DE3117963C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Operations­ verstärker, der mindestens eine erste Verstärkerstufe, eine zweite Verstärkerstufe, die von der ersten Verstärker­ stufe angesteuert wird, sowie einen ersten und einen zweiten Knotenpunkt enthält, zwischen denen ein kapaziti­ ver Signalweg angeordnet ist, um die Hochfrequenzeigen­ schaften des Operationsverstärkers zu verbessern.

Beim Hintereinanderschalten zweier Verstärker­ stufen in einem Operationsverstärker - wobei in der Regel die erste Verstärkerstufe die größere Bandbreite aufweist - ergibt sich das Problem, daß die kombinierte Verstärkung beider Stufen über einen verhältnismäßig großen Bereich und insbesondere in dem Frequenzbereich, in dem die offene Schleifenverstärkung der Kombination beider Stufen auf 1 abnimmt, eine Abnahme von 12 dB/Oktave aufweist, wodurch das Anbringen einer Rückkopplung über den Operationsverstärker zu Unstabilitäten führen kann. Um dieses Problem zu vermeiden, werden in Operationsver­ stärkern Hochfrequenzkorrekturnetzwerke angebracht. Oft wird dies dem Gebraucher dieses Operationsverstärkers durch das Anbringen dazu bestimmter Anschlußstifte über­ lassen.

Ein erstes bekanntes Korrekturverfahren ist u. a. in einer integrierten Schaltung angewandt, die unter dem Typ µA 709 vertrieben wird und in "Philips Data Handbook - Signetics Integrated Circuits" 1978, S. 100-106, be­ schrieben ist. Bei diesem Verfahren wird die Bandbreite der ersten Verstärkerstufe mittels eines RC-Netzwerkes kleiner als die Bandbreite der zweiten Stufe gemacht, derart, daß die Verstärkung dieser ersten Stufe auf 1 abnimmt. Der Hochfrequenzverstärkungsabfall wird dann durch die zweite Stufe bestimmt und ist dann im wesent­ lichen 6 dB/Oktave. Bei einer passenden Wahl dieses RC- Netzwerks ist der Verstärkungsabfall über den ganzen Frequenzbereich bis jenseits der Frequenz, bei der die Verstärkung der Kombination auf 1 abgenommen hat, im wesentlichen gleich 6 dB/Oktave.

Ein gleicher Effekt kann mit einem anderen Korrekturverfahren erreicht werden, das u. a. in einer unter dem Typ µA 741 käuflich erhältlichen integrierten Schaltung angewandt ist, die in dem genannten "Handbook" auf Seiten 60-65 beschrieben ist. In diesem Falle wird der Millereffekt benutzt, wodurch ein Kondensator mit einem kleineren Kapazitätswert verwendet werden kann, was diesen Kondensator leichter integrierbar macht. Dabei wird die zweite Verstärkerstufe von einem Kondensator überbrückt. Diese zweite Verstärkerstufe ist dabei in­ vertierend - was für den Millereffekt wesentlich ist - und die Impedanz des Ausgangs der zweiten Stufe, von diesem Kondensator her gesehen, ist verhältnismäßig niedrig in bezug auf die Impedanz des Ausgangs der ersten Stufe, wieder von dem Kondensator her gesehen. Der Effekt dieser Maßnahme kann als eine Verkleinerung der Band­ breite der ersten Stufe infolge der Tatsache, daß der Ausgang dieser ersten Stufe über diesen Kondensator für Hochfrequenzen zu dem verhältnismäßig niederohmigen Aus­ gang der zweiten Stufe kurzgeschlossen wird, sowie als der Effekt der integrierenden Wirkung der über diesen Kon­ densator gegengekoppelten zweiten Stufe beschrieben werden. Das Ergebnis dieser Maßnahme entspricht dem Ergebnis der zuerst beschriebenen Maßnahme.

Nachteile dieser bekannten und vielfach ange­ wandten Korrekturverfahren sind, daß die Bandbreite der Kombination auf die Bandbreite dieser zweiten Stufe, die bei Anwendung dieser Korrekturverfahren auch die kleinere Bandbreite der beiden Verstärkerstufen aufweist, be­ schränkt wird und daß das Signal-Rausch-Verhältnis des Ausgangssignals, auf den Eingang der ersten Verstärker­ stufe zurückgerechnet, für höhere Frequenzen schlechter wird infolge der Tatsache, daß die Verkleinerung der Bandbreite der ersten Stufe zwar das Signal, jedoch nicht den Rauschbeitrag der zweiten Stufe beeinflußt.

