DE3117963A1

DE3117963A1 - Operationsverstaerker

Info

Publication number: DE3117963A1
Application number: DE19813117963
Authority: DE
Inventors: Rudy Johan 5621CT Eindhoven Van de Plassche
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-05-09
Filing date: 1981-05-07
Publication date: 1982-03-25
Also published as: GB2076244A; GB2076244B; JPS575404A; HK75784A; IT8167613A0; IT1144338B; NL8002666A; JPH0474882B2; FR2482383B1; CA1173523A; DE3117963C2; US4405900A; FR2482383A1

Description

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Operationsverstärker.

Die Erfindung bezieht sich auf einen Operationsverstärker, der mindestens eine erste Verstärkerstufe, eine zweite Verstärkerstufe, die von der ersten Verstärkerstufe angesteuert wird, sowie einen ersten und einen zweiten Knotenpunkt enthält, zwischen denen ein kapazitiver Signalweg angeordnet ist, um die Hochfrequenzeigenschäften des Operationsverstärkers zu verbessern.

Beim Hintereinanderschalten zweier Verstärkerstufen in einem Operationsverstärker - wobei in der Regel die erste Verstärkerstufe die grössere Bandbreite aufweist - ergibt sich das Problem, dass die kombinierte Verstärkung beider Stufen über einen verhältnismässig grossen Bereich und insbesondere in dem Frequenzbereich, in dem die offene Schleifenverstärkung der Kombination beider Stufen auf 1 abnimmt, eine Abnahme von 12 dB/Oktave aufweist, wodurch das Anbringen einer Rückkopplung über den Operationsverstärker zu Unstabilitäten führen kann. Um dieses Problem zu vermeiden, werden in Operationsverstärkern Hochfrequenzkorrekturnetzwerke angebracht. Oft wird dies dem Gebraucher dieses Operationsverstärkers durch das Anbringen dazu bestimmter Anschlussstifte überlassen.

Ein erstes bekanntes Korrekturverfahrens ist u.a. in einer integrierten Schaltung angewandt, die unter dem Typ /uA 709 vertrieben wird und in "Philips Data Handbook Signetics Integrated Circuits" I978, S. 100 - 1O6, beschrieben ist. Bei diesem Verfahren wird die Bandbreite der ersten Verstärkerstufe mittels eines RC-Netzwerkes kleiner als die Bandbreite der zweiten Stufe gemacht, derart, dass die Verstärkung dieser ersten Stufe auf 1 abnimmt. Der Hochfrequenzverstärkungsabfall wird dann durch die zweite Stufe bestimmt und ist dann im wesent-

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lichen 6 dB/Oktave. Bei einer passenden Wahl dieses RC-Netzwerks ist der Verstärkungsabfall, über den ganzen Frequenzbereich bis jenseits der Frequenz, bei der die Verstärkung der Korabination auf 1 abgenommen hat, im wesentlichen gleich 6 dB/Oktave.

Ein gleicher Effekt kann mit einem anderen Korrekturverfahren erreicht werden, das u.a. in einer unter dem Typ /uA 7kl käuflich erhältlichen integrierten Schaltung angewandt ist, die in dem genannten "Handbook" auf Seiten 60 - 65 beschrieben ist. In diesem Falle wird der Millereffekt benutzt, wodurch ein Kondensator mit einem kleineren Kapazitätswert verwendet werden kann, was diesen Kondensator leichter integrierbar macht. Dabei wird die zweite Verstärkerstufe von einem Kondensator überbrückt. Diese zweite Verstärkerstufe ist dabei invertierend - was für den Millereffekt wesentlich ist und die Impedanz des Ausgangs der zweiten Stufe, von diesem Kondensator her gesehen, ist verhältnismässig niedrig in bezug auf die Impedanz des Ausgangs der ersten Stufe·, wieder von dem Kondensator her gesehen. Der Effekt dieser Massnahme kann als eine Verkleinerung der Bandbreite der ersten Stufe infolge der Tatsache, dass der Ausgang dieser ersten Stufe über diesen Kondensator für Hochfrequenzen zu dem verhältnismässig niederohmigen Ausgang der zweiten Stufe kurzgeschlossen wird, sowie als der Effekt der integrierenden Wirkung der über diesen Kondensator gegengekoppelten zweiten Stufe beschrieben werden. Das Ergebnis dieser Massnahme entspricht dem Ergebnis der zuerst beschriebenen Massnahme.

