DE680436C - Wellenfilter, insbesondere von erdunsymmetrischer Form, mit einem im Durchlass- und Sperrbereich konstanten und reellen Wellenwiderstand - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf selektive Übertragungsnetzwerke, die einen konstanten und reellen Wellenwiderstand bei allen Frequenzen haben, und stellt eine Ausgestaltung der Filter nach dem Hauptpatent 667 275 dar. Es werden hierdurch Übertragungsnetzwerke mit mehreren Wegen und konstantem und reellem Wellenwiderstand bei allen Frequenzen geschaffen, die als Weichen mit acht oder insbesondere sechs Polen verwendet werden können.

Gemäß der Erfindung geschieht dies dadurch, daß in den Weilenfiltern nach dem Hauptpatent, das aus einer Kettenschaltung eines Teilfiltere, einer T-Schaltung aus Ohmchen Widerständen und eines weiteren, dem ersten vollkommen gleichen Teilfilters besteht und bei dem dem ganzen oder nur einem Teil des Längszweiges dieser Kettenschaltung Blindwiderstände parallel unid im Querzweig der T-Schaltung Blindwiderstände in Reihe geschaltet sind, die beiden Längswiderstände des Widerstandssternes teilweise oder ganz durch den inneren Widerstand einer Stromquelle bzw. den Belastungswiderstand eines weiteren Übertragungsweges ersetzt werden. Vorzugsweise läßt man dabei den Querwiderstand des Widerstandssternes Null werden.

Das Ziel der Erfindung ist ein Netzwerk, insbesondere ein solches, das eine Mehrzahl von Übertragungswegen in einer einzigen in sich geschlossenen Schaltung aufweist, und die Verminderung der an den Anschlußpunkten des Netzwerks mit seinen Belastungen auftretenden Reflexionsverluste.

In Trägerstromtelephonie- und -telegraphiesystemen tritt häufig das Problem der Trennung von Signalströmen in zwei Gruppen auf, von denen die eine Gruppe alle Frequenzen, die unterhalb einer Grenzfrequenz liegen, umschließt, während die andere die darüberliegenden umfaßt. Das einfachste Beispiel bietet die Zweibandtelephonie, wo der niederfrequente Kanal vom trägerfrequenten zu trennen ist. Um die Verluste der Reflexion an den Stoßstellen auf ein Minimum herab- . zusetzen, ist es erwünscht, daß der Wellenwiderstand der Filter dem der Belastungsimpedanz angepaßt ist. Da die Belastung im allgemeinen durch einen Ohmschen Wider-

stand erfolgt, soll der Wellenwiderstand des Filters den gleichen Charakter aufweisen.

Es sind bereits Schaltungsanordnungen für Wellenfilter bekanntgeworden, bei denen der Wellenwiderstand bezüglich der Eingangsund Ausgangsklemmen konstant und reell ist. Derartige unter Anwendung von Differential-Übertragern aufgebaute Wellenfilter wurden bereits dazu benutzt, eine Mehrzahl vonÜbertragungswegen zu trennen. Um dabei an allen Klemmenpaaren einen konstanten und reellen Wellenwiderstand zu erzielen, wird es bei diesen bekannten Anordnungen notwendig, eine Reihe von vollständigen Teilfiltern zu verwenden. Dieser erhebliche Aufwand wird bei dem erfindungsgemäßen Netzwerk vermieden. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die oben behandelten Bedingungen durch ein einziges in'sich geschlossenes Netz- ?.o werk mit acht Polen, die vier Klemmenpaare bilden, erfüllt und so erreicht, daß trotz des derartig einfachen Aufbaus des Netzwerkes der Scheinwiderstand an allen Klemmenpaaren bei allen Frequenzen konstant und reell ist. Das Netzwerk nach der Erfindung kann beispielsweise einen Tiefpaßübertragungsweg zwischen Klemmenpaaren 1,2 und 3, 4 und einen zweiten zwischen Klemmenpaaren 5, 6 und 7, 8 haben, während gleichzeitig zwischen den Klemmen 1, 2 und 5> 6 und den Klemmen 3, 4 und 7, 8 je ein Hochfrequenzweg besteht, ohne daß aber Energie direkt von 1,2 nach 7,8 oder von 3,4 nach 5, 6 übertragen wird. Nach Wunsch lassen ■35 sich noch andere Kombinationen von Übertragungswegen erzielen. Ferner kann das - Netzwerk als Sechspol Verwendung finden durch einfache Einschaltung eines Widerstandes zwischen die Klemmen eines Paares, ohne den Scheinwiderstand der anderen Klemmenpaare zu beeinflussen.