Die vorgenannten Nachteile sind in einem Auf­ satz von T. J. van Kessel in "IEEE Journal of Solid- State Circuits", Band SC-3, Nr. 4, Dezember 1968, S. 348-352, unter dem Titel "An integrated operational amplifier with novel HF-behaviour", dargelegt. In diesem Aufsatz wird vorgeschlagen, mittels einer Kapazität die Bandbreite der zweiten Stufe in bezug auf die Bandbreite der ersten Stufe in genügendem Maße zu verkleinern und das Ausgangssignal der ersten Stufe über einen Parallel­ signalweg zu dem Ausgangssignal der zweiten Stufe zu addieren, so daß für Frequenzen, für die die Verstärkung dieser zweiten Stufe stark abgenommen hat, die Verstärkung der Kombination gleich der Verstärkung der ersten Stufe ist, wodurch die Bandbreite der Kombination gleich der Band­ breite der ersten Stufe ist, die die breitbandigere der beiden Stufen ist. Bei passender Wahl des Frequenzabfalls der zweiten Stufe wird auch hier über den vollständigen Frequenzbereich bis zu der Frequenz bei der die Verstärkung der Kombination auf 1 abgenommen hat, ein Abfall von 6 dB/Oktave erreicht. Im Gegensatz zu dem zuerst genannten Verfahren ist hier die Bandbreite, bei der die Verstärkung der Kombination auf 1 abgenommen hat, gleich der Band­ breite der breitbandigen ersten Stufe und übt dieses Korrekturverfahren nicht den genannten Einfluß auf das Signal-Rausch-Verhältnis aus.

Im genannten Aufsatz ist dieses in allgemeinem Sinne beschriebene Korrekturverfahren an Hand eines sehr speziellen Operationsverstärkers veranschaulicht, der den Nachteil aufweist, daß der genannte Überbrückungsweg verhältnismäßig hochohmig ist infolge der Tatsache, daß er einen Widerstand enthält, der zugleich dazu dient, die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Stufe zuein­ ander zu addieren. Namentlich der hochfrequente Signal­ teil steht dadurch relativ hochohmig zur Verfügung, was wieder den Nachteil ergibt, daß es schwierig ist, dieses Ausgangssignal über eine Pufferstufe, namentlich einen Emitterfolger oder eine Klasse-B-Endstufe, zu einem Aus­ gang des Operationsverstärkers zu führen, weil dann die Eingangskapazität dieser Pufferstufe zusammen mit dem Wert des genannten Widerstandes zu einer zu großen Zeitkon­ stante führt.

Die Erfindung bezweckt, anzugeben, wie das letztere Korrekturverfahren auf einfache Weise in Opera­ tionsverstärkern angewandt werden kann.

Operationsverstärker der eingangs genannten Art sind dazu dadurch gekennzeichnet, daß der erste Knotenpunkt mit einem Aus­ gang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist, und daß der zweite Knotenpunkt mit einem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe gekoppelt ist, wobei der kapazitive Signalweg in bezug auf den Signalweg über die zweite Ver­ stärkerstufe eine positive Vorwärtskopplung bildet, und wobei die Impedanz am zweiten Knotenpunkt, von diesem kapazitiven Signalweg her gesehen, in bezug auf die Impe­ danz am ersten Knotenpunkt, von diesem kapazitiven Signal­ weg her gesehen, verhältnismäßig hochohmig ist.

Über den genannten kapazitiven Signalweg wird für hohe Frequenzen das Signal am ersten Knotenpunkt zu dem zweiten Knotenpunkt geführt. Das Ausgangssignal der zweiten Stufe - sofern diese zweite Stufe, indem diese als solche entworfen wird, nicht bereits eine genügend kleine Bandbreite aufweist - wird über diesen kapazitiven Signal­ weg zu dem ersten Knotenpunkt kurzgeschlossen, wozu der erste Knotenpunkt denn auch niederohmig ist. Der kapazi­ tive Signalweg bildet also einen niederohmigen Durchlaß für den von der ersten Stufe herrührenden Hochfrequenz­ signalteil zu dem zweiten Knotenpunkt und außerdem, sofern die Bandbreite der zweiten Stufe dies erfordert, eine Beschränkung der Bandbreite dieser zweiten Stufe in­ folge der Tatsache, daß dieser kapazitive Signalweg den Ausgang der zweiten Stufe hochfrequent kurzschließt, wo­ durch auch noch Rausch- und andere Streusignale, die in dieser zweiten Stufe außerhalb ihres Durchlaßbandes er­ zeugt werden, kurzgeschlossen werden. Der zweite Knoten­ punkt kann sehr leicht über einen Pufferverstärker auf einen Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt werden, weil dieser Knotenpunkt für hohe Frequenzen über den ge­ nannten kapazitiven Signalweg mit dem verhältnismäßig niederohmigen ersten Knotenpunkt verbunden ist.

