DE2607456C3 - Differenzverstärker - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Differenzverstärker, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Derartige Verstärker sind im allgemeinen analog zu Differenzverstärkern mit emittergekoppelten bipolaren Transistoren. Im Hinblick auf die jüngst entwickelten integrierten Schaltungstechniken mit bipolaren und Feldeffektelementen (Bipolar-FET integrierte Schaltungstechnologie) neigt man beim Entwurf integrierter Schaltungen wegen des besseren Hochfrequenzverhaltens zur Verwendung von Feldeffekttransistoren anstatt von Lateral-Bipolar-Transistoren. Außerdem können Feldeffekttransistoren größere Eingangssignalamplituden verarbeiten als bipolare Transistoren. Ein einfacher Ersatz von bipolaren Transistoren in emittergekoppelten Differenzverstärkern durch Feldeffekttransistoren bringi jedoch Probleme beim Entwurf linearer Verstärker. Wenn man sie beispielsweise in der ersten Stufe eines mehrstufigen Verstärkers verwendet, der mit einer über alle Stufen verlaufenden Rückkopplungsschleife versehen ist, die eine wesentliche offene Schleifenverstärkung hat, dann wachsen die Verzerrungen im Verstärker erheblich an.

Der Erfinder der vorliegenden Anmeldung hat nun die wichtigeren Gründe für das Anwachsen der Verzerrungen bei offener Schleife eines solchen Verstär- kers herausgefunden. Einer dieser Gründe ist, daß ein Feldeffekttransistor im Sourcefolgerbetrieb weniger linear als ein bipolarer Transistor im Emitterfolgerbetrieb arbeitet. Der Erfinder hat erkannt, daß dieser schlechtere Spannur.gsfolgerbetrieb daher kommt, daß die relativ niedrige Steilheit eines Feldeffekttransistors bewirkt, daß sich die Gate-Source-Spannung zu sehr in Abhängigkeit vom Sourcestrom ändert. Der Erfinder hat festgestellt, daß die niedrigere Steilheit eines Felfeffekttransistors die Eingangsim pedanz eines in Gategrundschaltung arbeitenden Verstärkers sich stärker in Abhängigkeit von Eingangssignaländerungen verändern läßt, als dies bei einem in Basisgrundschaltung arbeitenden Verstärker der Fall ist. Der Grund hierfür liegt darin, daß bei solchen Verstärkern die Eingangsimpedanz in einem reziproken Verhältnis zur Steilheit des Bauelementes steht. Bei einer Betriebsweise, wo ein erdungssymmetrisches Eingangssignal einen Differenzverstärker mit sourceelektrodengekoppelten Feldeffekttransistoren ansteuern soll, führen das schlechte Sourcefolgerverhalten des Eingangsfeldeffekttransistors und die Eingangsimpedanzänderungen des in Gategrundschaltung betriebenen Feldeffekttransistors der mit dem ersten sourcegekoppelt ist, zu Verzerrungen, die sich nach einem Differenzgesetz kombinieren. Da sich die Steilheit bei einem Feldeffekttransistor mit dem Sourcestrom quadratisch statt linear ändert, heben sich diese Verzerrungen, wie sich herausgestellt hat, nicht so gegenseitig auf, wie dies erwünscht ist. Führt man einem Differenzverstärker an seinen beiden Eingangsanschlüssen unterschiedliche Signale zu, dann ergeben sich infolge der soeben erläuterten Nichtlinearitätsprobleme unerwünschte Kreuzmodulationen. Ein anderer, vom Erfinder ermittelter Grund für höhere Verzerrungen bei enem Feldeffekttransistorverstärker liegt darin, daß die Kennlinie des Drainstromes über der Source-Drain-Spannung steiler verläuft als die über der Kollektor-Emitter-Spannung aufgetragene Kollektorstromkurve eines bipolaren Transistors. Daher ändert sich die Steilheit eines Feldeffekttransistors stärker in Abhängigkeit von seiner Source-Drain-Spannung als die Steilheit eines bipolaren Transistors in Abhängigkeit von seiner Kollektor-Emitter-Spannung.

Die vorstehend erwähnten Effekte hinsichtlich der Verzerrungen eines Verstärkers mit offener Schleife sollte man sich merken, auch wenn die Gründe für Verzerrungen bei offener Schleife in einem rückgekoppelten System nicht immer dem einen oder ande-

_f)5 ren Verzerrungsverhalten bei offener Schleife entsprechen.

