DE68927401T2

DE68927401T2 - Verstärkerschaltung mit Rückkopplungslast

Info

Publication number: DE68927401T2
Application number: DE68927401T
Authority: DE
Inventors: Noboru Ichihara; Haruhiko Ichino
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1988-11-21
Filing date: 1989-11-20
Publication date: 1997-04-10
Anticipated expiration: 2009-11-21
Also published as: EP0600852A1; EP0370725A2; KR900008763A; DE68928959D1; CA2003401C; US5045807A; DE68927401D1; DE68928959T2; KR0140213B1; EP0370725B1; CA2003401A1; EP0370725A3; EP0600852B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltung, die eine Rückkopplungslast verwendet.
Fig. 1 ist ein Schaltdiagramm, das eine konventionelle Breitband-Rückkopplungs-Differenzverstärkerschaltung darstellt (H. Hilibrand, J. Gruber und P. Russer, "Computer Aided Design of a 1 GHz Band-width Monolithic Integrated Amplifier", ESSCJ-RC, 1977, Seiten 122 - 124).
Nimmt man auf Fig. 1 Bezug, bezeichnen Bezugszeichen 1a und 1b Eingangsklemmen zum Empfangen von Eingangssignalen Vin und ; 2a und 2b Ausgangsklemmen zum Ausgeben von Ausgangssignalen Vout und ; 3, eine Hochpotential- Spannungsquellenklemme zum Empfangen eines Potentials VCC; 4, eine Niedrigpotential-Spannungsquellenklemme zum Empfan gen eines Potentials VEE; 5a und 5b ein Paar Eingangsdifferenztransistoren als ein erstes Paar von Differenztransistoren; 6a und 6b ein Paar von Ausgangsdifferenztransistoren als ein zweites Paar von Differenztransistoren; 7a und 7b sowie 5a und 5b Lastwiderstände mit Widerstandswerten RL1 bzw. RL2; 9a und 9b Lastkondensatoren mit einer Kapazität CL; sowie 10 und 11 eine erste und eine zweite Stromzufuhrschaltung zum Zuführen von Strömen I&sub1; und I&sub2;.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung wird durch das Paar Eingangsdifferenztransistoren 5a und 5b, die mit den Lastwiderständen 7a und 8a bzw. 7b und 5b als Last verbunden sind, und das Paar Ausgangsdifferenztransistoren 6a und 6b ausgebildet, die mit den Lastwiderständen 5a und 5b als Last verbunden sind. Als das charakteristische Merkmal dieser Schaltung sind die Kollektoren der Transistoren 6a und 6b entsprechend über die Lastwiderstände 7a und 7b mit deren Basen verbunden. Kollektorsignale der Transistoren 6a und 6b werden zu deren Basen in entgegengesetzten Phasen über die Lastwiderstände 7a und 7b zurückgeführt, mit anderen Worten werden Rückkopplungslasten für die Transistoren 5a und 5b verwendet, wodurch ein Breitbandbetrieb verwirklicht wird. Falls die Steilheit der Transistoren 5a und 5b sowie 6a und 6b durch gm1 und gm2 dargestellt werden, Basiswiderstände durch rb1 und rb2 dargestellt werden, Eingangskapazitäten durch Cπ1 und Cπ2 dargestellt werden und eine Winkelfrequenz durch ω dargestellt wird, wird ein Spannungsverstärkungsfaktor Av dieser konventionellen Schaltung durch:
bestimmt, wobei a die Zeitkonstante bei den Basen der Transistoren 5a und 5b, b die Zeitkonstante bei den Basen der Transistoren 6a und 6b und c die Zeitkonstante bei den Kollektoren der Transistoren 6a und 6b ist und diese Konstanten entsprechend bestimmt sind durch:
a = Cπ1 rb1, ... (2)
b = {Cπ2 (RL1 + RL2 + rb2)/ (1 + gm2 RL2) } { (1 + jωCL RL2) /(1 + jωc)}, ... (3)
c = CL RL2/(1 + gm2 RL2). ... (4)
Der Verstärkungsfaktor der in Fig. 1 dargestellten Schaltung wird bei einer Niederfrequenz-Betriebsart aus Gleichung (1) durch gm1 RL1 angenähert. Der Verstärkungsfaktor wird bei einer Hochfrequenz-Betriebsart verringert, während eine Frequenz entsprechend den Zeitkonstanten a, b und c erhöht wird. Jedoch ist, wie aus den Gleichungen (3) und (4) zu sehen ist, da die Zeitkonstanten der Basen und Kollektoren der Transistoren 6a und 6b durch einen Rückkopplungseffekt auf 1/(1+gm2 RL2) verringert werden können, ein Breitbandbetrieb im Vergleich zu einer konventionellen Differenzverstärkerschaltung möglich. Die Zeitkonstante b, die durch Gleichung (3) gegeben wird, weist eine imaginäre Zahlenkomponente auf. Die imaginäre Zahlenkomponente wird erhöht, während die Kapazitäten CL der Lastkondensatoren 9a und 9b erhöht werden, und wird betrieben, um eine Spitzenwertbildung in Frequenzcharakteristika zu erzeugen. Aus diesem Grund werden die Kapazitäten CL der Lastkondensatoren 9a und 9b optimiert, wodurch ein Betrieb mit einem breiteren Band erzielt wird.