Der Erfindungsgedanke soll an Hand der folgenden Beschreibungen und der Zeichnungen näher erläutert werden. Es bedeuten: Fig. ι eine schematische Darstellung des erfindungsgemäßen Netzwerkes;

Fig. 2 stellt eine Äquivalenzschaltung zu Fig. ι in Kreuzgliedform dar, die zur Erläuterung der Wirkungsweise des erfmdungsgemäßen Netzwerkes benutzt wird;

Fig. 3 zeigt in Form eines Diagrammes die vier mit dem Netzwerk erzielbaren Übertragungswege;

Fig. 4 zeigt das gleiche Netzwerk wie Fig. i, wenn die Filterteile nur aus je einem Glied bestehen; .

Fig. 5, 7 und 9 zeigen Ausführungsbeispiele des Netzwerks nach Fig. 4, wobei die Filterteile Hochpaß-, Tiefpaß- bzw. Bandfiltercharakteristik haben;

Fig. 6,8 und 10 zeigen typische Dämpfungscharakteristiken, die mit den Netzwerken nach Fig. S, 7 und 9 erzielbar sind;

Fig. 11 zeigt eine Abwandlung des Netzwerks nach Fig. 5, die die Einführung eines Dämpfungspols bei jeder gewünschten Frequenz gestattet;

Fig. 12 zeigt eine Abwandlung des erfindungsgemäßen Netzwerks, bei der die Filterteile von «-Typen abgeleitet sind, wodurch die Realisierung von Dämpfungspolen in allen Übertragungswegen möglich wird;

Fig. 13 stellt eine Äquivalenzschaltung zur Fig. 12 in Kreuzgliedform dar;

Fig. 14 zeigt eine Dämpfungscharakteristik des Netzwerks nach Fig. 12;

Fig. 15 und 16 zeigen Abwandlungen des Netzwerks nach Fig. 5 in seiner Verwendung als Sechspol;

Fig. 17 und 18 zeigen Abwandlungen der Netzwerke nach Fig. 5 bzw. 9, wobei für jeden Übertragungsweg eine gemeinsame Erdung vorgesehen ist;

Fig. 19 zeigt schließlich eine Weiterbildung des Netzwerks nach Fig. 5 für erdsymmetrische Übertragungsleitungen.

Fig. ι zeigt eine Weiterbildung der gleichen Figur des Hauptpatents. Die Widerstände R₁ sind nunmehr herausgezogen und mit Klemmenpaaren identisch. Der Widerstand i?₂ ist zu Null gemacht. Dementsprechend zeigt das¹ erfindungsgemäße Netzwerk folgenden Aufbau. Die acht Klemmen 1 bis 8 bilden vier Paare, von denen die Klemmen 1, 2 und 5, 6 als Eingangsklemmen, 3, 4 und 7, 8 als Ausgänge betrachtet werden können. In der Abbildung stellen R₁ und i?₃ die Abschlußwiderstände der Eingänge dar, wobei in Serie mit dem Ohmschen Widerstand R₁ eine EMK -Ei liegt, in Serie mit i?₃ eine EMK E₂- Die iqo Ausgansbelästungswiderstände seien R₂ und i?₄. Das Netzwerk ist völlig symmetrisch im Aufbau, und die Widerstände R₁ bis R₄, sind untereinander gleich und gleich R. Derartige Netzwerke können beispielsweise in vier Teile von Übertragungsleitungen eingeschaltet wenden.

Das in Fig. 1 gezeigte Netzwerk enthält zwei gleiche Filterteile N und N, die in Kettenleiterform aufgebaut sind und sich an die no Klemmenpaare 1,2 bzw. 3,4 anschließen. Das Teilnetzwerk N kann jede gewünschte Zahl von Gliedern enthalten, die aus Längsimpedanzen Z₁ und Querimpedanzen Z₂ aufgebaut sind. Das Netzwerk ZV ist beispielsweise als Tiefpaß ausgebildet, kann aber auch Hochpaß-, Bandfilter- oder Bandsperrencharakteristik haben und einen Aufbau besitzen, wie er von Campbell angegeben worden ist.

