koppler

Wurzeln

Kealteil

-13.187401 31.949611 -40.964004 -2478.1452

0.002502705 0.002502705

Imaginärteil

-52.96330 2 52.963302

Übertragungsf r equ enz in MHz

13.19 31.95

40.96 2478.

0.005005 5604. χ 10²

Tabelle X

Der geringe Anstieg der Verstärkung des Grundverstärkers von nur 0, 6 db hat eine Reihe von wesentlichen Änderungen bewirkt. Er hat die Koppler 3 und 4 des Kopplernetzwerkes 20 weit aus dem erweiterten interessierenden Frequenzband gerückt. Diese Koppler können deshalb weggelassen werden. Außerdem stieg die Frequenz des Kopplers mit der niedrigstens Übergangsfrequenz 15,43 MHz auf 27, 53 MHz, was eine wesentliche Verbesserung bedeutet.

Die Koppler 4, 5 und 6 des Kopplernetzwerkes 25 können fortgelassen werden, weil sie aus dem erweiterten interessierenden Frequenzband fallen. Die niedrigste Grenzfrequenz wurde von 9, 881 MHz auf 13,19 MHz angehoben.

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Es liegt auf der Hand, daß das Verfahren für andere Werte, der Grundv er Stärkung wiederholt werden kann. Jedoch werden die Parameter aus Fall ΙΠ für angemessen gehalten und könnten ohne weiteres erfüllt werden. Die resultierenden Kopplernetzwerke würden sich, wie in den Fig. 11 und 12 gezeigt, darstellen.

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Das in Fig. 11 gezeigte Eingangskopplernetzwerk enthält die auch in Tabelle IX aufgeführten Koppler 1, 2, 5 und 6. Wie oben ausgesagt, sind die Koppler gemäß dem Vorzeichen des Realteils ihrer jeweiligen Wurzeln gruppiert. Also sind die Koppler 1, 5 und 6, deren Wurzeln sämtlich negative Realteile haben, zusammen auf der einen Seite des 180 -Phasenschiebers 100 gruppiert. Der Koppler 2, dessen Wurzel einen positiven Realteil hat., befindet sich auf der anderen Seite des Phasenschiebers 100.

Jeder Koppler besteht aus konzentrierten Bauelementen in Form eines Koppelspulenpaars und ist vom in der U.S. -Patentschrift 3452300 beschriebenen Typ. Die Spulenenden a, b, c und d bilden die vier Kopplerpole und sind in Paaren a-d und b-c angeordnet, wobei die Pole jedes Paares voneinander getrennt und mit den Polen des anderen Paares gekoppelt sind. Speziell die Kopplung zwischen den Polen an den beiden Enden einer Spule (d.h. a-c, b-d) ist durch den Übertragungskoeffizienten t gegeben. Die Kopplung zwischen den Polen an den einander gegenüberliegenden Enden zweier verschiedener Spulen (d.h. a-b, c-d) ist durch den Kopplungskoeffizienten k gegeben. Also würde ein Einhejt&signal, das an den Pol a angelegt wird, ein Signal t am Pol c und ein Signal k am Pol b hervorrufen. Weil die Koppler

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nach dem. Verfahren der sogenannten Vorwärtsstreuung (forward scatteres mode) arbeiten sollen, sind die Pole b und d intern über Kreuz geschaltet worden, so daß, was die äußeren Pole I₁ 2, 3 und 4 jedes Kopplers betrifft, die konjugierten Polpaare 1-2 und 3-4 sind. Wie eben bereits ausgesagt, arbeiten Koppler dieses Typs nach dem sogenannten "forward scatteres mode", weil die Signale von den Toren 1 und 2 zu den Toren 3 und 4 übertragen werden, was gleichzeitig ihre Hauptübertragungsrichtung ist.