Fig. 2(a) ist eine Kurve, die Simulationsergebnisse von Frequenzkennlinien bzw. -charakteristika der in Fig. 1 dargestellten Schaltung zeigt. In Fig. 2(a) ist eine Frequenz längs der Abszisse dargestellt und ein Verstärkungsfaktor ist längs der Ordinate dargestellt. Eine Vielzahl von Kennlinien 21, 22, 23 und 24 werden durch das Ändern der Kapazität CL des Lastkondensators auf 0,2pF, 0,1pF, 0,05pF und 0 erhalten. Wie aus der Kurve ersichtlich ist, können Spitzenwertbildungs-Kennlinien durch erhöhen der Kapazität CL vorgesehen werden, und die Kapazität CL wird optimiert, um Breitband-Charakteristika zu erzielen. Aus diesem Grund können Breitband-Charakteristika durch das Verwenden einer Eingangskapazität oder Verdrahtungskapazität der ausgangsseitigen Schaltung erzielt werden. Es ist anzumerken, daß ein Bipolartransistor mit einer Hochfrequenz-Grenzfrequenz von 60 GHz für die Simulation angenommen wurde.
Jedoch erfährt die in Fig. 1 dargestellte Schaltung die nachfolgenden Nachteile.
Da Vorspannungsströme von zwei Transistoren, d. h., 5a und 6a sowie 5b und 6b in die Lastwiderstände 5a bzw. 6b fließen, tritt ein Kompromiß (die Beziehung, daß wenn eine festgesetzt ist, die andere nicht festgesetzt werden kann) zwischen dem Aufbau von zwei Differenzschaltungen auf und es ist nicht leicht die Schaltungskonstanten zu optimieren.
Da der Verstärkungsfaktor der in der Fig. 1 dargestellten Schaltung durch gm1 RL1 bestimmt wird, wie vorstehend beschrieben ist, kann sie, wenn diese Schaltung auf eine Verstärkerschaltung mit einem veränderlichen Verstärkungs faktor angewendet wird, durch Steuern von gml durch Ändern eines Stromwertes I&sub1; der Stromquellenschaltung verwirklicht werden. Daher werden, wenn eine Gleichstrom-Direktkopplung zu verwirklichen ist, Gleichstrompotentiale an den Ausgangsklemmen 2a und 2b nach dem Steuern des Stromwertes I&sub1; in nicht wünschenswerter Art und Weise geändert.
Ferner wird die Amplitude des Ausgangssignals von der in Fig. 1 dargestellten Schaltung durch RL1 I&sub1; bestimmt und kann auf eine Begrenzer-Verstärkerschaltung angewendet werden. Wenn der Strom I&sub1; der Stromquellenschaltung 10 geändert wird, um eine Einstellung der Amplitude des Ausgangssignals zu ermöglichen, werden die Gleichspannungspotentiale an den Ausgangsklemmen 2a und 2b in der gleichen Art und Weise verändert, wie bei der Verstärkerschaltung mit dem veränderlichen bzw. variablen Verstärkungsfaktor
Da RL1 und RL2 direkt miteinander gekoppelt sind, wird die Basis-Kollektor-Kapazität aufgrund einer Änderung bei der Basis-Kollektor-Spannung der Transistoren 6a und 6b in hohem Maße geändert, wenn ein Signal, das groß genug ist, einen Schaltvorgang (logischer Betrieb) zu bewirken, den Eingangsklemmen 1a und 1b zugeführt wird. Daher wird eine Ausgangswellenform 52 gestört, wie in Fig. 2(b) dargestellt ist. Aus diesem Grund kann die in Fig. 1 dargestellte Schaltung nicht auf eine Hochgeschwindigkeits-Logikschaltung angewendet werden. Es ist anzumerken, daß S&sub1; eine Eingangswellenform darstellt.
Ferner neigen bei monolithischen Verstärkerschaltungen, die eine Variation beim Herstellen erfahren, Spitzenwertbildungs-Charakteristika dazu zu variieren und optimale Frequenzcharakteristika können nicht leicht erzielt werden.
