DE2836583C2

DE2836583C2 -

Info

Publication number: DE2836583C2
Application number: DE2836583A
Authority: DE
Inventors: Engel Roza; Johannes Otto Eindhoven Nl Voorman
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-09-02
Filing date: 1978-08-21
Publication date: 1989-12-07
Also published as: FR2402345A1; AT372557B; DE2836583A1; JPS5448143A; CH633395A5; GB2009552B; BR7805624A; AR216536A1; ES472987A1; GB2009552A; ATA629078A; SE437905B; AU3941478A; CA1126355A; DK383378A; JPS6125255B2; US4210882A; FR2402345B1; SE7809110L; NL7709663A

Description

Die Erfindung geht aus von einem elektrischen Verzögerungsnetzwerk gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Ein derartiges Verzögerungsnetzwerk ist aus der US-PS 21 24 599 bekannt. Die dabei verwendeten Allpaßabschnitte eignen sich aber nicht zur Herstellung in einer integrierten Halbleiterschaltung. In der Zeitschrift IEEE Transactions on Circuits and Systems Vol. CAS-22, Nr. 4, April 1975, S. 324-328 ist in Fig. 2b zwar ein Allpaßabschnitt beschrieben, der grundsätzlich in integrierter Schaltungstechnik herstellbar ist, jedoch trotzdem eine Anzahl von Nachteilen aufweist. Die Eingangsspannung wird bei diesem bekannten Allpaßabschnitt in zwei Teilsignale aufgespaltet, wobei das erste Teilsignal über einen Widerstand zu dem invertierenden Eingang und das zweite Teilsignal über einen Kondensator zu dem nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers geführt wird. Bekanntlich ist die Bandbreite derartiger Operationsverstärker - bedingt durch die parasitären Transistorkapazitäten - beschränkt, und ihre Verstärkung nimmt schon bei relativ niedrigen Frequenzen ab. Allpaßabschnitte mit Operationsverstärkern eignen sich daher nicht zur Verarbeitung von Signalen mit höherfrequenten Anteilen, z. B. von Videosignalen. Überdies weisen die üblichen integrierten Operationsverstärker z. B. vom Typ µA741 relativ viel Komponenten auf, so daß nicht alle Allpaßabschnitte eines Verzögerungsnetzwerkes auf ein und demselben Halbleiterkörper integriert werden können. Hinzu kommt noch, daß Operationsverstärker nur schwer mit Abzweigungen und Gewichts faktoreinstellmitteln versehen werden können.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein elektrisches Verzögerungsnetzwerk mit mehreren Allpaßabschnitten anzugeben, die sich zur Verarbeitung von relativ hohen Frequenzen eignen und einen einfachen Aufbau mit einer geringen Anzahl von Komponenten aufweisen, so daß sie in integrierter Schaltungstechnik herstellbar sind. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Die Allpaßabschnitte nach der Erfindung weisen zwei gesonderte Verstärker auf, und zwar einen nicht-invertierenden Transistorverstärker und einen invertierenden Stromspiegelverstärker, die mit einem Strom statt mit einer Spannung, wie bei den bekannten Abschnitten, gesteuert werden. Die Verstärkung der Stromspiegelverstärker kann dabei unabhängig von der Verstärkung der Transistorverstärker gewählt werden. Durch geeignete Wahl der Verstärkung kann das Hochfrequenzverhalten des Abschnittes verbessert werden. Stromspiegelverstärker besitzen bekanntlich nur wenige Komponenten und können deshalb auf einer kleinen Fläche integriert werden, so daß alle Abschnitte eines Verzögerungsnetzwerkes auf einem Halbleiterkörper untergebracht werden können.

Es sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß aus der Zeitschrift ELEKTRONIK 1974, Heft 4, S. 127, Bild 1a, eine Schaltung bekannt ist mit einem invertierenden Stromspiegelverstärker mit niedriger Eingangsimpedanz und mit einem Transistorverstärker; jedoch ist in dieser bekannten Schaltung der Ausgang des Stromspiegelverstärkers direkt mit dem Eingang des Transistorverstärkers verbunden. Außerdem ist dieser bekannte Transistorverstärker invertierend und weist keine niedrige Eingangsimpedanz auf.