Die Synthese des Kopplers 1, der eine reelle Wurzel hat, erfolgt durch einen Koppler mit einer Übertragungsfrequenz von 27, 53 MHz und der gleichen Wurzel. Die Koppler 5 und 6 haben andererseits konjugiert-komplexe Wurzeln. Ihre Synthese erfolgt durch ein Paar von Kopplern 102 und 103, welche letztere so miteinander verbunden sind, daß das eine Paar der einander gegenüberliegenden Spulenenden c bzw. d des Kopplers 102 an die beiden Enden b bzw. d der einen Spule des anderen Kopplers 103 geschaltet sind. Der Pol b des Kopplers 102 und der Pol c des Ko.pplers 103 sind intern über Kreuz geschaltet, um einen äquivalenten Koppler 101 mit den äußeren Polpaaren 1-2 und 3-4 zu bilden. Die Übertragungsfrequenzen, für die beiden Koppler 102 und 103 sind 120,5 MHz bzw. 453,8 MHz.

309 839/0 92 4

Die Synthese des Kopplers 2, der eine reelle Wurzel hat, erfolgt durch einen einzelnen Koppler mit einer Übertragungsfrequenz von 28, 40 MHz und gleicher Wurzel. Die beiden Kopplergruppen mit Koppler 1, das äquivalente Kopplerpaar für die Koppler 5 und 6 mit negativen reellen Wurzeln und der Koppler 2 mit einer positiven reellen Wurzel werden durch den 180 -Phasenschieber 100, der im Wellenweg zwischen Pol 3 des äquivalenten Kopplers 101 und Pol 1 des Kopplers 2 angeordnet ist, getrennt. Das resultierende Eingangskopplernetzwerk 20 ist seinerseits ein Quadraturkoppler, dessen Übertragungskoeffizient t zwischen dem Poll des Kopplers 1- und dem Pol 3 des Kopplers 2 und zwischen dem Pol2 des Kopplers 1 und dem Pol 4 des Kopplers 2 in Tabelle VIII gegeben ist.

Die Synthese des Abtastkopplernetzwerkes erfolgt in ähnlicher Weise nach den in der Tabelle X gegebenen Daten und zwar mit dem Ziel, das in Fig. 12 dargestellte Kopplernetzwerk zu realisieren.

Während die Betonung bisher in erster Linie auf der Maximierung der Übertragungsfrequenz des Kopplers mit der niedrigsten Frequenz gelegen hat, sollten jetzt noch andere Faktoren berücksichtigt werden. Solange die Übertragungsfrequenzen angemessen groß sind, können die Verstärkung des Grundverstärkers und die des Hauptverstärkers verändert werden, um die zur Synthese der Kopplernetzwerke er-

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forderliche Kopplerzahl zu verringern. Das kann auf zwei Weisen geschehen. Das erste Verfahren besteht darin, diejenige Verstärkung, für die die Übertragungsfrequenzen irgendwelcher Koppler aus dem erweiterten interessierenden Frequenzband fallen, zu wählen, wie weiter oben schon unter Fall III beschrieben. Das zweite Verfahren besteht darin, eine Lösung zu finden, für die zwei Koppler gleiche Übertragungsfrequenzen, aber reelle Wurzeln entgegengesetzten Vorzeichens haben. Wie bereits in der U.S. -Patentschrift 3184691 diskutiert wurde, bilden zwei identische Quadraturkoppler, die durch einen 180 -Phasenschieber getrennt sind, einen Allpass. Sie tragen deshalb nichts zu den bandformenden Eigenschaften des Netzwerkes bei und können aus der Schaltung eliminiert werden.

Es läßt sich zusammengefaßt sagen: die Realisierung einer Verstärkungskennlinie, die im Bereich niedriger Frequenzen signifikant von einer anzugleichenden Dämpfungskennlinie abweicht, wird wesentlich durch die Aufteilung der Gesamtverstärkung zwischen einer Grundverstärker stufe und einer Verstärkerstufe mit geformtem Frequenzgang erleichtert. In einem einfachen Ausführungsbeispiel ist die Verstärkung des Grundverstärkers über das interessierende Band hinweg konstant und die gesamte Frequeiizförmung erfolgt-durch einen Verstärker (amplifier stage) mit geformten Frequenzgang. Eine

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2317650

gewisse Formung des Frequenzganges kann jedoch auch durch den Grundverstärker erfolgen.