Die relativ niedrige Steilheit des Feldeffekttransistors ist vom Erfinder auch als Grund für das folgende

Problem erkannt worden, wenn ein Feldeffekttransistor einen bipolaren Transistor in einem mehrstufigen Empfänger mit Rückkopplung über alle Stufen ersetzt. Das durch Subtrahieren des rückgekoppelten Signals vom Einganssignal gebildete rehlersignal steuert den Feldeffekttransistor über einen relativ großen Teil seiner Steilheitscharakteristik, so daß das erwähnte quadratische Verhalten sich sehr stark in der Gesamtübertragungscharakteristik des Verstärkers auswirkt. Zunehmende Rückkopplungsgrade machen diese Verhältnisse nur noch schlechter, und die Wirksamkeit einer erhöhten Rückkopplung ist bald erschöpft.

Während es nun an sich bekannt ist, daß die Steilheit eines Feldeffekttransistors niedriger als die eines bipolaren Transistors ist, hat man bisher weithin angenommen, daß hierin nur ein Problem geringerer Verstärkung zu sehen ist, und daß durch Zufügen einer weiteren Kaskadenverstärkerstufe das Gesamtverhalten demjenigen gleichzumachen ist, welches bei Differenzverstärkereingangsstufen mit emittergekoppeltem bipolaren Transistor erreichbar ist. Der Erfinder hat nun festgestellt, daß diese Annahme nicht stimmt. Die zusätzliche Verstärkung, die zur Ergänzung der Verstärkung eines sourcegekoppelten Feldeffektdifferenzverstärkers benötigt wird, sollte an einem Punkt der Schaltung zur Verfügung gestellt werden, wo sie linearisierend auf diejenigen Schaltungsteile wirkt, wo die hauptsächlichen Nichtlinearitäten der Verstärkung entstehen. Fügt man einen sourcegekoppelten Feldeffekttransistor-Differenzverstärker und den Hilfsverstärker auf eine solche Weise in die Gesamtrückkopplungsschleife ein, dann wird die Wirkung der Gesamtrückkopplung nicht durch den Versuch vergeudet, eine besonders starke Nichtlinearität in einem Teil der Schaltung zu verbessern, sondern die Rückkopplungswirkung steht zur Verfügung, um die Nichtlinearität der Gesamtschaltung herabzudrücken.

Der Erfinder schlägt vor, das Problem der Nichtlinearität in Verstärkern, die in einer Differenzverstärkereingangsstufe sourcegekoppelte Feldeffenttransistoren verwenden, durch Erhöhung der scheinbarn oder effektiven Steilheiten der Feldeffekttransistoren zu lösen. Der Erfinder meint hierzu selbst, daß er erstmals diese Lösungsart als notwendig und wünschenswert erkannt hat. Er schlägt die Verwendung der Stromverstärkung eines bipolaren Transistors zur Multiplizierung der Steilheit von sourcegekoppelten Differenzverstärker-Feldeffekttransistoren zur Realisierung dieser Lösung vor. Eine solche Steilheitsmultiplikation ist allerdings im Stande der Technik zur Erreichung anderer Zwecke schon angewandt worden.

Ein Beispiel hierfür ist die GB-PS 1216 061 welche einen Verstärker mit einer niedrigen Ausgangsimpedanz und geringer Offsetspannung beschreibt. Im bekannten Falle sind zwei Feldeffekttransistoren mit ihren Sourceelektroden an die Enden eines Symmetrierspannungsteilers geschaltet, dessen Abgriff mit einem Pol einer Betriebsspannungsquelle verbunden ist. Der Gateelektrode des einen Feldeffekttransistors wird eine Bezugsspannung zugeführt, der Gateelektrode des anderen ein Eingangssignal. Die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren sind jeweils mit der Basis eines bipolaren Transistors verbunden, deren Kollektoren wiederum an die Sourceelektrode des zugehörigen Feldeffekttransistors angeschlossen sind.

Die Emitter der beiden bipolaren Transistoren sind jeweils über Emitterwiderstände mit dem anderen Pol der Betriebsspannungsquelle verbunden. Der Emitter des einen Transistors, dessen zugehörigem Feldeffekttransistor gateseitig das Eingangssignal zugeführt wird, ist auf Erdpotential gelegt, während am Emitter des anderen Transistors, dessen zugehöriger Feldeffekttransistor basisseitig an dem Bezugspotential liegt, die Ausgangsspannung abnehmbar isi.