Das Gesamtnetzwerk wird vervollständigt durch Hinzufügen eines Blindwiderstands-

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zweiges vom Werte 2 Z₂, der direkt die Klemmen ι und 3 verbindet, und eines Zweiges

vom Werte — Z₁, dessen eines Ende an die

Verbindungsleitung der Klemmen 2 und 4, dessen anderes Ende an die Verbindungsleitung der Klemmen 6 und 8 angeschlossen ist. Ein derartig aufgebautes Netzwerk wird einen bei allen Frequenzen konstanten und reellen Wellenwiderstand aufweisen vom Betrag R.

Die Bemessungsparameter des Netzwerkteils N sind die Grenzfrequenz f_c und deren Wellenwiderstand K¹. Die Frequenz f_c ist die Grenze der verschiedenen Übertragungsbereiche, wie später noch näher ausgeführt wird, und ist je nach den äußeren Umständen wählbar. Der Wellenwiderstand K¹ der Teilnetzwerke ist gleich K, dem Wellenwider-

2» stand des Gesamtnetzwerks. Das Netzwerk N weist ein volles Längsglied Z₁ an dem einen Ende, ein volles Querglied Z₂ an dem anderen auf.

Die Übertragungseigenschaften des in Fig. 1 gezeigten Netzwerkes ergaben sich am einfachsten durch Betrachtung des äquivalenten elektrischen Netzwerks in Kreuzgliedforni, dargestellt durch Fig. 2, wie man es beispielsweise durch die von Bartlett (Phil. Mag.

London 4 [1927] S. 902) angegebenen Theoreme ermitteln kann. Wie in Fig. 2 gezeigt, enthält das äquivalente Netzwerk in Kreuzgliedform ein Paar gleicher Längsimpedanzen Z_a und ein Paar gleicher Ouerimpe-

3S danzen Z_b. Jeder der Impedanzzweige des Kreuzgliednetzwerks besteht aus einem Kettenleiterteilnetzwerk, das Längsimpedanzen Z₁ und Querimpedanzen Z₂ enthält und an seinem äußeren Ende mit dem Widerstand R

-ίο abgeschlossen ist.

Die Fortpflanzungsgröße P und der Wellenwiderstand K des Kettenleiternetzwerks nach Fig. 2 ergeben sich aus den Beziehungen

P
2

y Zb

und

K = y Z_aZt.

(2)

Aus Gleichung (2) ist ersichtlich, daß es, um den Wellenwiderstand K des Gesamtnetzwerkes bei allen Frequenzen konstant und reell zu machen, nötig ist, daß die Scheinwiderstände der Zweige Z_a und Z₆ in bezug auf K'² als Inversionspotenz invers sind in dem gesamten Frequenzbereich. Ebenso zeigt eine Betrachtung der Gleichung (i),daß in dem Gebiet, in dem Z₁₁ und Z_b dasselbe Vorzeichen

aufweisen, ig — reell ist und deshalb ein Dämpfungsbereich vorliegt, während dort, wo Z_a und Z₆ Blindwiderstände von ent-

gegengesetzem Vorzeichen sind, Zq — imaginär wird und deshalb ein Durchlaßbereich vorliegt.

Die Längsimpedanzzweige Z_a haben bei dem Kreuzgliednetzwerk nach Fig. 2 einen derartigen Aufbau, daß das erste Glied durch eine Ouerimpedanz Z₂ gebildet wird, während in den Diagonalzweigen Z₆ das erste Glied durch eine Längsimpedanz Z₁ gebildet wird. Wenn die Teilnetzwerke von dem gleichen Typus sind und die gleiche Grenzfrequenz aufweisen, aber bezüglich der Endglieder die obige Bedingung erfüllen, werden die Scheinwiderstände Z_a und Z₆ von Natur aus invers in bezug auf K² über den ganzen Frequenzbereich sowohl innerhalb wie außerhalb des Übertragungsbandes sein.