Daher besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine verbesserte Verstärkerschaltung vorzusehen, die eine Rückkopplungslast mit einer breiteren Bandweite als bei der konventionellen Schaltung aufweist, die vorstehend beschrieben ist, und die insbesondere ausgelegt ist, eine abgestimmte Verstärkerschaltung auszubilden.
US-A-3399357 beschreibt eine Verstärkerschaltung unter Verwendung einer Rückkopplungslast, aufweisend. einen ersten Verstärker, der ein erstes Verstärkerelement mit drei Klemmen umfaßt, das eine Eingangsklemme und zwei Ausgangsklemmen aufweist; und
eine Rückkopplungslast für den ersten Verstärker;
wobei die Eingangsklemme des ersten Verstärkerelements zum Empfangen eines Eingangssignals angeordnet ist und eine Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements mit einem ersten Potential verbunden ist;
wobei die Rückkopplungslast aufweist:
ein zweites und ein drittes Verstärkerelement mit drei Klemmen, von denen jedes eine Eingangsklemme und zwei Ausgangsklemmen aufweist, und
eine erste und eine zweite Impedanz,
wobei die Eingangsklemme des zweiten Verstärkerelements und eine Klemme der ersten Impedanz mit der anderen Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements verbunden sind, eine Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements mit einem zweiten Potential in Verbindung steht und die andere Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements über die zweite Impedanz mit einem dritten Potential verbunden ist,
wobei die Eingangsklemme des dritten Verstärkerelements mit der anderen Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements verbunden ist, eine Ausgangsklemme des dritten Verstärkerelements mit einem vierten Potential verbunden ist und die andere Ausgangsklemme des dritten Verstärkerelements mit der anderen Klemme der ersten Impedanz verbunden ist, und
eine Ausgangsklemme an einem Verbindungsknoten zwischen der zweiten Impedanz und der anderen Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements oder an einem Verbindungsknoten zwischen der ersten Impedanz und der anderen Ausgangsklemme des dritten Verstärkerelements vorgesehen ist.
Die vorliegende Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß: die erste Impedanz eine Abstimmschaltung umfaßt, die aus einer Spule und einem Kondensator besteht, wodurch die Verstärkerschaltung eine abgestimmte Verstärkerschaltung ist.
US-A-3743863 beschreibt bestimmte mit Transistoren ausgestattete Differenzschaltungen, die ein Vorspannungssystem umfassen, das im wesentlichen das Erfordernis von Widerständen in den Basisschaltungen der Transistoren verringert, die vorgespannt werden. Ein für Anwendungen dieser Technik gegebenes Beispiel besteht in einer abgestimmten Verstärkerschaltung
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun beispielsweise unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, bei denen:
Fig. 1 ein Schaltdiagramm ist, das eine konventionelle Verstärkerschaltung mit einer Rückkopplungslast darstellt;
Fig. 2(a) ein Diagramm ist, das Verstärkungsfaktor Frequenz-Kennlinien der konventionellen Schaltung darstellt;
Fig. 2(b) ein Diagramm ist, das eine Eingangs- und eine Ausgangswellenform der konventionellen Schaltung zeigt;
Fig. 3 ein Schaltdiagramm ist, das eine Differenzverstärkerschaltung mit einer Rückkopplungslast darstellt;
Fig. 4 ein Diagramm ist, das Verstärkungsfaktor-Frequenz-Kennlinien der Schaltung der Fig. 3 darstellt;
Fig. 5 ein Schaltdiagramm einer anderen Verstärkerschaltung mit variablem Verstärkungsfaktor ist;
Fig. 6 ein I&sub1;-Ausgangsspannungs-Diagramm der Fig. 5 ist;
Fig. 7 ein Schaltdiagramm einer Begrenzer-Verstärkerschaltung ist, die eine Ausgangsamplitudensteuerung durchführen kann;
Fig. 8 ein Diagramm ist, das eine Eingangs- und eine Ausgangswellenform der in Fig. 7 dargestellten Schaltung darstellt;