ίο Die Aufgabe der Efindung besteht nun in der Angabe eines Verstärkers mit in Differenzschaltung geschalteten Feldeffekttransistoren, der sich durch eine wesentlich linearere Verstärkung als die bisher mit Feldeffekttransistoren aufgebauten Differenzverstärker auszeichnet. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die Erfindung ist im folgenden an Hand der Darstellungen der in den folgenden Figuren erläuterten Ausführungsbeispiele näher erörtert. Es zeigt

Fig. 1 das Schaltbild eines Differenzverstärkers nach der Erfindung, und

Fig. 2 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers, dessen Eingangsanschlüsse auf mindestens positives Betriebsspannungspotential vorgespannt sind.

Fig. 1 zeigt einen integrierten Operationsverstärker 10 innerhalb der gestrichelten Umrandung, der im linken Teil einen Differenzeingangsverstärker 11 gemäß der Erfindung mit Eingangsanschlüssen 12 und 13 enthält. Eine Eingangssignalquelle 14 ist mit einem Ende direkt an den Anschluß 13 und mit dem anderen Ende kapazitiv an den Anschluß 12 angeschlossen. Der Verstärker 11 liefert ein gegenüber dem Eingangssignal verstärktes Ausgangssignal, welches über die Verbindung 15 auf die Basis eines Transistors 16 geführt wird, der in Emittergrundschaltung arbeitet. Die Kollektorstromänderungen des Transistors 16 gelangen mit ihren positiven Schwingungen zur Basis des Transistors 17 und mit ihren negativen Schwingungen zur Basis des Transistors 18, und zwar infolge der Wirkungsweise der Elemente 19, 20, 21, 22, 23 und 24. Die Transistoren 17 und 18 arbeiten als AB-Gegentaktverstärker und liefern am Ausgangsan-Schluß 25 ein hochverstärktes Ausgangssignal.

Ein AB-Verstärker dieser Art ist im US-Patent 3863169 beschrieben.

Das Potential des Ausgangsanschlusses 25 wird auf einem Wert gehalten, der praktisch in der Mitte zwisehen der positiven und der negativen Betriebsspannung gehalten wird, die den Anschlüssen 26 bzw. 27 des Operationsverstärkers von Spannungsquellen 28 bzw. 29 zugeführt werden. Dies wird bewirkt mittels einer über den gesamten Verstärker laufenden Gleichspannungsrückkopplung vom Ausgangsanschluß 25 zum Invertereingangsanschluß 12 unter Einschluß eines Widerstandsspannungsteilers mit den Widerständen 30 und 31.

Im Eingangsdifferenzverstärker 11 sind p-Kanal-Feldeffekttransistoren 32 und 33 mit ihren Gateelektroden an die Eingangsanschlüsse 12 bzw. 13 angeschlossen und mit ihren Sourceelektroden über den Gesamtwiderstand der Widerstände 34 und 35 miteinander verbunden. Die effektiven Steilheiten der _b5 Transistoren 32 und 33 werden mit den Stromverstärkungen der Transistoren 36 bzw. 37 multipliziert. Dies erfolgt in jedem Falle durch Zuführung des Drainstromes der Feldeffekttransistoren (32 oder 33) als Basis-

strom zu einem bipolaren Transistor (36 oder 37) komplementären Leitungstyps, dessen Kollektor auf die Quellenelektrode des Feldeffekttransistors zurückgeführt ist. Der Feldeffekttransistor 32 und der biopolare Transistor 36 bilden zusammen einen Verbundfeldeffekttransistor 40, dessen Steilheit gleich der Steilheit des Feldeffekttransistors 32 multipliziert mit der Vorwärtsstromverstärkung des Transistors 36 in Emittergrundschaltung ist. Die effektive Gateelekirode des Verbundfeldeffekttransistors 40 ist diejenige des Feldeffekttransistors 30, die effektive Sourceelektrode wird durch den Verbindungspunkt zwischen der Sourceelektrode des Feldeffekttransistors 32 mit dem Kollektor des Transistors 36 gebildet, und seine effektive Drainelektrode wird durch den Emitter des Transistors 36 gebildet. Der Feldeffekttransistor 33 und der bipolare Transistor 37 bilden zusammen einen entsprechenden Verbundfeldeffekttransistor 41.