Nachteile dieser bekannten und vielfach angewandten Korrekturverfahren sind, dass die Bandbreite der Kombination auf die Bandbreite dieser zweiten Stufe, die bei Anwendung dieser Korrekturverfahren auch die kleinere Bandbreite der beiden Verstärkerstufen aufweist, beschränkt wird und dass das Signal-Rausch-Verhältnis des Ausgangssignals, auf den Eingang der ersten Verstärkerstufe zurückgerechnet, für höhere Frequenzen schlechter

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wird infolge der Tatsache, dass die Verkleinerung der Bandbreite der ersten Stufe zwar das Signal, jedoch nicht den Rauschbeitrag der zweiten Stufe beeinflusst.

Die vorgenannten Nachteile sind in einem Aufsatz von T.J. van Kessel in "I.E.E.E. Journal of Solid-State Circuits", Band SC-3, Nr. h, Dezember I968, S. 3^8-352, unter dem Titel "An integrated operational amplifier with novel HF-behaviour", dargelegt. In diesem Aufsatz wird vorgeschlagen, mittels einer Kapazität die Bandbreite der zweiten Stufe in bezug auf die Bandbreite der ersten Stufe in genügendem Masse zu verkleinern und das Ausgangssignal der ersten Stufe über einen Parallelsignalweg zu dem Ausgangssignal der zweiten Stufe zu addieren, so dass für Frequenzen, für die die Verstärkung dieser zweiten Stufe stark abgenommen hat, die Verstärkung der Kombination gleich der Verstärkung der ersten Stufe ist, wodurch die Bandbreite der Kombination gleich der Bandbreite der ersten Stufe ist, die die breitbandigere der beiden Stufen ist. Bei passender Wahl des Frequenzabfalls der zweiten Stufe wird auch hier über den vollständigen Frequenzbereich bis zu der Frequenz bei der die Verstärkung der Kombination auf 1 abgenommen hat, ein Abfall von 6 dB/Oktave erreicht. Im Gegensatz zu dem zuerst genannten Verfahren ist hier die Bandbreite, bei der die Verstärkung der Kombination auf 1 abgenommen hat, gleich der Bandbreite der breitbandigen ersten Stufe und übt dieses Korrekturverfahren nicht den genannten Einfluss auf das Signal-Rausch-Verhältnis aus.

Im genannten Aufsatz ist dieses in allgemeinem Sinne beschriebene Korrekturverfahren an Hand eines sehr speziellen Operationsverstärkers veranschaulicht, der den Nachteil aufweist, dass der genannte Ueberbrückungsweg verhältnismässig hochohmig ist infolge der Tatsache, dass er einen Widerstand enthält, der zugleich dazu dient, die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Stufe zueinander zu addieren. Namentlich der hochfrequente Signalteil steht dadurch relativ hochohmig zur Verfügung, was wieder den Nachteil ergibt, dass es schwierig ist, dieses

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Ausgangssignal über eine Pufferstufe, namentlich einen Emitterfolger oder eine Klasse-B-Endstufe, zu einem Ausgang des Operationsverstärkers zu führen, weil dann die Eingangskapazität dieser Pufferstufe zusammen mit dem Wert des genannten Widerstandes zu einer zu grossen Zeitkonstante führt.

Die Erfindung bezweckt, anzugeben, wie das letztere Korrekturverfahren auf einfache Weise in Operationsverstärkern angewandt werden kann. Operationsverstärker der eingangs genannten Art sind dazu dadurch gekennzeichnet, dass der erste Knotenpunkt mit einem Ausgang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist, und dass der zweite Knotenpunkt mit einem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe gekoppelt ist, wobei der kapazitive Signalweg in bezug auf den Signalweg über die zweite Verstärkerstufe eine positive Vorwärtskopplung bildet, und wobei die Impedanz am zweiten Knotenpunkt, von diesem kapazitiven Signalweg her gesehen, in bezug auf die Impedanz am ersten Knotenpunkt, von diesem kapazitiven Signalweg her gesehen, verhältnismässig hochohmig ist.

