DE3878069T2

DE3878069T2 - Breitbandverstaerker.

Info

Publication number: DE3878069T2
Application number: DE8888111857T
Authority: DE
Inventors: Yukio Akazawa; Tsutomu Wakimoto
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1987-07-24
Filing date: 1988-07-22
Publication date: 1993-07-29
Anticipated expiration: 2008-07-23
Also published as: US4885548A; JP2759128B2; EP0300494B1; KR890003115A; DE3878069D1; EP0300494A3; KR930007292B1; EP0300494A2; JPH01105605A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Breitband-, Niedrigverzerrungs-Halbleiterverstärker.
Vor dieser Erfindung war es üblich, eine Spitzenwertbildungstechnik, eine Kascodentechnik oder eine Basis-Collector Kapazitätskompensationstechnik zum Erreichen einer größeren Bandbreite zu benutzen. Der Umriß dieser Techniken ist wie folgt.
(1) Spitzenwertbildungstechnik Figur 1 zeigt einen Differentialverstärker, der eine Spitzenwertbildungstechnik benutzt. In dieser Figur bezeichnen Bezugszeichen 1, 2 Signaleingangsanschlüsse, 3, 4 Signalausgangsanschlüsse, 5, 6 Transistoren, 7, 8 Widerstände, 9 eine Stromquelle und 10 einen Spitzenwertkondensator, 11, 12 Rückkopplungswiderstände und 18 eine Gleichspannungsquelle.
Der Spitzenwertkondensator 10 ist parallel verbunden mit Rückkopplungswiderständen 11,12. Dieser Verstärker verbessert die Bandbreite durch Reduzieren der Niedrigfrequenzverstärkung mit den Rückkopplungswiderständen 11, 12 und zur gleichen Zeit durch Reduzieren der Hochfrequenzrückkopplungsgröße mit dem Spitzenwertkondensator 10. Der Kondensator 10 arbeitet so, daß er eine Rückkopplungscharakteristik um die negativen Rückkopplungswiderstände 11, 12 variiert und die Spannungsverstärkung des Verstärkers der des ursprunglichen Schaltkreises ohne die Kompensation annähert. Figur 2 zeigt, daS die 3-dB Bandbreite ansteigt von f3dB0 auf f3dB1 durch den Effekt der Widerstände 11, 12 und weiter ansteigt von f3dB1 auf f3dB2 durch den Effekt des Kondensators 10. Daher ist die Obergrenze solch eines Verstärkers beschränkt durch die Frequenzcharakteristik des urspünglichen Schaltkreises ohne die negativen Rückkopplungswiderstände und einen Spitzenwertkondensator.

(2) KASCODEN TECHNIK

Figur 3 zeigt einen Differentialverstärker, der die Kascodentechnik benutzt. In einem gewöhnlichen Differentialverstärker ohne Transistoren 15, 16 ist eine Eingangskapazität Cin gesehen am Eingangsanschluß 1 oder 2 durch die folgende Gleichung gegeben, da die Eingangskapazität den Wert der Basis-Kollektor-Kapazität multipliziert mit der Spannungsverstärkung G entsprechend dem Millereffekt annimmt.
Cin = CBE + CBC (1 + G) (1),
wobei CBE eine Basis-Emitter Kapazität und CBC eine Basis-Kollektor-Kapazität ist.
In dem Schaltkreis von Figur 3 wird jedoch durch den Effekt der über die Basis mit Masse verbundenen Transistoren 15, 16, die Kollektorimpedanz der Transistoren 5, 6 so klein, daß die Kollektorspannungen fast konstant gehalten werden. Jedoch werden die von den Basis-Kollektorkapazitäten der Transistoren 5, 6 erzeugten Miller-Kapazitäten ausgelöscht, so daß die Eingangskapazität Cin durch die folgende Gleichung repräsentiert wird.
Cin = CBE + CBC (2)
Es zeigt sich, daß die Eingangskapazität Cin um CBCG abnimmt. Daraus resultierend schafft diese Reduzierung der Eingangskapazität eine kleinere Verbesserung in der Bandbreite mit niedriger Spannungsverstärkung, wo hingegen sie eine grö0ere Verbesserung in der Bandbreite mit höherer Spannungsverstärkung schafft. Weiterhin hat der Schaltkreis keine Wirkung auf die Reduzierung der parasitischen Kapazitäten für die Kollektoranschlüsse und hat solche zusätzlichen Nachteile wie (a) daß der dynamische Bereich des Verstärkers enger wird, da die Transistoren 15, 16 in Reihe mit Transistoren 5, 6 verbunden sind, (b) eine Leistungsquelle notwendig sein wird für Basisvorspannungen der Transistoren 15, 16, (c) die Sperrschichtkapazitäten ansteigen werden, wegen der Reduzierung der Basis-Kollektor-Sperrschichtvorspannungen, und (d) die Anstiegsrate bei Großsignalschwankungen reduziert ist.