Die anhand der Zeichnung beschriebenen Ausführungsbeispiele geben im wesentlichen Lösungen an, bei denen ein Signalstrom der Parallelschaltung des ersten und des zweiten Zweiges zugeführt wird und die so erzeugten Signalteilströme durch den ersten bzw. den zweiten Verstärker mit vernachlässigbarer Eingangsimpedanz hindurchgeleitet werden. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 den allgemeinen Schaltungsaufbau eines Übertragungsfilters,

Fig. 2 eine Abwandlung des Schaltungsaufbaus nach Fig. 1,

Fig. 3 und 4 zwei Ausführungsbeispiele für in einem Netzwerk nach der Erfindung anzuwendender Abschnitte,

Fig. 5 eine besondere Stromspiegelschaltung, insbesondere zur Anwendung in dem kapazitiven Zweig eines solchen Abschnittes,

Fig. 6 eine Verbesserung der Schaltung nach Fig. 5,

Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel des Widerstandszweiges eines solchen Abschnittes mit Mitteln zur Änderung des effektiven Widerstandswertes,

Fig. 8 eine weitere Verbesserung der Schaltung nach Fig. 7,

Fig. 9 eine Schaltung, die den ursprünglich exponentiellen Charakter der Regelung des effektiven Widerstandswertes nach den Fig. 7 und 8 herabgesetzt,

Fig. 10 eine weitere Ausarbeitung der Fig. 8, in der außerdem eine Abzweigung für eine Übertragungsfilterwirkung angeordnet ist,

Fig. 11 einen ganzen, nach den vorher beschriebenen Prinzipien ausgearbeiteten Netzwerkabschnitt,

Fig. 12 z. B. die an einem mit solchen Abschnitten aufgebauten Übertragungsfilter gemessenen Kennlinien, und

Fig. 13 einen Schaltungsaufbau eines programmierbaren Filters nach diesen Prinzipien.

Fig. 1 zeigt den schematischen Aufbau eines bekannten Übertragungsfilters, auch Transversalfilter genannt. Ein Eingangssignal S _i wird einer Kette von Allpaßabschnitten s₁, s₂ . . . s _n mit untereinander konstanten Amplituden- und gleichen Phasen übertragungskennlinien zugeführt, die durch die Übertragungsfunktion dargestellt werden können, wobei p die komplexe Frequenz + j ω darstellt ( = die Dämpfung und ω = die Kreisfrequenz). Der Kette ist noch ein Abschnitt s₀ mit einer Übertragungsfunktion vorgeschaltet, um die Impulskennlinien an den Abzweigungen orthogonal zu machen, aber dieser Abschnitt ist nicht unter allen Umständen notwendig.

Auf Abzweigungen der Ketten greifen Gewichtsfaktoreinstellmittel w₀, w₁, w₂ . . . w _n an, die das abgezweigte Signal mit Werten a₀, a₁, a₂ . . . a _n vervielfachen, wonach die Ausgangssignale dieser Einstellmittel w₀ . . . w _n summiert werden und das Ausgangssignal S _o liefern.

Als Variante kann das Eingangssignal S _i über die Gewichts faktoreinstellmittel w₀ . . . w _n Abzweigungen der Kette von Abschnitten s₀ . . . s _n zugeführt werden, siehe Fig. 2, wonach diese Kette die Summatorfunktion zur Lieferung des Ausgangssignals S _o erfüllt. In beiden Fällen ist der Beitrag zu S _o durch ds k⁰-Gewichtsfaktoreinstellmittel w _k gegeben durch · a _k . Als weitere (nicht dargestellte) Variante kann ein rekursives Filter erhalten werden, dadurch, daß auf die anhand der Fig. 2 beschriebene Weise das Eingangssignal S _i über die Gewichtsfaktoreinstellmittel w - w _n Abzweigungen an der Kette der Abschnitte s₀ - s _n zugeführt und dann weiter der Ausgang des Abschnittes s₁ über einen Schwächer geführt wird, dessen Ausgangssignal über weitere Gewichtsfaktoreinstellmittel gegenphasig zu den genannten Abzweigungen zurückgeführt wird. Der Abschnitt s₀ soll dann weggelassen werden. In all diesen Fällen wird ein Filter erhalten, dessen Übertragungskennlinie mit Hilfe der Gewichtsfaktoreinstellmittel nach Wunsch geändert werden kann und bei dem infolge der Orthogonalität der Impulskennlinien über die verschiedenen Wege keine gegenseitige Beeinflussung dieser Gewichtsfaktoreinstellmittel auf die Übertragung des ganzen Filters zu befürchten ist. Wenn die Kette von Abschnitten s₀ . . . s _n nur für Verzögerungszwecke angewendet werden soll, sind die Gewichtsfaktoreinstellmittel w₀ . . . w _n alle oder teilweise überflüssig.

