FR2482383A1 - Amplificateur operationnel - Google Patents
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Abstract
AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL COMPORTANT UN PREMIER ETAGE D'AMPLIFICATION 1 AINSI QU'UN DEUXIEME ETAGE D'AMPLIFICATION 2 COMMANDE PAR LEDIT PREMIER ETAGE. CONFORMEMENT A L'INVENTION, LE FONCTIONNEMENT D'UN TEL AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL A L'EGARD DE FREQUENCES ELEVEES PEUT ETRE CORRIGE DE FACON TRES SIMPLE ET CONVENABLE DU FAIT QU'UN CONDENSATEUR 61 SHUNTE LE DEUXIEME ETAGE D'AMPLIFICATION 2 ENTRE UNE SORTIE DUDIT PREMIER ETAGE 7 ET UNE SORTIE DUDIT DEUXIEME ETAGE 5 SORTIE QUI A UNE VALEUR OHMIQUE RELATIVEMENTELEVEE COMPARATIVEMENT A LADITE SORTIE DU PREMIER ETAGE. DANS CES CONDITIONS, LE DEUXIEME ETAGE SHUNTE PAR LEDIT CONDENSATEUR EST NON INVERSEUR EN CE QUI CONCERNE LA PARTIE QUE SHUNTE CE CONDENSATEUR. APPLICATION: CIRCUITS INTEGRES.
Description
"Amplificateur opérationnel."
L'invention concerne un amplificateur opérationnel com-
portant au moins un premier étage d'amplification, un deuxiè.
me étage d'amplification commandé par ledit premier étage, ainsi que des premier et deuxième noeuds entre lesquels peut se brancher ou être branchée une voie de signal capacitive servant à améliorer les propriétés haute fréquence de cet
amplificateur opérationnel.
Lorsque dans un amplificateur opérationnel, deux étages
d'amplification sont branchés l'un à la suite de l'autre -
cas dans lequel généralement c'est le premier étage d'ampli-
fication qui a la plus grande largeur de bande - on est con-
fronté avec le problème que sur une plage relativement éten-
due et en particulier dans la plage de fréquence o l'ampli-
fication en boucle ouverte de l'ensemble que forment les.
étages diminue jusqu' aun, l'amplification combinée des deux étages présente une réduction de 12 dB par octave, de sorte que l'établissement d'une réaction par l'intermédiaire
de l'amplificateur opérationnel peut donner lieu à des ins-
tabilités de fonctionnement. Pour empêcher ce problème, on élabore des réseaux de correction haute fréquence dans des amplificateurs opérationnels. Souvent, ceci est laissé au soin de la personne utilisant l'amplificateur opérationnel,
notamment du fait de prévoir à cet effet des fiches de con-
nexion spéciales.
Une première méthode de correction connue est appliquée entre autres dans un circuit intégré qui dans le commerce, est disponible sous le numéro pA 709 et qui est décrit dans la publication "Philips Data Handbook Signetics integrated
circuits 1978", pages 100 à 106. Pour cette méthode à l'ai-
de d'un réseau RC, la largeur de bande du premier étage d'am-
plification est rendue plus étroite que la largeur de bande
du deuxième étage, de façon que le coefficient d'amplifica-
tion dudit premier étage diminue jusqu'à la valeur un. Dans ce cas, la diminution de coefficient d'amplification haute
fréquence est définie par le deuxième étage et est pratique-
ment égale à 6 dB par octave. En présence- d'un choix adéquat dudit réseau RC, la chute de coefficient d'amplification
sur l'entière plage de fréquence jusqu'au-delà de la fréquen-
ce à laquelle le coefficient de l'ensemble combiné a diminué
jusqu'à la valeur un, est pratiquement égal à 6 dB par octa-
ve. Il est possible d'obtenir le même effet en pratiquant une autre méthode de correction utilisée entre autres dans un circuit intégré qui est disponible sous le type NO paA 741 et qui est décrit dans ladite publication aux pages 600 à 605. En pratiquant-cette méthode, on met à profit l'effet de Miller, ce qui permet l'emploi d'un condensateur dont la capacité est plus petite, ce qui permet mieux de réaliser ledit condensateur sous forme intégrée. Dans ces conditions, le deuxième étage d'amplification est shunté par
un condensateur. Ledit deuxième étage est dans ce cas inver-
seur, ce qui est essentiel pour l'effet de Miller, tandis que, vue depuis le condensateur, l'impédance de la sortie du deuxième étage est relativement faible comparativement à l'impédance de la sortie du premier étage, impédance vue également depuis le-condensateur. L'effet de cette mesure peut être décrit d'une part comme une réduction de la largeur
de bande du-premier étage, du fait qu'à travers ledit con-
densateur,pour-les fréquences élevées, la sortie de cet éta-
ge est court-circuitée vers la sortie-relativement peu ohmique d'un deuxième étage, et d'autre part camoe eeffet de l'action intégratrice du deuxième étage est contre-couplé à travers ledit condensateur. Le résultat de cette mesure
correspond au résultat de la mesure décrite en premier lieu.