Die effektiven Drainelektroden der Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 liefern Ströme, die sich symmetrisch im Gegentakt ändern, an einen Stromspiegelverstärker SO mit den Elementen 50 bis 56, welcher diese Stromänderungen in eine erdungssymmetrische Form umwandelt und der Basis des Transistors 16 zuführt. Eine Konstantstromquelle 38 liefert einen Gleichstrom 2I_S, welcher doppelt so groß wie der Gleichstrom T₅ ist, welcher von derjenigen Konstantstromquelle geliefert wird, die als aktive Last für den Transistor 16 wirkt. Der Strom 2I_S von der Stromquelle 38 teilt sich auf die beiden Hälften des Verstärkers 11 auf und fließt zur Hälfte als Sourceruhestrom zum Verbundfeldeffektransistor 40 und zur anderen Hälfte als Sourceruhestrom zum Verbundfeldeffekttransistor 41. Außer der Verwendung von Linearisierungswiderständen 34 und 35 und Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 statt einfacher Feldeffekttransistoren arbeitet die Schaltung, welche

a) den Eingangsdifferenzverstärker,

b) den Stromspiegelverstärker zur Umwandlung des erdsymmetrischen Signals in ein erdunsymmetrisches Signal und

c) den nachfolgenden Emittergrundschaltungsverstärker

enthält, praktisch so, wie es im US-Patent 3825679 erläutert ist.

Der Kondensator 57 stellt eine Kollektor-Basis-Rückkopplung für den Transistor 16 dar und sorgt für eine dominierende Niederfrequenzzeitkonstante im Verhalten des Verstärkers 10 bei offener Schleife. Durch die dargestellte Schaltung des Kondensators 57 wird sichergestellt, daß der Emitterfolgerbetrieb des Transistors 37 eine Pufferwirkung hinsichtlich der niedrigen Basiseingangsimpedanz des Transistors 16 bewirkt. Daher kann der Kondensator 57 eine niedrigere Kapazität haben und demzufolge auch eine geringere Baugröße.

Bei einem Verstärker mit drei Anschlüssen ist die am Eingangs- und Ausgangsanschluß gemeinsamen Anschluß wirksame Impedanz reziprok zur Transadmittanz des Verstärkers. Bei niedrigen Frequenzen, v/o Blindwiderstandseinflüsse vernachlässigbar sind, ist die Transadmittanz im wesentlichen gleich der Steilheit (Transkonduktanz) des Verstärkers. Da die Steilheit der Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 höher als diejenige eines einfachen Feldeffekttransistors ist, sind ihre effektiven Quellenimpedanzen sehr klein. Demzufolge können die Wirkungen von Nichtlinearitäten in diesen effektiven Quellenimpedanzcr wesentlich herabgesetzt werden, wenn man die Widerstände 34 und 35 relativ klein bemißt im Verhältnii zudem Fall, wo man nur einfacht: Feldeffekttransisto-

^r> ren verwendet. Diese geringere erforderliche Quellenelektrodengegenkopplung führt zu einer höherer Verstärkung des Verstärkers 11 und verringert der Eingangssignalbereich, der erforderlich ist, um eine effektive Gesamtgleichspannungsrückkoppiung übei

ίο den Operationsverstärker 10 auszuüben. Das geringere erforderliche Eingangssignal des Verstärkers 11 höherer Verstärkung erlaubt es, daß seine Feldeffekttransistoren mit kleineren Verstärkungspotentialvariationen und über einen kleineren Bereich ihrei Steilheitskennlinie betrieben werden können, so daC die Verzerrungen verringert werden, die durch ihre Sieiiheiisändeiuiigen in Abhängigkeit von dei Source-Drain-Spannung verursacht werden. Die Gleichspannungsabfälle an den Widerständen 34 unc 35 infolge der Ruhestromflüsse verringern sich entsprechend dem ohmschen Gesetz, so daß der Verstärker 11 große Gleichtaktsignaie (common-mode signa potentials) verarbeiten kann oder alternativ mit niedrigerer Betriebsspannung betrieben werden kann.