Die Scheinwiderstände Z_a und Z_b sind in dem Übertragiungsbereich der Teilnetzwerke Blindwiderstände und haben dasselbe Vorzeichen. Aus diesem Grunde wird das Gesamtnetzwerk einen Sperrbereich aufweisen. Andererseits werden die ScheinwiderständeZ_a und Z₆ im Dämpfungsgebiet der Teilnetzwerke Blindwiderstände von entgegengesetztem Vorzeichen sein, wodurch sich für das go Gesamtnetzwerk ein Durchlaßgebiet in diesem Bereich ergibt. Auf Grund der oben angegebenen Äquivalenzen gelten die hier abgeleiteten Beziehungen auch bezüglich der Durchlaß- und Sperrgebiete für das erfindungsgemäße Netzwerk nach Fig. 1.

Das gleiche äquivalente Netzwerk in Kreuzgliedform, das in Fig. 2 gezeigt ist, erhält man für das Netzwerk nach Fig. 1, gleichgültig ob der Übertragungsweg zwischen ioo den Klemmen 1, 2 und 3, 4 oder zwischen den Klemmen 5, 6 und 7, 8 betrachtet wird. Wie oben gezeigt, wird das Netzwerk der Fig. 1 an jedem Klemmenpaar einen konstanten und reellen Wellenwiderstand aufweisen und zwei übertragungswege, einmal zwischen den Klemmenpaaren 1, 2 und 3, 4, das andere Mal zwischen den Klemmenpaaren 5, 6 und 7, 8, haben. Grundsätzlich wird in Übertragungsnetzwerken mit konstantem und reellem Wellenwiderstand die zugeführte Energie in den Belastungswiderständen verbraucht. Im Bereich der erwähnten Übertragungsbänder wird die durch E₁ und E₂ zugeführte Energie in den Belastungswiderständen R₂ und R₁ verbraucht. In dem Dämpfungsgebiet aber wird die von E₁ stammende Energie der Belastung R_A zugeführt, die von E₂ der Belastung R₁. Hieraus folgt, daß ein Übertragungsweg zwischen den Klemmenpaaren i, 2 und 5, 6 für die Frequenzen vorbanden ist, die in das Übertragungsgebiet der Teilnetz-

werke fallen. Aus dem gleichen Grunde besteht ein zweiter Übertragungsweg für dieselben Frequenzen zwischen den Klemmen 3,4 und 7, 8.

Die verschiedenen beschriebenen Übertragungswege sind schematisch in Fig. 3 eingetragen. Die ausgezogenen Pfeillinien A und A¹ stellen die Übertragungswege, die dem Dämpfungsbereich der Teilnetzwerke entsprechen, wahrend die gebogenen punktierten Pfeillinien B und B¹ die Übertragungskanäle darstellen, die den Durchlaßbereichen der Teilnetzwerke entsprechen. Die Dämpfung in den Kanälen^! undA^x ist abhängig von der erzielbaren Schemwiderstandssymmetrie .der Teilnetzwerke, während die Dämpfung in den Kanälen B und B¹ von den Übertragungskonstanten der Teilnetzwerke abhängt. Wenn die Zahl der Glieder der Teilnetzwerke erhöht wird, folgt entsprechend eine Dämpfungserhöhung in den letztgenannten Kanälen. Die Kanäle A und B schließen einander aus, haben aber an einer Seite eine gemeinsame Grenze. Wenn jedes Teilnetzwerk N in dem Aufbau nach Fig. 1 nur aus einem Längsimpedanzzweig Z₁ und einem QuerimpedanzzweigZ₂ besteht, so ergibt sich eine Schaltung nach Fig. 4. Einige speziellere Ausführungsformen des Netzwerks nach Fig. 4 sollen im folgenden betrachtet werden. Nichtsdestoweniger können aber in jedem Falle auch mehrgliedrige Teilnetzwerke, wie in Fig. 1 gezeigt, verwendet werden. Unter gewissen Umständen wird es sich sogar als vorteilhaft erweisen, diese mehrgliedrigen Teilnetzwerke mit voneinander abweichendem Charakter auszustatten.