Bisher sind für die Bildung von Transversalfiltern Ausführungen bekannt geworden, die von Taktimpulsen gesteuerte Verzögerungsabschnitte mit Abzweigungen enthalten, denen zeitlich verzögerte Signale entnommen werden, die mit Hilfe von Gewichtsfaktoreinstellmitteln auf die gewünschte Größe gebracht und dann summiert werden. Solche Transversalfilter werden gewöhnlich in der Technik integrierter Schaltungen ausgeführt. Sie können aber nicht ohne weiteres durch die üblichen Integrationsvorgänge durch die auch andere Schaltungen integriert werden, sogenannte Standard-Integrationsvorgänge, hergestellt werden. Dazu mußten jedoch besondere Vorgänge entwickelt werden. So konnten Filter sehr geringer Abmessungen erhalten werden.

Was das oben beschriebene Analogfilter anbelangt, ist bisher die Möglichkeit zur Integration nicht erkannt worden. Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß diese Integrationsmöglichkeiten, sogar in Standard-Integrationsvorgängen, dann vorhanden sind, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt werden, durch die vielerlei parasitäre Nebenerscheinungen eliminiert werden. Es ist dann möglich, die oben genannten Schaltungen zusammen mit anderen Schaltungen, gegebenenfalls sogar auf ein und demselben Halbleiterkörper, herzustellen.

Diese anderen Schaltungen können außerdem eine externe Programmierbarkeit der Einstellmittel umfassen. Dadurch wird die Anwendbarkeit beträchtlich vergrößert, z. B. auch für adaptive Filter geeignet.

Es ist an sich bekannt, daß zur Erhaltung der Übertragungsfunktion eines einzigen Abschnittes ein Verstärker mit zwei Ausgängen verwendet werden kann, die gegenphasige Signalspannungen führen, wobei ein Ausgang über einen Widerstand und der andere über einen Kondensator mit einem gemeinsamen Punkt verbunden sind, an dem dann das gewünschte Ausgangssignal erhalten wird. Diese Lösung eignet sich aber nicht besonders gut für eine Integration, weil die dabei auftretenden Streuimpedanzen die gewünschte Übertragungsfunktion verändern.

Nach der Erfindung sind die Abschnitte aus zwei getrennten Zweigen aufgebaut, von denen der erste einen Widerstandscharakter und der zweite einen kapazitiven Charakter aufweist und die an Verstärkern mit vernachlässigbarem Signalenergieverbrauch enden, wonach die Ausgangssignale dieser Verstärker zusammengefügt werden, um dem nächstfolgenden Abschnitt zugeführt werden zu können.

Fig. 3 zeigt einen sehr einfachen Aufbau eines derartigen Abschnittes. Der Eingangssignalstrom i _i wird einem Eingangs anschlußpunkt 11 des Abschnittes zugeführt und spaltet sich dabei über zwei Zweige auf, wobei der erste Zweig, der Widerstandszweig, einen Widerstand R und einen nichtinvertierenden Stromverstärker und der zweite Zweig, der kapazitive Zweig, einen Kondensator C und einen invertierenden Stromverstärker enthält, der hier als Stromspiegel ausgebildet ist. Durch die geringen Eingangsimpedanzen der Verstärker ist der Signal energieverbrauch durch diese Verstärker vernachlässigbar, während auch Streuimpedanzen den gewünschten Widerstands bzw. kapazitiven Charakter der beiden Zweige praktisch unbeeinflußt lassen. Der Stromverstärker im Widerstandszweig ist dabei als Transistorverstärker 1 mit geerdeter Basis und mit einem Emittereingang ausgeführt. Der Verstärker im kapazitiven Zweig enthält einen als Diode geschalteten Transistor 2, dessen Kollektor mit seiner Basis verbunden ist und der parallel zur Basis-Emitter-Strecke eines Transistors 3 liegt und auf diese Weise einen bekannten Typ einer Strom spiegelschaltung mit geringer Eingangsimpedanz darstellt.