Ein überraschender Effekt besteht noch darin, daC die für einen hochverstärkenden Differenzeingangsvorverstärker in einem monolithischen Operationsverstärker benötigte Fläche verringert wird. Dei Grund hierfür liegt darin, daß die Steilheit eines Feld-

jo effekttransistors proportional zu einer Kanalbrcite ist daher benötigen sehr steile Feldeffekttransistorer eine große Fläche auf dem integrierten Schaltungsplättchen. Die Stromverstärkung eines vertikal aufgebauten (vertical structure) bipolaren Transistors hängi

j5 andererseits nicht von der Transistorfläche ab, unc daher können kleine bipolare Transistoren die Steilheit von Feldeffekttransistoren erreichen, denen sie zugeordnet sind, ohne viel Plättchenfläche zu benötigen.

In Fig. 2 enthält der Operationsverstärker 110 innerhalb der gestrichelten Umrandung Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 und einen Stromspiegel· verstärker 150, und er kann in mononthischei integrierter Schaltung aufgebaut sein. Er arbeitet ir folgender Weise:

Den Anschlüssen 162 und 163 wird eine Betriebsspannung zugeführt, die im dargestellten Falle von einer Batterie 164 geliefert wird. Die Eingangsanschlüsse 166 und 167 liegen auf Massepotential bzw

so an einer Eingangssignalquelle 114, deren andere« Ende ebenfalls auf Masse liegt. Das Ausgangssigna des Differenzeingangsverstärkers 111, wenn ihm eir Eingangssignal zugeführt wird, wird auf eine Darlington-Kaskade mit den Transistoren 161 und 116 zui weiteren Verstärkung geführt. Das weiterverstärkte Signal wird auf den Eingang eines Ausgangsverstärkers 168 gegeben, so daß am Anschluß 169 des Operationsverstärkers 110 ein Ausgaitigssignal abgegeber wird. Die Transistoren 161 und 116 arbeiten mit einei

J₀ aktiven Kollektorlast über den Kollektor eines Transistors 171, der für konstanten Stromfluß vorgespannt ist. Ein Kondensator 157 sorgt füir eine dominierende Niederfrequenzzeitkonstante für den Operationsverstärker 110 bei offener Schleife.

Der Operationsverstärker IHD enthält ein Eingangssignal von einer Quelle 114, die auf das geringste zur Verfügung stehende positive Potential vorgespannt ist (hier Masse). Zu diesem Zweck verwende!

sein Diffcrcnzeingangsvorverstärker 111 aneinander angepaßte Verbundfeldcffekttransistoren 140 und 141. wie sie durch die Erfindung geschaffen sind. Sie unterscheiden sich von den Verbundfeldeffekttransistoren 40 und 41 gemäß Fig. 1 in folgender Weise. In jedem der Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 werden die Drainstromschwankungen der Ver-Inindfeldeffekttransisloren (132 oder 133) nicht unmittelbar auf die Basis des bipolaren Transistors (136 oder 137) geführt, deren Kollektor mit der Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransistors verbunden ist. Statt dessen erfolgt diese Kopplung über einen in Basisgrundschaltung ausgeführten Verstärkertransistor (134 oder 135) vom komplementären Leitungstyp gegenüber dem Verbundfeldeffekttransistor.

Nun könnte der Verstärker 111 gemäß Fig. 1 betrieben werden, indem seine Eingangsanschlüsse auf das am wenigsten positive zur Verfügung stehende Betriebsspannungspotential vorgespannt werden. Da jedoch Anreicherungs-Feldeffekttransistoren, die zusammen mit bipolaren Transistoren in integrierter Form ausgebildet werden können, eine Gate-Source-Schwellenspannung, bei welcher sie zu leiten beginnen, von nur etwa 1,5 bis 2 Volt haben, arbeiten die Feldeffekttransistoren mit stark beschränkter Source-Drain-Spannung. Kleine Änderungen der Source-Drain-Spannungen der Feldeffekttransistoren 32 und 33 führen, wenn sie im Betrieb des Verstärkers 11 auftreten, in unerwünschter Weise zu erheblichen Schwankungen der Steilheiten der Feldeffekttransistoren. Dieses Problem wird besonders akut, wenn der einfache Stromspiegel verstärker 50 ersetzt wird durch einen Wandler für ein erdsymmetrisches in ein erdunsymmetrisches Signal, der in seinen Eingangs- und Ausgangskreisen auf etwas höhere Potentiale vorgespannt werden muß.