Ueber den genannten kapazitiven .Signalweg wird für hohe Frequenzen das Signal am ersten Knotenpunkt zu dem zweiten Knotenpunkt geführt. Das Ausgangssignal der zweiten Stufe - sofern diese zweite Stufe, indem diese als solche entworfen wird, nicht bereits eine genügend kleine Bandbreite aufweist - wird über diesen kapazitiven Signalweg zu dem ersten Knotenpunkt kurzgeschlossen, wozu der erste Knotenpunkt denn auch niederohmig ist. Der kapazitive Signalweg bildet also einen niederohmigen Durchlass für den von der ersten Stufe herrührenden Hochfrequenzsignalteil zu dem zweiten Knotenpunkt und ausserdem, sofern die Bandbreite der zweiten Stufe dies erfordert, eine Beschränkung der Bandbreite dieser zweiten Stufe infolge der Tatsache, dass dieser kapazitive Signalweg den Ausgang der zweiten Stufe hochfrequent kurzschliesst, wodurch auch noch Rausch- und andere Streusignale, die in dieser zweiten Stufe ausserhalb ihres Durchlassbandes er-

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zeugt werden, kurzgeschlossen werden. Der zweite Knotenpunkt kann sehr leicht über einen Pufferverstärker auf einen Ausgang des Operationsverstärkers gekoppelt werden, weil dieser Knotenpunkt für hohe Frequenzen über den genannten kapazitiven Signalweg mit dem verhältnismässig niederohmigen ersten Knotenpunkt verbunden ist.

Ein Ausführungsbeispiel eines Operationsverstärkers nach der Erfindung ist weiter dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Ausgang der ersten Verstärkerstufe über einen Spannungsfolger mit dem ersten Knotenpunkt verbunden ist.

Diese Ausftihrungsform kann weiter dadurch gekennzeichnet sein, dass der genannte Ausgang ausserdem unmittelbar mit einem Eingang der zweiten Verstärkerstufe verbunden ist. Dadurch ist es möglich, die zweite Verstärkerstufe hochohmig anzusteuern, während der erste Knotenpunkt niederhohmig ist.

Als Alternative kann es auch vorteilhaft sein, dass ein Eingang der zweiten Verstärkerstufe unmittelbar mit dem ersten Knotenpunkt verbunden ist. Falls der erste Knotenpunkt über einen Spannungsfolger mit einem Ausgang der ersten Verstärkerstufe verbunden ist, kann dieser Spannungsfolger dann neben seiner impedanzherabsetzenden Wirkung eine pegelverschiebende Wirkung haben.

Auch ist es möglich, dass ein Eingang der zweiten Verstärkerstufe mit einem anderen Ausgang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist als der Ausgang, mit dem der erste Knotenpunkt gekoppelt ist.

Operationsverstärker, bei denen die zweite Verstärkerstufe differentiell ausgeführt ist, können weiter dadurch gekennzeichnet sein, dass ein weiterer Eingang der zweiten Verstärkerstufe mit einem anderen Ausgang der ersten Verstärkerstufe gekoppelt ist als der Ausgang, mit dem der erste Knotenpunkt gekoppelt ist.

Wenn es schwierig ist, zu erzielen, dass die zweite Verstärkerstufe zu gleicher Zeit die in bezug auf den Verstärkungsfaktor und in bezug auf die maximale

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AusgangsStromänderung pro Zeiteinheit zu stellenden Anforderungen erfüllt ("slew rate"), kann es vorteilhaft sein, dass diese Verstärkerstufe mindestens die Anforderungen in bezug auf den Verstärkungsfaktor erfüllt und dass für die Anforderungen in bezug auf das "slew rate" der Operationsverstärker weiter eine dritte Verstärkerstufe enthält, deren Verstärkung erheblich kleiner, aber deren maximale Ausgangsstromänderung pro Zeiteinheit wesentlich grosser als die der zweiten Verstärkerstufe ist, wobei ein oder mehr Eingänge der dritten Verstärkerstufe derart mit einem oder mehreren Ausgängen der ersten Verstärkerstufe gekoppelt sind, dass der Signalweg über die dritte Verstärkerstufe in bezug auf den Signalweg über die zweite Verstärkerstufe eine positive Vorwärtskopplung bildet.

Im allgemeinen können Ausführungsformen von Operationsverstärkern nach der Erfindung weiter dadurch gekennzeichnet sein, dass der zweite Knotenpunkt unmittelbar an demjenigen Ausgang der zweiten Verstärkerstufe angebracht wird, der zu einem Ausgang des Operationsverstärkers führt. Die Zusammenfügung der Signale, die über die zweite Verstärkerstufe verstärkt werden, und der Signale, die über den kapazitiven Verbindungsweg am ersten Knotenpunkt erscheinen, erfolgt dann unmittelbar an einem einzigen Knotenpunkt.