(3) BASIS-KOLLEKTOR-KAPAZITäT-KOMPENSATIONSTECHNIK

Figur 4 zeigt einen herkömmlichen Verstärker, der die Bandbreite erhöht durch Eliminieren von Basis-Kollektor-Kapazitäten, der Eingangstransistoren 5, 6. Der Schaltkreis eliminiert die Basis-Kollektor-Kapazitäten durch Rückkoppeln der nicht invertierten Ausgabe an den nicht invertierenden Eingangsanschluß über einen Kondensator 13 und der invertierten Ausgabe an den invertierenden Eingangsanschluß über einen Kondensator 14. Unter Bezeichnung der Basis-Emitter-Kapazität der Transistoren 5, 6 mit CBE, Basis-Kollektor-Kapazität mit CBC und Spannungsverstärkung mit G, wird jede Eingangskapazität Cin der Transistoren 5 und 6 gesehen von den Eingangsanschlüssen durch die folgende Gleichung repräsentiert. = C +
Cin = BE + CBC (1 + G) (3)
Andererseits wird der Wert C' Kapazitäten 13, 14 gesehen an den Eingangsanschlüssen wie folgt ausgedrückt, da die Spannungen, die über die Kondensatoren 13, 14 angelegt werden, entgegengesetzt den Spannungen sind, die an die Basis-Kollektor-Kapazitäten der Transistoren 5, 6 angelegt werden
C' = C(1 - G) < 0 (4)
Dementsprechend löscht ein Auswählen des Werts von C so, daß die Absolutwerte der Gleichungen (3) und (4) gleich werden, die Eingangskapazitäten 5, 6, was in dem Anstieg in der Bandbreite des Verstärker resultiert. Der Anstieg in der Bandbreite jedoch wird widrig beeinflußt durch den Anstieg der Zeitkonstanten der Ausgangsanschlüsse, welcher erzeugt wird durch den Anstieg in den Ausgangskapazitäten. Der Anstieg in den Ausgangskapazitäten um den Betrag C der Kapazitäten 13, 14 wird verursacht, da die anderen Anschlüsse der Kapazitäten 13, 14 oder die entgegengesetzten Anschlüsse von denen, die mit den Signaleingangsanschlüssen verbunden sind, verbunden sind mit den Kollektoren der Transistoren 5, 6. Diese Technik hat einen weiteren Nachteil, daß sie nicht auf Schaltkreise angewendet werden kann, die verschieden sind von Differentialverstärkern.
Beim Anwenden der Technik auf integrierte Schaltkreise werden die Kapazitäten 13, 14 normalerweise ersetzt durch Transistorsperrschichtkapazitäten 13a, 14a, wie gezeigt in Figur 5. In diesem Fall steigt die Zeitkonstante an jedem Kollektor weiter, da die Kollektor-Substrat-Kapazität des Transistors 10a oder 14a, sowie seine Basis-Kollektor-Kapazität addiert wird zur Kollektor-Kapazität der Transistoren 5 oder 6.
Beispiele für diese Kompensationstechniken sind offenbart in den Dokumenten EP-A-0 209 334, IEEE, Journal of Solid-State-Electronics, Band Sc - 14, Nr.4, August 1979, Seiten 734-741 und International Journal of Electronics, Band 34, Nr. 3, 1973, Seiten 423-427.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es deshalb einen Breitband- und Hochgeschwindigkeitsverstärker durch Auslöschen einer Transistorsperrschichtkapazität oder einer Lastkapazität, welche die Bandbreite des Verstärkers limitiert, durch Erzeugen einer negativen Kapazität innerhalb des Schaltkreises zu schaffen.
Eine weitere Aufgabe dieser Erfindung ist es, einen Breitbandverstärker zu schaffen durch Reduzieren von nicht nur einer Miller-Kapazität, die parasitisch vorliegt am Eingangsknoten des Verstärkers, sondern auch durch Reduzieren anderer Kapazitäten, die parasitische vorliegen an anderen Noten, e. g. Ausgangsknoten. Mit anderen Worten schafft diese Erfindung einen Breitbandverstarker ohne Erhöhen der Ausgangsknotenkapazität und Verschlechtern der Anstiegsrate.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, harmonische Verzerrungen eines Verstärkers auf Grund der Spannungsabhängigkeit einer Sperrschichtkapazität zu erniedrigen. Dies wird so erreicht, daß ein Kompensationsstrom proportional einer Spannung eingeprägt an einer Übergangskapazität in die Kapazität eingebracht wird.
Erfindungsgemäß wird die obige Aufgabe gelöst durch einen Breitbandverstärker mit:
(a) einem Differentialverstärker mit zumindest zwei Transistoren;
(b) Folger-Schaltkreise zum Erfassen einer Spannungsvariation eines Eingangs- oder Ausgangsknotens von jedem der Transistoren;
(c) zumindest einer Kapazität, die verbunden ist mit Ausgangsanschlüssen der Folgerschaltkreise, zum Erzeugen von Kompensationsströmen gleich und entgegengesetzt zu Strömen, die in einer Eingangskapazität der Transistoren fließen; und
einer Einrichtung zum Einprägen jedes der Kompensationsströme an jeden Eingangsknoten der Transistoren.
Andere Aspekte der Erfindung werden in Ansprüchen 2 bis 5 aufgestellt.
Die Figuren zeigen im einzelnen:
Figur 1 - Figur 6 den Stand der Technik, nämlich
Figur 1 ein schematisches Schaltkreisdiagramm eines Differentialverstärkers mit einer Spitzenwertbildungs-Kompensationstechnik;
Figur 2 eine grafische Darstellung der Frequenzcharakteristik des obigen Verstärkers;
Figur 3 ein schematisches Schaltkreisdiagramm eines Differentialverstärkers mit einer Kascodentechnik;
Figuren 4 und 5 jeweils schematische Schaltkreisdiagramme eines Differentialverstärkers mit einer Basis-Kollektor-Kapazitätskompensationstechnik;
Figur 6 ein schematisches Diagramm zum Erklären einer Eingangskapazität eines herkömmlichen Verstärkers;
Figur 7 - Figur 30 Schaltkreisdiagramme von Breitbandverstärkern, welche die Kapazitätkompensationstechnik der vorliegenden Erfinung anwenden, oder grafische Darstellungen, die die Charakteristiken der Verstärker illustrieren, nämlich
Figur 7 ein schematisches Diagramm zum Erklären des Grundprinzips dieser Erfindung;
Figur 8 eine grafische Darstellung, die eine verbesserte Frequenzcharakteristik der vorliegenden Erfindung illustriert;
Figur 9 ein Schaltkreisdiagramm eines Basis-Kapazität-Kompensations-Differentialverstärk ers nach der ersten Ausführungsform der Erfindung;