- Ces méthodes de correction connues et fréquemment pra-
tiquées ont comme inconvénients que la largeur de bande de l'ensemble est limitée à la largeur de bande du deuxième étage, qui lors de l'emploi desdites méthodes de correction, présente également la plus faible largeur de bande des deux étages d'amplification, et que le rapport signal/bruit du signal de sortie, compté vers l'entrée du premier étage d'amplification, diminue pour les fréquences élevées du fait
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que la réduction de la largeur de bande du premier étage influence le signal mais non pas la contribution au bruit du deuxième étage, alors que par largeur de bande, on-entend
ici la largeur de bande jusqu'à laquelle le coefficient d'am-
plification a diminué à un. Les inconvénients cités ci-dessus sont mentionnés dans un article de T.J. van Kessel dans la publication "IEEE Journal of Solid-State Circuits", volume SC-3,N* 4, pages 348 à 352, parue en décembre 1968, notamment dans l'article
"An integrated operational amplifier with novel HF behaviour".
Dans l'article en question, on propose de diminuer dans une-
mesure suffisante et à l'aide d'un condensateur la largeur de bande du deuxième étage d'amplification par rapport à la largeur de bande du premier étage, et d'additionner au signal de sortie du deuxième étage le signal de sortie du
premier étage par l'intermédiaire d'une voie de signal pa-
rallèle, de sorte que pour des fréquences en présence des-
quelles le coefficient d'amplification du deuxième étage a
diminué fortement, le coefficient d'amplification de l'ensem-
ble est égal au coefficient d'amplification du premier étage, ce qui a comme résultat que la largeur de bande de l'ensemble est égale à celle du premier étage, qui a la plus-grande largeur de bande. En présence d'un choix adéquat de la chute de fréquence du deuxième étage, on obtient également dans ce cas une diminution de 6 dB par octave sur l'entière plage de fréquence jusqu'à la fréquence à laquelle le coefficient
d'amplification de l'ensemble a diminué jusqu'à la valeur -
un. Contrairement à ce qui est le cas de la méthode citée en premier lieu, il se trouve que dans ce cas, la largeur de bande à laquelle le coefficient d'amplification de l'ensemble
combiné a diminué jusqu'à un, est égale à la largeur de ban-
de du premier étage à grande largeur de bande, et que cette méthode de correction n'exerce pas ladite influence sur le
rapport signal/bruit.
Dans l'article précisé ci-dessus, ladite méthode de
correction générale est illustrée à l'égard d'un amplifica-
teur opérationnel très spécifique qui a comme inconvénient que ladite voie de signal parallèle a une valeur ohmique relativement élevée du fait qu'elle comporte une résistance qui a également comme fonction d'additionner les signaux de sortie des premier et deuxième étages. C'est notamment la partie de signal haute fréquence qui de ce fait devient disponible à une valeur obmique relativement élevée, ce qui,
à son tour, a comme inconvénient qu'il est difficile de con-
duire le signal de sortie vers une sortie de l'amplificateur opérationnel par l'intermédiaire d'un étage tampon, notamment un montage à charge d'émetteur ou un étage de sortie classe B, étant donné que dans ce cas la capacité d'entrée dudit étage tampon conduit, en coopération avec la valeur ohmique
de ladite résistance, à une constante de temps trop élevée.
- Le but de l'invention est d'indiquer la manière dont il est possible d'appliquer de façon simple la méthode de correction citée en dernier lieu à l'égard d'amplificateurs opérationnels. A cet effet, les amplificateurs opérationnels du genre mentionné dans le préambule sont remarquables en
ce que ledit premier noeud est couplé à une sortie du pre-
mier étage d'amplification et que le deuxième noeud est cou-
plé à la sortie du deuxième étage d'amplification, alors qu'à travers le deuxième étage d'amplification, la voie de
signal capacitive constitue un couplage positif en sens di-
rect, par rapport à la voie de signal, alors que vue depuis ladite voie de signal capacitive, l'impédance au deuxième noeud a une valeur ohmique relativement élevée par rapport à l'impédance au premier noeud, vue depuis ladite voie de
signal capacitive.