Einige Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1a schematisch den Aufbau eines Operations-Verstärkers mit zwei Verstärkerstufen und Fig. 1b die Verstärkung als Funktion der Frequenz,

Fig. 2a den Operationsverstärker nach Fig. 1a, bei dem ein bekannter Frequenzausgleich angewendet wird, und Fig. 2b den Effekt dieses Ausgleichs auf die Ver-Stärkung,

Fig. 3 schematisch einen Operationsverstärker mit einem bekannten alternativen Ausgleichsverfahren,

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Fig. ka. schematisch einen Operationsverstärker mit einem verbesserten Frequenzausgleich undFig. 4b den Effekt dieses Ausgleichs im Frequenzdiagramm,

Fig. 5 schematisch einen Operationsverstärker - mit Frequenzausgleich nach der Erfindung, und

Figuren 6 bis 9 vier Ausführungsformen eines Operationsverstärkers mit Frequenzausgleich nach der Erfindung.

Fig. la zeigt einen Operationsverstärker mit einer ersten Stufe 1 und einer zweiten Stufe 2. Der Ausgang 7 der ersten Stufe 1 ist mit dem Eingang h der zweiten Stufe 2 verbunden. Fig. 1b zeigt die Verstärkung als Funktion der Frequenz für die erste Stufe 1, die zweite Stufe 2 und die Gesamtverstärkung beider Stufen mit den in logarithmischem Massstab dargestellten Kennlinien al, a2 bzw. a1a2. Die erste Stufe weist eine Verstärkung al auf, die für niedrige Frequenzen gleich A1 ist und für hohe Frequenzen um 6 dB/Oktave abfällt und bei der Frequenz f gleich 1 ist. Die zweite Stufe 2 weist eine Verstärkung a2 auf, die für niedrige Frequenzen gleich A2 ist und für hohe Frequenzen um 6 dB/Oktave abfällt und bei der Frequenz f„ gleich 1 ist. Beide Stufen zusammen weisen eine Verstärkung a1a2 auf, die für niedrige Frequenzen gleich A1A2 ist und für hohe Frequenzen abhängig von der Lage der Frequenzen f₁ und £_o abfällt und dabei im Bereich, in dem beiden Stufen 1 und um 6 dB/Oktave abfallen, einen Abfall von 12 dB/Oktave aufweist. Würde ein derartiger Operationsverstärker gegengekoppelt werden, so würde diese Gegenkopplung für Frequenzen, bei denen der Abfall 12 dB/Oktave beträgt, infolge der damit einhergehenden Phasendrehung in einer positiven Rückkopplung entarten, was zu unerwünschten Unstabilitäten führen kann. Eine Lösung für dieses Problem zeigen die Fig. 2a und 2b.

Fig. 2a zeigt dieselbe Konfiguration wie Fig. 1a, wobei in der Verstärkerstufe 1, wie in Fig. 2a symbolisch dargestellt ist, an einer geeigneten Stelle ein RC-Netz-

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werk 6θ,6ΐ angebracht ist, wodurch die Verstärkung al der Stufe 1 auf Eins abfällt, bevor die Verstärkerstufe 2 abfällt (siehe Diagramm Fig. 2b). Im Bereich, in dem die Verstärkerstufe 1 eine Verstärkung al = 1 aufweist, wird die Verstärkung a1a2 der Kombination völlig durch die Verstärkerstufe 2 mit Verstärkung a2 bestimmt. Bei einer passenden Bemessung des Netzwerkes 6O,61 schliesst sich der Verstärkungsabfall der Stufe 2 genau an den durch das Netzwerk 6θ,6ΐ herbeigeführten Verstärkungsabfall der ersten Stufe 1 an und wird ein geradliniger 6 dB/Okt.-Abfall erhalten, wobei die Gesamtverstärkung a1a2 bei einer Frequenz f auf 1 abgenommen hat, bei der die Verstärkung der zweiten Stufe 2 ebenfalls auf.1 abgenommen hat.