Ein Ausführungsbeispiel eines Operationsver­ stärkers nach der Erfindung ist weiter dadurch gekenn­ zeichnet, daß der genannte Ausgang der ersten Verstärker­ stufe über einen Spannungsfolger mit dem ersten Knoten­ punkt verbunden ist.

Diese Ausführungsform kann weiter dadurch ge­ kennzeichnet sein, daß der genannte Ausgang außerdem unmittelbar mit einem Eingang der zweiten Verstärkerstufe verbunden ist. Dadurch ist es möglich, die zweite Verstär­ kerstufe hochohmig anzusteuern, während der erste Knoten­ punkt niederohmig ist.

Als Alternative kann es auch vorteilhaft sein, daß ein Eingang der zweiten Verstärkerstufe unmittelbar mit dem ersten Knotenpunkt verbunden ist. Falls der erste Knotenpunkt über einen Spannungsfolger mit einem Ausgang der ersten Verstärkerstufe verbunden ist, kann dieser Spannungsfolger dann neben seiner impedanzherabsetzenden Wirkung eine pegelverschiebende Wirkung haben.

Auch ist es möglich, daß ein Eingang der zwei­ ten Verstärkerstufe mit einem anderen Ausgang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist als der Ausgang, mit dem der erste Knotenpunkt gekoppelt ist.

Operationsverstärker, bei denen die zweite Ver­ stärkerstufe differentiell ausgeführt ist, können weiter dadurch gekennzeichnet sein, daß ein weiterer Eingang der zweiten Verstärkerstufe mit einem anderen Ausgang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist als der Ausgang, mit dem der erste Knotenpunkt gekoppelt ist.

Wenn es schwierig ist, zu erzielen, daß die zweite Verstärkerstufe zu gleicher Zeit die in bezug auf den Verstärkungsfaktor und in bezug auf die maximale Ausgangsstromänderung pro Zeiteinheit zu stellenden An­ forderungen erfüllt ("slew rate"), kann es vorteilhaft sein, daß diese Verstärkerstufe mindestens die Anfor­ derungen in bezug auf den Verstärkungsfaktor erfüllt und daß für die Anforderungen in bezug auf das "slew rate" der Operationsverstärker weiter eine dritte Verstärker­ stufe enthält, deren Verstärkung erheblich kleiner, aber deren maximale Ausgangsstromänderung pro Zeiteinheit wesentlich größer als die der zweiten Verstärkerstufe ist, wobei ein oder mehr Eingänge der dritten Verstärker­ stufe derart mit einem oder mehreren Ausgängen der ersten Verstärkerstufe gekoppelt sind, daß der Signalweg über die dritte Verstärkerstufe in bezug auf den Signalweg über die zweite Verstärkerstufe eine positive Vorwärts­ kopplung bildet.

Im allgemeinen können Ausführungsformen von Ope­ rationsverstärkern nach der Erfindung weiter dadurch ge­ kennzeichnet sein, daß der zweite Knotenpunkt unmittelbar an demjenigen Ausgang der zweiten Verstärkerstufe ange­ bracht wird, der zu einem Ausgang des Operationsverstärkers führt. Die Zusammenfügung der Signale, die über die zweite Verstärkerstufe verstärkt werden, und der Signale, die über den kapazitiven Verbindungsweg am ersten Knotenpunkt erscheinen, erfolgt dann unmittelbar an einem einzigen Knotenpunkt.