Fig. 9 ein Schaltdiagramm einer Verstärkerschaltung mit einem breiten Band ist, die Spitzenwertbildungs- Kennlinien ändern kann; und
Fig. 10 ein Schaltdiagramm ist, das eine abgestimmte Verstärkerschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt, deren Abstimmkennlinien verbessert sind;
die Fig. 3 bis 9 beziehen sich auf Schaltungen außerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung, sind aber zum Verständnis der Erfindung nützlich. Bei jenen Schaltungen wurden Emitterfolger-Transistoren einem Rückkopplungs-Schaltungsteil hinzugefügt, und sie weisen eine Impedanz und Vorspannungszustände des Rückkopplungs- Schaltungsteils auf, die von jenen der konventionellen Schaltung der Fig. 1 und 2 verschieden sind.
Nimmt man auf Fig. 3 Bezug, so bezeichnen Bezugszeichen 1a und 1b Eingangsklemmen zum Empfangen von Eingangssignalen Vin und ; 2a und 2b Ausgangsklemmen zum Ausgeben von Ausgangssignalen und Vout; 3 eine Hochpotential- Spannungsquellenklemme zum Empfangen eines Potentials VCC; 4 eine Niederpotential-Spannungsquellenklemme zum Empfangen eines Potentials VEE; 5a und 5b ein Paar Eingangs- Differenztransistoren als ein erstes Paar von Differenztransistoren; 6a und 6b ein Paar Ausgangsdifferenztran sistoren als ein zweites Paar Differenztransistoren; 7a und 7b sowie 8a und 5b Lastwiderstände mit Widerständen RL1 bzw. RL2; 9a und 9b Lastkondensatoren mit einer Kapazität CL; 10 und 11 eine erste und eine zweite Stromzufuhrschaltung zum Zuführen von Strömen I&sub1; und I&sub2;; und 12a und 12b Rückkopplungs-Emitterfolgertransistoren. Die Transistoren 12a und 12b sowie die Lastwiderstände 7a und 7b bilden eine Rückkopplungseinrichtung aus.
Bei dieser Schaltung werden die Emitterfolger-Transistoren 12a und 12b der konventionellen Schaltung, die in Fig. 1 dargestellt ist, hinzugefügt, so daß ein breiterbandiger Betrieb als bei der konventionellen Schaltung durch die Pufferwirkung der Transistoren 12a und 12b erzielt wird. Zudem ist die in Fig. 3 dargestellte Schaltung in einer Gleichstrom-Art und Weise so angeordnet, daß Ströme, die durch die Transistoren 5a und 5b geflossen sind, nicht durch die Lastwiderstände 8a und 5b fließen, was den Gleichstrom-Aufbau der Schaltung erleichtert.
Falls die Steilheiten der Transistoren 5a und 5b sowie 6a und 6b durch gml und gm2 dargestellt werden, Basiswiderstände durch rbl und rb2 dargestellt werden, Eingangskapazitäten durch Cπ1 und Cπ2 dargestellt werden und eine Winkelfrequenz durch ω dargestellt wird, wird ein Spannungsverstärkungsfaktor Av der in Fig. 3 dargestellten Schaltung durch:
bestimmt, wobei a die Zeitkonstante bei den Basen der Transistoren 5a und 5b ist, b die Zeitkonstante bei den Basen der Transistoren 6a und 6b darstellt und c die Zeitkon stante bei den Kollektoren der Transistoren 6a und 6b ist und diese Konstanten entsprechend bestimmt sind durch:
a = Cπ1 rb1, ... (6)
b = {Cπ2 (RL1 + rb2)/(1 + gm² RL2)} {(1 + JωCL RL2)/(1 + jωc)}, . . (7)
c = CL RL2/(1 + gm² RL2). ... (5)
Der Verstärkungsfaktor der in Fig. 3 dargestellten Schaltung wird bei einer Niederfrequenz-Betriebsart aus Gleichung (5) in der gleichen Art und Weise wie bei der konventionellen Schaltung durch gm1 RL1 angenähert. Der Verstärkungsfaktor bei einer Hochfrequenz-Betriebsart nimmt ab, während eine Frequenz zunimmt, und zwar entsprechend den Zeitkonstanten a, b und c. Wie aus den Gleichungen (7) und (8) gesehen werden kann, kann, da die Zeitkonstanten der Basen und Kollektoren der Transistoren 6a und 6b aufgrund der Rückkopplungswirkung auf 1/(1+gm2 RL2) verringert werden kann, verglichen mit einer konventionellen Differenzverstärkerschaltung ein breiterbandiger Betrieb verwirklicht werden. Nach einem Vergleich zwischen Gleichung (3) der konventionellen Schaltung, die in Fig. 1 dargestellt ist, und Gleichung (7) können im Prinzip breiterbandige Kennlinien bzw. Charakteristika als bei der in Fig. 1 dargestellten konventionellen Schaltung verwirklicht werden, da in Gleichung (7) bei der Schaltung dieses Ausführungsbeispiels RL2 beseitigt wurde. Dieser Vorteil kann durch das Ausnützen der Tatsache erzielt werden, daß Impedanzen von den Emittern der Transistoren 12a und 12b gering sind.
