DE2738205A1

DE2738205A1 - Stromspiegelschaltung

Info

Publication number: DE2738205A1
Application number: DE19772738205
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Nakazawa; Mitsuo Ohsawa; Hiroshi Yamagishi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1976-08-24
Filing date: 1977-08-24
Publication date: 1978-03-09
Also published as: DE2738205C2; NL7709296A; CA1081331A; FR2363226A1; AU2795277A; FR2363226B1; JPS5326554A; US4167649A; GB1567794A; AU513957B2; DE2760331C2

Description

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Die Erfindung bt;zieht sich auf eine Stromspiegelschaltung und insbesondere auf eine verbesserte Stromspiegelschaltung, bei der der einem Ausgang zugeführte Strom im wesentlichen gleich dem Strom ist, der einem anderen Ausgang zuaeführt wird, sowie auf einen Anwendungsfall für solch eine verbesserte Stromspiegelschaltung.

Eine sog. Stromspiegelschaltung ist eine Vorrichtung, die im allgemeinen aus wenigstens zwei Stufen bzw. Kreisen besteht, durch die im Idealfa.ll gleiche Ströme fließen. In der Stromspiegelschaltung spiegeln sich Änderungen des einen Stroms durch gleiche Änderungen des anderen Stroms wieder. Wenn daher der eine Strom durch andere Vorrichtungen wie einen Verstärker bestimmt wird, ist der Pegel des anderen Stroms im allgemeinen ein genaues Maß des ersten Stroms.

Die Stromspiegelschaltung ist eine zweckmäßige Vorrichtuno, um einen Strom zu erzeugen, der genessen oder in einem zusätzlichen Gerät verwendbar ist, wobei jedoch die Quelle dieses Stroms nachteilig beeinflußt werden würde, wenn Meßkreise oder andere Geräte mit der Stromquelle gekoppelt werden würden. Ein solcher Anwendungsfall ist ein Demodulator für ein Stereosignalgemisch, das aus einem Hauptkanalsignal (L+R) und einem Unterkanalsignal (L-R) besteht, das auf einen Hilfsträger moduliert ist, wobei das Stereosignal in ein linkes Kanalsignal L und ein rechtes Kanalsignal R zu demodulieren ist. Ein solcher Stereodemodulator enthält einen Verstärker zur Wiedergewinnung des Hauptkanalsignals (L+R) und einen Schaltkreis zur Wiedergewinnung der beiden gegenphasigen Arten des Unterkanalsignals, wobei das Hauptkanalsignal zu beiden Phasen des Unterkanalsignals addiert wird. Wenn das wiedergewonnene Hauptkanalsignal direkt zu dem wiedergewonnenen Unterkanalsignal addiert wird, ist es möglich, daß die Belastung des Hauptkanalverstärkers den Pegel des wiedergewonnenen Hauptkanalsignals beeinträchtigen würde. Daher würde der Pegel des erzeugten linken und rechten

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Audiokanalsignals L bzw. R verschlechtert werden. Die Verwendung einer Stromspiegelschaltung würde dieses Problem beseitigen. Daher könnte in der Stromspiegelschaltung eine Stufe mit dem Hauptkanalverstärker derart geKoppeIt werden, daß sie ein Strom proportional dem Hauptkanalsignal durchfließt, während eine zweite und dritte Stufe mit dem Schaltkreis gekoppelt werden könnte, so daß durch sie Ströme fließen würden, die ebenfalls dem Hauptkanalsignal proportional sind. Die Ströme der zweiten und dritten Stufe könnten zu den wiedergewonnenen gegenphasigen Unterkanalsignalen addiert werden, ohne eine Last für den Hauptkanalverstärker oder den Schaltkreis darzustellen. Die erzeugten Audiosignale des linken und rechten Kanals haben daher eine größere Güte.

Das vorangegangene Beispiel ist nur ein Anwendungsfall einer Stromspiegelschaltung, und es sind verschiedene andere Anwendungsfälle der Stromspiegelschaltung bekannt. Die bisher vorgeschlagenen Stromspiegelschaltungen haben jedoch einige Nachteile. Z.B. besteht bei solch einer Stromspiegelschaltung jede der beiden Stufen aus einem einfachen Transistor, deren Basen verbunden sind. Der Kollektor des einen Transistors ist mit seiner Basis verbunden und beide Transistoren haben im wesentlichen die gleichen Stromverstärkungsfaktoren und andere gleiche Eigenschaften. Obwohl der Strom durch den Emitter-Kollektor-Kreis des einen Transistors nahezu gleich dem Strom durch den Emitter-Kollektor-Kreis des anderen Transistors ist, wird das Verhältnis beider Ströme zum Teil von dem Stromverstärkungsfaktor bestimmt. Wenn dieser Stromverstärkungsfaktor zunimmt, erreicht das Verhältnis zwischen den beiden Strömen Eins. Da jedoch eine obere Grenze für den Wert des Stromverstärkungsfaktors besteht, besteht auch eine obere Grenze, dieses Stromverhältnis Eins zu erreichen.

Bei einer Abwandlung dieser vorgeschlagenen Stromspiegelschaltung wird die Kollektor-Basis-Verbindung durch den

Emitter-Basis-Kreis eines anderen Transistors bewirkt, dessen

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Kollektor mit einem Bezugspotential verbunden ist. Das Verhältnis zwischen den durch den ersten und zweite Transistor fließenden Stroms ist nun proportional dem Produkt des Stromverstärkungsfaktors dieser beiden Transistoren und dem Stromverstärkungsfaktor des dritten Transistors. Obwohl sich das Stromverhältnis dieser Abwandlung Eins sehr dicht nähert, besteht in der Praxis eine obere Grenze, die in vielen Anwendungsfällen nicht akzeptabel ist. Dies bedeutet, daß selbst bei diesem verbesserten Vorschlag Änderungen des durch den einen Transistor fließenden Stroms sich nicht völlig in dem durch den anderen Transistor fließenden Strom widerspiegeln.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Stromspiegelschaltung zur Erzeugung von Ausgangsströmen zu schaffen, die im wesentlichen gleich sind, die aus wenigstens zwei Stufen besteht, wobei das Verhältnis zwischen den durch diese Stufen fließenden Stroms sich Eins stärker nähert als bei den bisher vorgeschlagenen Stromspiegelkreisen, der eine verbesserte Linearität, einen niedrigen Klirrfaktor, einen breiten Dynamikbereich und einen großen Rauschabstand sowie stabile Arbeitskennlinien hat. Außerdem soll die Stromspiegelschaltung einen sehr kleinen Differenzbereich zwischen den gelieferten Ausgangsströmen haben und bei dem bei Verwendung von Stromwiderständen die Wirkungen von Differenzen zwischen diesen Widerständen ebenfalls verringert werden.

Weiterhin soll eine Stromspiegelschaltung geschaffen werden, die aus Transistorstufen besteht und bei der die Differenzen der Stromverstärkungsfaktoren und der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren in diesen Stufen kompensiert sind.

Außerdem soll eine Stromspiegelschaltung für Stereosignalanwendungsfälle geschaffen werden, insbesondere zur Verwendung mit einem Stereodemodulator, der bezüglich der erzeugten Ausgangssignale gute Trenneigenschaften hat und verhindert, daß Brumm- und Rauschsignale in die erzeugten

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Ausgangssignale gemischt werden.

Die Erfindung schafft eine Stromspiegelschaltung mit wenigstens einer ersten, zweiten und dritten Transistorstufe, von denen jede einen Eingang und einen ersten und zweiten Ausgang hat und von denen jede aus wenigstens zwei Transistoren besteht, die in Darlington-Schaltung geschaltet sind. Der Eingang der ersten und zweiten Transistorstufe ist verbunden. Der eine Ausgang der dritten Transistorstufe ist mit den Eingängen der ersten und zweiten Transistorstufe verbunden, und der erste und zweite Stromausgang sind mit dem einen Ausgang der ersten und zweiten Transistorstufe verbunden. Dem anderen Ausgang der ersten und zweiten Transistorstufe kann eine Betriebsspannung zugeführt werden und der Eingang der dritten Stufe ist mit dem ersten Stromausgang verbunden, während der andere Ausgang der dritten Transistorstufe eine Bezugsspannung erhält.