Fig. 3 zeigt ein alternative Frequenzausgleichsverfahren. Dabei ist ein Kondensator 61 zu der Verstärkerstufe 2 parallelgeschaltet, die mit dem Kondensator 61 zu einem Miller-Integrator zusammengebaut ist. Die Stufe 2 ist dabei invertierend und ihre Ausgangsimpedanz Ri2 ist verhältnismässig niedrig in bezug auf die Ausgangsimpedanz RiI der ersten Stufe. Infolge des Miller-Effekts kann man hier mit einer kleineren Kapazität für den Kondensator 61 auskommen. Uebrigens ist der Effekt der Massnahme im wesentlichen gleich dem Effekt der Massnähme, die im Operationsverstärker nach Fig. 2a angewandt wird. Die sich dabei ergebenden Nachteile sind, dass die Bandbreite der Kombination beider Stufen auf die Bandbreite der zweiten Stufe, die von den beiden die kleinere ■ Bandbreite aufweist, beschränkt ist. Eine Beschränkung der Bandbreite der ersten Stufe ergibt ausserdem den Nachteil, dass der Rauschbeitrag der zweiten Stufe für hohe Frequenzen in unverhältnismässig grossem Masse das Signal-Rausch-Verhältnis der Kombination verschlechtern wird. Die Figuren 4a und kh zeigen die von T.J. van Kessel im in der Einleitung genannten Aufsatz vorgeschlagene Lösung. Hier wird mittels eines an^; einer geeigneten Stelle in der zweiten Stufe angebrachten Kondensators

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die Bandbreite der zweiten Stufe schmäler als die Bandbreite der ersten Stufe gemacht und das Ausgangssignal der ersten Stufe über einen Parallelweg zu dem Ausgangssignal der zweiten Stufe addiert. Die Verstärkung der Kombination beider Stufen wird dann gleich al (a2+i), die für niedrige Frequenzen im wesentlichen gleich a1a2 ist und für hohe Frequenzen (a2<<i) gleich al ist. Die Bandbreite der Kombination wird dadurch also gleich der Bandbreite der ersten Stufe, die die grösste Bandbreite aufweist. Dadurch, dass die erste Stufe nicht in der Bandbreite in bezug auf die zweite Stufe beschränkt wird, weist diese Lösung nicht so sehr den Nachteil eines verschlechterten Signal-Rausch-Verhältnisses für die hohen Frequenzen auf. Dies hängt aber wohl mit der Anordnung des Kondensators 61 zusammen, weil, wenn der.Kondensator 61 am Eingang der zweiten Stufe angeordnet ist, Rauschquellen des Ausgangs dieser zweiten Stufe doch noch zu dem Signal-Rausch-Verhältnis beitragen können. Der Parallelweg über die Verstärkerstufe 2 soll ausserdem der— • 20 ^ai"t angeordnet sein, dass die Verstärkerstufe dadurch nicht kurzgeschlossen wird. Obgleich das vom T.J. van Kessel beschriebene Ausgleichsprinzip viele Vorteile bietet, lässt es sich nicht ohne weiteres in Operationsverstärkern anwenden.
,4**-, 25 Die nach der Erfindung genauer auf praktische

Anwendungen gerichtete Ausarbeitung des zuletzt genannten Prinzips ist in Fig. 5 schematisch dargestellt. Hier wird der zweite Verstärker von einer Kapazität 61 überbrückt, die zwischen den_Knotenpunkten 8 und 9 angeordnet ist, die gegebenenfalls Anschlusspunkte der integrierten Schaltung, in die der Operationsverstärker aufgenommen ist, sein können. Der überbrückte Teil der Verstärkerstufe 2 ist dabei nicht-invertierend, während die Ausgangsimpedanz Ri2 am Ausgang 5 in bezug auf die Ausgangsimpedanz Ri1 am Ausgang 7 der Verstärkerstufe 1 verhältnismässig hochohmig ist. Die Wirkung ist wie folgt. Für niedrige Frequenzen ist die Verstärkung gleich dem Produkt der Verstärkungsfaktoren beider Verstärkungsstufen. Für hohe Fre-

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quenzen fällt die Verstärkung der Verstärkerstufe 2 ab, sofern sie nicht schon von selbst abfällt, weil diese Stufe ja die kleinere Bandbreite der beiden Stufen aufweist, oder infolge der Tatsache, dass der Ausgang 5 der Verstärkerstufe 2 über den Kondensator 61 zu dem verhältnismässig niederohmigen Ausgang 7 der Verstärkerstufe 1 kurzgeschlossen wird, während das von der Verstärkerstufe 1 von einem niederohmigen Ausgang her gelieferte Hochfrequenzsignal über den Kondensator 61 am Ausgang 5

1Q erscheint. Die Hochfrequenzverstärkung der Kombination beider Verstärkerstufen 1 und 2 ist also gleich der der ersten Stufe 1. Ausserdem kann die Verstärkerstufe 2 nicht mehr zu dem Signal am Ausgang 5 beitragen und somit nicht mehr das Signal-Rausch-Verhältnis beeinträchtigen.