Fig. 4 ist ein Diagramm, das Simulationsergebnisse der Frequenz-Kennlinien der Schaltung der Fig. 3 darstellt. In Fig. 4 ist eine Frequenz längs der Abszisse dargestellt und ein Verstärkungsfaktor ist längs der Ordinate dargestellt. Eine Vielzahl von Kennlinien 31, 32, 33 und 34 wurde durch das Ändern der Kapazität CL des Lastkondensators auf 0,2 pF, 0,1 pF, 0,05 pF sowie 0 erhalten. Bei dieser Simulation war der Widerstand RL1 der Widerstände 7a und 7b = 500 Ω, der Widerstand RL2 der Widerstände 8a und 5b = 500 Ω I&sub1; = 3 mA, 12 = 3 mA und die verwendeten Widerstände wiesen eine Hochfrequenz-Grenzfrequenz fT = 60 GHZ und einen Stromverstärkungsfaktor β = 50 auf. Nach einem Vergleich mit den Frequenzkennlinien der konventionellen Schaltung, die in Fig. 1 dargestellt ist (Fig. 2(a)), kann bei der Schaltung dieses Ausführungsbeispiels eine Bandbreite um etwa 25% verbessert werden. Ähnlich wie bei der konventionellen Schaltung, die in Fig. 1 dargestellt ist, kann eine Bandbreite aufgrund der Wirkung der Kapazität CL durch eine Spitzenwertbildung weiter erhöht werden. Aus diesem Grund können durch das Verwenden einer Eingangskapazität oder einer Verdrahtungskapazität der ausgangsseitigen bzw. außen gelegenen Schaltung Kennlinien bzw. Charakteristika über ein breiteres Band erzielt werden.
Ferner weist die Schaltung der Fig. 3 verglichen mit der konventionellen Schaltung die folgenden Vorteile zusätzlich zu den Band-Charakteristika auf.
(1) Der Stromverstärkungsfaktor β eines Bipolartransistors beträgt normalerweise 100 oder mehr. Aus diesem Grund sind Ströme, die in den Basen der Transistoren 12a und 12b fließen, so klein wie 1/β der Kollektorströme Der Vorspannungsstrom eines Differenzpaars, das aus den Transistoren 5a und 5b besteht, und der Vorspannungsstrom eines Diffe renzpaars, das aus den Transistoren 6a und 6b besteht, sind durch die Transistoren 12a und 12b getrennt. Aus diesem Grund können der Vorspannungs-Aufbau und der Verstärkungsfaktor-Aufbau der Differenzpaare unabhängig gemacht werden, was einen einfacheren Aufbau als dem der konventionellen Schaltung ermöglicht.
Es ist anzumerken, daß bei einem Ultrahochgeschwindigkeits- Transistor β aufgrund eines Kompromisses mit einer Betriebsgeschwindigkeit oft auf einen Wert gleich oder kleiner als 100 herabgesetzt ist. Im Prinzip kann jedoch, falls ein β von 1 oder mehr vorgesehen wird, eine Verbesserung der konventionellen Schaltung erzielt werden.
(2) Da die Transistoren 12a und 12b als Emitterfolger- Transistoren betrieben werden, kann eine für eine Spannungsverstärkung vorteilhafte niedrige Ausgangsimpedanz erzielt werden, wenn Signale aus den Emittern der Transistoren 12a und 12b entnommen werden. Ähnlich wie bei der konventionellen Schaltung können Ausgangssignale aus den Kollektoren der Transistoren 6a und 6b entnommen werden.