In Fig. 2 erfolgt die Umwandlung von erdsymmetrischen in ein erdunsymmetrisches Signal mit einem Stromspiegelverstärker 150 bekannter Art, welcher die Elemente 151, 152, 158, 157 enthält und eine Spannung von etwa 1,3 bis 1,5 Volt an seinem Eingangskreis benötigt. Auch ist der in Emittergrundschaltung betriebene Verstärkertransistor als Darlington-Kaskade dem Transistor 161 nachgeschaltet, und diese Darlington-Schaltung erfordert eine Spannung von etwa 1,3 bis 1,5 Volt zwischen der Basis des Transistors 161 und dem Emitter des Transistors 116. Folglich müssen die Ruhespannungen der Transistoren 136 und 137 etwa 2,0 bis 2,2 Volt betragen. Müßten die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren 132 und 134 auf diese Spannung vorgespannt werden, dann würde man keine so befriedigende Betriebsweise mit in Gategrundschaltung betriebenen Feldeffekttransistoren 132 und 133 erhalten, die nur Schwellspannungen von 1,5 bis 2 Volt haben.

Die in Basisgrundschaltung betriebenen Verstärkertransistoren 134 und 135, deren Basen so vorgespannt sind, daß ihre Emitter auf einem Ruhepotential von nur wenigen Zehntel Volt positiv gegen Masse liegen, koppeln die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren 132 bzw. 133 mit den Basen der bipolaren Transistoren 136 bzw. 137 in einer solchen Weise, daß dieses Spannungsübertragungsproblem gelöst wird.

Die Elemente 181 bis 189 bilden eine interne Vorspannungsschaltung. Sie liefert Gleichspannungen von wenigen Zehntel Volt größer als die Basis-Emitter-Offsetspannungen der Transistoren 134 und 135 zwischen dem Anschluß 162 und ihren Basen, so daß diese Transistoren in Basisgrundschaltung arbeiten können. Eine ähnliche oder etwas größere Gleichvorspannung wird durch die interne Vorspannungsscha!-

■'' tung zwischen den Anschluß 163 und die Basen der Transistoren 171, 172 und 173 gelegt, so daß diese für konstanten Kollektorstrom vorgespannt werden. Die Widerstände 184 und 185 haben praktisch gleiche Werte, und zwar erheblich größer als diejenigen der Emittergegenkopplungswiderstände 181 und 188, so daß am Emitter des Transistors 189 ein Potential zwischen denjenigen an den Anschlüssen 162 und 163 entsteht.

Eine optimale Vorspannung der Verbundfeldef-

i^r< fekttransistoren 140 und 141 für A-Verstärkerbetrieb wird in folgender Weise erhalten. Für die Drain-Ruheströme der Feldeffekttransistoren 132 und 133 wird ein geeigneter Wert gewählt, der bestimmt wird durch die Größe der Feldeffekttransistoren und die Source-

2» Gate-Spannung, mit welcher man bequem arbeiten kann. Ist beispielsweise eine Source-Gate-Spannung von etwa —3 Volt zweckmäßig in einer Schaltung mit Feldeffekttransistoren, deren Schwellenspannungen in der Größenordnung von —1,5 Volt liegen, dann

2-3 läßt sich ein Source-Drain-Strom von 100 μΑ leicht mit Feldeffekttransistoren 132 und 133 erreichen, die bezüglich ihrer Größe praktisch integrierbar sind. Dieser Source-Drain-Strom sollte größer sein als der zu erwartende Signalspitzenstrom, der sich in der noch

in später beschriebenen Weise bestimmen läßt.

Der Verbundfeldeffekttransistor 140 hat eine Gegenkopplungsschleife für Ruheströme, in welcher Unterschiede zwischen den Kollektorströmen der Transistoren den Tranistoren 172 und 134 gegenge-

)ί koppelt werden durch die Kaskadenschaltung des als in Emittergrundschaltung betriebenen Verstärkertransistors 136, des in Gate-Grundschaltung betriebenen Verstärkertransistors 132 und des in Basis-Grundschaltung betriebenen Verstärkertransistors

4( 134. Die Verstärkung dieser Schleife ist so, daß der Basisstrom des Transistors 136 vernachlässigbar klein gegenüber den Kollektorströmen der Transistoren 172 und 136 ist. So stellt sich der Kollektorruhestrom und damit auch der Emitterruhestrom des Transistors

4^r. 136 infolge der Gegenkopplungsschleife auf einen Wert ein, der im wesentlichen gleich dem vom Kollektor des Transistors 172 gelieferten konstanten Strom ist. Der Verbundtransistor 141 enthält eine ähnliche Gegenkopplungsschleife für Ruheströme, welche den Emitterruhestrom des Transistors 135 praktisch gleich dem vom Kollektor des Transistors 173 gelieferten konstanten Strom werden läßt.