Einige Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1a schematisch den Aufbau eines Operations­ verstärkers mit zwei Verstärkerstufen und

Fig. 1b die Verstärkung als Funktion der Frequenz,

Fig. 2a den Operationsverstärker nach Fig. 1a, bei dem ein bekannter Frequenzausgleich angewendet wird, und

Fig. 2b den Effekt dieses Ausgleichs auf die Ver­ stärkung,

Fig. 3 schematisch einen Operationsverstärker mit einem bekannten alternativen Ausgleichsverfahren,

Fig. 4a schematisch einen Operationsverstärker mit einem verbesserten Frequenzausgleich und

Fig. 4b den Effekt dieses Ausgleichs im Frequenzdiagramm,

Fig. 5 schematisch einen Operationsverstärker mit Frequenzausgleich nach der Erfindung, und

Fig. 6 bis 9 vier Ausführungsformen eines Operationsverstärkers mit Frequenzausgleich nach der Erfindung.

Fig. 1a zeigt einen Operationsverstärker mit einer ersten Stufe 1 und einer zweiten Stufe 2. Der Ausgang 7 der ersten Stufe 1 ist mit dem Eingang 4 der zweiten Stufe 2 verbunden. Fig. 1b zeigt die Verstärkung als Funktion der Frequenz für die erste Stufe 1, die zweite Stufe 2 und die Gesamtverstärkung beider Stufen mit den in logarithmischem Maßstab dargestellten Kenn­ linien a 1, a 2 bzw. a 1 a 2. Die erste Stufe weist eine Verstärkung a 1 auf, die für niedrige Frequenzen gleich A 1 ist und für hohe Frequenzen um 6 dB/Oktave abfällt und bei der Frequenz f ₁ gleich 1 ist. Die zweite Stufe 2 weist eine Verstärkung a 2 auf, die für niedrige Frequenzen gleich A 2 ist und für hohe Frequenzen um 6 dB/Oktave ab­ fällt und bei der Frequenz f ₂ gleich 1 ist. Beide Stufen zusammen weisen eine Verstärkung a 1 a 2 auf, die für niedrige Frequenzen gleich A 1 A 2 ist und für hohe Fre­ quenzen abhängig von der Lage der Frequenzen f ₁ und f ₂ abfällt und dabei im Bereich, in dem beiden Stufen 1 und 2 um 6 dB/Oktave abfallen, einen Abfall von 12 dB/Oktave auf­ weist. Würde ein derartiger Operationsverstärker gegenge­ koppelt werden, so würde diese Gegenkopplung für Fre­ quenzen, bei denen der Abfall 12 dB/Oktave beträgt, infol­ ge der damit einhergehenden Phasendrehung in einer posi­ tiven Rückkopplung entarten, was zu unerwünschten Unstabili­ täten führen kann. Eine Lösung für dieses Problem zeigen die Fig. 2a und 2b.

Fig. 2a zeigt dieselbe Konfiguration wie Fig. 1a, wobei in der Verstärkerstufe 1, wie in Fig. 2a symbolisch dargestellt ist, an einer geeigneten Stelle ein RC -Netz­ werk 60, 61 angebracht ist, wodurch die Verstärkung a 1 der Stufe 1 auf Eins abfällt, bevor die Verstärkerstufe 2 ab­ fällt (siehe Diagramm Fig. 2b). Im Bereich, in dem die Verstärkerstufe 1 eine Verstärkung a 1 = 1 aufweist, wird die Verstärkung a 1 a 2 der Kombination völlig durch die Ver­ stärkerstufe 2 mit Verstärkung a 2 bestimmt. Bei einer passenden Bemessung des Netzwerkes 60, 61 schließt sich der Verstärkungsabfall der Stufe 2 genau an den durch das Netzwerk 60, 61 herbeigeführten Verstärkungsabfall der ersten Stufe 1 an und wird ein geradliniger 6 dB/Okt.- Abfall erhalten, wobei die Gesamtverstärkung a 1 a 2 bei einer Frequenz f ₂ auf 1 abgenommen hat, bei der die Ver­ stärkung der zweiten Stufe 2 ebenfalls auf 1 abgenommen hat.

Fig. 3 zeigt ein alternatives Frequenzaus­ gleichsverfahren. Dabei ist ein Kondensator 61 zu der Verstärkerstufe 2 parallelgeschaltet, die mit dem Kon­ densator 61 zu einem Miller-Integrator zusammengebaut ist. Die Stufe 2 ist dabei invertierend und ihre Ausgangs­ impedanz Ri 2 ist verhältnismäßig niedrig in bezug auf die Ausgangsimpedanz Ri 1 der ersten Stufe. Infolge des Miller- Effekts kann man hier mit einer kleineren Kapazität für den Kondensator 61 auskommen. Übrigens ist der Effekt der Maßnahme im wesentlichen gleich dem Effekt der Maß­ nahme, die im Operationsverstärker nach Fig. 2a angewandt wird. Die sich dabei ergebenden Nachteile sind, daß die Bandbreite der Kombination beider Stufen auf die Band­ breite der zweiten Stufe, die von den beiden die kleinere Bandbreite aufweist, beschränkt ist. Eine Beschränkung der Bandbreite der ersten Stufe ergibt außerdem den Nach­ teil, daß der Rauschbeitrag der zweiten Stufe für hohe Frequenzen in unverhältnismäßig großem Maße das Signal- Rausch-Verhältnis der Kombination verschlechtern wird.