Figur 10 ein Beispiel der Kompensationskapazität;
Figur 11 eine grafische Darstellung, die die Spannungsverstärkungscharakteristik der obigen ersten Ausführungsform illustriert;
Figur 12 eine grafische Darstellung, die die Spannungsverstärkungscharakteristik mit einer Variation des Werts der Kompensationskapazität illustriert;
Figur 13 einen Zeitablaufplan, der Eingangs- und Ausgangswellenformen erhalten von den Schaltkreissimulationen illustriert, wobei Differentialverstärker angewendet werden als Komparatoren eines Hochgeschwindigkeits-Blitz-A/D-Wandlers;
Figur 13 (a) eine grafische Darstellung, die die Ansprechzeit eines herkömmlichen Breitbandverstärkers illustriert und
Figur 13 (b) eine grafische Darstellung, die die Ansprechzeit der ersten Ausführungsform illustriert;
Figur 14 - Figur 18 jeweils Schaltkreisdiagramme von Basis-Kapazitätskompensations-Differentialverstärkern nach der zweiten bis sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Figur 19 ein Schaltkreisdiagramm eines Kollektor-Kapazitäts-Kompensations-Differentialver stärkers nach der siebten Ausführungsform der Erfindung;
Figur 20 eine grafische Darstellung einer Spannungsverstärkungscharakteristik der siebten Ausführungsform;
Figur 21 und 22 jeweils Schaltkreisdiagramme der Kollektor-Kapazitäts-Kompensations-Differentialver stärker nach der achten und neunten Ausführungsform der Erfindung;
Figur 23 -Figur 25 jeweils Schaltkreisdiagramme von Basis-Kapazitäts-Kompensations-Einzelendverstärker n nach der 10, 11 und 12 Ausführungsform der Erfindung;
Figur 26 -Figur 28 jeweils Schaltkreisdiagramme von Kollektorkapazitätskompensations-Eintaktverstärker n nach der 13. 14. und 15. Ausführungsform der Erfindung;
Figur 29 ein Schaltkreisdiagramm der 16. Ausführungsform der Erfindung welche auf einen Blitz-A/D-Wandler angewandt wird; und
Figur 30 eine grafische Darstellung einer Spannungsverstärkungscharakteristik des Basis-Kapazitäts-Kompensations-Differentialverstär kers und des Kollektor-Kapazitäts-Kompensations-Differetialver stärkers.
Die Erfindung wird jetzt beschrieben werden mit Bezug auf die Zeichnung, bei der gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile in der Zeichnung bezeichnen.
Zuerst wird mit Bezug auf Figur 6 - Figur 8 das Prinzip der Erfindung beschrieben werden als Gegenüberstellung zur herkömmlichen Technik.
Figur 6 ist eine schematische Darstellung eines herkömmlichen Schaltkreises mit einem Eingangswiderstand Rin und einer Eingangskapazität Cin. Die Frequenzcharakteristik des Schaltkreises wird betrachtet werden, wenn er angetrieben wird durch eine Signalquelle mit einer Impedanz von Rs. Eine Niedrigfrequenzverstärkung G&sub0;, 3-dB Bandbreite f3dB0 und Verstärkungs-Bandbreiteprodukt (GB-Produkt) GB&sub0; werden wie folgt dargestellt.
G0 = (Rin//Rs)/Rs (5)
f3dB0 = 1/{2πCin(Rin//Rs)} (6)
GB&sub0; = G&sub0; f3dBo = 1/(2πCinRs) (7)
Somit werden die 3-db Bandbreite f3dB0 und das Verstärkungs-Bandbreite produkt GB&sub0; bestimmt durch die Eingangskapazität mit Cin und den Eingangswiderstand Rin. Zum Erhöhen der Bandbreite des Schaltkreises ist eine Reduktion von Rin oder Cin erforderlich, da Rs konstant ist. Betreffend der Reduzierung von Rin gilt, daß obwohl sie die 3-dB Bandbreite verbessert, sie das GB Produkt konstant hält, wie gezeigt in Gleichung (7), da die Spannungsverstärkung erniedrigt wird durch die Reduzierung von Rin. Andererseits wird, da die Reduzierung von Cin die 3-db Bandbreite verbessert unter Konstanthalten der Niedrigfrequenz-Spannungsverstärkung, das GB Produkt ebenfalls verbessert werden.
Bei dem in Figur 6 gezeigten Schaltkreis kann eine äquivalente Eingangskapazität, gesehen durch eine Signalquelle am Eingangsanschluß abgesenkt werden durch Zuführen eines Stroms, der in die Eingangskapazität Cin flließt, unter Benutzung einer weiteren Stromquelle. Es ist das Prinzip der Erfindung, und ein entsprechendes Verfahren ist in Figur 7 gezeigt. Zunächst wird die Spannung V&sub0;, die der Eingangskapazität eingeprägt ist, erfaßt, und dann wird ein Kompensationsstrom derselben Phase als der Strom, der in die Eingangskapazität Cin fließt, erzeugt durch Umwandeln der Spannung V&sub0;. Dieser Kompensationsstrom wird angelegt an die Cin. Unter der Annahme, daß der Wert des Kompensationsstroms sCv&sub0; ist (wobei s die Laplacetransformationsoperation ist), dann wird die Bandbreite des in Figur 7 gezeigten Schaltkreises durch die folgende Gleichung unter Benutzung von Gleichung (6) repräsentiert.
f3dB1 = 1/{2π(Cin-C)(Rin//Rs)} (8)
Das GB Produkt GB1 wird wie folgt dargestellt durch Ersetzen der Gleichungen (5) und (8) in Gleichung (7).
GB&sub1; = G&sub0; f3dB1 = 1/{2π(Cin - C)Rs} (9)
In diesem Fall wird der Strom, der in die Eingangskapazität fließt, besser kompensiert, da der Wert von C von 0 ansteigt. Daraus resultierend wird nicht die 3-db Bandbreite, sondern auch das GB Produkt GB1 verbessert.
Wenn Cin vollständig ausgelöscht und die 3-db Bandbreite wird theoretisch unendlich.
Dieses Verhalten der Kompensation ist in Fig. 8 gezeigt. Obwohl bei einem praktischen Verstärker viele Pole höherer Frequenz resultierend aus Sperrschichtkapazitäten in verschiedenen Teilen des Schaltkreises die 3-db Bandbreite auf einen endlichen Wert begrenzen, werden dominante Pole in einen Hochfrequenzbereich verschoben und eine Breitbandcharakteristik kann unter Benutzung der Erfindung erhalten werden.
Die erste Ausführungsform, welche erhalten wird durch Anwenden der Erfindung auf einen Differentialverstärker, ist in Fig. 9 gezeigt. Die Haupt-Bandbreitenbegrenzungen dieser Art Differentialverstärker sind folgende:

(1) Die Begrenzung durch die Basiskapazität

Eine am Basisanschluß eines Transistors 5 oder 6 liegende Parasitenkapazität (die Millerkapazität der Basis-Kollektor-Kapazität von Transistoren 5 oder 6, und eine Basis-Eemitter-Kapazität) und die Source-Impedanz gesehen durch den Basisanschluß zurückschauend auf eine Signalquelle bilden eine Zeitkonstante, welche die erste Begrenzung der Bandbreite ist. Ausführungsformen 1 - 6 und 10 - 12, wie im folgenden erwähnt, werden die Begrenzung kompensieren.

(2) Die Begrenzung durch eine Kollektorkapazität

Eine am Kollektoranschluß eines Transistors 5 oder 6 liegende Parasitärkapazität (eine Kollektor-Basis-Kapazität und Kollektor-Substratkapazität des Transistors 5 oder 6) und ein Lastwiderstand R1 oder R2 bilden eine weitere Zeitkonstante, welche die zweite Begrenzung der Bandbreite ist. Ausführungsformen 7 - 9 und 13 - 15, wie im folgenden erwähnt, werden die Begrenzung kompensieren.
Die erste Ausführungsform, wie gezeigt in Fig. 9 ist ein Beispiel des Anwendens der Erfindung zum Auslöschen einer Basiskapazität, welche (1) in der obigen Ausführung entspricht.
In Fig. 9 bezeichnen Bezugszeichen 21, 22 Eingangssignalanschlüsse, 23, 24 Ausgangssignalanschlüsse, 25 - 28, 33, 34 Transistoren, 29 - 32 stromquellen, 35 Kompensationskapazitäten, 90, 91 Signaleingangsknoten und 92, 93 Signalausgangsnoten. Die Transistoren 27, 28 bilden Emitterrolgerschaltkreise, wohingegen die Transistoren 33, 34 und die Kompensationskapazität 35 einen Millerkapazitäts-Kompensationsschaltkreis (gezeigt durch einen Block umrahmt von einer unterbrochenen Linie) bilden. Insbesondere ist der Millerkapazitäts-Kompensationsschaltkreis mit den Emitterfolgertransistoren 33, 34 und der Kompensationskapazität 35, welche zwischen den Ausgangsanschlüssen der Transistoren 33, 34 angeschlossen ist, so aufgebaut, daß der Transistor 34 angesteuert wird durch den nichtinvertierenden Ausgang des Differentialverstärkers (das heißt die Kollektorspannung des Transistors 6) wie erfaßt durch den Transistor 28, und der Transistor 33 angesteuert wird durch den invertierenden Ausgang (das heißt die Kollektorspannung des Transistors 5), wie erfaßt durch den Transistor 27. Somit wird erfaßt durch die Transistoren 27, 28 die Kollektorspannungsdifferenz zwischen den Transistoren 5, 6 angelegt an die Kapazität über die Transistoren 33, 34 und in einen Kompensationsstrom umgewandelt. Mit dem Anstieg der Spannung des Knoten 90 (der Basisanschluß des Transistors 5) wird zum Beispiel der Kompensationsstrom, der umgewandelt wird durch die Kapazität 35, in den Knoten 90 fließen. Daraus resultierend wird die Kompensationskapazität 35, die an dem Basisanschluß 5 oder 6 gesehen wird, eine Negativkapazität.
Eine Spannungsverstärkung des Differentialverstärkers sei mit G, eine Basis-Kollektorkapazität der Transistoren 5, 6 mit CBC1 und eine Basis-Emitterkapazität mit CBE1 bezeichnet. Dann wird die Eingangskapazität der Transistoren 5, 6 dargestellt durch die folgenden Gleichungen entsprechend dem Millereffekt.
Cin = CBE1 + CBC1 (1 + G) (10)
Andererseits wird ein Wert C1 der Kompensationskapazität 35 gesehen an den Basisanschluß des Transistors 5 oder 6 ausgedrückt durch die folgende Gleichung, da der Kompensationsstrom von dem Kapazitätskompensationsschaltkreis in die Eingangskapazität Cin, wie gezeigt in Fig. 9, fließt.
C&sub1; = -2GC&sub1; (11)
Daraus resultierend löscht eine Auswählen des Wertes von C&sub1; der Kompensationskapazität 35 so, daß die Absolutwerte von Gleichungen (10) und (11) gleich werden, die Eingangskapazitäten der Transistoren 5 und 6, was in dem Hochgeschwindigkeistverstärker resultiert.
Insbesondere wird, falls Basis-Kollektor-Kapazitäten 33, 34 vernachlässigbar sind im Vergleich mit Basis-Kollektor-Kapazitäten der Transistoren 5, 6, die Cin ausgelöscht werden und die Bandbreite wird erhöht werden durch Wählen des Werts der Eingangskapazität Cin der Transistoren 5, 6 gleich 2G&sub1;C&sub1;. Wenn andererseits die Basiskollektorkapazität CBC2 der Transistoren 33, 34 nicht vernachlässigbar ist, wird die Kapazität des Transistors 33, gesehen an dem Knoten 90 gleich CBC2 (1 + G&sub1;) durch den Millereffekt werden. Daraus resultierend wird durch Wählen der Summe des Wertes CBC2 (1 + G&sub1;) und Cin gleich 2G&sub1;C&sub1;, die Kapazität des Knotens 90 ausgelöscht werden und ein Hochgeschwindigkeitsdifferentialverstärker erhalten werden. Die obige Beschreibung gilt am Knoten 91 sowie am Knoten 90.
Beim Anwenden der Technik auf integrierte Schaltkreise ist ein Anpassen der Kompensationskapazität 35 an die Übergangskapazität der Transistoren 5, 6 wichtig. Daher kann die Kompensationskapazität 35 ersetzt werden mit Übergangskapazitäten der Transistoren 35, 35b wie gezeigt in Fig. 10. Die Frequenzcharakteristik dieses Falls ist gezeigt in Fig. 11 durch eine durchgezogene Linie. Die 3-dB Bandbreite des Verstärkers ist etwa 700 MHz, was 1,9 mal größer als etwa 360 MHz eines herkömmlichen Schaltkreises (gezeigt durch eine gestrichelte Kurve) ist.
Fig. 12 zeigt das Resultat, das erhalten wird durch die Schaltkreissimulation betreffend der Frequenzcharakteristik der Spannungsverstärkung der ersten Ausführungsform. In diesem Fall sind die Schaltkreisparameter unterschiedlich von denen, die in Verbindung mit Fig. 11 stehen.