Die als Verstärker in Basis-Grundschaltung betriebenen Transistoren 134 und 135 werden vorzugsweise mit Emitterruheströmen betrieben, die in ihrer Größe vergleichbar mit den Spitzenschwankungen der Drainströme der Feldeffekttransistoren 131 bzw. 132 sind. Macht man die Emitterruheströme der Transistoren 134 und 135 kleiner als die Drainruheströme der Feldeffekttransistoren 132 und 133, dann können die Transistoren 134 und 135 in unerwünschter Weise bei großen Eingangssignalamplituden aus ihrem Leitungszustand gesteuert werden. Größere Emitterruheströme für die Transistoren 134 und 135 lassen die Schaltung andererseits empfindlich gegen Unterschiede der Stromquellentransistoren 172 und 173 werden.

Der Drainruhestrom des Feldeffekttransistors 132

und der Emitterruhestrom des Transistors 134 fließen zusammen durch den Widerstand 174; der Drainruhestrom des Feldeffekttransistors 133 und der Emitterruhestrom des Transistors 135 fließen zusammen durch den Widerstand 175. Ist die den Basen der "> Transistoren 134 und 135 zugeführte Gleichspannung konstant, dann sind ihre Emitterspannungen bekannterweise kleiner als ihre jeweiligen Basis-Emitter-Offsetspannungen. Geeignete Werte für die Widerstände 174 und 175 lassen sich nach dem ohmschen ¹⁽¹ Gesetz berechnen, wenn man den erforderlichen Spannungsabfall und den Ruhestrom durch jeden Widerstand kennt.

Will man vermeiden, daß unerwünschte Ausgangsspannungsverschiebungen auftreten, dann sollten die beiden Hälften des Differenzverstärkers in ihrem Betrieb so gut wie möglieh einander angepaßl werden. Das bedeutet, daß die folgenden Elemente paarweise ausgesucht werden müssen: 176 und 177; 172 und 173; 134 und 135; 174 und 175; 132 und 133. Der Widerstand 190 koppelt die effektiven Sourceelektroden der Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 miteinander und linearisiert die Verstärkung, welche diese Verbundtransistoren zeigen. Die Widerstände 191 und 192 bilden einen Widerstandsspannungsteilerfürdasam Ausgangsanschluß 169 erscheinende Signal, und das herabgeteilte Signal wird der effektiven Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransisiors 141 zugeführt, so daß eine Gleichspannungsgegerikopphingsverbindung entsteht. Die Span- jo nungsteilung ist notwendig, damit Schwingungen der Ausgangsspannung nahe bei Massepotential dem Verbundtransistor 141 nicht die notwendige Source-Drain-Spannungentziehen. Die Widerstände 191 und 192 neigen dazu, ein Gleichstromungleichgewicht in r> den Hälften des Differentialeingangsverstärkers 111 mit den Verbundfeldeffekttransistoren 140 bzw. 141 entstehen zu lassen. Ein solches Ungleichgewicht läßt sich durch einen Widerstand 193 vermeiden, dessen Wert gleich dem Gesamtwert der parallelgeschalteten Widerstände 191 und 192 ist und der zwischen die effektive Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransistors 140 und den Emitter des Transistors 189 geschaltet ist (der, wie bereits vorerwähnt, auf einem Potential in der Mitte zwischen den Anschlüssen 162 und 163 liegt). Eine derartige Schaltung erlaubt, daß die Ausgangsruhespannung am Anschluß 169 ebenso auf diesem Mittenwert liegt, wenn die Gateelektroden der Feldeffekttransistoren 132 und 133 auf dem gleichen Potential liegen.