Die Fig. 4a und 4b zeigen die von T. J. van Kessel im in der Einleitung genannten Aufsatz vorgeschlage­ ne Lösung. Hier wird mittels eines an einer geeigneten Stelle in der zweiten Stufe angebrachten Kondensators 61 die Bandbreite der zweiten Stufe schmäler als die Band­ breite der ersten Stufe gemacht und das Ausgangssignal der ersten Stufe über einen Parallelweg zu dem Ausgangs­ signal der zweiten Stufe addiert. Die Verstärkung der Kom­ bination beider Stufen wird dann gleich a 1 (a 2 + 1), die für niedrige Frequenzen im wesentlichen gleich a 1 a 2 ist und für hohe Frequenzen (a 2 1) gleich a 1 ist. Die Band­ breite der Kombination wird dadurch also gleich der Band­ breite der ersten Stufe, die die größte Bandbreite auf­ weist. Dadurch, daß die erste Stufe nicht in der Band­ breite in bezug auf die zweite Stufe beschränkt wird, weist diese Lösung nicht so sehr den Nachteil eines ver­ schlechterten Signal-Rausch-Verhältnisses für die hohen Frequenzen auf. Dies hängt aber wohl mit der Anordnung des Kondensators 61 zusammen, weil, wenn der Kondensator 61 am Eingang der zweiten Stufe angeordnet ist, Rausch­ quellen des Ausgangs dieser zweiten Stufe doch noch zu dem Signal-Rausch-Verhältnis beitragen können. Der Pa­ rallelweg über die Verstärkerstufe 2 soll außerdem der­ art angeordnet sein, daß die Verstärkerstufe dadurch nicht kurzgeschlossen wird. Obgleich das vom T. J. van Kessel beschriebene Ausgleichsprinzip viele Vorteile bietet, läßt es sich nicht ohne weiteres in Operations­ verstärkern anwenden.

Die nach der Erfindung genauer auf praktische Anwendungen gerichtete Ausarbeitung des zuletzt genannten Prinzips ist in Fig. 5 schematisch dargestellt. Hier wird der zweite Verstärker von einer Kapazität 61 über­ brückt, die zwischen den Knotenpunkten 8 und 9 angeordnet ist, die gegebenenfalls Anschlußpunkte der integrierten Schaltung, in die der Operationsverstärker aufgenommen ist, sein können. Der überbrückte Teil der Verstärker­ stufe 2 ist dabei nicht-invertierend, während die Ausgangs­ impedanz Ri 2 am Ausgang 5 in bezug auf die Ausgangsimpedanz Ri 1 am Ausgang 7 der Verstärkerstufe 1 verhältnismäßig hochohmig ist. Die Wirkung ist wie folgt. Für niedrige Frequenzen ist die Verstärkung gleich dem Produkt der Ver­ stärkungsfaktoren beider Verstärkungsstufen. Für hohe Fre­ quenzen fällt die Verstärkung der Verstärkerstufe 2 ab, sofern sie nicht schon von selbst abfällt, weilt diese Stufe ja die kleinere Bandbreite der beiden Stufen auf­ weist, oder infolge der Tatsache, daß der Ausgang 5 der Verstärkerstufe 2 über den Kondensator 61 zu dem ver­ hältnismäßig niederohmigen Ausgang 7 der Verstärkerstufe 1 kurzgeschlossen wird, während das von der Verstärker­ stufe 1 von einem niederohmigen Ausgang her gelieferte Hochfrequenzsignal über den Kondensator 61 am Ausgang 5 erscheint. Die Hochfrequenzverstärkung der Kombination beider Verstärkerstufen 1 und 2 ist also gleich der der ersten Stufe 1. Außerdem kann die Verstärkerstufe 2 nicht mehr zu dem Signal am Ausgang 5 beitragen und somit nicht mehr das Signal-Rausch-Verhältnis beeinträchtigen.