En cas de fréquences élevées, le signal appliqué au - premier noeud est conduit vers le deuxième noeud à travers
ladite voie de signal capacitive. Pour autant que le deu-
xième étage d'amplification ne présente déjà pas une lar-
geur de bande suffisamment faible de par sa conception, le signal de sortie de cet étage est court-circuité vers le premier noeud à travers ladite voie de signal capacitive,
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raison pour laquelle en effet le premier noeud a une faible valeur ohmique. Par conséquent, la voie de signal capacitive
constitue donc un passage à faible valeur ohmique de la par-
tie de signal haute fréquence en provenance du premier étage vers le deuxième noeud, et pour autant que la largeur de
bande du deuxième étage l'exige, ladite voie de signal capa-
citive constitue une restriction de la largeur de bande du deuxième étage, du fait que cette voie de signal capacitive
court-circuite la sortie du deuxième étage à l'égard de fré-
quences élevées, de sorte que le bruit et d'autres signaux parasites engendrés dans le deuxième étage en dehors de sa bande passante, sont également court-circuités. Le deuxième noeud peut être couplé très facilement vers une sortie de l'amplificateur opérationnel à travers'un amplificateur tampon, étant- donné que ce noeud, à l'égard de fréquences
élevées, est couplé au premier noeud à valeur ohmique rela-
tivement faible à travers ladite voie de signal capacitive.
Suivant un exemple de réalisation d'un amplificateur-
opérationnel conforme à l'invention, cet amplificateur est
remarquable en ce que ladite sortie du premier étage d'ampli-
fication est raccordée au premier noeud à travers un suiveur
de tension.
L'amplificateur opérationnel précisé ci-dessus peut également être remarquable en ce que ladite sortie est en outre raccordée directement à une entrée du deuxième étage d'amplification. De ce fait, la commande du deuxième étage d'amplification peut avoir lieu à une valeur ohmique élevée,
tandis que la valeur ohmique du premier noeud est faible.
En guise d'alternative, il peut être avantageux égale-
ment qu'une entrée du deuxième étage d'amplification soit raccordée directement au premier noeud. Dans le cas o le premier noeud est raccordé à une sortie du premier étage d'amplification à travers un suiveur de tension, ce dernier peut, en plus de sa fonction de réduction d'impédance, avoir
une fonction de décalage de niveau.
Il appartient aux possibilités aussi de coupler une entrée du deuxième étage d'amplification à une sortie du premier étage d'amplification autre que la sortie à laquelle
est couplé le premier noeud.
Les amplificateurs opérationnels dans lesquels le deu-
xième étage d'amplification est réalisé de façon différen- tielle peuvent avoir la particularité supplémentaire qu'une autre entrée du deuxième étage d'amplification est couplée à une sortie du premier étage d'amplification, autre que
la sortie à laquelle est couplé le premier noeud.
Dans le cas ou il est difficile que le deuxième étage
d'amplification respecte simultanément les exigences impo-
sées au coefficient d'amplification et celles imposées à la variation maximale de courant de sortie dans l'unité de temps -(slew rate), il peut être avantageux que cet--étage d'amplification respecte au moins les exigences imposées au coefficient d'amplification, et que pour répondre aux
exigences imposées à cette variation ("slew rate"), l'ampli-
ficateur opérationnel comporte en outre un troisième étage d'amplification dont-le coefficient d'amplification est
nettement inférieur à celui du deuxième étage d'amplifica-
tion mais dont la variation maximale de courant de sortie dans l'unité de temps est nettement supérieure à celle du deuxième étage d'amplification, alors qu'au moins une entrée au troisième étage d'amplification est raccordée à au moins
une sortie du premier étage d'amplification de façon que-
la voie de signal passant.par le troisième étage d'amplifi-
cation constitue un couplage positif en sens direct par rapport à la voie de signal passant par le deuxième étage d'amplification. D'une façon générale, les amplificateurs opérationnels
conformes à l'invention peuvent encore avoir la particula-
rité que le deuxième noeud est prévu directement à celles des sorties du deuxième étage d'amplification qui conduit à une sortie de l'amplificateur opérationnel. Dans ce cas, l'addition d'une part des signaux qui sont amplifiés par l'intermédiaire du deuxième étage et d'autre part par des signaux qui apparaissent au premier noeud par l'intermédiaire de la voie de liaison capacitive, a lieu directement à un
seul noeud.