Bei einem Anwendungsfall ist die Stromspiegelschaltung mit einer vierten Transistorstufe versehen, die mit einem dritten Stromausgang verbunden ist und deren Eingang mit dem Eingang der zweiten Transistorstufe verbunden ist. Ein Stereodemodulator, der Hauptkanal- und Unterkanalsignale (L+R) und (L-R) demodulieren kann, ist mit einem Hauptkanalverstärker versehen, dessen Ausgang mit dem ersten Stromausgang verbunden ist, um einen ersten Strom proportional dem Hauptkanalsignal zu erzeugen. Der Stereodemodulator hat einen Schaltkreis mit zwei Ausgängen zur Erzeugung gegenphasiger Unterkanalsignale; diese beiden Ausgänge sind mit dem zweiten und dritten Ausgang der Stromspiegelschaltung verbunden. Die jeweiligen Ströme, die zu dem zweiten und dritten Stromausgang fließen, sind dem Hauptkanalsignal proportional und werden zu den demodulierten Unterkanalsignalen addiert, so daß Audiosignale des jeweiligen linken und rechten Kanals L und R gewonnen werden.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis beispielsweise erläutert. Es zeigt:

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Figur 1 und 2 Schaltbilder vorgeschlagener Stromspiegelschaltungen,

Figur 3 ein Schaltbild einer Ausführungsforn einer Stromspiegelschaltung gemäß der Erfindung,

Figur 4 ein Schaltbild einer Transistorstufe für die Ausführungsform in Fig. 3,

Figur 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform einer Transistorstufe, die bei der Erfindung verwendbar ist,

Figur 6 eine graphische Darstellung der Arbeitskennlinie eines der Transistoren in der Transistorstufe einer Ausführungsform gemäß der Erfindung,

Figur 7 eine graphische Darstellung der Arbeitskennlinie eines weiteren Transistors in der Transistorstufe einer Ausführungsform gemäß der Erfindung,

Figur 8 ein Schaltbild einer Ausführunasform einer weiteren Transistorstufe, die für die Erfindung verwendbar ist,

Figur 9 eine graphische Darstellung, aus der der verbesserte Rauschabstand ersichtlich ist, der erzielt werden kann,

Figur 10 eine graphische Darstellung, aus der die verbesserten Arbeitskennlinien ersichtlich sind,

Figur 11 bis 13 Schaltbilder weiterer Auaführungsformen der Erfindung,

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Figur 14 einen Teil der Schaltung in Fig. 13 in IC-Technik, Figur 15 eine weitere Ausführungsform der Erfindung,

Figur 16 ein Schaltbild einer Anwendung der Erfindung, und

Figur 17 ein Ersatzschaltbild der Schaltung in Fig. 16,

Die verbesserten Arbeitskennlinien, die erhalten werden, sind am besten durch Vergleiche dieser Kennlinien mit denen bisheriger Vorschläge abzuschätzen. Fig. 1 ist ein Schaltbild solch eines Vorschlags für eine Stromspiegelschaltung, die aus PNP-Transistorstufen mit Transistoren Q1 und Q2 besteht, deren Emitter mit einer Betriebsspannungsquelle +B und deren Basen miteinander verbunden sind. Stromausgänge T1 und T2 sind mit den Kollektoren der jeweiligen Transistoren verbunden und der Kollektor des Transistors Q1 ist mit seiner Basis verbunden, so daß dieser Transistor als Diode geschaltet ist.

Da die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q1 und Q2 gleich sind, ist der Basisstrom IB2 des Transistors Q2 gleich dem Basisstrom IB1 des Transistors Q1. Der Ausgangsstrom 11, der dem Stromausgang T1 zugeführt wird, ist gleich der Summe des Emitterstroms IE1 des Transistors Q1 plus dem Basisstrom des Transistors Q2, d.h.:

11 - IEI + IB2 (1)

Wenn der Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor mit hFE bezeichnet wird und der Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q1 gleich dem des Transistors Q2 ist, kann der Basisstrom IB2 ausgedrückt werden durch:

^IB2 - T-ThFET ^IE2

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Wenn der Strom T2, der dem Stromau<?gang T 2 zugeführt wird, gleich den* Umitterstrom des Transistors Q2 minus dessen Basisstrom ist, kann der Strom 12 ausgedrückt werden durch:

¹² - ^J

Trmn

Es wurde angenommen, daß die Arbeitskennlinien des Transistors Q1 gleich den Arbeitskennlinien des Transistors Q2 rind. Die jeweiligen EniU erströme sind somit gleich. Das Verhältnis des Ausgangsstroms 12 zum Ausgangsstrom 11 wird durch Teilung der Gleichuna (3) durch die Gleichung (1) er halten. Dadurch ergibt sich:

12/11 = !—j— (4)

Bei einem idealen Stromspiegelkreis sollte der Ausgangsstrom 12 gleich dem Ausgangsstrom H sein. Dies bedeutet, daß das Verhältnis 12/11 im Idealfall Eins sein sollte. Wie aus Gleichung (4) ersichtlich ist, nähert sich das Verhältnis 12/11 Eins, wenn der Stromverstärkungsfaktor hFE1 zunimmt. Da jedoch eine obere Grenze für den Wert von hFEi besteht, besteht auch eine obere Grenze bei der Annäherung von 12/11 an Eins.

Im Hinblick auf diesen Nachteil, d.h» die Schwierigkeit, ein Stromverhältnis I2/I1 zu erhalten, das gleich Eins ist, wurde vorgeschlagen, die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Q1 durch den Basis-Emitter-Kreis eines zusätzlichen Transistors wie des Transistors Q3 in Fig. 2 zu bewirken. Der Kollektor des Transistors hat ein Bezugspotential wie Masse.

Wenn der Basisstrom des Transistors Q3 mit IB3¹ und der Emitterschaltungs-Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q3 mit hFE2' bezeichnet wird, kann der Ausgangsstrom H

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ausgedrückt werden durch

+ IB3

Der Emitterstrom des Transistors Q3 ist gleich der Summe der Basisströme der Transistoren Q1 und Q2. Da der Basisstrom IB3 dem Emitterstrom durch den Faktor ? P^roP^rotional ist, erhält man:

^{IB3 =} ^{(IB1 + IB2}*

- * ^{(IE1 + IE2) i6a)}

Der Ausgangsstrom 12 kann wie in der obigen Gleichung (3) ausgedrückt werden, die umgeschrieben ergibt:

— ^hFE1 IE2

Die Transistoren Q1 und Q2 haben wiederum die gleichen Arbeitskennlinien, so daß ihre Emitterströme gleich sind. Daher kann das Verhältnis der Ausgangsströme 12/11 ausgedrückt werden durch:

12/11 = j-^ j (8)

(1+hFE2)hFE1

Es ist ersichtlich, daß das Ausgangsstromverhciltnis in Gleichung (8) sich stärker Eins nähert als das Ausgangsstromverhältnis der Gleichung (4). Als ein Beispiel des Aufbaus der Stromspiegelschaltung in Fig. 2 kann diese Schaltung als monolithischer integrierter Halbleiterkreis ausgebildet werden, bei dem die Transistoren Q1 und Q2 sich seitlich erstrecken und sich der Transistor Q3 vertikal erstreckt. Dieser Aufbau kann wegen der leichten Herstellung gewählt werden. Der Stromverstärkungsfaktor hFE1 des Transistors mit seitlichem Aufbau beträgt typischerweise etwa Fünf und der Stronverstärkungsfaktor hFE2 des Transistors mit vertikalem

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Aufbau etwa vierzig. Wenn diese Werte in die Gleichung (8) eingesetzt werden, beträgt das Ausgangsstromverhältnis 12/11 etwa 0,99. Dennoch ist in vielen Anwendungsfällen bei Verwendung von Stromspiegelschaltungen dieses Ausgangsstromverhaltnis nicht akzeptabel, da es nicht ausreichend nahe Eins ist.

Eine AusfUhrungsform einer Stromspiegelschaltung gemäß der Erfindung, bei der das Ausgangsstromverhältnis eine stärkere Annäherung an Eins hat, zeigt Fig. 3. Diese Stromspiegelschaltung besteht vorzugsweise aus einem monolithischen integrierten Halbleiterkreis, der aus Transistorstufen Ulf Q2 und Q3 besteht, von denen jede einen Eingang und einen ersten und zweiten Ausgang hat. Die Stufen Q1 und Q2 haben im wesentlichen gleiche Arbeitskennlinien und jede Stufe besteht aus einzelnen Transistoren, die in Darlington-Schaltung geschaltet sind. Die Stufe Q1 ist aus zwei komplementären Transistoren Q1a und QIb gebildet, die so geschaltet sind, daß die Stufe PNP-Eigenschaften hat. Der Transistor &1a ist ein PNP-Transistor und der Transistor Q1b ein NPN-Transistor, wobei der Kollektor von Q1b mit dem Emitter von Q1a, der Kollektor von Q1a mit der Basis von Q1b und der Emitter von Q1b mit dem Stromausgang T1 verbunden ist. Die Basis von Q1a wirkt als Eingang der Stufe Q1.

Die Stufe Q2 besteht aus komplementären Transistoren Q2a und Q2b, die ähnlich v/ie die einzelnen Transistoren der Stufe Q1 geschaltet sind. Außerdem sind die Basen von Q1a und Q2a miteinander verbunden. Die Darlington-Schaltung aus den Stufen 01 und Q2 ist auch als Emitter-Kollektor-Schaltung bekannt.