Wenn in dem Beispiel der Fig. 4 die Teil-■filter Hochpässe sind, in denen die Impedanz Z₁ durch die Kapazität C₁, Z₂ durch die Induktivität L₁ gebildet werden, ergibt sich das Netzwerk nach Fig. 5. Die Kapazität C₁ stellt den vollständigen Längszweig, die Induktivität L₁ den vollständigen Ouerzweig eines Filters vom sogenannten konstanten ß-Typ dar. Ihre Werte folgen aus den Gleichungen:

₄nf_c'K K

C₁ =

L₁ =

wobei die Grenzfrequenz dieses Filters

f i— f° Ic— _ ,—

(5)

ist. In diesen Gleichungen bedeutet K den Wellenwiderstand des Gesamtnetzwerks und f_c die Grenzfrequenz zwischen den Kanälen.

Zwischen den Klemmenpaaren i, 2 und 3, 4 sowie 5, 6 und 7, 8 (A und A¹ m Fig. 3) bestehen Tiefpaßwege, während zwischen 1,2 und 5,6 sowie 3,4 und 7, 8 (B und B¹ in Fig.3) Hochpässe vorhanden sind. Die Netzwerke können mit zwei getrennten Kanälen vom Scheinwiderstand R verbunden werden, wobei der erste Kanal an die Klemmenpaare 1, 2 und 3, 4, der zweite an 5, 6 und 7, 8 angeschlossen ist. Das Netzwerk wird die oben bezeichneten Wege aufweisen mit dem besonderen Merkmal, daß zwischen den Klemmen 1,2 und 7, 8 sowie 3, 4 und 5, 6 keine Gleichstromübertragung stattfinden kann. Wenn die Klemmen- belastung an jedem Klemmenpaar durch einen Ohmschen Widerstand vom Werte R gebildet wird, ist auch der Scheinwiderstand des Netzwerks konstant und gleich R bei allen Frequenzen.

Die Dämpfungscharakteristiken des Netzwerks nach Fig. 5 sind symbolisch in Fig. 6 angedeutet, wo Kurve 10 den Dämpfungsverlauf in den Kanälen yi und A¹, Kurve 11 den in den Kanälen B und B¹ darstellt. Kurve 10 hat einen Dämpfungspol bei der Frequenz f_u an welcher Stelle die Zweigimpedanzen Z_a und Z₆ des äquivalenten Kreuzgliednetzwerks nach Fig. 2 einander gleich sind. Bei der Frequenz Unendlich tritt nochmals ein Dämpfungspol auf. Kurven weist Hochpaßcharakteristik auf, ähnlich wie ein Filter der obengenannten Konstant-Ä-Type mit der Grenzfrequenz f_c. Die Kurve fällt auf Null bei der Frequenz f_t, aber bei höheren Frequenzen erfolgt ein leichtes Wiederansteigen, wie bei der Frequenz f₂ zu sehen, doch ist die Amplitude in xler Praxis selten größer als einige Zehntel Dezibel. Die Grenzfrequenz f_c fällt praktisch mit dem Schnittpunkt der beiden Kurven zusammen, der Dämpfungswert dieser Stelle ist etwa drei Dezibel,

Zur Erzielung eines Tiefpasses nach dem Schema der Fig. 4 wird die Impedanz Z₁ durch die Induktivität L₂, die Impedanz Z₂ durch die Kapazität C₂ gebildet, wie dies in Fig. 7 gezeigt ist. L₂ und C₂ folgen aus den Gleichungen:

• ^C2 = ^F. (6)

(7)

wobei die Grenzfrequenz dieses Filters

ist. Die Übertragungswege A und B sind Hoch- bzw. Tiefpässe, wie aus den Kurven 12 und 13 der Fig. 8 hervorgeht, wo f_c ebenfalls die Grenzfrequenz zwischen den Kanälen darstellt. Hier weist die Kurve 12 bei der Fre-

quenz /₃ einen Dämpfungspol auf, einen zweiten bei der Frequenz Null. Kurve 13 entspricht der Kurve 11 in Fig. 6 und zeigt ein leichtes Ansteigen bei der Frequenz /₄, während bei der Frequenz /₃ eine Nullstelle vorhanden ist.