In Fig. 12 entspricht eine Kurve S11 C&sub1;=0 (C&sub1; ist der Wert der Kompensationskapazität 35, was die Charakteristik eines herkömmlichen Breitbandverstärkers annähert). Eine Kurve S12 entspricht C&sub1;=5fF, eine Kurve S13 C&sub1;=15fF. eine Kurve 514 C&sub1;=20fF. Wie sich herausstellt durch Vergleichen der Kurven S11 mit S14 wird die Millerkapazität der Transistoren 5, 6 ausgelöscht durch die optimale Auswahl des Wertes C&sub1;, und die 3-dB Bandbreite steigt um einen Faktor 1,6 um 940 MHz auf 1,5 GHz.
Fig. 13 ist ein Zeitablaufplan zu Illustration von einer Eingangs- und Ausgangssignalform erhalten von der Schaltkreissimulation, wobei der Differentialverstärker von Fig.9 angewendet wird als Hochgeschwindigkeitskornparator auf einen Blitz-A/D-Wandler. In diesem Fall sind Schaltkreisparameter die gleichen wie die, die mit Fig. 12 in Verbindung stehen, und die Übersteuerungsspannung ist 4mV. In Fig. 13 zeigt eine Kurve S21 die Signalform an dem Signaleingangsanschluß 21, eine Kurve S22 die Signalform (konstantes Signal) am Signaleingangsanschluß 22, eine Kurve S 23, die Signalform am Signalausgangsanschluß 23 und eine Kurve 524 die Signalform am Signalausgangsanschluß 24.
Fig. 13 (a) illustriert Kurven, die erhalten werden im Fall von C&sub1;=0, was einem herkömmlichen Komparator entspricht. Die Ansprechzeit, die verstrichene Zeit zwischen dem Punkt T1 und T2 wird repräsentiert durch den Ausdruck (T2-T1) und ist etwa 650 ps. Der Punkt T1 ist der Augenblick, in dem die Inversion der Spannungen an den Signaleingangsanschlüssen 21, 22 stattfindet und der Punkt T2 ist der Augenblick, in dem die Inversion der Spannungen an dem Signalausgangsanschluß auftritt.
Fig. 13 (b) illustriert Kurven, die erhalten werden in dem Fall von C&sub1;=20fF. Die Ansprechzeit ist etwa 370 ps (=T3-T1), was um 43% verbessert ist im Vergleich mit einem herkömmlichen Komparator.
Fig. 14 und 15 sind Schaltkreisdiagramme der zweiten und dritten Ausführungsform der Erfindung. In diesen Ausführungsformen ist die Kompensationskapazität 35 der ersten Ausführungsform ersetzt durch eine Sperrschichtkapazität der Dioden 36 und 37 oder Transistoren 38 oder 39. Und eine Spannungsquelle 40 ist vorgesehen zum Einstellen der Vorspannung der Dioden oder der Transistoren. Beim Anwenden der Erfindung auf einen monolitisch integrierten Schaltkreis entsteht ein Problem, daß die optimale Bandbreite nicht erreicht werden kann wegen der Unbeständigkeit der Kapazität. Die vorliegenden Ausführungsformen 2 und 3 jedoch haben den Vorteil, daß sie die optimale Kompensation erreichen können durch Einstellen durch Vorspannungen der Dioden oder der Transistoren.
Fig. 16 ist ein Schaltkreisdiagramm nach der vierten Ausführungsform der Erfindung. Jede der Spannnungen über Kompensationskapazitäten 41 und 42, welche verbunden sind, wie gezeigt in Fig. 16, hat eine entgegengesetzte Phase zu jeder der Basis-Kollektorspannungen der Transistoren 5 und 6. Daraus resultierend wird die Kompensationskapazität 41 oder 42, deren Wert C&sub2; ist, gesehen als C&sub2; (1-G&sub1;) am Knoten 90. Dementsprechend löscht ein Auswählen des Werts von C&sub2;, so daß der Absolutwert C&sub2;(1-G&sub1;) gleich der Eingangskapazität Cin=CBC1(1+G&sub1;) wird, die Cin, was dem Breitband-Differentialverstärker resultiert. In diesem Fall wird die Basis-Emitterkapazität CBE1 vernachlässigt, da sie sehr klein ist.
Bei dem herkömmlichen Differentialverstärker, wie gezeigt in Fig. 4, gab es ein Problem, daß die Kompensationskapazitäten, welche eingesetzt werden zwischen der Basis und dem Kollektor der Transistoren 5, 6 ihre Kollektor-Kapazitäten erhöhen, was in dem Abfall in der Bandbreite des Differentialverstärkers resultiert. Die vorliegende vierte Ausführungsform jedoch löst das Problem durch den Puffereffekt der Transistoren 27 und 28. In Fig. 16 umfaßt der Transistor 27, 28 einen Emitterfolgerscha1tkreis und die Kompensationskapazitäten 41, 42 umfassen einen Kapazitäts-Kompensations-Schaltkreis.
Fig. 17 und 18 sind die fünfte und sechste Ausführungsform der Erfindung, bei denen die festen Kompensationskapazitäten 41 und 42 der vierten Ausführungsform ersetzt werden durch die Sperrschichtkapazitäten der Dioden 45 und 46 oder Transistoren 47 oder 48. Dioden 43 oder 44 sind Pegelschieberdioden, benutzt zum Anpassen der Vorspannungspegel, die den Sperrschichtkapazitäten der Dioden 45 und 46 oder den Transistoren 47 oder 48 mit den Basis-Kollektorspannungspegeln der Transistoren 5 und 6 eingeprägt werden.
Fig. 19 zeigt die siebente Ausführungsform, in der die vorliegende Erfindung angewandt wird zum Auslöschen einer parasitären Kapazität an Kollektorknoten 92, 93 der Transistoren 5 und 6. Ein Kollektorkapazitäts-Kompensationsschalkreis (gezeigt durch einen Block umrahmt von einer unterbrochenen Linie) umfaßt Emitterfolgertransistoren 51, 52 eine Kompensationskapazität 53, die verbunden ist zwischen den Ausgangsanschlüssen der Transistoren 51, 52 und Stromquellen 54, 55. Der Kompensationsschaltkreis produziert einen Kompensationsstrom durch Umwandeln der Differenz der Spannungspegel zwischen Ausgangsknoten 92 und 93, welche erfaßt werden mit den Transistoren 27 und 28, und legt den Kompensationsstrom an die Ausgangsknoten 92 und 93 an. Der Kompensationsstrom ist, wie in Fig. 19 gezeigt, so gerichtet, daß er in den Knoten 92 fließt, wenn die Spannung des Knotens 92 ansteigt (der Strompfad ist durch Pfeile in Fig. 19 gezeigt). Daraus resultierend nimmt der Wert C&sub3; der Kompensationskapazität 53 gesehen am Kollektor der Transistors 5 einen negativen Wert C3º nach der folgenden Gleichung an.