Ein Ausgang jeder Stufe Q1 und Q2, d.h. die Emitter von Qia und Q2a sind über jeweilige Stromrückkopplungswiderstände RE1 und RE2 mit einer Betriebsspannungsquelle +B verbunden. Diese Widerstände haben gleiche Widerstandswerte.

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Die Stufe Q3 besteht ebenfalls aus zwei Transistoren in Darlington-Schaltung mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang. Die Transistoren Q3a und Q3b sind PNP-Transistören, wobei die Basis von Q3a mit dem Emitter von Q3b verbunden ist. Der Emitter von Q3a ist als Ausgang der Stufe Q3 mit den verbundenen Basen von Q1a und Q2a verbunden. Die Basis von Q3b ist als Eingang der Stufe Q3 mit dem Ausgang T1 verbunden. Die Kollektoren von Q3a und Q3b sind als anderer Ausgang der Stufe Q3 gemeinsam an ein Bezugspotential wie Masse gelegt.

Jede Stufe Q1 und Q2 kann als ein PNP-Transistor betrachtet werden, wie schematisch Fig. 4 zeigt. In Abwandlung kann der Transistor Q1a (und auch der Transistor Q2a) mehrere Kollektoren haben, von denen einer mit dessen Basis verbunden ist. Diese Anordnung ist schematisch in Fig. 5 gezeigt. Die Gesamtarbeitskennlinien der Stufe Q3 sind gleich der eines PNP-Transistors, so daß diese Stufe als PNP-Transistor angesehen werden kann, wie schematisch Fig. 8 zeigt.

Aufgrund der Zwischenschaltung der Stufe Q3 zwischen den Eingang der Stufe Q1 und den Stronausgang T1 ist die Basisvorspannung zwischen diesen Anschlüssen, d.h. zwischen der Basis von Q1a und dem Emitter von Q1b größer als die Basis-Emitter-Spannung Vbe des NPN-Transistors Q1b. Dieser Vorwiderstand ist wenigstens gleich 2Vbe.

Vorzugsweise sind Basiswiderstände RB1 und RB2 zwischen die Basen und die Emitter von Q1b und Q2b geschaltet, d.h., jeder Basis-Widerstand ist zwischen die Basis seines jeweiligen NPN-Transistors und einen Stromausgang geschaltet.

Es sei angenommen, daß die PNP-Translstoren Q1a und Q2a einen seitlichen Aufbau haben. Der Stromverstärkungsfaktor hFE solch eines Transistors mit seitlichem Aufbau ändert sich mit dem Kollektorstrom in der in Fig. 6 gezeigten Heise. Es sei weiterhin angenommen, daß die Transistoren

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Q1b und Q2b vertikalen Aufbau und einen Stromverstärkungsfaktor hFE haben, der sich mit dem Kollektorstrom in der durch das Diagramm der Fig. 7 gezeigten Welse ändert. Bei einem praktischen Anwendungsfall der Stromspiegelschaltung in Fig. 3 beträgt der Kollektorstrom jedes NPN-Transistors etwa 1 mA. Somit beträgt der Stromverstärkungsfaktor hFE etwa 175, wie Fig. 7 zeigt. Der Basisstrom beträgt daher etwa 1/175 = 0,0057 mA. Da der Basisstrom von Qib im wesentlichen gleich dem Kollektorstrom von Q1a ist, ist ersichtlich, daß der Kollektorstrom von Q1a ebenfalls etwa 0,0057 mA beträgt.Der Stromverstärkungsfaktor von Q1a beträgt etwa 20, wie Fig. 6 zeigt. Somit ist der Gesamtstromverstärkungsfaktor von Q1 (ebenso wie der von Q2) im wesentlichen gleich dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren der jeweiligen Transistoren Qia und Q1b. Dies bedeutet, daß der GesamtStromverstärkungsfaktor der Stufe Q1 etwa 175 χ 20 = 3500 beträgt. Es ist somit ersichtlich, daß der Stromverstärkungsfaktor der Stufe Q1, wie Fig. 3 zeigt, viel größer als der Stromverstärkungsfaktor der Stromspiegelschaltungen der Art ist, die bisher vorgeschlagen wurden, wie vie z.B. in Fig. 1 und gezeigt sind.

Für die Stufe Q3 beträgt ein typischer Stromverstärkungsfaktor für jeden der PNP-Transistoren, aus der diese Stufe besteht, etwa 40. Der Gesamtstromverstärkungsfaktor hFE2 der Stufe Q3 ist gleich dem Produkt der Stromverstärkungsfaktoren jedes Transistors Q3a und Q3b. hFE2 ist somit gleich 40 χ 40 = 1600.

Wenn die Stufen Q1 Isis Q3 der Ausführungsform in Fig. 3 mit den Transistoren Q1 bis Q3 in Fig. 2 verglichen werden, kann das Ausgangsstromverhältnis 12/11 für die Ausführungsform der Fig. 3 durdidie Gleichung (8) wiedergegeben werden. Somit ist für die Stromspiegelschaltung in Fig. 3 dieses Ausgangsstromverhältnis:

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1601 χ 35ΟΟ

Das Ausgangsstromverhältnis der Stromspiegelschaltung in Fig. 3 ist eine wesentliche Verbesserung gegenüber der Stromspiegelschaltung in Fig. 2, da es sich stärker Eins nähert. Wenn somit der Ausgangsstrom 11 durch die Stufe Q1 eingestellt wird, nähert sich der Ausgangsstrom 12 durch die Stufe Q2 dem theoretischen Idealwert, der gleich dem Ausgangsstrom 11 ist.

Wegen der Darlington-Schaltung von Q3a und Q3b beträgt der v_Orwiderstand zwischen der Basis von Q1a und dem Emitter von Q1b wenigstens 2Vbe und ist damit größer als die reine Basis-Emitter-Spannung von Q1b. Wenn der Strom der Basis von Q1a zum Emitter von Q1b gleich bleibt, kann die Zunahme der Basisspannung zwischen diesen Elektroden als eine Zunahme der Impedanz der Stufe Q1 angesehen werden, was bedeutet, daß der Stromverstärkungsfaktor hFE dieses Transistors relativ hoch ist. Folglich kann der zuvor erwähnte Stromverstärkungsfaktor von 3.500 erreicht werden, und die Stufen Q1 und Q2 haben eine verbesserte Linearität, einen niedrigen Klirrfaktor und einen großen Dynamikbereich.

Ein Problem bei Transistoren mit seitlichem Aufbau wie die PNP-Transistoren Q1a und Q2a mit seitlicher Ubergangszone besteht darin, daß der niedrige Stromverstärkungsfaktor hFE diese Transistoren oft für Rauschen anfällig macht. Der Störabstand wird durch Verbindung der Emitterwiderstände RE1 und RE2 mit den Emittern dieser Transistoren erhöht. Die Widerstände, die als Stromrückkopplungswiderstände wirken, dienen dazu, eine negative Rückkopplung auf die Emitter Q1a und Q2a anzuwenden, um zu einem hohen Rauschabstand zu führen. Eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen diesen Stromrückkopplungswiderständen und dem Rauschabstand zeigt Fig. 9, aus der ersichtlich

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ist, daß, wenn der Widerstandswert dieser Stromrückkopplunqswiderstände zunimmt, der entsprechende Rauschabstand in gleicher Weise zunimmt. Praktisch liegt der Widerstandswert für jeden Stromrückkopplungswiderstand RE1 und RE2 vorzugsweise im Bereich von 100 bis 500 Ohm. Wie Fig. 9 zeigt, beträgt bei einer besonderen Ausführungsform, wenn der Stromrückkopplungswiderstandswert zu etwa 300 0hm gewählt wird, der Rauschabstand etwa 80 dB.