La description suivante, en regard des dessins annexés,
le tout donné à titre d'exemple, fera bien comprendre comment
l'invention peut être réalisée.
La figure la illustre schématiquement la conception d'un
amplificateur opérationnel avec deux étages d'amplification.
La figure lb est un diagramme illustrant l'amplifica-
tion en fonction de la fréquence.
La figure 2a représente l'amplificateur opérationnel
sur lequel est appliquée une compensation de fréquence con-
nue. La figure 2b est un diagramme illustrant l'effet de la
compensation sur le coefficient d'amplification.
La figure 3 représente schématiquement un amplificateur opérationnel dans lequel est pratiquée une autre méthode de
compensation connue.
La figure 4a représente un amplificateur opérationnel à l'égard duquel est pratiquée une compensation de fréquence perfectionnée. La figure 4b est un diagramme illustrant l'effet de
cette compensation.
La figure 5 représente un amplificateur opérationnel dans lequel est pratiquée la compensation de fréquence en
conformité à l'invention.
Les figures 6, 7, 8 et 9 illustrent quatre modes de réalisation d'un amplificateur opérationnel a compensation
de fréquence conforme à l'invention.
La figure la-montre un amplificateur opérationnel
comportant un premier étage 1 et un second étage 2. La sor-
tie 7 du premier étage 1 est raccordée.à l'entrée 4 de l'éta-
ge 2. La figure lb illustre en diagramme l'amplification en
fonction de la fréquence pour le premier étage 1, le deuxiè-
me étage 2, ainsi que l'amplification totale des deux éta-
ges, à l'aide des caractéristiques al, a2 et ala2 reproduites
en échelle logarithmique. La courbe d'amplification du pre-
mier étage est indiquée par la, cette amplification étant, en cas de basses fréquences, égale à Ai et diminuant, dans le cas de fréquences élevées, à raison de 6 dB par octave, le coefficient d'amplification à la fréquence f1 étant égal à 1. Le deuxième étage 2 présente une amplification a2 qui dans le cas de fréquences faibles, est égale à A2 et qui dans le cas de fréquences élevées, diminue à raison de 6 dB par
octave, le coefficient à la fréquence f2 étant égale à 1.
Dans leur ensemble, les deux étages présentent une amplifica-
tion ala2 qui dans le cas de fréquences faibles, est égale à
- A1A2 et qui en cas de fréquences élevées, diminue en fonc-
tion de la position des fréquences f1 et f2, la diminution par octave étant de 12 dB dans la région o l'amplification
des deux étages 1 et 2 diminue à raison de 6 dB par octave.
Dans le cas o une contre-réaction serait établie à l'égard d'un tel amplificateur opérationnel, il s'avèrerait que pour des fréquences auxquelles la diminution par octave est égale
à 12 dB, à la suite du déphasage accompagnant la contre-
réaction, celle-ci aboutirait à une réaction positive, -ce
qui à son tour pourrait conduire à ces instabilités de fonc-
tionnement indésirables. La figure 2 illustre à ce sujet une solution. La figure 2a montre la même configuration que la figure la, alors que dans ltétage d'amplification 1, comme le montre symboliquement la figure 2b, il est élaboré à un endroit
adéquat un réseau RC 60, 61, sous l'influence duquei le coef-
ficient d'amplification du premier étage 1 diminue déjà à
la valeur un avant que ne diminue le coefficient d'amplifica-
tion de l'étage 2. (Voir le diagramme, figure 2b). Dans la plage o le coefficient d'amplifieation de l'étage 1 est égal à al=l, le coefficient d'amplification ala2 de l'ensemble est
défini entièrement par l'étage d'amplification 2 à coeffi-
cient d'amplification a2. En présence d'un réseau 60, 61, di-
mensionné de façon adéquate, la chute du coefficient d'am-
plification de l'étage 2 concorde de façon précise avec la chute du coefficient d'amplification du premier étage 1, 2a482383 provoquée par le réseau 60, 61, et il est obtenu une chute linéaire de 6 dB par octave, le coefficient d'amplification total ala2 ayant diminué à la valeur un à une fréquence f2 pour laquelle le coefficient d'amplification de l'étage 2 a également diminué à un. La figure 3 illustre une autre méthode de compensation de fréquence. Sur cette figure 3, un condensateur 61 shunte
l'étage d'amplification 2 qui en coopération avec ce conden-
sateur 61,est devenu un intégrateur de Miller. L'étage 2 est en outre inverseur, et son impédance de sortie Ri2 est relativement faible comparativement à l'impédance de sortie Riu du premier étage. En conséquence de l'effet de Miller, il est possible ici de se contenter d'un condensateur 61 dont la capacité est moins grande. Pour le reste, l'effet de la mesure préconisée par l'invention est pratiquement égal à l'effet de la mesure pratiquée dans l'amplificateur
opérationnel selon la figure 2. Cette méthode a l'inconvé-
nient que la largeur de bande des deux étages combinés est limitée à la largeur de bande du deuxième étage, dont la
largeur de bande est la moins grande. En outre, la restric-
tion de la largeur de bande du premier étage a comme incon-
vénient que dans le cas de fréquences élevées, la contribu-
tion au bruit du deuxième étage dégrade d'une façon dispro-
portionnée le rapport signal/bruit de l'ensemble que forment
les deux étages.