C3 = -2C&sub3; (12)
Andererseits wird die Kollektorkapazität des Cc0 des Transistors 5 oder 6 ausgedrückt als
Cc0 = CBC1 +CSUB1 +CBC7 (13)
wobei CBC1 die Basis-Kollektorkapazität der Transistoren 5, 6, CSUB1 die Kollektor-Substrat-Kapazität und CBC7 die Basis-Kollektor-Kapazität bezeichnet. Daher löscht ein Auswählen des Wertes von C&sub3; der Kompensationskapazität 53 so, daß die Absolutwerte der Gleichung (12) und (13) denselben Wert einnehmen, die Kollektorkapazitäten der Transistoren 5, 6 und ergibt den Hochgeschwindigkeitsverstärker. Die Frequenzcharakteristik des Verstärkers, in dem die Kompensationskapazität 53 aus Transistorsperrschichtkapazitäten zusammengesetzt ist, wie gezeigt in Fig. 10, ist in Fig. 20 durch eine durchgezogene Linie dargestellt. Die 3-dB Bandbreite ist etwa 800 MHz, was 2,2 mal so groß ist wie im Falle eines herkömmlichen Verstärkers, wie gezeigt durch eine gestrichelte Linie. Weiterhin beträgt eine Ansprechzeit der Ausführungsform bei Benutzung als Hochgeschwindigkeitskomparator für einen Blitz-A/D-Wandler 571 ps, was die herkömmliche Ansprechzeit von 1110 ps um 49% reduziert. In diesem Fall sind Schaltkreisparameter die gleichen, wie die, die mit Fig. 11 in Verbindung stehen.
Fig. 21 ist ein Schaltkreisdiagramm der achten Ausführungsform der Erfindung. Sie benutzt Sperrschichtkapazitäten der Dioden 65 und 66 anstatt der festen Kompensationskapazität 53, so daß Vorspannungspegel der Dioden 65 und 66 gleich denen der Transistoren 5 und 6 werden. Der Betrieb des Schaltkreises ist gleich den der siebten Ausführungsform. Der Spannungspegel des Knotens 92, wie erfaßt durch die Transistoren 27 und 58, wird angelegt an den Kadodenanschluß der Diode 65, wohingegen an den Anodenanschluß der Diode 65 ein Gleichstrom eingespeist wird von einer Gleichspannungsquelle 64 über einen Transistor 56. Wie in Fig. 21 gezeigt, sind diese Komponenten so angeordnet, daß mit dem Anstieg mit der Spannung des Knotens 92 ein Strom, der in die Sperrschichtkapazität der Diode 65 fließt, in den Knoten 92 fließen wird proportional zur Spannungserhöhung in dem Knoten 92. Daher wird die Sperrschichtkapazität der Diode 65 negativ erscheinen am Knoten 92, was in einer Verbesserung in der Bandbreite wie in den anderen oben erwähnten Ausführungsformen resultiert. Das gilt auch im Fall von Knoten 93. In Fig. 21 bezeichnen Bezugszeichen 57, 58 Transistoren und 60 - 63 Stromquellen.
Fig. 22 ist ein Schaltkreisdiagramm der neunten Ausführungsform der Erfindung. Diese Ausführungsform wird erhalten durch Ersetzen der Dioden 65 und 66 der achten Ausführungsform mit Transistoren 67 und 68.
Fig. 23 ist ein Schaltkreisdiagramm der zehnten Ausführungsform der Erfindung, in dem die Erfindung angewendet wird auf einen Eintaktverstarker. Um die Eingangskapazität eines Transistors 72 auszuslöschen, wird die Kollektorspannung des Transistors 72 erfaßt durch einen Transistor 74 und angelegt an einen Kompensationskapazität 78 über einen Transistor 77. Die Kompensationskapazität 78 wandelt die Spannung in einen Kompensationsstrom. Wie in Fig. 23 gezeigt, sind diese Komponenten so angeordnet, daß mit dem Anstieg in der Spannung des Knoten 94 der Kompensationsstrom, der in die Kompensationskapazität 78 fließt, in den Knoten 94 fließt. Daher wird die Kompensationskapazität 78 negativ erscheinen am Knoten 94, was in einer Verbesserung der Bandbreite wie den anderen erwähnten Ausführungsformen resultiert.
Fig. 24 und 25 sind Schaltkreisdiagramme der elften und zwölften Ausführungsform der Erfindung. Diese Aausführungsformen werden erhalten durch Ersetzen der Kompensationskapazität 78 durch eine Sperrschichtkapazität einer Diode 80 oder eines Transistors 81. Eine Gleichspannungsquelle ist vorgesehen zum Einstellen eines Vorspannungspegels, der an die Sperrschichtkapazität der Diode 80 oder des Transistors 81 angelegt wird.
In Fig. 23 - 25 bezeichnet 19 eine Gleichspannungsquelle, 70 ein Signaleingangsanschluß, 71 einen Signalausgangsanschluß, 73 einen Widerstand, 75 und 76 Stromquellen, 94 einen Signaleingangsknoten, 95 einen Signalausgangsknoten und 96 einen Transistor.
Fig. 26 ist ein Schaltkreisdiagramm der 13. Ausführungsform der Erfindung, wobei die Erfindung angewendet wird, um die Ausgangskapazität eines Eintaktverstärkers auszulöschen. Erfaßt durch einen Transistor 74 wird die Spannung eines Knotens 95, mit dem ein Widerstand 73 verbunden ist, angelegt an einen Anschluß einer Kompensationskapazität 87 über einen Transistor 83. An den anderen Anschluß der Kompensationskapazität 80 wird eine Gleichspannung eingespeist von einer Spannungsquelle 84 über einen Transistor 82. Wie gezeigt in Figur 25, sind diese Komponenten so angeordnet, daß mit dem Anstieg in der Spannung eines Knotens 95 der Kompensationsstrom in die Kapazität 87 fließt und in den Knoten 95 fließt proportional zur Spannungsänderung des Knotens 95. Daraus resultierend wird die Kompensationskapazität 87 negativ erscheinen an dem Knoten 95, weshalb die Bandbreite verbessert wird, wie bei den anderen Ausführungsformen.
Die Figuren 27 und 28 sind Schaltkreisdiagramme der 14. und 15. Ausführungsform der Erfindung, wobei die Kompensationskapazität 87 der 13. Ausführungsform ersetzt ist durch eine Diode 88 oder einen Transistor 89. In Figur 26 - 28 bezeichnen Bezugszeichen 76, 85, 86 Stromquellen und 96 einen Signaleingangsanschluß.