Die Verwendung von Basisvorwiderständen RB1 und RB2 für die Transistoren Q1b und Q2b hat einige Vorteile. Um diese Vorteile am besten ersehen zu können, sei angenommen, daß diese Vorwiderstände weggelassen sind. Es sei ferner angenommen, daß geeignete Lasten (nicht gezeigt) mit den Stromausgängen T1 und T2 verbunden sind. Wenn nun die Spannung am Stromausgang T1 zunimmt, so daß die Emitterspannung von Qib zunimmt, wird dieser Transistor weniger leitend. Der Kollektorstrom von Q1b nimmt ab, so daß der Kollektorstrom von Q2b in gleicher Weise abnimmt. Ohne die Vorwiderstände RB1 und RB2 erfolgt bei einer Abnahme des Kollektorstroms von Qib und Q2b auch eine Abnahme des Stromverstärkungsfaktors, so daß die Kollektorströme von Q1a und Q2a abnehmen. Eine Abnahme der Kollektorströme von Q1a und Q2a wird von einer Abnahme deren Stromverstärkungsfaktoren begleitet. Da die Gesamtarbeitskennlinien der Stufe Q1 (und auch der Stufe Q2) gleich der eines PNP-Transistors sind, nimmt die Impedanz von der Basis von Q1a zum Emitter von Q1b zu. Eine gleiche Zunahme der Impedanz erhält man zwischen der Basis von Q2a und dem Emitter von Q2b. Dies hat das Bestreben, die Stufen Q1 und Q2 instabil zu machen. Wenn die Basis- und Emitter-Widerstände von Q1b zu R'b und R'e angenommen werden, kann die Eingangsimpedanz von Qib als R'b + hFE(R'e+RL) ausgedrückt werden, wobei hFE der Stromverstärkungsfaktor dieses Transistors und RL die Lastimpedanz (nicht gezeigt) ist/ die mit dem Stromausgang T1 verbunden ist. Wie zuvor erwähnt wurde, wurde angenommen, das der Kollektorstrom von Q1b wegen einer Zunahme der

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auf den Stromausgang gegebenen Spannung abnimmt. Diese Zunahme der Spannung kann auf eine wesentliche Zunahme der Lastimpedanz zurückgeführt werden. Damit nimmt die Eingangsimpedanz von Qib zu. Eine ähnliche Erläuterung ist für die Zunahme der Eingangsimpedanz von Q2b möglich.

Hie zuvor erwähnt wurde, ist die Stromspiegelschaltung in Fig. 3 vorzugsweise in IC-Technik ausgeführt. Die zwangsläufige kapazitive Kopplung der integrierten Schaltung wirkt mit der Zunahme der Eingangsimpedanz von Q1b (und auch der Zunahme der Eingangsimpedanz der Stufe Q1) zusammen» so daß eine Schwingung auftreten kann. Dieser sehr unstabile Zustand ist selbstverständlich unerwünscht.

Wenn jedoch der Vorwiderstand RB1 wie gezeigt geschaltet ist, hat der Kollektorstrom von Q1a nun einen Strompfad durch diesen Vorwiderstand. Daher kann, obwohl eine Zunahme der Spannung am Stromausgang T1 das Bestreben hat, den Kollektorstrom von Q1b zu verringern, der kollektorstrom von Q1a durch den Vorwiderstand RB1 fließen und muß daher nicht verringert werden. Statt dessen kann, wenn der Kollektorstrom von Q1b abnimmt, der Kollektorstrom von Q1a zunehmen, um einen im wesentlichen konstanten Strom durch die Stufe Q1 aufrecht zu erhalten. Diese Zunahme des Kollektorstroms von Q1a führt zu einer Zunahme der Basis-Emitter-Spannung von Q1b wegen einer entsprechenden Zunahme des Spannungsabfalls über dem Widerstand RB1. Diese Zunahme der Basis-Emitter-Spannung von Q1b hat das Bestreben, den Kollektorstrom wieder auf den richtigen Wert zu bringen. Die Anordnung des Rasisvorwiderstandes RB1 verringert die Eingangsimpedanz von Qib und damit das Bestreben der Stufe, in der zuvor beschriebenen Art zu schwingen.

Wenn daher die Kollektorströme von Q1a und Q1b auf relativ höheren Pegeln gehalten werden, wird der Stromverstärkungsfaktor hFE der Stufe Q1 auf seinem höheren Wert gehalten.

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Daher bleibt das Ausgangsstromverhältnis 12/11 sehr nahe an Eins. Daher arbeitet die gezeigte Stromspiegelschaltung stabil.

Die vorherige Erläuterung der Stufe Q1 ist auch auf die Stufe Q2 anwendbar. Durch Anordnung eines Vorwiderstandes RB2 wird der Gesamtstromverstärkungsfaktor hPE der Stufe Q2 relativ hoch gehalten, es wird verhindert, daß die Eingangsimpedanz von Q2b zu groß wird, um eine Schwingung zu verursachen, und die Gesamtarbeitskennlinien der Stufen Q2 bleiben stabil.

Ein Vergleich zwischen der Annäherung des Ausgangsverhältnisses 12/11 mit Eins, wenn Vorwiderstände RB1 und RB2 verwendet werden, und wenn diese Vorwiderstände weggelassen werden, ist in Fig. 10 gezeigt, in der die durchgehende Kurve der Verwendung dieser Widerstände und die unterbrochene Kurve deren Weglassung entspricht. Die Ordinate des Diagramms gibt das Ausgangsstromverhältnis und die Abszisse einen der Ausgangs ströme wie den Strom 11 an», der in bestimmten Anwendungsfällen durch ein Zusatzgerät eingestellt wird, das mit dem Stromausgang T1 verbunden ist. Der Widerstandswert jedes Vorwiderstandes RB1 und RB2, für die die durchgehende Kurve gilt, beträgt etwa 7,5 Kiloohm. Diese Widerstände müssen jedoch nicht auf diesen Widerstandswert beschränkt sein, sondern können einen Widerstandswert im Bereich von 1 bis 10 Kiloohm, insbesondere zwischen β und 6 Kiloohm haben. Wie das Diagramm der Fig. 10 zeigt, nähert sich das Ausgangsstromverhältnis stärker Eins, wenn der Ausgangsstrom 11 zunimmt. Das Diagramm zeigt auch, daß die Stromspiegelschaltung stabiler ist, wenn die Vorwiderstände RB1 und RB2 (durchgehende Kurve) vorgesehen sind.

Eine weitere Ausführungsform der Stromspiegelschaltung ist in Fig. 11 gezeigt, die ähnlich der in Fig. 3 gezeigten und beschriebenen Ausführungsform ist. Gleiche Bauteile sind daher mit den gleichen Bezugsziffern versehen. Die

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Stufe Q3 1st vorzugsweise von der in Fig. 8 gezeigt Art, und deren effektiver Emitter ist über einen Widerstand R3 mit den verbundenen Basen von Q1a und Q2a verbunden. Der zusätzliche Widerstand R3 bringt eine zusätzliche Spannung über das Basis von Q1a und dem Emitter von Q1b, so daß diese Spannung größer als 2Vbe bei der Ausführungsform in Fig. 3 ist. Die Stromspiegelschaltung in Fig. 11 ist daher vorteilhafterweise noch stabiler.

Die Ausführungsform der Fig. 12 ist eine weitere Abwandlung der Stromspiegelschaltung in Fig. 3. Die Bezugsziffern in Fig. 3 sind auch in Fig. 12 zur Bezeichnung gleicher Elemente verwendet. In Fig. 12 ist wenigstens eine zusätzliche Transistorstufe Q¹2 vorgesehen. Diese zusätzliche Stufe ist im wesentlichen gleich der zuvor beschriebenen Stufe Q2, und die die Stufe Q¹2 bildenden Elemente sind mit den gleichen Bezugsziffern versehen, die zur Bezeichnung der Elemente der Stufe Q2 verwendet sind, zusätzlich eines Striches. Wie gezeigt ist, ist ein zusätzlicher Stromausgang T¹2 mit dem einen Ausgang der zusätzlichen Stufe Q'2 verbunden, um einen Ausgangsstrom 1*2 zu liefern. Die Arbeitskennlinien der zusätzlichen Stufe Q*2 sind gleich denen der Stufen Q1 und Q2. Der Stromrückkopplungswiderstand R'E2 hat den gleichen Wiaerstandswert wie RE2, der etwa 200 Ohm betragen kann. Der Vorwiderstand R'B2 hat den gleichen Widerstandswert wie RB1 und RB2 und kann etwa 8 Kiloohm betragen. Die Ausgangsströme 11, 12 und 1*2 sind einander im wesentlichen gleich und die Ausgangsstromverhältnisse 12/11 und I'2/11 sind sehr nahe Eins.