Unter "Stromspiegel" ist im Rahmen der Erfindung eine Vorrichtung zu verstehen, die wenigstens einen ersten Wandler enthält, der einen ihn durchfließenden Strom in eine nichtlinear, in der Regel logarithmisch, von diesem Strom abhängige Spannung umwandelt und der mit einem zweiten Wandler gekoppelt ist, der die genannte Spannung wieder in einen nichtlinearen, in der Regel exponentiellen, von dieser Spannung abhängigen Strom umwandelt. Der erste Wandler, der als Diode geschaltete Transistor 3, kann von dem Eingangsstrom des Stromspiegels durchflossen werden, wonach der zweite Wandler, der Transistor 3 in Fig. 3, den Ausgangsstrom des Stromspiegels liefert. Der erste Wandler, der Transistor 2, kann aber auch von dem Ausgangsstrom und der zweite Wandler von dem Eingangsstrom des Stromspiegels durchflossen werden, wie sie in einer anderen Ausführung nach Fig. 4 dargestellt, wonach das Ganze in eine Gegenkopplungsschleife eines weiteren Verstärkers, bestehend aus dem Transistor 4, aufgenommen wird.

In Fig. 4 wird der Eingangssignalstrom i _i wieder zwei Parallel zweigen zugeführt. Der erste Zweig enthält den Widerstand R und endet nun in einem invertierenden Stromverstärker in Form eines an sich bekannten verbesserten Stromspiegels mit dem als Diode geschalteten Transistor 2 parallel zu der Emitter-Basis-Strecke des Transistors 3, dessen Kollektor- Basis-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke eines Transistors 4 geschaltet ist. Der Signalteilstrom i _R durch diesen ersten Zweig bestimmt daher den Kollektorstrom des Transistors 4 mit. Der zweite Zweig enthält den Kondensator C und endet an der Verbindung zwischen der Basis des Transistors 3 und dem Emitter des Transistors 4. Dadurch wirkt der Transistor 4 wieder als ein nichtinvertierender Stromverstärker für den Signalteilstrom i _C durch den zweiten Zweig und der Ausgangsstrom i _o des Transistors 4 wird daher = i _C - i _R . Eine ähnliche Wirkung wird erhalten, wenn der Kondensator C und der Widerstand R untereinander vertauscht werden.

Im Idealfall wird der Ausgangsstrom i _o als Funktion des Eingangsstroms i _i in Fig. 3 dargestellt durch = und für die Schaltung nach Fig. 4 dargestellt durch = . Bei hohen Frequenzen wird dieser Ausdruck aber nicht mehr genau erfüllt. Dadurch, daß jeder der beiden Zweige seinen eigenen Verstärker besitzt, ist es möglich geworden, die Stromverstärkungen dieser Zweige verschieden zu wählen. Wenn diese Stromverstärkungen bei niedrigen Frequenzen mit a₀ bzw. b₀ bezeichnet werden, kann für geschrieben werden:

wobei τ _a und τ _b Zeitkonstanten darstellen, die für das Hochfrequenzverhalten der Transistoren in dem ersten (1 in Fig. 3; 2, 3, 4 in Fig. 4) bzw. dem zweiten Verstärker (2, 3 in Fig. 3; 4 in Fig. 4) beschreibend sind.