Wenn die Teilfilter in Fig. 4 Bandfiltercharakteristik aufweisen, wird sich ein Gesamtnetzwerk ergeben, wie es in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 gezeigt ist. Die Längsimpedanz Z₁ wird durch die Serienschaltung der Induktivität L₃ und der Kapazität C₃ gebildet, die Querimpedanz Z₂ aus der Induktivität L₄ und der Kapazität C₄ in

•5 Parallelschaltung. Die Dämpfungscharakteristik des in Fig. 9 gezeigten Netzwerkes ist in Fig. 10 dargestellt, wobei Kurve 14 den Kanal A, Kurve 15 den Kanal B bezeichnet. Kurve 14 weist Dämpfungspole bei den Frequenzen f_s und /_c auf, während Kurve 15 an diesen Stellen Null werte hat. Kurve 15 weist eine Bandfiltercharakteristik auf mit einem geringen Anstieg .bei der Frequenz f₇. Die Grenzfrequenzen werden durch die Schnittpunkte beider Charakteristiken bei f_a und f_b gebildet.

Eine gewisse Freiheit in der Wahl der Lage des Dämpfiungspoles in dem Tiefpaßkanal des in Fig. 5 und Fig. 6 gezeigten Filters kann durch die in Fig. 11 gezeigte Abwandlung erzielt werden, wobei die Induktivität 2 L₁ in dem Zweig 1, 3 durch den Transformator T₁ mit vier Wicklungen ersetzt ist. Als Primärwicklungen des Transformators können die beiden gleichen Induktivitäten 0²L₁ und 0²L₂ betrachtet werden, während die Sekundärwicklungen je den Wert L₁ haben. Die Mittelpunkte der Primär- und Sekundärwicklungen sind, wie bei 16 in Fig. 11 gezeigt, miteinander verbunden. Setzt man einen hohen Kopplungskoeffizienten zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen des Transformators voraus, dann ergibt sich ein Übersetzungsverhältnis Φ²: ι. Die Werte der übrigen Elemente in Fig. 11 sind die gleichen wie in Fig. 5. Durch geeignete Wahl des Faktors Φ kann der Dämpfungspol in Kurve 10 der Fig. 6 bei der Frequenz Z₁ nach jeder gewünschten anderen Frequenz, z. B. nach //, verschoben wenden, wodurch sich eine neue Dämpfungscharakteristik ergibt, die in Fig. 6 durch die Kurve 17 angedeutet ist. Die Dämpfungscharakteristik des Hochpaßkanals wird ebenfalls verändert werden und die punktierte Kurve 18 der Fig. 6 sich ergeben. Der Schnittpunkt der beiden Kurven ist von f_c nach f_d verschoben. Durch den gleichen Vorgang kann der Dämpfungspol der Kurve 10 aber auch nach einer tieferen Frequenz, falls erwünscht, verlagert werden. Auch in dem Netzwerk der Fig. 11 wird der Scheinwiderstand an jedem Klemmenpaar bei allen Frequenzen konstant und gleich R sein.

Um einen Dämpfungspol sowohl im Hochpaß- wie im Tiefpaßgebiet zu erzielen, wird eine weitere Ausgestaltungsform der Erfindung'verwendet, wie in Fig. 12 gezeigt. Dieses Netzwerk hat eine Induktivität 2 L₆, die direkt zwischen die Klemmen 1 und 3 geschaltet ist, einen Parallelresonanzkreis aus C₅ und L₅ zwischen den Klemmen ι und 5 sowie 3 und 7. Die beiden Induktivitäten L₅ haben eine gegenseitige Kopplung von der Größe M₁ — L₅ und sind so geschaltet, daß sie sich gegenseitig unterstützen. Zwischen die Klemmen 5 und 7

sind zwei Induktivitäten, je —L_fi, geschaltet,

die ebenfalls miteinander gekoppelt sind, so daß sich die Induktivitäten unterstützen-und

ihre Kopplungsinduktivität M₂ = ^- L₆ ist.

Zwischen die gemeinsame Klemme der letztgenannten Induktivitäten und den Verbindungsweg 2, 4 ist ein Scheinwiderstandszweig geschaltet, der in Serie eine Induktivität 2 L₇, eine Kapazität 2 C₇ und eine Kapazität 2 C₀ enthält. Das Netzwerk wird durch einen anderen Kondensator vom Werte 2 C₆ vervollständigt, der zwischen den gemeinsamen Punkt der letztgenannten Kondensatoren und die Klemmen 6 und 8 geschaltet ist.