Fig. 6 zeigt eine erste Ausführungsform eines Operationsverstärkers nach der Erfindung. Die erste Verstärkerstufe 1 wird durch einen Differenzverstärker mit Eingängen 3 und 3¹ gebildet, die mit den Basen als Differenzpaar geschalteter Transistoren 11 und 12 mit einer gemeinsamen Emitterstromquelle 13 und Kollektorbelastungsstromquellen ~\k und 15 verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren 11 und 12 führen zu differentiellen Ausgangsklemmen 7 und 7^!> die im vorliegenden Ausführungsbeispiel wegen der Stromquellenbelastungen Ik und 15 verhältnismässig hochohmig sind, und die Eingänge h und 4' einer zweiten Stufe 2 ansteuern. Diese zweite Stufe 2 besteht gleichfalls aus einem Differenzverstärker mit als Differenzpaar geschalteten Transistoren 16 und 17, einer gemeinsamen Emitterstromquelle 20 und einer Kollektorstromauskopplung zu einem Ausgang 5 über einen mit einer Diode 18 und einem Transistor 19 aufgebauten Stromspiegel. Die zweite Stufe bildet dadurch einen Gegenwirkleitwertverstärker mit Stromquellenausgang. Um diesen Ausgang über einen Kondensator 61 mit einem verhältnismassig niederohmigen Ausgang der Verstärkerstufe 1 verbinden zu können, ist der Ausgang 7 der Verstärkerstufe über einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 21 mit einem Punkt 6, der einen niederohmigen Ausgang der

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Verstärkerstufe 1 bildet, verbunden. Der Kondensator 6i ist nun zwischen dem Punkt 6 und dem Ausgang 5, im vorliegenden Beispiel über die Klemmen 8 und 9, angeordnet, um anzugeben, dass der Kondensator 61 selber keinen Teil der integrierten Schaltung zu bilden braucht, sondern vom Gebraucher dieser integrierten Schaltung angeschlossen werden kann.

Für hohe Frequenzen ist der Ausgang 5 über den Kondensator 61 mit dem niederohmigen Emitter des Transistors 21 verbunden und werden Hochfrequenzströme am Ausgang 5 über den Kondensator 61 zu dem Emitter des Transistors 21 kurzgeschlossen. Für die hohen Frequen; : wird die Signalspannung am Ausgang 5 völlig durch die Signalspannung am Emitter des Transistors 21 und also durch das von der ersten Verstärkerstufe 1 gelieferte Signal bestimmt.

Dem Ausgang 5 ist eine Ausgangsstufe, die im vorliegenden Beispiel durch einen als Emitterfolger geschalteten Transistor 22 mit Emitterstromquelle 23 gebildet wird, zugeordnet. Der Emitter dieses Transistors 22 führt zu einer Ausgangsklemme 10 des Operationsverstärkers, wobei diese Ausgangsklemme ein Anschlussstift der integrierten Schaltung sein kann.

Die Basis des Transistors 22 wird für hohe Frequenzen über den Kondensator 61 aus dem niederohmigen Emitter des Transistors 21 angesteuert, wodurch der Transistor 22 ein befriedigendes Hochfrequenzverhalten aufweisen kann, weil der Basiskreis des Transistors 22 für diese hohen Frequenzen niederohmig ist, was eine verhältnismässig niedrige Zeitkonstante bedeutet.

Fig. 7 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines Operationsverstärkers nach der Erfindung. Dieser enthält eine erste Verstärkerstufe 1 mit als Differenzpaar geschalteten Transistoren 11 und 12 mit gemeinsaner Emitterstromquelle 13 und Kollektorbelastungswiderständen 23 und 2.k. Die mit den Kollektoren der Transistoren 11 und 12 verbundenen Ausgänge 7 und 7¹ sind über Emitterfolgertransistoren 25 bzw. 21 mit den Eingängen einer

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zweiten Stufe 2 verbunden, die zwei als Differenzpaar geschaltete Transistoren 31 und 32 enthält, die über Emitterwiderstände 29, 30 und 28 als Differenzpaar geschaltet sind. Der Kollektorstrom des Transistors 31 wird über einen Stromspiegel mit Diode 33 und Transistor 36 zu einem Ausgang 5 gespiegelt und der Kollektorstrom des Transistors 32 wird über einen Stromspiegel mit Diode 34 und Transistor 35 und einen Stromspiegel mit Diode und Transistor 38 ebenfalls zum Ausgang 5 gespiegelt.