Eine weitere AusfUhrungsform der Stromspiegelschaltung zeigt Fig. 13, in der gleiche Bezugsziffern zur Bezeichnung der gleichen Elemente verwendet sind, die zuvor anhand der Fig. 12 erläutert wurden. Die Ausfuhrungsform der Fig. 13 unterscheidet sich von der der Fig. 12 darin, daß ein gemeinsamer Widerstand REO verwendet ist, um die Stromrückkopplungswiderstände RE2 und R'E2 mit der Betriebsspannungs-

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quelle -»-Β zu verbinden. Obwohl die Kombination der Widerstände RE2, R'E2 und REO der Kombination der Widerstände RE2 und R'E2 in Fig. 12 äquivalent ist, kann die Anordnung in Fig. 13 für den Aufbau in IC-Technik von Vorteil sein. Dies kann darauf zurückzuführen sein, daß die Widerstandswerte der Stromrückkopplungswiderstände selbst bei Aufbau in IC-Technik einander nicht gleich sein können, sondern in einem großen Bereich von z.B. +5 bis +6 % liegen können. Wegen des relativ großen Abweichungsbereiches der Widerstandswerte können auch die Ausgangsströme 11, 12 und 1*2 einen großen Änderungsbereich haben. Durch Verwendung des gemeinsamen Widerstandes REO kann der Änderungsbereich der Ausgangsströme 12 und 1*2 verringert werden. Dies ist darauf zurückzuführen, daß der gemeinsame Widerstand REO beide Ausgangsströme führt. Wenn der Widerstandswert rEO des Widerstands REO erhöht wird, während die Widerstandswerte rE2 und r'E2 der Widerstände RE2 und R'E2 verringert werden, wird der Anderungsbereich zwischen den Strömen 12 und 1*2 in gleicher Weise verringert. Wenn daher der Widerstandswert rEO viel größer als der Widerstandswert rE2 oder r'E2 ist, wird der Strom 12 etwa gleich dem Strom I'2. Wenn jedoch der Widerstandswert rEO zu groß ist, kann eine Ubersprechstörung zwischen 12 und 1*2 auftreten. Dies bedeutet, daß, wenn ein großer gemeinsamer Widerstand verwendet wird, der Strom 12, der zu der Last fließt, die mit dem Stromausgang T2 verbunden wird, eine Komponente proportional dem Strom 12 enthält. In gleicher Weise enthält der Strom I'2, der zu der mit dem Stromausgang T'2 verbundenen Last fließt, eine Komponente proportional dem Strom 12. Um diese Ubersprechstörung zu verringern, werden die Widerstandwerte rEO, rE2 und r'E2 vorzugsweise so gewählt, daß 2rEO=rE2=rΈ2.

In Übereinstimmung mit dieser Widerstandsbeziehung sollte für den Widerstandswert rE1 des Widerstands RE1 gelten: rE1E2rEO+rE2«2rEO+r'E2. Wenn der Widerstandewert rE2 etwa 200 0hm beträgt, wie zuvor anhand der Fig.12 beschrieben wurde, beträgt der Widerstandswert rEO etwa 100 0hm. Bei

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der Ausführungsform der Flg. 13 beträgt der Widerstandswert rE1 etwa 400 Ohm. Mit diesen Werten wird der Störabstand ausreichend hoch. Das Diagramm für die Beziehung zwischen dem Störabstand und dem Widerstandewert rE1 für die Ausführungsform der Flg. 13 1st Im wesentlichen gleich dem Diagramm der Flg. 9, das die Störabstandskennllnle für die Ausführungsform der Fig. 3 zeigt.

Obwohl der Widerstandswert rEi etwa 400 0hm beträgt, kann dieser Widerstandswert im Bereich von 100 bis 500 0hm liegen.

Da für die Widerstandswerte 2rEO=rE2«r'E2 gilt, können die Widerstände REO, RE2 und R¹E* in IC-Technik wie in Fig. 14 ausgebildet sein. Dies bedeutet, daß vier HalbleiterwiderstandskOrper vorgesehen werden, die alle den gleichen Widerstandswert haben. Zwei dieser Körper sind elektrisch parallel geschaltet. Wenn benachbarte Körper nicht weit voneinander entfernt sind, ist der Änderungsbereich der jeweiligen Widerstandswerte sehr begrenzt. Dies hat das Bestreben, die Differenzen zwischen den Strömen 12 und 1*2 weiter zu verringern.

Bei der Ausführungsform der Fig. 13 sind die Transistoren Q1b, Q2b und Q'2b mit Emitterwiderständen Re1, Re2 und R'e2 versehen. Die Widerstandswerte jedes dieser Emitterwiderstände kann z.B. etwa 100 Ohm betragen. Die Gesamtspannungsverstärkung z.B. der Stufe Qi beträgt etwa RE1/Re1. Eine ähnliche Spannungsverstärkung ergibt sich für die Stufen Q2 und Q*2. Selbst wenn daher die Stromverstärkungsfaktoren hFe und die Basis-Emitter-Spannungen Vbe der Stufen voneinander abweichen können, hat diese Spannungsverstärkung das Bestreben, die Wirkung dieser Änderungen zu verringern. Daher können Differenzen in den Stromverstärkungsfaktoren und der Basis-Emitter-Spannung kompensiert werden. Dadurch wird außerdem jede Stufe stabilisiert, insbesondere wenn eine kapazitive Last mit dem Stromauegang verbunden ist.

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Mögliche Schwingungen infolge solch einer kapazitiven Last werden im wesentlichen vermieden.

Die Ausführungsform der Fig. 13 kann durch einen Widerstand R3 zwischen den verbundenen Basen von Q1a und Q2a und dem effektiven Emitter der Stufe Q3 abgewandelt werden. Dies bedeutet, daß, wenn die AusfUhrungsform der Fig. 13 gleich der zuvor beschriebenen Abwandlung der Fig. 11 geändert wird, die Stromspiegelschaltung so wirkt, wie Fig. 15 zeigt. Wie ersichtlich ist, können zusätzliche Stufen ähnlich den Stufen Q2 und Q¹2 vorgesehen werden, wobei die Eingänge dieser zusätzlichen Stufen mit den Eingängen der Stufen Q2 und Q¹2 gemeinsam verbunden sind. Die Ausgänge dieser zusätzlichen Stufen können ggf. über Stromrückkopplungswiderstände mit dem gemeinsamen Widerstand REO verbunden sein. Bei bestimmten Anwendungsfällen kann die IC-Technik zur Bildung von Gruppen von Kreisen verwendet werden, von denen jede aus Stufen Q2, Q*2, ... besteht, die alle in der in Fig.15 gezeigten Weise geschaltet sind, wobei Anschlüsse vorgesehen sind, so daß die Gruppen zusammengeschaltet werden können, um eine Stromspiegelschaltung mit mehreren Stromausgangsanschlüssen zu bilden.

Ein zweckmäßiges Anwendungsbeispiel für die Stromspiegelschaltung ist ein Stereodemodulator, der wie in Fig. 16 aufgebaut sein kann. Die Stromspiegelschaltung in Fig. 16 ist mit 23 bezeichnet und ist im wesentlichen der Ausführungsform in Fig. 13 gleich und braucht daher der Kürze halber nicht weiter beschrieben zu werden.

Der Stereodemodulator kann ein Stereosignalgemisch empfangen, das aus einem Hauptkanalsignal (L+R) und einem Unterkanalsignal (L-R) besteht, das auf einen Hilfsträger moduliert ist. Typischerweise betragt der Frequenzbereich des Hilfeträgers 38 kHz. Die von dem Stereosignalgemisch dargestellte Information ist eine Toninformation mit linken und rechten

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Tonkanäien L und R. Der Zweck des Stereodemodulators ist es, die Haupt- und Unterkanalsignale zu verarbeiten, um daraus das linke und rechte Tonsignal wiederzugewinnen. Hierzu hat der gezeigte Stereodemodulator Verstärker 6 und 7 und einen Vervielfacherkreis 10, der mit dem Verstärker 6 und zusätzlich mit der Stromspiegelschaltung 23 verbunden ist.

Der Verstärker 6 ist ein Differentialverstärker und besteht aus in Differentialschaltung geschalteten Transistorstufen Tr1 und Tr2. Jede Transistorstufe besteht aus Transistoren Tr1a, Tr1b und Tr2a, Tr2b, die in Darlington-Schaltung geschaltet sind. Die effektiven Emitter der Stufen sind mit einer Konstantstromquelle verbunden, die aus einem Transistor Tr3 besteht, dessen Basis eine Vorspannung E1 zugeführt wird. Die effektiven Kollektoren der Stufen Tr1 und Tr2 dienen als Ausgänge des Verstärkers 6. Der Eingang des Verstärkers 6 ist die effektive Basis der Stufe Tr2 und dieser Eingang ist mit dem Eingang 1 über einen Vorwiderstand 19 verbunden. Der Eingang 1 kann das Stereosignalgemisch aufnehmen. Ein Konstantspannungskreis E2 kann eine im wesentlichen konstante Vorspannung erzeugen, die auf den Eingang des Differentialverstärkers 6 über einen Widerstand 16 gegeben wird. Diese Vorspannung wird auch der effektiven Basis der Stufe Tr1 durch einen Widerstand 15 zugeführt. Die Widerstände 15 und 16 haben vorzugsweise gleiche Widerstandswerte.