Die Angaben -zu dem in Fig. 12 gezeigten Netzwerk werden am leichtesten durch Heranziehung des entsprechenden Netzwerks in Kreuzgliedform, das in Fig. 13 gezeigt ist, erläutert. Jeder Längsimpedanzzweig Z₁₁ besteht aus einem Glied eines Hochpaßfilters der abgeleiteten «-Type, mit einem halben Querglied an jedem Ende abgeschlossen. Die Diagonalzweigimpedanzen Z_b wenden durch entsprechende Hochpaßfilter der anderen abgeleiteten «-Type gebildet und sind mit einem halben Längsglied abgeschlossen. Wenn die Impedanzen richtig bemessen sind, dann sind diese beiden Netzwerke invers in bezug auf K², und das Gesamtnetzwerk hat einen konstanten und reellen Wellenwiderstand. Die Elemente, die in dem einen Zweig des äquivalenten Kreuzgliedes vorhanden sind, erscheinen nicht in dem anderen Zweig, d.h. der Längsimpedanzzweig Z_a enthält C₅, L₅ und L₆, der Diagonalzweig Z_b enthält C₀, C₇ und L₇. Dies wird in Fig. 12 durch die Koppelinduktivitäten M₁ und M₂ erzielt und gestattet so die Einführung von Dämpfungspolen in jedem Kanal.

Die Bemessungsparameter des Z_a-Zweiges in Fig. 13 sind die Grenzfrequenz f_c des Gesamtnetzwerkes, /₈ die Resonanzfrequenz des Teilnetzwerks (unendliche Dämpfung) und K² der Wellenwiderstand des Teil netz werks. Der Faktor K² kann sowohl gleich wie größer

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oder kleiner als K, der Wellenwiderstand des Gesamtnetzwerkes, gewählt werden. Von der Wahl von K² hängt die Lage der Frequenz /₉ ab, bei der der Dämpfungspol des Tiefpaßkanals auftritt. Nach der Festlegung der genannten Parameter können die Werte von C_s, L₃ und L₆ aus bekannten Formeln ermittelt werden. Für die Werte des Diagonalzweiges, also C₀, C₇ und L₁, gilt die folgende Beziehung:

LL L

U₇ U_fi U₅

Wenn die Induktivitäten—L₈ in der Fig. 12

'5 nicht absolut fest gekoppelt sind, kann die Induktivität 2 L₇ erniedrigt werden, um die fehlende Induktivität auszugleichen. Eine typische Dämpfungscharakteristik des in Fig. 12 gezeigten Netzwerks ist in Fig. 14 angegeben. Die Dämpfungspole im Hoch- und Tiefpaßgebiet liegen bei den Frequenzen /₈ und /₉. ·

Das Tiefpaß-Hochpaß-Filter nach Fig. 5 kann als Sechspol verwendet werden durch ²S die einfache Einschaltung eines Widerstandes R über die Klemmen 7 und 8, wie in Fig. 1.5 gezeigt. Das Netzwerk hat auch dann einen konstanten und reellen Wellenwiderstand vom Betrage R an den drei restlichen Klemmenpaaren und weist einen Tiefpaßweg zwischen den Klemmen 1, 2 und 3,4 sowie einen Hochpaßweg zwischen 1, 2 und 5, 6 auf. Es sind dies die in Fig. 3 mit A und B bezeichneten Kanäle. Das Netzwerk kann vorzugsweise als Weiche zur Trennung zweier Frequenzgruppen verwendet werden. Die ankommende Leitung, d. h. die Energiequelle für die niedrigen und die hohen Frequenzen, wird mit den Klemmen 1 und 2 verbunden, die niedrigen Frequenzen werden bei 3 und 4, die hohen Frequenzen bei 5 und 6 abgenommen. Eine andere Anordnung, die eine gemeinsame Erdung beider Übertragungskanäle des Netzwerks nach Fig. 15 gestattet, ist in ⁴S Fig. 16 dargestellt. Zwischen die Klemmen 5,6 und 5', 6' ist ein Transformator T₅₁ vom Übersetzungsverhältnis ι: ι eingeschaltet, der ein sogenannter idealer Transformator sein soll, d. h. mit großen Windungszahlen und hohem Kopplungskoeffizienten versehen ist. Die Klemmen 2 und 6 können nunmehr mittels der Verbindung 19 zusammengeschaltet und bei G geerdet werden.