(3) Fig. 5 stellt eine Verstzrkerschaltung mit veränderlichem bzw. variablem Verstärkungsfaktor dar. Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung verwendet eine variable Stromquellenschaltung 13 anstelle der ersten Stromquellenschaltung in der in Fig. 3 dargestellten Schaltung. Ein Strom I&sub1;, der durch ein Differenzpaar fließt, das aus Transistoren 5a und 5b besteht, wird gesteuert, um die Steilheit gml der Transistoren 5a und 5b zu steuern, wodurch eine variable Verstärkungsfaktorfunktion verwirklicht wird. Bei dieser Schaltung werden sogar, falls der Strom I&sub1; geändert wird, Vorspannungen an Ausgangsklemmen 2a und 2b (Kennkurve P) aufgrund der Emitterfolgerwirkung der Transistoren 12a und 12b anders als bei einer konventionellen Schaltung (Kennkurve Q) nicht geändert, wie dies in dem Diagramm der Fig. 6 dargestellt ist. Aus diesem Grund kann die in Fig. 5 dargestellte Schaltung auf eine Mehrstufen-Verstärkerschaltung angewendet werden, die durch Gleichstrom-Direktkopplung verwirklicht wird. Die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung ist für einen monolithischen IC geeignet, bei dem ein Kondensator mit einer großen Kapazität schwer zu verwirklichen ist. Es ist anzumerken, daß Bezugszeichen 9a' und 9b' Lastkondensatoren CL' bezeichnen.
(4) Fig. 7 ist ein Schaltdiagramm einer Begrenzerverstärkerschaltung, die eine Ausgangsamplitude steuern kann. Die in Fig. 7 dargestellte Schaltung verwendet zusätzlich Widerstände 14a und 14b mit einem Widerstand bzw. Widerstandswert REL, die mit den Emittern der Transistoren 5a und 5b in der in Fig. 3 dargestellten Schaltung verbunden sind, und verwendet auch eine Stromquellenschaltung 13 für variablen Strom anstelle der ersten Stromquellenschaltung. Der Verstärkungsfaktor der in Fig. 7 dargestellten Schaltung ist aufgrund der Rückkopplungswirkung der Widerstände 14a und 14b durch RL1/RE1 bestimmt und ihre Ausgangsamplitude ist durch I&sub1; RL1 bestimmt. Aus diesem Grund weist die in Fig. 7 dargestellte Schaltung eine Funktion zum Einstellen einer Ausgangsamplitude durch das Steuern eines Stroms I&sub1; auf, während der Verstärkungsfaktor konstant gehalten wird. Bei dieser Schaltung werden selbst, falls der Strom I&sub1; geändert wird, Vorspannungen an Ausgangsklemmen 2a und 2b aufgrund der Emitterfolgerwirkung der Transistoren 12a und 12b entsprechend der in Fig. 5 dargestellten Schaltung, anders als bei der konventionellen, in Fig. 1 dargestellten Schaltung nicht geändert. Daher kann die in Fig. 7 dargestellte Schaltung auf eine Mehrstufen-Verstärkerschaltung angewendet werden, die durch Gleichstrom-Direktkopplung verwirklicht wird. Die in Fig. 7 dargestellte Schaltungsanordnung ist für einen monolithischen IC geeignet, bei dem ein Kondensator mit einer großen Kapazität schwer zu verwirklichen ist. Fig. 8 stellt eine Eingangs- und eine Ausgangswellenform S1 und S2 dar, wenn die in Fig. 7 dargestellte Schaltung verwendet wird. Wie aus dieser Eingangs und Ausgangswellenform zu sehen ist, kann selbst, falls ein Eingangssignal vergrößert wird, verhindert werden, daß eine Ausgangswellenform gestört wird, und zwar aufgrund der Wirkung der Transistoren 12a und 12b. Da die Basis-Emitter- Spannung der Transistoren 12a und 12b als eine Sperrspannung des Basis-Kollektor-Übergangs der Transistoren 6a und 6b angelegt wird, ist eine Änderung der Basis-Kollektor Kapazität der Transistoren 6a und 6b kleiner als bei der konventionellen Schaltung, und zwar selbst, falls ein Signal, das groß genug ist, einen Schaltbetrieb zu bewirken, den Eingangsklemmen 1a und 1b zugeführt wird.
(5) Fig. 9 stellt eine Breitband-Verstärkerschaltung dar, bei der ein Spitzenwertbildungsbetrag eingestellt werden kann. Bei der in Fig. 9 dargestellten Schaltung werden die Kollektoren der Transistoren 12a und 12b in der in Fig. 3 dargestellten Schaltung von der Hochpotential-Spannungsquellenklemme 3 getrennt und mit einer Steuerklemme 15 verbunden, so daß eine beliebige Spannung unabhängig angelegt werden kann. Eine Spannung VPC, die an die Steuerklemme 15 angelegt wird, wird gesteuert, um eine Übergangs- bzw. Sperrschichtkapazität als eine Lastkapazitätskomponente zwischen den Basen und Kollektoren der Transistoren 12a und 12b einzustellen, wodurch ein Spitzenwertbildungsbetrag eingestellt wird. Bei der konventionellen, in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung ist es schwierig, einen Spitzenwertbildungsbetrag einzustellen. Zudem wird angenommen, daß eine monolithische Verstärkerschaltung eine Veränderung bei der Herstellung erfährt, und eine Schaltungskorrektur ist nicht einfach. Daher ist die in Fig. 9 dargestellte Schaltung zum Erzielen von optimalen Bandbreite-Charakteristika effektiv.