Der Kondensator 61 ist entlang des niederohmigen Emitters des Transistors 25 und des Ausgangs'5 angeordnet. Die Wirkung entspricht weiter der Wirkung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 5·

Fig. 8 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel eines Operationsverstärkers nach der Erfindung mit einer ersten Verstärkerstufe 1, die entsprechend der Verstärkerstufe 1 im Operationsverstärker nach Fig. 7 aufgebaut ist. Die zweite Verstärkerstufe 2 besteht aus einem Verstärkertransistor 41 mit Emitterwiderstand 42 und KoI-lektorbelastungsWxderstand 43· Ein Ausgang 5 ist mit dem Kollektor des Transistors 41 verbunden. Die Basis-Elektrode des Transistors 41 wird mittels des Emitterfolgertransistors 21 über den ¥iderstand 39 vom Ausgang 7' der Verstärkerstufe 1 angesteuert. Eine Pegelverschiebung wird damit erreicht, dadurch, dass von einer Stromquelle 4θ ein Gleichspannungsabfall über dem ¥iderstand 39 erzeugt wird. Um die Niederfrequenzverstärkung noch zu erhöhen, wird die Ausgangsspannung am anderen Ausgang 7 der ersten Verstärkerstufe über den Emitterfolgertransistor 25 an dem vom Ausgang 5 abgekehrten Ende des Kollektorwiderstandes 43 dem Transistor 41 zugeführt. Der Emitter dieses Emitterfolgertransistors 25 ist zugleich über den Kondensator hochfrequent mit dem Ausgang 5 verbunden. Der Ausgang 5 ist über eine Emitterfolgerschaltung mit dem Transistor 22 und dem Widerstand 44 mit einem Ausgang 10 der Operationsverstärkerschaltung verbunden. Die Wirkung dieser Ausführungsform ist in bezug auf den Hochfrequenzausgleich

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völlig gleich der Wirkung der Schaltung nach Fig. 5.

Fig. 9 zeigt eine vierte Ausführungsform.eines Operationsverstärkers nach der Erfindung, der mit FeIdeffokttransiatoron mit isolierter Steuerelektrode auis^oführt ist. Die erste Verstärkerstufe 1 ist mit zwei als Differenzpaar geschalteten p-Kanal-Feldeffekttransistoren 45 und 46 mit gemeinsamer Source-Elektrodenstromquelle 49 und mit als Belastung geschalteten n-Kanal-Transistoren 47 und 48 in den Drain-Elektrodenkreizen aufgebaut. Die zweite Verstärkerstufe 2 enthält eine gleiche Stufe, jedoch mit einem durch die Transistoren 53 und 54 gebildeten Stromspiegel als Drain-Elektrodenstromauskopplung und einem n-Kanal-Trans ist or 55 mit Drain-Elektrodenbelastungsstromquelle 56 zur weiteren Verstärkung zum Ausgang 5· Der Ausgang 7¹ der ersten Stufe ist in dieser MOS-Ausführung genügend niederhohmig in bezug auf den Ausgang 5 der zweiten Stufe, so dass der Kondensator 61 ohne Vermittlung eines Spannungsfolgers (wie z.B. Transistor 21 in der Schaltung nach Fig. 6) zwischen dem Ausgang 7¹ der Verstärkerstufe 1 und dem Ausgang 5 der Verstärkerstufe 2 angeordnet ist.

Eine dritte Verstärkerstufe mit einer wesentlich niedrigeren Verstärkung, aber mit einem vesent-

^⁵ lieh höheren "Slew rate" als die zweite Verstärkerstufe kann im vorliegenden Beispiel nach Fig. 9 in Form des durch gestrichelte Verbindungen dargestellten n-Kanal-Feldeffekttransistors 57 hinzugefügt werden. Die Steuerelektrode dieses Transistors wird an den Ausgang

•Ό 7t der ersten Verstärkerstufe, die Source-Elektrode an die negative Speisespannung -V und die Drain-Elek-

trode an den Ausgang 5 angeschlossen.