Fig. 6 zeigt eine erste Ausführungsform eines Operationsverstärkers nach der Erfindung. Die erste Ver­ stärkerstufe 1 wird durch einen Differenzverstärker mit Eingängen 3 und 3′ gebildet, die mit den Basen als Differenzpaar geschalteter Transistoren 11 und 12 mit einer gemeinsamen Emitterstromquelle 13 und Kollektorbe­ lastungsstromquellen 14 und 15 verbunden sind. Die Kol­ lektoren der Transistoren 11 und 12 führen zu differen­ tiellen Ausgangsklemmen 7 und 7′, die im vorliegenden Ausführungsbeispiel wegen der Stromquellenbelastungen 14 und 15 verhältnismäßig hochohmig sind, und die Eingänge 4 und 4′ einer zweiten Stufe 2 ansteuern. Diese zweite Stufe 2 besteht gleichfalls aus einem Differenzverstärker mit als Differenzpaar geschalteten Transistoren 16 und 17, einer gemeinsamen Emitterstromquelle 20 und einer Kollek­ torstromauskopplung zu einem Ausgang 5 über einen mit einer Diode 18 und einem Transistor 19 aufgebauten Stromspiegel. Die zweite Stufe bildet dadurch einen Gegen­ wirkleitwertverstärker mit Stromquellenausgang. Um diesen Ausgang über einen Kondensator 61 mit einem verhältnis­ mäßig niederohmigen Ausgang der Verstärkerstufe 1 ver­ binden zu können, ist der Ausgang 7 der Verstärkerstufe 1 über einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 21 mit einem Punkt 6, der einen niederohmigen Ausgang der Verstärkerstufe 1 bildet, verbunden. Der Kondensator 61 ist nun zwischen dem Punkt 6 und dem Ausgang 5, im vor­ liegenden Beispiel über die Klemmen 8 und 9, angeordnet, um anzugeben, daß der Kondensator 61 selber keinen Teil der integrierten Schaltung zu bilden braucht, sondern vom Gebraucher dieser integrierten Schaltung angeschlossen werden kann.

Für hohe Frequenzen ist der Ausgang 5 über den Kondensator 61 mit dem niederohmigen Emitter des Tran­ sistors 21 verbunden und werden Hochfrequenzströme am Ausgang 5 über den Kondensator 61 zu dem Emitter des Transistors 21 kurzgeschlossen. Für die hohen Frequenzen wird die Signalspannung am Ausgang 5 völlig durch die Signalspannung am Emitter des Transistors 21 und also durch das von der ersten Verstärkerstufe 1 gelieferte Signal bestimmt.

Dem Ausgang 5 ist eine Ausgangsstufe, die im vorliegenden Beispiel durch einen als Emitterfolger ge­ schalteten Transistor 22 mit Emitterstromquelle 23 ge­ bildet wird, zugeordnet. Der Emitter dieses Transistors 22 führt zu einer Ausgangsklemme 10 des Operationsver­ stärkers, wobei diese Ausgangsklemme ein Anschlußstift der integrierten Schaltung sein kann.

Die Basis des Transistors 22 wird für hohe Fre­ quenzen über den Kondensator 61 aus dem niederohmigen Emitter des Transistors 21 angesteuert, wodurch der Tran­ sistor 22 ein befriedigendes Hochfrequenzverhalten auf­ weisen kann, weil der Basiskreis des Transistors 22 für diese hohen Frequenzen niederohmig ist, was eine verhält­ nismäßig niedrige Zeitkonstante bedeutet.

Fig. 7 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Operationsverstärkers nach der Erfindung. Dieser enthält eine erste Verstärkerstufe 1 mit als Differenz­ paar geschalteten Transistoren 11 und 12 mit gemein­ samer Emitterstromquelle 13 und Kollektorbelastungswider­ ständen 23 und 24. Die mit den Kollektoren der Transistoren 11 und 12 verbundenen Ausgänge 7 und 7′ sind über Emitter­ folgertransistoren 25 bzw. 21 mit den Eingängen einer zweiten Stufe 2 verbunden, die zwei als Differenzpaar geschaltete Transistoren 31 und 32 enthält, die über Emitterwiderstände 29, 30 und 28 als Differenzpaar ge­ schaltet sind. Der Kollektorstrom des Transistors 31 wird über einen Stromspiegel mit Diode 33 und Transistor 36 zu einem Ausgang 5 gespiegelt und der Kollektorstrom des Transistors 32 wird über einen Stromspiegel mit Diode 34 und Transistor 35 und einen Stromspiegel mit Diode 37 und Transistor 38 ebenfalls zum Ausgang 5 gespiegelt. Der Kondensator 61 ist entlang des niederohmigen Emitters des Transistors 25 und des Ausgangs 5 angeordnet. Die Wirkung entspricht weiter der Wirkung des Ausführungs­ beispiels nach Fig. 5.