Fig. 10 stellt ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Insbesondere wenn die vorliegende Erfindung auf eine Abstimmverstärkerschaltung angewendet wird, werden eine Spule 16a mit einer Induktivität L und ein Kondensator 17a mit einer Kapazität C parallel zu einem Lastwiderstand 7a eines Transistors 5a geschaltet und eine Spule 16b mit einer Induktivität L und ein Kondensator 17b mit einer Kapazität C werden parallel zu einem Lastwiderstand 7b eines Transistors 5b geschaltet, wodurch parallele Resonanzschaltungen ausgebildet werden. Bei dieser Anordnung kann die in Fig. 10 dargestellte Schaltung Abstimmcharakteristika aufweisen. Bei dieser Schaltungsanordnung kann, da die Lastwiderstände 8a und 7a sowie 5b und 7b durch Transistoren 12a bzw. 12b getrennt sind, eine Verschlechterung von Q bei den Abstimmcharakteristika aufgrund der Lastwiderstände 8a und 5b verhindert werden.
Die vorliegende Erfindung kann auf Verstärkerschaltungen mit verschiedenen Funktionen, beispielsweise eine Hochfrequenz-Verstärkerschaltung zusätzlich zu einer monolithischen Verstärkerschaltung, eine Hybridverstärkerschaltung, die Breitband-Charakteristika erforderlich macht, und dergleichen angewendet werden.
Bei einer Differenzverstärkerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung können Verstärkerelemente mit 3 Klemmen, die PNP oder FET (einschließlich MIS FET) umfassen, anstelle von NPN-Bipolartransistoren verwendet werden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf eine Differenzschaltung beschränkt, sondern kann auch auf eine unsymmetrische bzw. einpolige Schaltung und dergleichen angewendet werden. Die Schaltung wird in diesem Fall durch die linksseitigen Schaltungsbauteile (1a, 4, 5a, 6a, 7a, Sa, 10, 12a) der Differenzpaare in der in Fig. 10 dargestellten Schaltung ausgebildet.
Wie vorstehend beschrieben, können, da die Emitterfolger- Transistoren als eine Rückkopplungseinrichtung hinzugefügt sind, die Pufferwirkung vorgesehen und die nachfolgenden Wirkungen erzielt werden.
(1) Charakteristika können über eine größere Bandbreite erzielt werden.
(2) Ein Vorspannungsstrom in einem Erststufenverstärker und ein Vorspannungsstrom in einem Transistor, der in einer Rückkopplungslast eingeschlossen ist, können getrennt werden, wodurch ein leichter Verstärkungsfaktoraufbau und Vorspannungsaufbau möglich sind.
(3) Eine Vorspannung an der Ausgangsklemme wird aufgrund der Emitterfolgerwirkung nicht geändert. Falls eine Stromquellenschaltung eines Erststufenverstärkers durch eine Stromquellenschaltung für variablen Strom ersetzt wird, kann die vorliegende Erfindung auf einen Verstärker für einen variablen Verstärkungsfaktor vom Gleichstrom-Direktkopplungs-Typ angewendet werden.
(4) Eine Vorspannung an einer Ausgangsklemme wird aufgrund der Emitterfolgerwirkung nicht geändert und eine Gleichstrom-Direktkopplung wird ermöglicht. Falls ein Emitterwiderstand einem Transistor in einem Erststufenverstärker hinzugefügt und eine Stromquellenschaltung des Erststufenverstärkers durch eine Stromquellenschaltung für variablen Strom ersetzt wird, kann die vorliegende Erfindung auf einen Begrenzerverstärker angewendet werden, der eine Ausgangsamplitude einstellen kann.
(5) Falls ein an den Kollektor anzulegendes Potential eines Emitterfolgers steuerbar aufgebaut werden soll, kann ein Spitzenwertbildungsbetrag nach dem Steuern einer Basis- Kollektor-Übergangskapazität eingestellt werden.