Bei schnellen Signaländerungen, denen die zweite Verstärkerstufe nicht folgen kann, wird die

dritte Verstärkerstufe das Ausgangssignal am Punkt 5 liefern, sei es mit einer geringeren Verstärkung als die zweite Stufe für höhere Signale liefert. Die geringere

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Verstärkung der dritten Verstärkerstufe braucht aber bei einem Operationsverstärker, der genügend gegengekoppelt ist, nicht bedenklich zu sein.

Bei allen dargestellten Ausführungsformen gilt entsprechend dem an Hand der Fig. 5 beschriebenen Ausführungsbeispiel, dass der vom Kondensator 6i überbrückte Teil der Verstärkerstufe 2 nichtinvertierend ist und dass die Ausgangsimpedanz Ri2, vom Kondensator 61 her gesehen, am Ausgang 5 der zweiten Stufe verhältnismässig hochohmig in bezug auf die Impedanz RH , vom Kondensator 61 her gesehen, des Punktes 6 ist, über den der Kondensator 61 mit einem Ausgang der ersten Verstärkerstufe 1 gekoppelt ist.

Da für hohe Frequenzen der Kondensator 61 eine nichtinvertierende Stufe überbrückt und dadurch eine Vorwärtskopplung bildet, muss zur Vermeidung von Uhstabilibäten weiter gelten: g .RiI ^ 1, mit g dem Gegenwirkleitwert der zweiten Stufe 2 vom Punkt 6 zum Ausgang 5·

Claims

^- 20 X '· 311796:13.1.I98Iη rt <tPHN 97^3PATENTANSPRÜCHE:

1. Operationsverstärker, der mindestens eine erste Verstärkerstufe, eine zweite Verstärkerstufe, die von der ersten Verstärkerstufe angesteuert wird, und einen ersten und einen zweiten Knotenpunkt enthält, zwischen denen ein kapazitiver Signalweg angeordnet ist, um die Hochfrequenzeigenschaften des Operationsverstärkers zu verbessern, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Knotenpunkt (8) mit einem Ausgang der ersten Verstärkerstufe (i) gekoppelt ist, und dass der zweite Knotenpunkt (9) mit einem Ausgang der zweiten Verstärkerstufe (2) gekoppelt ist, wobei die Verstärkung-von dem ersten Knotenpunkt (8) zu dem zweiten Knotenpunkt (9) über die zweite Verstärkerstufe (2) nichtinvertierend ist₃ und wobei die Impedanz am zweiten Knotenpunkt (9)» von diesem kapazitiven Signalweg her gesehen, verhältnismässig hochohmig in bezug auf die Impedanz am ersten Knotenpunkt, von diesem kapazitiven Signalweg her gesehen, ist.

2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass der genannte Ausgang der ersten Verstärkerstufe (1) über einen Spannungsfolger ( ) mit dem ersten Knotenpunkt (8) verbunden ist.

3· Operationsverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Ausgang weiter unmittelbar mit einem Eingang der zweiten Verstärkerstufe (2) verbunden ist.

h. Operationsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Eingang der zweiten Verstärkerstufe (2) unmittelbar mit dem ersten Knotenpunkt

(8) verbunden ist.

5· Operationasverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Eingang der zweiten Verstärkerstufe (2) mit einem anderen Ausgang der ersten Ver-

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stärkerstufe (1) gekoppelt ist als der Ausgang, mit dem der erste Knotenpunkt (8) gekoppelt ist.

6. Operationsverstärker nach Anspruch 3 oder k, dadurch gekennzeichnet, dass ein weiterer Eingang der zweiten Verstärkerstufe (2) mit einem anderen Ausgang der ersten Verstärkerstufe (1) gekoppelt ist als der Ausgang, mit dem der erste Knotenpunkt (8) gekoppelt ist.

7. Operationsverstärker nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Knotenpunkt (9) unmittelbar an demjenigen Ausgang der zweiten Verstärkerstufe (2) angebracht ist, der zu einem Ausgang des Operationsverstärkers führt.

8. Operationsverstärker nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er weiter eine dritte Verstärkerstufe (57) enthält, deren Verstärkung wesentlich geringer, aber deren maximale AtisgangsStromänderung pro Zeiteinheit wesentlich grosser als die der zweiten Verstärkerstufe (2) ist, wobei ein oder mehr Eingänge der dritten Verstärkerstufe derart mit einem oder mehr Ausgängen der ersten Verstärkerstufe gekoppelt sind, dass der Signalweg über die dritte Verstärkerstufe in bezug auf den Signalweg Über die zweite Verstärkerstufe (2) eine positive Vorwärtskopplung bildet.