La figure 4 montre la solution que T.J. van Kessel a proposé dans l'article cité dans ce qui précède. Dans le cas de la figure 4, à l'aide d'un condensateur 61 placé à un endroit adéquat dans le deuxième étage, la largeur de bande
du deuxième étage est rendue plus étroite que celle du pre-
mier étage, tandis que par l'intermédiaire d'une voie pa-
rallèle, le signal de sortie du premier étage est addition-
né au signal de sortie du deuxième étage. Le coefficient d'amplification de l'ensemble que forment les deux étages
devient alors égal à ai (a2+1), valeur qui pour des fréquen-
ces élevées est pratiquement égale à A1A2 et qui pour des fréquences élevées (a2 < 1) est égale à ai. De ce fait, la
largeur de bande de l'ensemble devient donc égale à la lar-
geur.de bande du premier étage, qui a la plus grande largeur
de bande. Du fait que par rapport au deuxième étage, la lar-
geur de bande du premier étage n'est pas limitée, cette solu- tion n'est pas tant affectée par l'inconvénient d'un plus
mauvais rapport signal/bruit en cas de fréquences élevées.
Toutefois, ceci est en corrélation avec le positionnement du
condensateur 61, étant donné que dans le cas o le condensa-
teur 61 est placé à l'entrée du deuxième étage, des sources de bruit de la sortie du deuxième étage peuvent néammoins
contribuer au rapport signal/bruit. De plus, la voie paral-
lèle passant par l'étage d'amplification 2 doit être élabo-
rée de façon à ne pas court-circuiter l'étage 2. Bien que le principe de compensation que présente T.J. van Kessel
offre bon nombre d'avantages, ce principe n'est pas réalisa-
ble sans plus dans des amplificateurs opérationnels.
L'effet du principe cité en dernier lieu, effet qui conformément à l'invention est plus nettement centré sur des applications pratiques, a été illustré schématiquement sur la figure 6. Sur cette figure 6, le deuxième amplificateur estshunté par un condensateur 61 inséré entre des noeuds 8 et 9 qui, éventuellement, peuvent être des bornes de
connexion du circuit intégré auquel est incorporé l'ampli-
ficateur opérationnel. Dans ce cas, la partie shuntée de l'étage d'amplification-2 n'est pas inverseuse, tandis qu'à la sortie 5, l'impédance de sortie Ri2 a une valeur ohmique relativement élevée comparativement à l'impédance de sortie Ril à la sortie 7 de l'étage 1. Le fonctionnement a lieu
comme suit. En cas de fréquences basses, le Goefficient d'am-
plification est égal au produit des coefficients d'amplifi-
cation des deux étages. Si, en cas de fréquences élevées, le coefficient d'amplification de l'étagé 2 ne diminue déjà pas de lui-même du fait que cet étage a en effet la moins grande largeur de bande parmi les deux étages, il diminue du fait que la sortie 5 de l'étage 2 est courtcircuitée, à travers le condensateur 61, vers la sortie à valeur ohmique 1I relativement faible 7 de l'étage 1, tandis que-le signal haute fréquence que l'étage 1 fournit depuis une sortie à faible valeur ohmique, apparaît à la sortie 5 à travers le
condensateur 61. Par conséquent, le coefficient d'amplifica-
tion haute fréquence de la combinaison formée par les deux étages 1 et 2 est égal à celui du premier étage 1. De plus,
l'étage 2 n'est plus à même de contribuer au signal appli-
qué à la sortie 5, et n'est donc pas à meme de dégrader la
qualité du rapport signal/bruit.