Claims

1. Eine Verstärkerschaltung unter Verwendung einer Rückkopplungslast, aufweisend:

einen ersten Verstärker, der ein erstes Verstärkerelement (5a) mit drei Klemmen umfaßt, das eine Eingangsklemme (1a) und zwei Ausgangsklemmen aufweist; und

eine Rückkopplungslast für den ersten Verstärker;

wobei die Eingangsklemme (1a) des ersten Verstärkerelements (5a) zum Empfangen eines Eingangssignals angeordnet ist und eine Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements mit einem ersten Potential (4) verbunden ist;

wobei die Rückkopplungslast aufweist:

ein zweites und ein drittes Verstärkerelement (6a, 12a) mit drei Klemmen, von denen jedes eine Eingangsklemme und zwei Ausgangsklemmen aufweist, und

eine erste und eine zweite Impedanz (7a, 8a),

wobei die Eingangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6a) und eine Klemme der ersten Impedanz (7a) mit der anderen Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements (Sa) verbunden sind, eine Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6a) mit einem zweiten Potential (4) in Verbindung steht und die andere Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6a) über die zweite Impedanz (8a) mit einem dritten Potential (3) verbunden ist,

wobei die Eingangsklemme des dritten Verstärkerelements (12a) mit der anderen Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6a) verbunden ist, eine Ausgangsklemme des dritten Verstärkerelements (12a) mit einem vierten Potential (3) verbunden ist und die andere Ausgangsklemme des dritten Verstärkerelements (12a) mit der anderen Klemme der ersten Impedanz (7a) verbunden ist, und

eine Ausgangsklemme an einem Verbindungsknoten zwischen der zweiten Impedanz (8a) und der anderen Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6a) oder an einem Verbindungsknoten zwischen der ersten Impedanz (7a) und der anderen Ausgangsklemme des dritten Verstärkerelements (12a) vorgesehen ist;

dadurch gekennzeichnet, daß

die erste Impedanz (7a) eine Abstimmschaltung umfaßt, die aus einer Spule (16a) und einem Kondensator (17a) besteht, wodurch die Verstärkerschaltung eine abgestimmte Verstärkerschaltung ist.

2. Eine Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste, das zweite und das dritte Verstärkerelement (5a, 6a, 12a) einen Transistor aufweisen.

3. Eine Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (7a) einen Widerstand (7a) parallel zu der Abstimmschaltung umfaßt.

4. Eine Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Stromquelle (10) zwischen die eine Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements (5a) und das erste Potential (4) geschaltet ist und eine zweite Stromquelle (11) zwischen die eine Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6a) und das zweite Potential (4) geschaltet ist.

5. Eine Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stromquelle (10) eine Stromquelle (13) für variablen Strom aufweist.

6. Eine Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen Widerstand (14a), der zwischen die variable Stromquelle (13) und die eine Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements (5a) geschaltet ist.

7. Eine Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das dritte und das vierte Potential (3) zueinander gleich sind.

8. Eine Differenzverstärker-Schaltungsanordnung, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine erste und eine zweite Verstärkerschaltung jeweils nach einem der Ansprüche 1 bis 7 aufweist, wobei:

die eine Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements (5a) der ersten Verstärkerschaltung und eine Ausgangsklemme des ersten Verstärkerelements (Sb) der zweiten Verstärkerschaltung gemeinsam verbunden sind, so daß ein erstes Differenzpaar ausgebildet wird, das gemeinsam mit dem ersten Potential (4) verbunden ist, und

die eine Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6a) der ersten Verstärkerschaltung und eine Ausgangsklemme des zweiten Verstärkerelements (6b) der zweiten Verstärkerschaltung gemeinsam verbunden sind, so daß ein zweites Differenzpaar ausgebildet wird, das gemeinsam mit dem zweiten Potential (4) verbunden ist.