Wenn nun für a₀ der Einfachheit halber der Wert 1 angenommen wird, kann durch die Wahl b₀ = 1 - eine bedeutende Ver besserung des Hochfrequenzverhaltens des Abschnittes erzielt werden. In erster Annäherung kann dann nämlich geschrieben werden:

Dabei muß der Innenwiderstand r des Transistors 2 in Fig. 3 berücksichtigt werden, der dazu führt, daß sich die Übertragungsfunktion des Abschnittes ändert in:

Dieser Effekt kann dadurch korrigiert werden, daß für b bei a = 1, b = 1 + gewählt wird. Wenn weiter die Streukapazität c berücksichtigt wird, die der Eingangsschlußpunkt 11 des Abschnittes gegenüber dem Substrat eines Halbleiterkörpers aufweist, auf dem die Abschnitte integriert sind, erweist sich auch hier wieder eine Korrektur als möglich, die dadurch erfolgt, daß für b, bei a = 1, b₀ = 1 + gewählt wird.

Alles zusammengenommen kann, indem die verschiedenen oben genannten Abweichungen zwischen b₀ und dem Wert 1 zueinander addiert werden, der Verstärkungsfaktor b₀ derart eingestellt werden, daß eine gemeinsame Korrektur für alle oben erwähnten Störeffekte erhalten wird. Theoretisch könnte dies dadurch erzielt werden, daß z. B. dem Stromspiegel in Fig. 3 ein von eins verschiedenes Spiegelverhältnis, d. h. Verhältnis zwischen Ausgangsstrom und Eingangsstrom, erteilt wird, z. B. dadurch, daß die Emitteroberflächen der Transistoren 2 und 3 verschieden groß gewählt werden. Es ist aber oft erwünscht, den Wert von b₀ noch einstellbar zu machen, nicht nur wegen der Streuung der Transistorparameter, sondern auch, weil bei Änderung der Transistorruhestromeinstellungen, z. B. zur Änderung der Aussteuerbarkeit oder der Signalverarbeitungsfähigkeit (signal handling capacity) des Filters, sich die Transistorparameter und damit die benötigten Korrekturen für b₀ ändern können.

Fig. 5 zeigt eine einfache Schaltung, mit der sich diese Einstellung von b₀ erhalten läßt. Zwischen dem Transistor 2 und dem Transistor 3 der Fig. 3 ist dazu ein kleiner Widerstand R _a angeordnet, über den mit Hilfe einer einstellbaren Stromquelle I _a eine Spannung erzeugt wird, die, nachdem sie zu der Spannung über den Transistor 2 addiert ist, an der Basis des Transistors 3 wirksam wird und daher das Spiegelverhältnis dieses Stromspiegels einstellt. Wenn dabei eine derartige Einstellung der Stromquelle I _o gewählt wird, daß für i _C = 0 auch i _o = 0 ist, wird sich das Spiegelverhältnis exponentiell mit dem Einstellstrom I _a ändern.

Ein Nachteil der Schaltung nach Fig. 5 ist u. a. der, daß für hohe Frequenzen über die innere Kollektor-Basis-Kapazität des Transistors 3 eine Gegenkopplung gebildet wird. Diese kann nach Fig. 6 auf einfache Weise mittels eines zusätzlichen Transistors 5 in Reihe mit dem Transistor 3, dessen Basis an einem Punkt konstanten Potentials angelegt wird, sogenannte Kaskadenschaltung, verhindert werden.

Auch die Kapazität C _{be 3} zwischen der Basis des Transistors 3 und Erde beeinträchtigt das Hochfrequenzverhalten. Diese Kapazität wird einerseits durch die innere Basis-Emitter-Kapazität des Transistors 3 und andererseits durch die Kapazität der Stromquelle I _a gegen Erde gebildet. Wenn nun aber der Transistor 2 nicht als reine Diode geschaltet wird, sondern in dessen Basiskreis ein kleiner Widerstand R _b aufgenommen und sein Kollektor mit dem Verbindungspunkt von R _a und R _b verbunden wird, kann der genannte Effekt ausgeglichen werden, wobei die Kapazität C _{be 2} zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 2 benutzt wird. Als Bedingung für vollständigen Ausgleich wird dann gefunden: R _aC_{be 3} = R _bC_{be 2} .