Ein Vervielfacherkreis 10 besteht aus Differentialverstärkern 8 und 9, von denen der Verstärker 8 aus in Differentialschaltung geschalteten Transistoren Tr7 und Tr8 und der Verstärker 9 aus in Differentialschaltung geschalteten Transistoren Tr9 und TrIO besteht. Die Transistoren des Verstärkers 8 haben verbundene Emitterelektroden, die mit dem einen Ausgang des Verstärkers 6 verbunden sind, und die Transistoren des Verstärkers 9 haben verbundene Emitterelektroden, die mit dem anderen Ausgang des Differentialverstärkers 6 ver-

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bunden sind. Die Basen von Tr7 und Tr8 sind zusammen mit den Basen von TrIO bzw. Tr9 mit den Eingängen 2b und 2a verbunden. Diese Eingänge können ein Schaltsignal aufnahmen, das eine Frequenz gleich der 38 kHz-Frequenz des Hilfsträgers für das Unterkanalstereosignal hat. Die Kollektoren von Tr7 und Tr9 sind gemeinsam über einen Lastwiderstand 20 mit einer Spannungsquelle E3 verbunden. Diese verbundenen Kollektoren sind auch mit dem Stromausgang T2 verbunden, der mit dem einen Ausgang der Stufe Q2 in der Stromspiegelschaltung 23 verbunden ist. Wie erläutert wird, wird dadurch eine Addierverbindung geschaffen, die mit dem Stereodemodulatorausgang 3L verbunden ist. In gleicher Weise sind die Kollektoren von Tr8 und Tr10 über einen Lastwiderstand 21 mit der Spannungsquelle E3 und zusätzlich mit dem Stromausgang T'2 verbunden, der mit dem einen Ausgang der Stufe Q¹2 der Stromspiegelschaltung 2 3 verbunden ist. Dadurch wird ebenfalls eine Addierverbindung geschaffen, die mit dem Stereodemodulatorausgang 3R verbunden ist.

Der Verstärker 7 ist ein Differentialverstärker, der den gleichen Aufbau wie der Diferentialverstärker 6 hat. Der Verstärker 7 besteht somit aus in Differentialschaltung geschalteten Transistorstufen Tr4 und Tr5, deren effektive Emitter mit einem Kcnstantstromquellentransistor Tr6 verbunden sind, dem eine Basisvorspannung von der Vorspannungsquelle E1 zugeführt wird. Die Stufe Tr4 besteht aus Transistoren Tr4a und Tr4b, die in Darlington-Schaltung geschaltet sind. In gleicher Weise ist die Transistorstufe Tr5 aus Transistoren Tr5a und Tr5b gebildet, die in Darlington-Schaltung geschaltet sind. Die effektive Basis der Stufe Tr5 bildet den Eingang des Verstärkers 7 und dieser Eingang ist über einen Einstellwiderstand 5 mit dem Eingang 1 verbunden. Der Zweck des Einstellwiderstandes 5 ist es, den Pegel des auf den Verstärker 7 gegebenen Stereosignalgemischs einzustellen. Diese Einstellung bewirkt die Steuerung der Tonkanaltrennung, wie später erläutert wird. Die effektiven

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Basen der Stufen Tr4 und Tr5 können im wesentlichen gleiche Vorspannungen aufnehmen, die über Widerstände 17 und 18 von einer Vorspannungsquelle E2 zugeführt werden. Vorzugsweise sind die Widerstandswerte der Widerstände 17 und 18 einander und denen der Widerstände 15 und 16 gleich. Der effektive Kollektor der Stufe Tr4 dient als Ausgang des Verstärkers 7. Dieser Ausgang 1st mit dem Stromausgang T1 verbunden, der mit einem Ausgang der Stufe Q1 der Stromspiegelschaltung verbunden ist. Der effektive Kollektor der Stufe Tr5 ist direkt mit der Betriebsspannungsquelle +B verbunden, die mit dem Anschluß 4 verbunden ist.

Im Betrieb wird das Stereosignalgemisch auf den Eingang und über Widerstände 5 und 19 auf die Verstärker 6 und 7 gegeben. Für die weitere Erläuterung kann der Verstärker 7 als der Hauptkanalverstärker und der Verstärker 6 als der Unterkanalverstärker angesehen werden. Das auf den Ausgang des Verstärkers 7 gegebene Signal 1st das Verstärkte Stereosignalgemisch. Wie später ersichtlich ist, kann das verstärkte Unterkanalsignal, das auf den 38 kHz-Hilfsträger moduliert ist, für die weitere Betrachtung bezüglich des Ausgangs-des Verstärkers 7 außer Betracht bleiben. Der durch den Verstärker 7 fließende Strom ist dem Hauptkanalsignal (L+R) proportional. Folglich ist auch der durch die Stufe Q1 zu dem Ausgang T1 und dann durch den Verstärker 7 fließende Strom dem Hauptkanalsignal (L+R) proportional. In Abhängigkeit von der Einstellung des Einstellwiderstandee 5 wird der Pegel des Stereosignalgemischs, das dem Verstärker 7 als Eingangssignal zugeführt wird, entsprechend geändert. Der Pegel des Stroms 11, der dem Hauptkanalsignal (L+R) proportional ist, kann somit durch geeignete E ins te Hund des Einstellwiderstandes 5 eingestellt werden.

Der Verstärker 6 verstärkt aucn die Haupt- und Unterkanalsignale (L+R) und (L-R), die in dem Stereosignalgemisch enthalten sind, das zugeführt wird. Das 38 kHz-Schaltsignal« das auf die Anschlüsse 2a und 2b gegeben wird, wird als

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symmetrisches Eingangssignal auf die Differentialverstärker 8 und 9 gegeben. In bekannter Weise bildet die Kombination der Differentialverstärker 8 und 9, auf die ein symmetrisches Signal gegeben wird, und des Differentialverstärkers 6 einen Schaltkreis zur Erzeugung gegenphasiger Unterkanalsignale an den Ausgängen der Differentialverstärker 8 und Das Hauptkanalsignal (L+R), das von dem Verstärker 6 verstärkt wird, wird durch diesen Schaltkreis unterdrückt. Die durch den Zusammenschluß der Kollektoren der Transistoren Tr7 und Tr8 gebildete Verbindung erzeugt das Unterkanalsignal (L-R), während die durch den Zusammenschluß der Kollektoren der Transistoren Tr8 und TrIO gebildete Verbindung das gegenphasige Unterkanalsignal (R-L) erzeugt.

Aus der vorherigen Beschreibung der verschiedenen Ausführungsformen der Stromspiegelschaltung ist ersichtlich, daß der Strom 12, der durch die Stufe Q2 zu dem Stromausgang T2 und der Ausgangsstrom 1*2, der durch die Stufe Q¹2 zu dem Stromausgang T'2 fließt, jeweils im wesentlichen gleich dem Ausgangsstrom 11 ist, der durch die Stufe Q1 zu dem Stromausgang T1 fließt. Da der Strom 11 dem Hauptkanalsignal (L+R) proportional ist, sind die Ströme 12 und I'2 in gleicher Weise diesem proportional. Der Strom 12, der dem Hauptkanalsignal (L+R) proportional ist, wird zu den durch die Transistoren Tr7 und Tr9 fließenden Strömen addiert, die dem Unterkanalsignal (L-R) proportional sind. Das Signal, das auf den Ausgang 3L des Demodulators gegeben wird, kann wie folgt ausgedrückt werden:

(R+L) + (L-R) = 2L

In gleicher Weise wird der Strom I'2, der dem Hauptkanalsignal (R+L) proportional ist, zu den Strömen addiert, die durch die Transistoren Tr8 und TrIO fließen. Diese Ströme sind dem gegenphasigen Unterkanalsignal (R-L) proportional. Das dem Ausgang 3R des Demodulators zugeführte Signal kann wie folgt ausgedrückt werden:

(R+L) + (R-L) ■ 2R.

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Obwohl in Fig. 16 nicht gezeigt, kann ein Tiefpaßfilter mit den Ausfangen 3L und 3R verbunden werden, um Frequenzkomponenten wie den 38 kHz-Hilfsträger oder die 38 kHz-Schaltsignalkomponente zu dämpfen oder zu beseitigen. Selbst wenn der Strom 11, der durch die Stufe Q1 fließt, eine Komponente proportional dem Unterkanalsignal (L-R) enthält, das auf den 38 kHz-Träger moduliert ist, kann diese Komponente, wenn sie in den Strömen 12 und 1*2 vorhanden ist, durch dieses Tiefpaßfilter beseitigt werden.

Bei einer Abwandlung der gezeigten Ausführungsform kann der Ausgang des Verstärkers 7 mit der Stufe Q1 der Stromspiegelschaltung 23 über ein Tiefpaß-filter verbunden sein. Solch ein Filter würde die Unterkanalsignalkomponente (L-R), die auf den Hilfsträger moduliert ist und von dem Verstärker 2 verstärkt wird, in den Strom 11 (und auch in den Strumen 12 und 1*2 beseitigen.

Ein Ersatzschaltbild des Verstärkers 6, des Vervielfachers 10 und der Stromspiegelschaltung 23 ist in Flg. 17 gezeigt. In diesem Ersatzschaltbild ist der Schaltkreis, der aus den Different!alverstärkern 6 und 8 besteht, und der das Unterkanalsignal (L-R) aus einem Hilfsträger demoduliert, durch eine Stromquelle 28 gezeigt. In gleicher Weise ist der Schaltkreis, der aus den Differentialverstärkern 6 und 9 gebildet ist, und der das gegenphasige Unterkanalsignal (R-L) erzeugt, durch eine Stromquelle 27 dargestellt. Die Stufen Q2 und Q*2 der Stromspiegelschaltung 23 sind als Stromquellen 26 und 25 dargestellt. Diese Stromquellen sind einstellbar, wie gezeigt ist, da, wie zuvor beschrieben wurde, der Pegel der Ströme 12 und I¹2, die dem Hauptkanalsignal (R+L) proportional sind, durch entsprechende Einstellung des Einstellwiderstandes 5 (Fig. 16) einstellbar ist.