La figure 6 illustre un premier mode de réalisation d'un amplificateur opérationnel conforme à l'invention Le premier étage d'amplification 1 est formé-par un amplificateur de différence à entrées 3 et 3' raccordées aux bases de deux transistors 11, 12, branchés comme paire différentielle et ayant une source commune de courant d'émetteur 13 ainsi que des sources de courant de charge de collecteur 14 et,15. Les collecteurs de ces transistors 11 et-1tl2 conduisent vers les bornes de sortie différentielles 7 et 7' qui dans l'exemple envisagé, sont une valeur ohmique relativement élevée en conséquence des charges de source de courant 14 et 15, ces
charges commandant les entrées 4 et 4' d'un deuxième étage 2.
Ledit deuxième étage 2 est constitué également par un ampli-
ficateur différentiel formé par des transistors 16 et 17 branchés comme paire différentielle, une source commune de courant d'émetteur 20 et un circuit de découplage du courant de collecteur vers une sortie 5, circuit qui est constitué
d'un miroir de courant formé par une diode 18 et un transis-
tor 19. De ce fait, le deuxième étage et la sortie de source de courant forment un amplificateur de transconductance. Afin de pouvoir recorder ladite sortie à travers un condensateur
61à une sortie à valeur àhmique relativement faible de l'é-
tage d'amplification 1, la sortie 7 de l'étage d'amplifi-
cation 1 est raccordée à un point 6 à travers un transistor 21 à charge d'émetteur, ledit point 6 formant une sortie à
faible valeur ohmique de l'étage d'amplification 1. Le con-
densateur 61 est maintenant branché entre le point 6 et la sortie 5, dans cet exemple à travers les bornes 8 et 9 afin
d'indiquer que le condensateur 61 lui-même ne doit pas né-
cessairement appartenir au circuit intégré mais peut être
raccordé par la personne utilisant le circuit intégré.
Pour les fréquences élevées, la sortie 5 est raccordée à travers le condensateur 61, à l'émetteur à faible valeur ohmique du transistor 21, et des courants haute fréquence à
la sortie 5 sont court-circuités vers l'émetteur du transis-
tor 21 à travers le condensateur 61. Pour les fréquences élevées, la tension de signal appliquée à la sortie 5 est définie entièrement par la tension de signal appliquée à l'émetteur du transistor 21 et, partant, par le signal que
fournit le premier étage d'amplification 1.
A la sortie 5 est ajouté un étage de sortie, qui dans
cet exemple est formé par un transistor 22 à charge d'émet-
teur et comporte une source de courant d'émetteur 23. L'émet-
teur dudit transistor 22 conduit à une borne de sortie 10 de l'amplificateur opérationnel, borne qui est par exemple
une fiche de connexion du circuit intégré.
En ce qui concerne les fréquences élevées, la base du
transistor 22 est commandée depuis l'émetteur à faible va-
leur ohmique du transistor 21 à travers le condensateur 61, de sorte que le comportement du transistor 22 à l'égard de fréquences élevées peut être convenable en raison de ce que
le circuit de base du transistor 22 a une faible valeur ohmi-
que à l'égard desdites fréquences élevées, ce qui signifie
que la constante de temps est relativement courte.
La figure 7 illustre un deuxième exemple de réalisa-
tion d'un amplificateur opérationnel conforme à l'invention.
Il comporte un premier étage d'amplification 1 muni de tran-
sistors 11 et 12 branchés comme paire différentielle et
ayant une source commune de courant d'émetteur 13 et dûs ré-
sistances de charge de collecteur 23 et 24. A travers des transistors 25, 21 à charge d'émetteur, les sorties 7 et 7'
raccordées aux collecteurs des transistors 11 et 12 sont con-
nectées aux entrées d'un deuxième étage 2, qui comporte
13 -
deux transistors 31 et 32 branchés comme paire différentielle
à travers des résistances d'émetteur 29, 30 et 28. Par l'inter-
médiaire d'un miroir de courant formé par une-diode 33 et un transistor 36, le courant de collecteur du transistor 31 est réfléchi vers une sortie 5, tandis qu'à travers un miroir de courant à diode 33 et à transistor 35 et un miroir
de courant à diode 37 et à transistor 38, lezcourant de col-
lecteur du transistor 32 est réfléchi, lui aussi, vers ladi-
te sortie 5. Le condensateur 61 est branché entre l'émetteur
à faible valeur ohmique du transistor 25 et la sortie 5.