Im allgemeinen wird es erwünscht sein, die Verzögerungszeit (= 2RC) jedes Abschnittes noch einstellen zu können. Theore tisch kann an einstellbare Kondensatoren gedacht werden. Diese Kondensatoren können z. B. als in der Sperrichtung betriebene pn-Dioden ausgebildet werden und eine auf gleiche Weise verlaufende Änderung der Kapazitätswerte der Kondensatoren, also der Dioden, in den unterschiedlichen Abschnitten kann dann dadurch erhalten werden, daß einer dieser Dioden gemeinsamen Leitung eine einstellbare Spannung zugeführt wird. Es sind aber Mittel zur Änderung des Effektivwertes von R zu bevorzugen, so daß der kapazitive Zweig für die höchstmögliche Bandbreite bemessen werden kann.

Fig. 7 zeigt eine Schaltung zur Einstellung des effektiven Widerstandswertes. Der Widerstand R liegt dabei parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 6, an dessen Basis mit Hilfe einer einstellbaren Stromquelle I _c und eines kleinen Widerstandes R _c eine einstellbare Spannung angelegt wird. Der Transistor 1 bildet wieder denselben nichtinvertierenden Verstärker wie in Fig. 3. Der Eingangsstrom i _R, nämlich des Widerstandzweiges, fließt durch die Parallelschaltung des Widerstandes R und des Transistors 6 und über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 1 zu dem Ausgang 12, so daß i _o praktisch gleich i _R ist.

Was den effektiven Widerstandswert anbelangt, bildet die Parallelschaltung des Widerstandes R und des Transistors 6 einen scheinbaren Widerstandswert, der exponentiell mit der Stromeinstellung der Quelle I _c zunimmt. Die Basis des Transistors 6 liegt nämlich für Signalspannungen praktisch an Erde, so daß eine Signalgegenkopplung über seinen Emitter stattfindet.

Um weiter eine Korrektur für die Basisströme der Transistoren 1 und 6 vorzunehmen, sind nach Fig. 8 noch die Transistoren 7 und 8 angeordnet, die weiter mit Hilfe einer Stromquelle I _h derart eingestellt werden können, daß kein Gleichstrom durch den Widerstand R fließt. Dazu ist eine Brücke von Stromquellen I _h und I _b angeordnet. Die Quelle I _b wird vorzugsweise auf einen zweimal höheren Strom als die Quelle I _h eingestellt.

Die für jeden der Abschnitte benötigten Stromquellen werden vorzugsweise miteinander gekoppelt, so daß sich durch eine einzige Einstellung alle Ströme in gleichem Maße ändern und die Verzögerungszeiten der Abschnitte miteinander in hohem Maße übereinstimmen. An sich sind gekoppelte Stromquellen bekannt. Fig. 9 zeigt z. B., wie die Quellen I _c und I _o, siehe Fig. 7 und 8, alle zugleich von Quellen I _in und I _h gesteuert werden können, und zwar derart, daß die exponentielle Steuerung des effektiven Widerstandes pro Abschnitt in eine einfachere Steuerung umgewandelt wird:

R _eff = R /(1 - I _in/I _h) .

Die für ein Transversalfilter benötigten Abzweigungen und Gewichtsfaktoreinstellmittel (w₀ . . . w _n in Fig. 1) können auf einfache Weise in den in dem z. B. ersten Zweig mit Widerstandscharakter angeordneten Verstärker eingebaut werden. Fig. 10 zeigt dazu eine Erweiterung der Fig. 8, wobei entsprechende Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Erweiterung besteht darin, daß Transistoren 16, 17 und 18 und eine Stromquelle I _t hinzugefügt werden. Der dem Eingangspunkt 11 zugeführte Eingangssignalstrom i _i des Abschnittes spaltet sich wieder über den ersten Zweig mit dem Widerstand R und den zweiten Zweig mit dem Kondensator C, der auf die in den Fig. 5 und 6 dargestellte Weise erweitert gedacht werden muß, auf. Der Ausgangsstrom i _o des ersten Zweiges, dem noch der des zweiten Zweiges zugesetzt werden muß, wird der Abschnittsausgangselektrode 12 entnommen. Der Abzweigstrom i _t des Abschnittes wird im Gleichgewicht an den Elektroden 21 und 22 erzeugt. Der Differenzsignalstrom i _t an den letzteren Elektroden ist gegeben durch die Formel:

wobei i _R wieder den Signalteilstrom durch den ersten Zweig darstellt. Aus dieser Formel ist ersichtlich, daß die Größe des abgezweigten Stromes auf einfache Weise durch Einstellung der Stromquelle I _t eingestellt werden kann. Diese Einstellung kann einen festen Wert aufweisen, aber für eine vielseitige Anwendbarkeit des Transversalfilters kann eine elektrische Einstellbarkeit gewünscht sein. Dies kann z. B. mittels eines programmierbaren eindeutig auslesbaren Speichers (PROM) auf bekannte Weise erzielt werden. Weiterhin ist i _R = i _i /(1+pRC), so daß i _t = wird, woraus ersichtlich ist, daß der Tiefpaßabschnitt s₀, siehe Fig. 1, überflüssig wird, weil seine Funktion automatisch in die Abzweigungen eingebaut ist. Das Transversalfilter besteht nun völlig aus identischen Abschnitten.

Fig. 11 zeigt den Gesamtaufbau eines Filterabschnittes entsprechend den oben beschriebenen Prinzipien. Der Eingangsstrom i _i des Abschnittes spaltet sich über einen ersten Zweig, Teilstrom i _R, mit Widerstandscharakter nach Fig. 10 und einen zweiten Zweig, Teilstrom i _C, mit kapazitivem Charakter nach Fig. 6 auf. Der Ausgangsstrom i _o des Abschnittes, der zugleich der Eingangsstrom des nächstfolgenden Abschnittes ist, wird durch Summation der Ströme in den beiden Zweigen erhalten. Mit Hilfe der Stromquellen I _a, I _c und I _h können die nötigen Korrekturen vorgenommen werden, während mit Hilfe der Stromquelle I _t die Höhe des Stromes i _t an den Abzweigungselektroden 21 und 22 erhalten werden kann. In einer praktischen Ausführung betrugen die Widerstände R _a = 100 Ohm, R _b = 200 Ohm und R _c = 200 Ohm. Der Kondensator C wurde mit einem Dielektrikum aus Nitrid gebildet und wies einen Wert von 30 pF auf. Die Streukapazität parallel zu dem Transistor 2 betrug 10 pF.

Fig. 12 zeigt ein Beispiel von Übertragungskennlinien, wie sie an einem einzigen auf die richtige Weise abgeschlossenen Abschnitt gemessen wurden. Die Amplitudenkennlinie a₀ von dem Eingang 11 zu dem Ausgang 12 ist praktisch flach bis etwa 50 MHz, während die zugehörige Phasenkennlinie ϕ₀ bereits bei etwa 2 MHz durch den Wert von 90° geht. Die Amplitudenkennlinie a _t und die Phasenkennlinie ϕ _t an den Abzweigungspunkten 21 und 22 zeigen, daß bei dieser Frequenz die Amplitude um 3 dB abgesunken ist und sich die Phase um 45° gedreht hat.

Fig. 13 zeigt den Aufbau eines programmierbaren Filters nach der Erfindung. Ein Koeffizientenspeicher 23 steuert Digital/ Analogwandler 24 und 25, die die Ströme i _t liefern, die die Größe der Koeffizienten a _k, siehe Fig. 1, für die Abzweigungen an den in Kaskade geschalteten Verzögerungsabschnitten 26, 27 . . . der in Fig. 11 dargestellten Form bestimmen. Die Abzweigströme i _t können mit Hilfe der Schalter 28, 29 . . . mit der gewünschten Polarität auf die Sammelleitungen 30 und 31 geschaltet werden. Die Umpolungsschalter werden von dem Zeichenbit des Koeffizienten in dem Koeffizientenspeicher gesteuert. Der analoge Teil der Schaltung kann z. B. durch einen genormten linearen bipolaren Integrationsvorgang und der digitale Teil z. B. in der I²L-Technik, und zwar zusammen auf ein und demselben Substrat bzw. Körper, gebildet werden.