Fig. 8 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel eines Operationsverstärkers nach der Erfindung mit einer ersten Verstärkerstufe 1, die entsprechend der Ver­ stärkerstufe 1 im Operationsverstärker nach Fig. 7 aufge­ baut ist. Die zweite Verstärkerstufe 2 besteht aus einem Verstärkertransistor 41 mit Emitterwiderstand 42 und Kol­ lektorbelastungswiderstand 43. Ein Ausgang 5 ist mit dem Kollektor des Transistors 41 verbunden. Die Basis-Elektro­ de des Transistors 41 wird mittels des Emitterfolgertran­ sistors 21 über den Widerstand 39 vom Ausgang 7′ der Ver­ stärkerstufe 1 angesteuert. Eine Pegelverschiebung wird damit erreicht, dadurch, daß von einer Stromquelle 40 ein Gleichspannungsabfall über dem Widerstand 39 erzeugt wird. Um die Niederfrequenzverstärkung noch zu erhöhen, wird die Ausgangsspannung am anderen Ausgang 7 der ersten Verstärkerstufe über den Emitterfolgertransistor 25 an dem vom Ausgang 5 abgekehrten Ende des Kollektorwiderstandes 43 dem Transistor 41 zugeführt. Der Emitter dieses Emitter­ folgertransistors 25 ist zugleich über den Kondensator 61 hochfrequent mit dem Ausgang 5 verbunden. Der Ausgang 5 ist über eine Emitterfolgerschaltung mit dem Transistor 22 und dem Widerstand 44 mit einem Ausgang 10 der Opera­ tionsverstärkerschaltung verbunden. Die Wirkung dieser Ausführungsform ist in bezug auf den Hochfrequenzausgleich völlig gleich der Wirkung der Schaltung nach Fig. 5.

Fig. 9 zeigt eine vierte Ausführungsform eines Operationsverstärkers nach der Erfindung, der mit Feld­ effekttransistoren mit isolierter Steuerelektrode ausge­ führt ist. Die erste Verstärkerstufe 1 ist mit zwei als Differenzpaar geschalteten p-Kanal-Feldeffekttran­ sistoren 45 und 46 mit gemeinsamer Source-Elektroden­ stromquelle 49 und mit als Belastung geschalteten n- Kanal-Transistoren 47 und 48 in den Drain-Elektroden­ kreisen aufgebaut. Die zweite Verstärkerstufe 2 enthält eine gleiche Stufe, jedoch mit einem durch die Transi­ storen 53 und 54 gebildeten Stromspiegel als Drain-Elek­ trodenstromauskopplung und einem n-Kanal-Transistor 55 mit Drain-Elektrodenbelastungsstromquelle 56 zur weiteren Verstärkung zum Ausgang 5. Der Ausgang 7′ der ersten Stufe ist in dieser MOS-Ausführung genügend niederohmig in bezug auf den Ausgang 5 der zweiten Stufe, so daß der Kondensator 61 ohne Vermittlung eines Spannungsfolgers (wie z. B. Transistor 21 in der Schaltung nach Fig. 6) zwischen dem Ausgang 7′ der Ver­ stärkerstufe 1 und dem Ausgang 5 der Verstärkerstufe 2 angeordnet ist.

Eine dritte Verstärkerstufe mit einer wesent­ lich niedrigeren Verstärkung, aber mit einem wesent­ lich höheren "Slew rate" als die zweite Verstärkerstufe kann im vorliegenden Beispiel nach Fig. 9 in Form des durch gestrichelte Verbindungen dargestellten n-Kanal- Feldeffekttransistors 57 hinzugefügt werden. Die Steuerelektrode dieses Transistors wird an den Ausgang 7′ der ersten Verstärkerstufe, die Source-Elektrode an die negative Speisespannung -V _c und die Drain-Elek­ trode an den Ausgang 5 angeschlossen.