Figur 29 ist ein Schaltkreisdiagramm der 16. Ausführungsform der Erfindung, wobei die Erfindung angewendet wird, um harmonische Verzerrungen, verursacht durch die Spannungsabhängigkeit einer Eingangskapazität eines Blitz-A/D-Wandlers zu reduzieren. An einem Signaleingangsknoten 111 des Blitz-A/D-Wandlers 112, sind 2N Emitter-Folger 114 - 116 verbunden, welche einen N-Bit A/D-Wandler bilden.
Bei diesem Schaltkreis wird eine Gleichspannung angelegt an den Kathodenanschluß einer Diode 110 von einer Gleichspannungsquelle 109 über einen Transistor 104, so daß die Diode 110 in Sperrichtung vorgespannt ist. Andererseits wird der Spannungspegel des Signaleingangsknotens 111, nämlich der Eingangsanschluß zum A/D-Wandler 112, erfaßt durch einen Transistor 102 und angelegt an einen Anodenanschluß der Diode 110 über einen Transistor 103. Die Spannung wird umgewandelt in einen Kompensationsstrom durch die Sperrschichtkapazität der Diode 110.
Wie gezeigt in Figur 29, sind die Komponenten in seiner Art und Weise angeordert, daß mit dem Anstieg in der Spannung des Signaleingangsknotens 111 der Kompensationsstrom in die Diode 110 fließt und in den Knoten 111 fließt. Daher wird die Sperrschichtkapazität der Diode 110 negativ erscheinen an den Signaleingangsknoten 111. Daher wird Wählen der Sperrschichtkapazität der Diode 110 gleich der Summe der Basis-Kollektorkapazitäten der Transistoren 114, 115 und 116, die mit dem Knoten 111 verbunden sind, und Einrichten gleicher Vorspannungen davon, die Eingangskapazität des A/D-Wandlers 112 auslöschen beim Großsignalschwingen, sowie beim Kleinsignalschwingen, was in einer Verbesserung in der Bandbreite und in der Redaktion von harmonischen Verzerrungen resultiert.
In Figur 29 bezeichnet Bezugszeichen 100 einen Signaleingangsanschluß, 101 einen Transistor, 105 - 107, 117 -119 Stromquellen und 108, 113 Gleichspannungsquellen.
Jetzt wird die Betriebsgeschwindigkeit der drei Arten von Komparatoren, welche benützt werden als Hochgeschwindigkeitskomparators für einen A/D-Wandler, verglichen werden. Diese Komparatoren sind ein herkömmlicher Komparator (herkömmlicher Differentialverstärker), ein Basis-Kapazitäts-Kompensationskomparator entsprechend der vorliegenden Erfindung (welcher eine Kapazität auslöscht, die parasitisch an einem Basis-Anschluß liegt) und ein Kollektorkapazitäts-Komparsationskomparator entsprechend der vorliegenden Erfindung (welcher eine Kapazität auslöscht, die parasitisch am Kollektor-Anschluß liegt).
Obwohl die Ansprechzeitdauer tpd des herkömmlichen Komparators 1110 ps ist, ist die des Basis-Kapazitätkompensationskomparators 606 ps oder verbunden mit einer 45 %igen Abnahme im Vergleich zum herkömmlichen Komparator und die des Kollektor-Kapazitätskompensationskomparators 571 ps oder entsprechend einer 49 %igen Abnahme. Somit wird ein Hochgeschwindigkeitsverstärker erzielt. Die obige Ansprechzeitdauer ist definiert als verstrichene Zeit zwischen dem Punkt, an dem der Eingangsspannungspegel Vin höher als der Referenzspannungspegel um 1/2 LSB (etwa 4mV für einen acht Bit A/D-Wandler LSI) wird, und dem Punkt, an dem die Spannung zwischen den zwei Ausgängen invertiert wird. Schaltkreisparameter der obigen Komparatoren sind gleich denen, die mit Figur 11 verbunden sind.
Tabelle 1 zeigt die Verbesserung durch die Erfindung im Vergleich zu den herkömmlichen Kompensationstechniken. Wie gezeigt, wird einerseits eine 1.03 - 1.39fache Verbesserung in der Bandbreite erzielt durch herkömmliche Kompensationstechniken und andererseits eine 1.94-2.22 fache Verbesserung kann erwartet werden durch Anwenden der vorliegenden Erfindung. Tabelle 1 Vergleich mit herkömmlichen Kompensationstechniken (verglichen bei gleicher Spannungsverstärkung) herkömmliche Techniken Erfindung herkömmlicher Schaltkreis Spitzenwert-Technik Kaskaden-Technik Basis-Kollektor Kompensation Basiskompensation Kollektorkompensation Bandbreite Verbesserung
Drei experimentele Modelle von Differentialverstärkern wurden erstellt und ihre Frequenzcharakteristik gemessen. Diese Verstärker sind ein herkömmlicher Differentialverstarker, ein Basis-Kapazitätkompensations-Differentialverstärker, bei dem die Erfindung angewandt wird zum Kompensieren einer Kapazität die parasitisch am Basisanschluß liegt, und ein Kollektor-Kapazitätskompensations-Differentialverstärker, bei dem die Erfindung angewendet wird, zum Auslöschen einer Kapazität, die parasitisch am Kollektor-Anschluß liegt. Die Resultate der Messung sind in Figur 30 gezeigt. Einerseits ist die 3-dB Bandbreite des herkömmlichen Verstärkers ca. 410 MHz und die des Basis-Kapazitätskompensationstyps und die des Kollektorkompensationstyps etwa 820 MHz, was etwa ein Faktor 2 Verbesserung in der Bandbreite darstellt.
Während die Breitbandverstärkung nach der Erfindung speziell gezeigt und hierin beschrieben worden ist, ist die Erfindung selbst nicht beschränkt auf die genaue Darstellung der Zeichnung oder deren Beschreibung. Z. B. wird, obwohl die 7.Ausführungsform die Kollektor-Kapazität durch Erfassen der Kollektor-Spannung, wie gezeigt in Figur 19, erfaßt, der gleiche Kompensationsschaltkreis angewendet zum Kompensieren der Basiskapazität durch Erfassen der Basisspannung. Weiterhin können, obwohl die oben erwähnten Ausführungsformen erklärt worden sind, für Schaltkreise mit Bipolartransistoren, diese Transistoren ersetzt werden durch FETs, wie z. B. MOSFETS oder GaAsMESFETS, was in demselben Effekt resultiert.