Die Verwendung eines idealen Transforrnators ist in der in Fig. 17 gezeigten Schaltung vermieden. Die beiden Induktivitäten L₁ sind durch die beiden Transformatoren T₃ ersetzt, deren Primär- und Sekundärwicklungen je gleich L₁ sind und die einen hohen Kopp-So lungskoeffizienten aufweisen. Die Verbin dungsleitungen zwischen den Klemmen 2 und 4 sowie 6 und 8 können bei 20 zusammengeschaltet werden und an die gemeinsame Erde G angeschlossen werden. Der Ersatz des idealen Transformators T₂ in Fig. 16 durch die beiden Transformatoren T₃ in Fig. 17 mit endlichen Windungszahlen ist deswegen besonders vorteilhaft, weil die letztgenannten Transformatoren billiger herstellbar sind und außerdem im Vergleich zu i?, dem Belastungswiderstand, einen geringen Gleichstromwiderstand aufweisen, so daß die Eigenschaften des Netzwerks durch ihre Einführung nicht verändert werden.

Die in Fig. 17 gezeigte Ausführungsform kann auch auf die Banddurchlaß- und Bandsperrfilter der Fig. 9 angewendet werden, wodurch sich das in Fig. iS gezeigte Netzwerk ergibt, bei dem die beiden Induktivitäten L₄ durch ein Paar Transformatoren T₄ mit der Induktivität L₄ je Wicklung ersetzt sind. Die auf gleichem Potential liegenden Punkte 2, 4 und 6, 8 können sodann durch die Leitung 21 verbunden werden, so daß eine Erdung bei G möglich ist.

Der Erfindungsgedanke ist jedoch nicht auf erdunsymmetrische Netzwerke beschränkt. Die beiden Tiefpaßkanäle· des Netzwerks nach Fig. 17 können durch die Einführung der in Fig. 19 gezeigten .Maßnahmen beispielsweise symmetriert werden. Die Längsinduktivität 2 L₁ wird in zwei gleiche Teile attfgespalten und je eine Hälfte auf jede Leitungsader gelegt. Die beiden Transformatoren T₃ sind durch eine Paar Transformatoren T₅ mit unterteilten Primär- und Sekundärwicklungen ersetzt. Die Kapazität C₁ wird zwischen die Wicklungsteile des Transformators gelegt. Die eine Hälfte der Sekundärwicklung jedes Transformators ist in die Verbindungsleitung der Klemmen 5 und 7 geschaltet, die andere in die der Klemmen 6 und 8, so daß sich ein völlig symmetrischer Aufbau ergibt.

Claims (5)

1. Patentansprüche:

   i. Wellenfilter, insbesondere von erdunsymmetrischer Form, mit einem im Durchlaß- und Sperrbereich konstanten und reellen Wellenwiderstand, derart, daß das Wellenfilter aus einer Kettenschaltung eines Teilfilters, einer T-Schaltung aus Ohmschen Widerständen und eines weiteren, dem ersten vollkommen gleichen Teilfilters besteht und daß dem ganzen oder nur einem Teil des Längszweiges dieser Kettenschaltung Blindwiderstände parallel und im Querzweig der T-Schaltung Blindwiderstände in Reihe geschaltet sind nach Patent 667275, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Längswiderstände des Widerstandssternes der T-Schaltung teilweise oder ganz durch den inneren

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   Widerstand einer Stromquelle bzw. den Belastungswiderstand eines weiteren Übertragungsweges ersetzt sind, so daß das Wellenfilter ein elektrisches Netzwerk mit mehreren Übertragungswegen mit konstantem und reellem Wellenwiderstand bei allen Frequenzen darstellt.
2. 2. Netzwerk nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, .daß der Ouerwiderstand des Widerstandssternes zu Null gemacht ist.
3. 3. Netzwerk nach den vorhergehenden Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß insbesondere zur Durchführung einer gemeinsamen Erdung je einer Ader beider Kanäle Transformatoren eingeführt sind.
4. 4. Netzwerk nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Lage 4er Dämpfungspole durch Wahl des Übersetzungsverhältnisses der Transformatoren fest- gelegt ist.
5. 5. Netzwerk nach Anspruch 1 und folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung durch Aufteilung der Scheinwiderstandselemente in an sich bekannter Weise symmetriert ist.

   Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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