Pour le reste, le fonctionnement a lieu de-la-même façon que
décrite en référence à la figure 5.
La figure 8 illustre un deuxième exemple de réalisation d'un amplificateur opérationnel conforme à l'invention, muni d'un premier étage d'amplification 1 conçu en correspondance à l'étage d'amplification 1 de l'amplificateur opérationnel
selon la figure 7. Le deuxième étage d'amplification 2 est.
* formé par un transistor amplificateur 41 à résistance d'é-
metteur 42 et à résistance de charge de collecteur 43. Une sortie 5 est connectée au collecteur du transistor 41. A l'aide d'un transistor à charge d'émetteur 21, la base du transistor 21 est commandée, à travers la résistance 39, par la sortie 7' de l'étage 1. On réalise de cette façon un déca-
lage de niveau du fait qu'une source de courant 41 engendre
une chute de tension continue aux bornes de la résistance 39.
Pour augmenter davantage le coefficient d'amplification bas-
se fréquence, la tension de sortie appliquée à l'autre sor-
tie 7 du premier étage d'amplification est fournie au transistor 41 à travers le transistor à charge d'émetteur 25, à celle des extrémités de la résistance de col-lecteur 43 qui
est située du coté opposé à la sortie 5. A l'égard de fré-
quences élevées, l'émetteur dudit transistor 25 est raccor-
dé à la sortie 5 à travers le condensateur 61. Par l'intermé-
diaire d'un circuit à charge d'émetteur formé par un transis-
tor 22 et une résistance 44, la sortie 5 est raccordée à une sortie 10 du circuit d'amplification opérationnel. En ce
qui concerne la compensation haute fréquence, -le fonctionne-
-14 ment de l'amplificateur conçu de la sorte est tout à fait
conforme à ce qui a été décrit en référence à la figure 5.
La figure 9 illustre un quatrième mode de réalisation
d'un amplificateur opérationnel conforme à l'invention, réa-
lisé à l'aide de transistors à effet de champ à électrode-
porte isolée. Le premier étage d'amplification 1 est constitué par deux transistors à effet de champ 45 et 46, à canal de type de conduction p et branchés comme paire différentielle, ces transistors 45, 46 ayant une source commune de courant de source 49 et ayant comme charge des transistors 47 et 48 à canal de type de conduction n branchés dans leurs circuits
de drain. Le deuxième étage d'amplification 2 comporte égale-
ment un étage de ce genre, qui est constitué d'un miroir de
courant formé par des transistors 53 et 54 et servant de dé-
couplage de courant de drain, ainsi que d'un transistor 55
a canal de type de conduction n. muni d'une source de cou-
rant de charge de drain 56 pour l'amplification ultérieure vers la sôrtieS5. Dans cette réalisation MOS, la sortie 7' du premier étage a une valeur ohmique suffisamment faible
par rapport à la sortie 5 du premier étage, de sorte qu'en-
*tre la sortie 7' de l'étage d'amplification 1 et la sortie de l'étage d'amplification 2, le condensateur 61 est bran- ché sans l'intermédiaire d'un suiveur de tension (comme par
exemple le transistor-21 dans le circuit selon la figure 6).
Dans l'exemple selon la figure 9, un troisième étage
d'amplification dont le coefficient d'aihplification est net-
tement plus faible mais dont la variation-("slew rate" est
nettement plus grande par rapport au deuxième étage d'ampli-
fication, peut être ajouté sous la forme d'un transistor à effet de champ 57, à canal de type de conduction n et ayant les liaisons définies en pointillé. L'électrode de commande de ce transistor est raccordée.à la sortie 7' du premier étage d'amplification, alors que sa source est branchée sur la tension d'alimentation négative Vc et que son drain est
connecté à la sortie 5.