Claims

1. Breitbandverstärker mit:

(a) einem Differentialverstärker mit zumindest zwei Transistoren (5,6);

(b) Folger-Schaltkreis (33, 34; 27, 28) zum Erfassen einer Spannungsänderung eines Eingangs- oder eines Ausgangsknotens (90-93) jedes Transistors (5, 6);

(c) zumindest einer Kapazität (35; 41, 42), die verbunden ist mit Ausgangsanschlüssen der Folger-Schaltkreise (33, 34; 27, 28), zum Erzeugen von Kompensationsströmen gleich und entgegengesetzt zu Strömen, die in eine Eingangskapazität der Transistoren (5, 6) fließen; und

(d) einer Einrichtung zum Anlegen jedes Kompensationsstroms an jeden Eingabeknoten (90, 91) der Transistoren (5, 6).

2. Breitbandverstärker mit:

(a) einem Differentialverstärker mit zumindest zwei Transistoren (5, 6);

(b) Folger-Schaltkreisen (51, 52) zum Erfassen einer Spannungsänderung eines Eingangs- oder

Ausgangsknoten (90 - 93) von jedem der Transistoren (5, 6);

(c) zumindest einer Kapazität (53), welche verbunden ist mit Ausgangsanschlüssen der Folger-Schaltkreise (51, 52), zum Erzeugen von Kompensationsströmen gleich und entgegengesetzt zu Strömen, die in eine Ausgangskapazität der Transistoren (5, 6) fließen; und

(d) eine Einrichtung zum Anlegen jedes der Kompensationsströme an jeden Ausgangsknoten (92, 93) der Transistoren (5, 6).

3. Breitbandverstärker, mit:

(a) einem Eintaktverstärker mit zumindest einem Transistor (72);

(b) einem Folger-Schaltkreis (74, 77) zum Erfassen einer Spannungsänderung eines Eingangs- oder Ausgangsknotens (94, 95) des Transistors 72;

(c) einer Kapazität (78), die verbunden ist mit einem Ausgangsanschluß des Folger-Schaltkreises (74, 77), zum Erzeugen eines Kompensationsstroms gleich und entgegengesetzt zu einem Strom, der in die Eingangskapazität des Transistors 72 fließt; und

(d) einer Einrichtung zum Anlegen des Kompensationsstroms an den Eingangsknoten (94) des Transitors (72).

4. Breitbandverstärker mit:

(a) einem Eintaktverstärker mit zumindest einem Transistor (72);

(b) einem Folger-Schaltkreis (74, 83) zum Erfassen einer Spannungsänderung eines Eingangs- oder Ausgangsknotens (94, 95) des Transistors (72);

(c) einer Kapazität (87), die verbunden ist mit einem Ausgangsanschluß des Folger-Schaltkreises (74, 83), zum Erzeugen eines Kompensationsstroms gleich und entgegengesetzt einem Strom, der in eine Ausgangskapazität des Transistors (72) fließt; und

(d) eine Einrichtung zum Anlegen des Kompensationsstroms an den Ausgangsknoten (95) des Transistors (72)

5. Breitbandverstärker, der verbunden ist mit einem Blitz-A/D-Wandler, wobei der Breitbandverstärker umfaßt:

(a) einen Folger-Schaltkreis (102, 103) zum Erfassen einer Spannungsänderung eines Eingangsknotens (111) des A/D-Wandlers (112);

(b) eine Kapazität (110), die verbunden ist mit einem Ausgangsanschluß des Folger-Schaltkreises (102, 103), zum Erzeugen eines Kompensationsstroms gleich und entgegengesetzt einem Strom, der in einer Eingangskapazität des A/D-Wandlers fließt; und

(c) eine Einrichtung zum Anlegen des Kompensationsstroms an den Eingangsknoten (111) des A/D-Wandlers (112).