Claims

1. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk, das aus einer Kette aus mehreren Allpaßabschnitten mit gleichem Amplituden- und gleichem Phasenübertragungsmaß als Funktion der Frequenz aufgebaut ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Allpaßabschnitte auf einem Halbleiterkörper integriert sind, daß jeder Abschnitt einen Eingangsanschlußpunkt (11) zum Zuführen eines Eingangsstroms (i _i), einen Ausgangsanschlußpunkt (12) zum Abnehmen eines Ausgangsstroms (i _o), einen ersten Zweig aus der Serienschaltung eines Widerstandes (R) und eines ersten Stromverstärkers und einen zweiten Zweig aus der Serienschaltung eines Kondensators (C) und eines zweiten Stromverstärkers enthält, daß einer der beiden Stromverstärker ein nichtinvertierender Transistorverstärker (1) mit niedriger Eingangsimpedanz und der andere Stromverstärker ein invertierender Stromspiegelverstärker (2, 3) mit niedriger Eingangsimpedanz ist und daß der durch Summation der Ausgangsströme der beiden Stromverstärker gebildete Ausgangsstrom (i _o) jedes Abschnitts - mit Ausnahme des letzten Abschnittes der Kette - zu einem Eingangsanschlußpunkt (11) eines nächstfolgenden Abschnittes geführt wird (Fig. 3).

2. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromspiegelverstärker eine Diode (2) enthält, die zu der Basis-Emitter-Strecke eines ersten Transistors (3) parallelgeschaltet ist (Fig. 3).

3. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromspiegelverstärker einen zweiten Transistor (4) aufweist, dessen Basis-Emitter-Strecke zwischen der Kollektor-Basis-Strecke des ersten Transistors (3) geschaltet ist, wobei die Basis des ersten Transistors (3) den Eingang des nicht-invertierenden Verstärkers (4) und die Basis des zweiten Transistors (4) des Eingang des invertierenden Verstärkers (2, 3, 4) bildet und der Kollektor des zweiten Transistors den Ausgangsanschlußpunkt (12) des Abschnittes bildet (Fig. 4).

4. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß in die Basisleitung des ersten Transistors (3) ein erster Widerstand (R _a) aufgenommen ist und daß eine einstellbare Stromquelle (I _a) mit dem Verbindungspunkt dieses Widerstands (R _a) und der Basis des ersten Transistors (3) verbunden ist (Fig. 5).

5. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode durch einen dritten Transistor (2) gebildet wird, dessen Kollektor und Basis miteinander verbunden sind und in dessen Basisleitung ein zweiter Widerstand (R _b) aufgenommen ist, und daß der Kollektor dieses Transistors (2) mit dem Verbindungspunkt des ersten und zweiten Widerstands (R _a, R_b) verbunden ist (Fig. 6).

6. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektor-Emitter-Strecke eines vierten Transistors (5) in Reihe zu der Kollektor- Emitter-Strecke des ersten Transistors (3) geschaltet ist, wobei die Basis des vierten Transistors (5) an einem Punkt konstanten Potentials angeschlossen ist (Fig. 6).

7. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektor-Emitter-Strecke eines fünften Transistors (6) zu dem Widerstand (R) in dem ersten Zweig parallelgeschaltet ist, dessen Leitfähigkeit mit Hilfe einer steuerbaren Stromquelle (I _c) einstellbar ist (Fig. 7).

8. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektor-Emitter-Strecke eines sechsten Transistors (7) in Serie zu dem Widerstand (R) in den ersten Zweig geschaltet ist, wobei die Basis-Emitter-Strecke eines siebten Transistors (8) zwischen den Kollektor und die Basis des sechsten Transistors (7) geschaltet ist und daß eine Stromquelle (I _h) mit dem Kollektor des sechsten Transistors und eine weitere Stromquelle mit dem Emitter des siebten Transistors (8) verbunden ist (Fig. 8).

9. Elektrisches Verzögerungsnetzwerk nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Anwendung in einem Übertragungsfilter, bei dem an der Kette von Abschnitten Abzweigungen angeordnet sind, denen mit Hilfe von Gewichtsfaktoreinstellmitteln einstellbare Signale zugeführt und/oder entnommen werden, um die Signalübertragungskennlinie des Übertragungsfilters einzustellen, dadurch gekennzeichnet, daß die Abzweigungen und die Gewichtsfaktoreinstellungen mit Hilfe von Verstärkern mit einstellbarer Verstärkung parallel zu dem in den Widerstandszweig aufgenommenen ersten Verstärker enthalten sind.