Die Stromquelle 27 (entsprechend dem Schaltkreis, der aus den Differentialverstärkern 6 und 9 gebildet ist) ist mit der Spannungequelle E3 über einen Lastwiderstand 21 verbunden, der in Fig. 17 als Lastwiderstand RL bezeichnet ist.

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In gleicher Weise ist die Stromquelle 28 (entsprechend dem Schaltkreis, der aus den Differentialverstärkern 6 und 8 gebildet ist) mit der Spannungsquelle E3 über einen Lastwider stand 20 verbunden, der in Fig. 17 als Lastwiderstand RL gebildet ist. Die Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21 sind vorzugsweise gleich.

Wie Fig. 17 zeigt, werden die von den Stromquellen 26 und 28 erzeugten Ströme addiert, so daß sich das Tonsignal des linken Kanals (L) ergibt, das dem Ausgang 3L des Demodulators zugeführt wird. In gleicher Weise werden die Ströme, die von den Stromquellen 25 und 27 erzeugt werden, addiert, so daß sich das Tonsignal für den rechten Kanal (R) ergibt, das dem Ausgang 3R des Demodulators zugeführt wird. Um eine gute Trennung zwischen den Tonsignalen des rechten und linken Kanals zu erhalten, sollte der der Komponente des rechten Kanals proportionale Strom, der von der Stromquelle 26 erzeugt wird, dem der Komponente des rechten Kanals proportionalen Strom, der von der Stromquelle 28 erzeugt wird, gleich sein, Ebenso sollte der der Komponente des linken Kanals proportionale Strom, der von der Stromquelle 25 erzeugt wird, dem der Komponente des linken Kanals proportonalen Strom, der von der Stromquelle 27 erzeugt wird, gleich sein. Dies wird durch Einstellen des Einstellwiderstandes 5 erreicht, der wiederum die Pegel der Ströme einstellt, die von den Stromquellen 25 und 26 erzeugt werden. Folglich führt eine geeignete Einstellung des Einstellwiderstandes 5 zu einer guten Kanaltrennung. Dies bedeutet, daß eine Übersprechkomponente des linken Kanals in dem Tonsignal des rechton Kanals und umgekehrt eine Übersprechkomponente des rechten Kanals in dem Tonsignal des linken Kanals unterdrückt wird.

Wie zuvor erwähnt wurde, haben die Widerstände 16 und 18 (und auch die Widerstände 15 und 17) den gleichen Widerstandswert. Daher sind die Gleichspannungspegel der effektiven Basen der Stufen Tr2 und Tr5 gleich. Dies bedeutet,

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daß kein Gleichstrom zwischen diesen effektiven Basen über die Widerstände 5 und 9 fließt. Selbst wenn daher der Einstellwiderstand 5 zur Tonsignaltrennung eingestellt wird, bewirkt dies keine entsprechende Änderung des Gleichspannungspegels der demodulierten Tonsignale, die den Ausgängen 3R und 3L des Demodulators zugeführt werden.

Wenn der gezeigte Stereodemodulator mit der Stromspiegelschaltung verwendet wird, wird verhindert, daß Rauschen oder Brummen, die der Betriebsspannung +B in-folge z.B. der mit diesem Gerät verwendeten Energiequelle bzw. infolge des Wechselspannungsnetzes überlagert werden können, mit aen demodulierten Tonausgangssignalen gemischt zu werden. Der Stereodemodulator kann einen breiten Dynamikbereich und eine hohe Verstärkung haben. Ein weiterer Vorteil, der durch die in Fig. 16 gezeigte Schaltungsanordnung erreicht werden kann, liegt darin, daß die gesamte Schaltung mit Ausnahme des Einstellwiderstandes 5 in IC-Technik hergestellt werden kann. Ein Anschluß P kann für diesen integrierten Kreis vorgesehen werden, an den ein geeigneter Einstellwiderstand angeschlossen werden kann.

In Abwandlung von den beschriebenen Ausführungsformen kann z.B. die Darlington-Schaltung nicht nur auf zwei Transistoren beschränkt sein, sondern es können zusätzliche Transistoren in dieser Anordnung geschaltet werden. Auch können die Gesamtarbeitskennlinien der jeweiligen Transistorstufen, die in der Stromspiegelschaltung verwendet sind, denen eines NPN-Transistors gleichen. Entsprechende Änderungen der Betriebsspannungswerte und der Widerstandsverbindungen können in Übereinstimmung mit den NPN-Transistorkennlinien durchgeführt werden. Die Anwendung der Stromspiegelschaltung ist ebenfalls nicht auf den anhand der Fig. 16 gezeigten und beschriebenen Stereodemodulator beschränkt.

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Claims

Ansprüche

1/ Stromspiegelschaltung mit einer ersten Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und zweiten Ausgang« die aus wenigstens zwei in Darlingtonschaltung geschalteten Transistoren besteht, und mit einer zweiten Transistorstufe mit einem Einqang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus wenigstens zwei in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht und der Eingang mit dem Eingang der ersten Stufe verbunden ist, gekennzeichnet durch eine dritte Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus wenigstens zwei in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht und deren einer Ausgang mit den Eingängen der ersten und zweiten Stufe verbunden ist, einen erster Stromausgang, der mit dem einen Ausgang der ersten Ftufe verbunden ist, und einem zweiten Stromausgang, der mit dem einen Ausgang der zweiten Stufe verbunden ist, und dadurch, daß der andere Ausgang der ersten und zweiten Stufe eine

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Betriebsspannung erhält, der Einqang der dritten Stufe mit dem ersten Stromausgang und der andere Ausgang der dritten Stufe mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren, die wenigstens die erste und zweite Stufe bilden, komplementäre Transistoren sind.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die komplementären Transistoren NPN- und PNP-Transistoren sind, von denen der eine ein Transistor mit in seitlicher Richtung verlaufender Struktur und der andere einer mit vertikal verlaufender Struktur ist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der PNP-Transistor ein Transistor mit seitlich verlaufender Struktur ist.
5. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Stufe PNP-Arbeitskennlinien haben.
6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren, die die dritte Stufe bilden, NPN-Transistören sind.
7. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren, die wenigstens die dritte Stufe bilden, Transistoren des gleichen Typs sind.
8. Schaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Rückkopplungswiderstandseinrichtung, die mit dem Ausgang der ersten und zweiten Stufe verbunden ist.
9. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des PNP-Transistors mit der

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Basis des NPN-Transistors und der Emitter des PNP-Transistors mit dem Kollektor des NPN-Transistors verbunden ist, und daß eine Basis-Widerstands-Einrichtung vorgesehen ist, die zwischen die Basis und den Emitter des NPN-Transistors geschaltet ist.
10. Schaltung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch wenigstens eine zusätzliche Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und zweiten Ausgang, wobei jede zusätzliche Stufe aus wenigstens zwei in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht und deren Eingang mit dem Eingang der ersten und zweiten Stufe verbunden ist, einen zusätzlichen Stromausgang, der mit dem einen Ausgang jeder zusätzlichen Stufe verbunden ist, wobei der andere Ausgang jeder zusätzlichen Stufe eine Betriebsspannung erhält, und durch eine Stromrückkopplungswiderstandseinrichtung, die mit jedem anderen Ausgang der zusätzlichen Stufen verbunden ist.
11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromrückkopplungswiderstandseinrichtung, die mit der zweiten und jeder zusätzlichen Stufe verbunden ist, aus einem jeweiligen Widerstand, der mit dem anderen Ausgang verbunden ist, und einem gemeinsamen Widerstand besteht, dessen eines Ende mit allen Widerständen verbunden ist und dessen anderes Ende eine Betriebsspannung erhält.
12. Schaltung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Widerstandseinrichtung, die zwischen den einen Ausgang der ersten, zweiten Stufe und der zusätzlichen Stufen und den ersten, zweiten und zusätzlichen Stromausgang geschaltet ist.
13. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen ersten und zweiten Widerstand, die zwischen den einen Ausgang der ersten und zweiten Stufe und den ersten und zweiten Stromausgang geschaltet sind.