In dem Fall, wo die Verstärker stufe mit geformten Frequenzband eine vorwärts gekoppelte mit Quadraturkopplern zur Formung des Frequenzbandes aus konzentrierten Bauelementen ist, teilt sich die Verstärkung so auf, daß die Übertragungsfrequenz des Kopplers mit der niedrigsten Übertragungsfrequenz maximiert wird. In dem speziellen Fall eines Verstärkers, der dazu entworfen ist, über den Frequenzbereich zwischen etwa 20 und 200 MHz zu arbeiten, teilt sich die Verstärkung derart auf, daß die Übertragungsfrequenz des Kopplers mit der niedrigsten Frequenz wenigstens 10 MHz beträgt, oder es ändert sich der Kopplerübertragungskoeffizient t über das interessierende Band hinweg in keinem Falle mehr als 30 db.

Im Falle eines Verstärkers mit Kopplern aus verteilten Bauelementen (Parametern) unterteilt sich die Verstärkung so, daß die maximale. Änderung der Kopplerkoeffizienten über das interessierende Band hinweg nicht größer als 15 db ist.

Wo die Formung des Frequenzbandes durch andere-Schaltungselemente als bei Quadraturkopplern wie zum Beispiel Zweipole mit Kombinatio-

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231?650

nen von Reaktanzschaltungselementen realisiert wird, ist die Verstärkung aufgeteilt, um die Induktivität der größten Spule im NetzAverk zur Formung des Frequenzganges zu minimalisieren. In einem solchen S'chaltungsbeispiel, beschrieben in einem Aufsatz mit der Überschrift "A Feedforward Experiment Applied to an L-4 Carrier System Amplifier" von .H-. Seidel und veröffentlicht in der Ausgabe vom Juni 1971 des IEEE Transactions on Communication Technology wird ein angepaßtes, duales Reaktanznetzwerk zwischen einem 3 db Magisch-T-Hybridkopplerpaar verwendet.

Obwohl erfindungsgemäß die Dämpfungskompensation mit Hilfe eines vorwärtsgekoppelten Verstärkers längs eines Übertragungs-' weges beschrieben wurde, soll festgestellt werden, daß die Kompensation immer dann, wenn die zu kompensierende Dämpfungskenn-. linie signifikant von der Verstärkungskennlinie des kompensierenden Verstärkers abweicht, angewendet werden kann. Der im Zusammenhang mit der Erfindung beschriebene Fall eiri.es Übertragungsweges und eines vorwärtsgekoppelten Verstärkers mit Quadratur kopplern zur Formung des Frequenzganges ist ein Extremfall, der die Vorteile des Verfahrens klar legt.

309 839/09 2 4

Claims (4)

45 2317650 PATENTANSPRÜCHE

1. Verstärker zur Kompensation einer frequenzabhängigen Dämpfungskennlinie über ein Frequenzband zwischen f bis i , dadurch gekennzeichnet,

daß eine erste (10, 11) und zweite (28) Verstärkerstufe in Kaskade vorgesehen sind, daß die erste Verstärker stufe einen Verstärkungs-Frequenz-Gang aufweist, der unterhalb der Frequenz f verschieden von der Dämpfungskennlinie ist und definiert ist durch Anordnungen mit einer Vielzahl von Quadratur koppler η (20, 25, 27) aus diskreten Elementen, und daß die Gesamtverstärkung des Verstärkers sich zwischen den Verstärker stuf en so aufteilt, daß die Änderung des Übertragungskoeffizienten jedes der Koppler über das Frequenzband hinweg auf weniger als 30 de beschränkt wird.

2. Verstärker nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet,

daß die Quadraturkoppler Übergangsfrequenzen aufweisen, die in ein zwischen 0, 1 f und 1Of, erweitertes Frequenzband fallen, und

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⁴⁶ 2317650

daß die Gesamtverstärkung sich zwischen den Verstärker stufen so aufteilt, daß die Übergangsfrequenz des Kopplers mit der niedrigsten Frequenz maxiiniert wird.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Verstärker stufe einen konstanten Verstärkungs-Frequenz-Gang über das Frequenzband hinweg aufweist.

4. Verstärker nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Verstärkerstufe ein vorwärtsgekoppelter Verstärker ist.

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