Bedenkt man daß ohne Eingangssignal kein Strom durch den Widerstand 190 fließt, dann kann die Größenordnung des Signalstromes im Vergleich zur Gleichspannungskomponente in den Drainströmen der Feldeffekttransistoren 132 und 133 in folgender Weise bestimmt werden. Die kombinierten Kollektorströme der Transistoren 136 und 137 sind bestimmt durch die über die Widerstände 191, 192 und 193 zugeführten Ströme. Von diesen ist nur der durch den Widerstand 191 zugeführte Strom großen Schwankungen unterworfen, die als Ausgangssignalschwankungen am \nschluß 169 über den Spannungsbereich der von der Batterie 164 gelieferten Versorgungsspannung erscheinen. Da die Eingangsstufe 111 so vorgespannt ist, daß die Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 im Gegentakt arbeiten, muß die Hälfte der über den Widerstand 191 eingeführten Stromschwankung von jedem dieser Verbundfeldeffekttransistoren verarbeitet werden und tritt im wesentlichen als Schwankung des Kollektorstromes der Transistoren 136 und 137 auf. Diese Schwankungen übersteigen jedoch nicht die Hälfte der Betriebsspannung (maximale Ausgangssignalamplitude) geteilt durch den Wert des Widerstandes 191. Um diese Kollektorstromschwankungen aufzunehmen, brauchen die Basisstromschwankungen der Transistoren 131 und 137 nur l/h_fema\ so groß zu sein, wenn h_fr die Kollektor-Emitter-Durchlaßstromverstärkung der Transistoren 136 und 137 ist. Ähnlich brauchen Drainstromschwankungen durch die Feldeffekttransistoren 140 und 141 geliefert zu werden, um diese Basisstromschwankungen aufzunehmen, da die Stromverstärkungen der als Verstärker in Basisgrundschaltung betriebenen Transistoren 134 und 135 je im wesentlichen gleich — 1 sind. Wenn die von der Batterie 164 gelieferte Versorgungsspannung 20 Volt beträgt, der Wert des Widerstandes 191 10 kOhm beträgt und h_ft gleich 100 ist, dann würde die Signalkomponente im Drainstrom des Feldeffekttransistors 140 oder 141 etwa 10 μΑ betragen und damit weit unter der Gleichstromkomponente von 100 μ Α liegen, die in dem Beispiel vorausgesetzt worden ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Differenzverstärker mit einem ersten und einem zweiten Anschluß zur Zuführung einer Betriebsspannung, mit einem dritten und einem vierten Anschluß zum Anlegen eines auf das Betriebsspannungspotential bezogenen Eingangssignals, mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor eines ersten Leitungstyps, deren Gateeelektroden jeweils mit dem dritten bzw. vierten Anschluß verbunden sind, deren mit dem ersten Anschluß gleichspannungsgekoppelte Sciürceelektroden außerdem jeweils mit dem Kollektor eines bipolaren Transistors vom komplementären Leitungstyp verbunden sind, deren Basen jeweils mit der Drainelektrode des betreffenden Feldeffekttransistors gekoppelt sind und deren Emitter an den zweiten Anschluß geführt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Sourceeiektroden der Feldeffekttransistoren (32, 33; 132,133) über eine Konstantstromquelle (38; 189-193) mit dem ersten Anschluß (26) gekoppelt sind, daß die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren jeweils über eine Koppelimpedanz mit den Basen der zugehörigen bipolaren Transistoren (36,136; 37,137) verbunden sind, und daß die Emitter der beiden bipolaren Transistoren über eine Stromspiegelschaltung (S1-S6; 151, 152) mit dem zweiten Anschluß (27) derart verbunden sind, daß die Stromspiegelschaltung mit einem Eingangsanschluß an den Emitter des ersten bipolaren Transistors (36, 136), mit einem Eingang und Ausgang gemeinsamen Anschluß an den zweiten Anschluß (27) und mit einem Ausgang an den Emitter des zweiten bipolaren Transistors (37,137) angeschlossen ist, und daß ein fünfter Anschluß (15) an den Emitter des zweiten bipolaren Transistors angeschlossen ist, um ein erdungssymmetrisches Ausgangssignal zu liefern.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der Koppelimpedanzen durch einen weiteren bipolaren Transistor (134 oder 135) vom zweiten Leitungstyp gebildet ist, der als Verstärker in Basisgrundschaltung geschaltet ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eine der beiden Koppelimpedanzen durch eine direkte Verbindung (beispielsweise einen Draht) gebildet ist.