Dans le cas de variations rapides de signal que le deuxième étage d'amplification n'est pas à même de suivre fidèlenent, ledit troisième étage d'amplification fournit le signal de sortie au point 5, le coefficient d'amplification étant cependant inférieur à celui présenté par le deuxième
étage en cas de signaux plus lents. Ce coefficient d'ampli-.
fication plus faible dudit troisième étage d'amplification ne doit toutefois pas constituer d'inconvénient dans le cas
d'un amplificateur opérationnel à contre-réaction suffi-
sante.
En correspondance à ce qui a été décrit en référence
à la figure 5, tous les modes de réalisation décrits ci-des-
sus ont comme particularité commune que la partie de l'étage d'amplification 2 shuntée par le condensateur 61 n'est pas inverseuse et que, vue depuis le condensateur 61, l'impédance de sortie Ri2 à la sortie 5 du deuxième étage a une valeur Dhmiue relativement élevée comparativement à l'impédance Ril - vue depuis le condensateur 61 - du point 6 à travers lequel le condensateur 61 est couplé à une sortie du premier étage
d'amplification 1.
Comme à l'égard de fréquences élevées, le condensateur
61 shunte un étage non inverseur et forme-de ce fait un cou-
plage en sens direct, il faut que soit respectée, pour em-
pêcher des instabilités de fonctionnement, l'expression gm Ril 1, dans laquelle gm indique la transconductance
du deuxième étage 2, depuis le point-6 vers la sortie 5.
2-482383
Claims (8)
1. Amplificateur opérationnel comportant au moins un
premier étage d'amplification (1), un deuxième étage d'am-
plification (2) commandé par ledit premier étage (1),
ainsi que des premier (6) et deuxième (5) noeuds entre les-
quels peut se brancher ou être branchée une voie de signal capacitive (61) servant à améliorer les propriétés haute frépenace de cet amplificateur opérationnel, caractérisé en ce que le premier noeud (6) est couplé à une sortie (7) du premier étage d'amplification (1) et que le deuxième noeud
(5) est couplé à la sortie (5) du deuxième étage d'amplifi-
cation (2), alors qu'à travers le deuxième étage d'amplifi-
cation (2), la voie de signal capacitive constitue un couplage positif en sens direct par rapport à la voie de
signal, alors que vue depuis ladite voie de signal capaci-
tive, l'impédance au deuxième noeud (5) a une valeur ohmique relativement élevée par rapport à l'impédance au premier
noeud (6), vue depuis ladite-voie de signal capacitive (61).
2. Amplificateur opérationnel selon la revendication-
1, caractérisé en ce que ladite sortie du premier étage d'amplification est raccordée au premier noeud (6) à travers
un suiveur de tension (21).
3. Amplificateur opérationnel selon la revendication 2,-
caractériséen ce que ladite sortie (1) est en outre raccor-
dée directement à une entrée (4) du deuxième étage d'ampli-
fication (2).
4.- Amplificateur opérationnel selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'une entrée (4) du deuxième étage d'amplification (2) est raccordée directement au premier
noeud (6).
5. Amplificateur opérationnel Selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce qu'une entrée (4) du deuxième étage d'amplification (2) est couplée à une sortie (7') du premier étage d'amplification (1), autre que la sortie (7)
à laquelle est couplé le premier noeud (6).
6. Amplificateur opérationnel selon la revendication 3 ou 4, caractérisé en ce qu'une autre entrée du deuxième
- 2482383
étage d'amplification (2) est couplée à une sortie (7') du premier étage d'amplification (1), autre que la sortie (7)
à laquelle est couplé le premier noeud (6).
7.- Amplificateur opérationnel selon.l'une quelconque
des revendications précédentes, caractérisé en ce que le
deuxième noeud (5) est prévu directement à celle des sor-
ties du deuxième étage d'amplification (2) qui mène à une
sortie (10) de l'amplificateur opérationnel.
8.- Amplificateur opérationnel selon l'une quelconque
des revendications précédentes, caractérisé en ce que cet
amplificateur comporte en outre un troisième étage d'am-
plification (57) dont le coefficient d'amplification est nettement inférieur à celui du deuxième étage d'amplification mais dont la variation maximale de courant de sortie dans
l'unité de temps est nettement supérieure à celle du deu-
xième étage d'amplification (2), alors qu'au moins une en-
trée dudit troisième étage d'amplification (57) est raccordée à au moins une sortie (7') du premier étage d'amplification (1) de façon que la voie de signal passant par le troisième étage d'amplification (57) constitue un couplage positif en sens direct par rapport à la voie de signal passant par le
deuxième étage d'amplification (2).
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