Bei schnellen Signaländerungen, denen die zweite Verstärkerstufe nicht folgen kann, wird die dritte Verstärkerstufe das Ausgangssignal am Punkt 5 liefern, sei es mit einer geringeren Verstärkung als die zweite Stufe für höhere Signale liefert. Die geringere Verstärkung der dritten Verstärkerstufe braucht aber bei einem Operationsverstärker, der genügend gegenge­ koppelt ist, nicht bedenklich zu sein.

Bei allen dargestellten Ausführungsformen gilt entsprechend dem an Hand der Fig. 5 beschriebenen Aus­ führungsbeispiel, daß der vom Kondensator 61 über­ brückte Teil der Verstärkerstufe 2 nichtinvertierend ist und daß die Ausgangsimpedanz Ri 2, vom Kondensator 61 her gesehen, am Ausgang 5 der zweiten Stufe verhältnismäßig hochohmig in bezug auf die Impedanz Ri 1, vom Kondensator 61 her gesehen, des Punktes 6 ist, über den der Konden­ sator 61 mit einem Ausgang der ersten Verstärkerstufe 1 gekoppelt ist.

Da für hohe Frequenzen der Kondensator 61 eine nichtinvertierende Stufe überbrückt und dadurch eine Vor­ wärtskopplung bildet, muß zur Vermeidung von Unstabili­ täten weiter gelten: g _m · Ri 1 1, mit g _m dem Gegenwirkleit­ wert der zweiten Stufe 2 vom Punkt 6 zum Ausgang 5.

Claims (8)

1. Operationsverstärker, der mindestens eine erste Verstärkerstufe, eine zweite Verstärkerstufe, die von der ersten Verstärkerstufe angesteuert wird, und einen ersten und einen zweiten Knotenpunkt enthält, zwischen denen ein kapazitiver Signalweg angeordnet ist, um die Hochfrequenzeigenschaften des Operationsver­ stärkers zu verbessern, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Knotenpunkt (8) mit einem Ausgang der ersten Ver­ stärkerstufe (1) gekoppelt ist, und daß der zweite Knotenpunkt (9) mit einem Ausgang der zweiten Ver­ stärkerstufe (2) gekoppelt ist, wobei die Verstärkung von dem ersten Knotenpunkt (8) zu dem zweiten Knotenpunkt (9) über die zweite Verstärkerstufe (2) nichtinvertierend ist, und wobei die Impedanz am zweiten Knotenpunkt (9), von diesem kapazitiven Signalweg her gesehen, verhält­ nismäßig hochohmig in bezug auf die Impedanz am ersten Knotenpunkt, von diesem kapazitiven Signalweg her ge­ sehen ist.

2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Ausgang der ersten Ver­ stärkerstufe (1) über einen Spannungsfolger mit dem ersten Knotenpunkt (8) verbunden ist.

3. Operationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Ausgang weiter unmittel­ bar mit einem Eingang der zweiten Verstärkerstufe (2) ver­ bunden ist.

4. Operationsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß ein Eingang der zweiten Ver­ stärkerstufe (2) unmittelbar mit dem ersten Knotenpunkt (8) verbunden ist.

5. Operationsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingang der zweiten Ver­ stärkerstufe (2) mit einem anderen Ausgang der ersten Ver­ stärkerstufe (1) gekoppelt ist als der Ausgang, mit dem der erste Knotenpunkt (8) gekoppelt ist.

6. Operationsverstärker nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Eingang der zweiten Verstärkerstufe (2) mit einem anderen Ausgang der ersten Verstärkerstufe (1) gekoppelt ist als der Aus­ gang, mit dem der erste Knotenpunkt (8) gekoppelt ist.

7. Operationsverstärker nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Knotenpunkt (9) unmittelbar an demjenigen Ausgang der zweiten Verstärkerstufe (2) angebracht ist, der zu einem Ausgang des Operationsverstärkers führt.

8. Operationsverstärker nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er weiter eine dritte Verstärkerstufe (57) enthält, deren Verstärkung wesentlich geringer, aber deren maximale Ausgangsstromänderung pro Zeiteinheit wesentlich größer als die der zweiten Verstärkerstufe (2) ist, wobei ein oder mehr Eingänge der dritten Verstärkerstufe derart mit einem oder mehreren Ausgängen der ersten Verstärkerstufe gekoppelt sind, daß der Signalweg über die dritte Ver­ stärkerstufe in bezug auf den Signalweg über die zweite Verstärkerstufe (2) eine positive Vorwärtskopplung bildet.