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14. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Widerstand zur Verbindung des einen Ausgangs der dritten Stufe mit dem Eingang der ersten und zweiten Stufe.
15. Transistorschaltung, bestehend aus einer ersten Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus zwei in Darlington-Schaltung geschalteten komplementären Transistoren besteht, wobei die Basis des einen Transistors mit dem Eingang, der Emitter des einen Transistors mit dem Kollektor des anderen Transistors und auch mit dem ersten Ausgang, der Kollektor des einen Transistors mit der Basis des anderen Transistors und der Emitter des anderen Transistors mit dem zweiten Ausgang verbunden ist, und einer zweiten Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus zwei in Darlington-Schaltung geschalteten komplementären Transistoren besteht, wobei die Basis des einen Transistors mit dem Eingang, der Emitter des einen Transistors mit dem Kollektor des anderen Transistors und auch mit dem ersten Ausgang, der Kollektor des einen Transistor mit der Basis des anderen Transistors, der Emitter des anderen Transistors mit dem zweiten Ausgang und die Basis des einen Transistors in der zweiten Stufe mit der Basis des einen Transistors in der ersten Stufe verbunden ist, gekennzeichnet durch eine dritte Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus wenigstens zwei in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht und deren einer Ausgang mit der Basis des einen Transistors in der ersten und zweiten Stufe verbunden ist, einen ersten Stromausgang, der mit dem Emitter des anderen Transistors in der ersten Stufe verbunden ist, und einen zweiten Stromausgang, der mit dem Emitter des anderen Transistors in der zweiten Stufe verbunden ist, und dadurch, daß die verbundenen

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Emitter und Kollektoren in jeder Stufe eine Betriebsspannung erhalten, wobei der Eingang der dritten Stufe mit dem ersten Stromausgang und der andere Ausgang der dritten Stufe mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist.
16. Schaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transistoren, die die dritte Stufe bilden, vom gleichen Leitfähigkeitstyp sind, um eine Basisvorspannung auf die Basis des einen Transistors und den Emitter des anderen Transistors in der ersten Stufe zu geben, die größer als die Basis der Emitter-Spannung dieses anderen Transistors ist.
17. Schaltung nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch einen Basiswiderstand, der zwischen die Basis des anderen Transistors und den Stromausgang in der ersten und der zweiten Stufe geschaltet ist.
18. Schaltung nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch eine vierte Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus zwei in Darlington-Schaltung geschalteten komplementären Transistoren besteht, wobei die Basis des einen Transistors mit dem Eingang, der Emitter des einen Transistors mit dem Kollektor des anderen Transistors und auch mit dem ersten Ausgang verbunden ist, der Kollektor des einen Transistors mit der Basis des anderen Transistors und der Emitter des anderen Transistors mit dem zweiten Ausgang verbunden ist, die Basis des einen Transistors in der vierten Stufe mit der Basis des einen Transistors in der ersten Stufe Verbunden ist, die verbundenen Emitter und Kollektoren in der vierten Stufe eine Betriebsspannung erhalten und ein dritter Stromausgang mit dem Emitter des anderen Transistors in der vierten Stufe verbunden ist, einen Verstärker, der mit dem ersten Stromausgang verbunden ist, um den durch die erste Stufe zu dem ersten Stromausgang fließenden Strom zu bestimmen,

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und eine Schalteinrichtung, die mit dem zweiten und dritter Stromausgang verbunden ist, um daran Signale zu erzeugen, zu denen Ströme addiert werden, die der zweiten und dritten Stufe zugeführt werden, und die im wesentlichen gleich dem Strom sind, der zu dem ersten Stromausgang fließt.
19. Schaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker aus einem ersten Verstärker zur Aufnahme eines Stereosignalgemischs besteht, das sich aus einem Hauptkanal signal (L+R) und einem Unterkanalsignal (L-R), moduliert auf einen Hilfsträger, zusammensetzt, wobei der erste Verstärker einen Ausgang hat, der mit dem ersten Stromausgang verbunden ist, und daß die Schalteinrichtung aus einem zweiten Verstärker zur Aufnahme des Stereosignalgemischs besteht, der einen erster und zweiten Ausgang hat, und aus einem Vervielfacherkreis, der mit dem ersten und zweiten Ausgang des zweiten Verstärkers verbunden ist und ein Schaltsignal erhält, das eine Frequenz im wesentlichen gleich der Frequenz des Hilfsträgers hat, wobei der Vervielfacherkreis einen ersten Ausgang zur Erzeugung eines Unterkanalsignal (L-P) und einen zweiten Ausgang zur Erzeugung eines gegenphasigen Unterkanalsignals (R-L) hat, der erste Ausgang des Vervielfacherkreises mit dem zweiten Stromausgang und der zweite Ausgang des Vervielfacherkreises mit dem dritten Stromausgang verbunden ist, so daß der durch die erste Stufe zu dem ersten Stromausgarg fließende Strom eine Komponente proportional dem Hauptkanalsignal (L+R) hat, und die durch die zweite und dritte Stufe zu dem zweiten und dritten Stromausgang fließenden Ströme eine Komponente proportional dem Hauptkanalsignal (L+R) haben, die zu den Unterkanalsignalen addiert wird, die von dem Vervielfacherkreis erzeugt werden.
20. Transistorschaltung, bestehend aus einer ersten Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem

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zweiten Ausgang, die aus zwei In Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht, und einer zweiten Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus zwei in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht und deren Eingang mit dem Eingang der ersten Stufe verbunden ist, gekennzeichnet durch eine dritte Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus zwei in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht und deren einer Ausgang mit dem Eingang der ersten Stufe verbunden ist, eine vierte Transistorstufe mit einem Eingang und einem ersten und einem zweiten Ausgang, die aus zwei in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren besteht und deren Eingang mit dem Eingang der ersten Stufe verbunden ist, einen ersten, zweiten und dritten Stromausgang, die mit dem einen Ausgang der ersten, zweiten und vierten Stufe verbunden sind, wobei der andere Ausgang der ersten, zweiten und vierten Stufe eine Betriebsspannung erhält, und der Eingang der dritten Stufe mit dem ersten Stromausgang verbunden ist und der andere Ausgang der dritten Stufe mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist, einen ersten Verstärker zur Aufnahme eines Stereosignalgemischs, das aus einem Hauptkanalsignal (L+R) und einem Unterkanalsignal (L-R), moduliert auf einen Hilfsträger, besteht, und der einen mit dem ersten Stromauegang verbundenen Ausgang hat, um den durch die erste Stufe fliesenden Strom so einzustellen, daß er eine dem Hauptkanalsignal (L+R) proportionale Komponente hat, einen zweiten Verstärker zur Aufnahme des Stereosignalgemischs mit einem ersten und einem zweiten Ausgang, eine Vervielfachereinrichtung, die mit dem ersten und zweiten Ausgang des zweiten Verstärkers verbunden ist, die ein Schaltsignal empfängt, das eine Frequenz im wesentlichen gleich der Frequenz des Hilfsträgers hat und die einen ersten und einen zweiten Ausgang aufweist, der mit dem zweiten und dritten Stromausgang verbunden ist, so daB

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-C-

die Vervielfachereinrichtung das Unterkanalsignal (L-R) und ein gegenphasiges Unterkanalsignal (R-L) an dem ersten und zweiten Ausgang erzeugt, und einen ersten und zweiten Ausgang, der mit dem ersten und zweiten Ausgang der Vervielfachereinrichtung zur Aufnahme der Summe des Unterkanalsignals (L-R) und des in der zweiten Stufe fließenden Stroms und der Summe des gegenphasigen Unterkanalsignals (R-L) und des in der vierten Stufe fließenden Stroms verbunden ist.
21. Schaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeich net, daß der erste Verstärker eine Einrichtung zur Einstellung des Pegels des zugeführten Stereosignalgemischs hat, um die Pegel der Ströme entsprechend einzustellen, die durch die zweite und dritte Stufe fließen und mit dem Unterkanalsignal (L-R) und dem gegenphasigen Unterkanalsignal (R-L) addiert werden.
22. Transistor- nach Anspruch 20, dadurch gekennzeich net, daß der erste und zweite Verstärker aus einem Differentiälverstärker mit zwei in Differentialschaltung geschalteten Stufen besteht, und daß die Vervielfachereinrichtung aus einem dritten und vierten Differentiälverstärker besteht, von denen jeder aus in Differentialschaltung geschalteten Transistoren besteht, wobei die Transistoren des dritten Verstärkers mit ihren Emittern mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers verbunden sind, und die Transistoren des vierten Differentialverstärkers mit ihren Emittern mit dem anderen Ausgang des zweiten Differentialverstärkers verbunden sind, der Kollektor des einen der in Differentialschaltung geschalteten Transistoren in dem dritten Verstärker zusammen mit dem Kollektor des einen der in Differentialschaltung geschalteten Transistoren des vierten Verstärkers mit dem zweiten Stromausgang verbunden ist, und der Kollektor des anderen in Differentialschaltung geschalteten Transistors in dem dritten Verstärker zusammen mit dem Kollektor des anderen

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in Differentialschaltung geschalteten Transistors in deir vierten Differentialverstärker mit dem dritten Stromausgang verbunden ist.

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