JP3857163B2 - 広帯域増幅器、無線送受信装置及び半導体集積回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は無線送受信装置及び、これに用いられる広帯域増幅器及び半導体集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の携帯情報機器や無線ＬＡＮ装置等の無線送受信装置に用いられる差動増幅器は差動増幅器を構成している増幅トランジスタの接合容量、ミラー容量を補正し広帯域化する必要があった。
【０００３】
このため、図２２に示すような差動対接続された増幅トランジスタＱ１０３、Ｑ１０４により構成される増幅器１２を周波数特性補正回路１１を用いて増幅トランジスタＱ１０３、Ｑ１０４の接合容量、ミラー容量を補正する方法が提案されている（特開２０００−３１７６０号公報参照）。図２２に示す周波数特性補正回路１１は、バッファ回路１３とクロスカップル型補正回路１５から構成されている。バッファ回路１３は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０１、Ｑ１０２により構成され増幅器１２を駆動する。クロスカップル型補正回路１５は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０５とｎｐｎ型トランジスタＱ１０６のエミッタ間に接続されたコンデンサとにより構成される。ｎｐｎ型トランジスタＱ１０５、Ｑ１０６のエミッタ間に接続された容量Ｃ１０１は補償電流を発生させ増幅器１２の入力トランジスタの接合容量、ミラー容量を補正する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図２２に示す回路では、補正のためにバッファ回路１３におけるｎｐｎ型トランジスタＱ１０１とクロスカップル型補正回路１５のｎｐｎ型トランジスタＱ１０６の合わせて２つ分のベース・エミッタ間電圧を必要とする。また、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０２とクロスカップル型補正回路１５のｎｐｎ型トランジスタＱ１０５も合わせて２つ分のベース・エミッタ間電圧を必要とする。これは、低電圧動作の観点から図２２に示す回路は望ましいものではなかった。また、増幅器１２のダイナミックレンジは、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０５，Ｑ１０６のベースとコレクタを襷掛けにしているため狭くなる傾向にあり、大信号を扱う増幅器には向かないという問題があった。
【０００５】
例えば、トランジスタのベース・エミッタ間電圧を０．７Ｖ、トランジスタのサチレーション電圧を０．２Ｖとすると、増幅器１２のダイナミックレンジは、差動で０．５Ｖｏｐであり、更に高温動作の場合を考えると、ベース・エミッタ間電圧は高温で０．１Ｖ低下するため、増幅器１２のダイナミックレンジはさらに狭くなり、差動で０．４Ｖｏｐである。
【０００６】
本発明の目的は、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能な広帯域増幅器及びこれに用いる無線送受信装置、及び半導体集積回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の特徴は、入力信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正電流を生成し第１の同相信号に帰還させた第１の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路と、第１の帰還出力信号を入力し増幅信号を出力する増幅器とを備えることを特徴とする広帯域増幅器であることを要旨とする。
【０００８】
本発明の第２の特徴は、増幅用信号を入力した増幅器から出力される増幅信号を入力し、増幅信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正電流を生成し第１の同相信号に帰還させた第1の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路とを備えることを特徴とする広帯域増幅器であることを要旨とする。
【０００９】
本発明の第３の特徴は、電波の送受信を行う送受信アンテナに接続された第１のバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタに接続された送受分波器の受信信号の出力に接続され、互いに一方の入力と出力が接続された、増幅用信号を入力し増幅信号を出力する増幅器と、入力信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正容量を用いて第１の補正電流を生成し、第１の同相信号に帰還させた第１の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路を備える広帯域増幅器を有する受信部と、送受分波器の送信信号の入力に接続された送信部と、受信部と送信部の入力にそれぞれ接続された局部発振器と、受信部の出力と送信部の入力にそれぞれ接続されたベースバンド信号回路とを備える無線送受信装置であることを要旨とする。
【００１０】
本発明の第４の特徴は、半導体チップと、半導体チップの上に集積化され、受信信号を入力する低雑音増幅器と、半導体チップの上に集積化され、局部発振器及び低雑音増幅器の出力を外部に設けられたバンドパスフィルタを介し接続された周波数混合回路と、半導体チップの上に集積化され、周波数混合回路の出力を外部に設けられたバンドパスフィルタを介し接続され、互いに一方の入力と出力が接続された、増幅用信号を入力し増幅信号を出力する増幅器と、入力信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正容量を用いて第１の補正電流を生成し、第１の同相信号に帰還させた第１の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路を有する広帯域増幅器を備える利得可変増幅器と、半導体チップの上に集積化され、利得可変増幅器の出力を復調しベースバンド信号回路に信号を出力する直交復調器とを備える半導体集積回路であることを要旨とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の第１及び第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを説明する前に、これらの広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを用いた広帯域増幅器１０が使用される本発明の実施の形態に係る無線送受信装置について説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
【００１２】
（無線送受信装置）
後述する本発明の第１及び第２の実施の広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを用いる無線送受信装置は、図１８に示すように、電波の送受信を行う送受信アンテナ１と、送受信アンテナに接続された第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７に接続された送受分波器２と、送受分波器２の受信信号の出力に接続された受信部３と、送受分波器２の送信信号の入力に接続された送信部５と、受信部３と送信部５の入力にそれぞれ接続された局部発振器４と、受信部３の出力と送信部５の入力にそれぞれ接続されたベースバンド信号回路６とを備えている。
【００１３】
受信部３は、図１９に示すように送受分波器２の出力に接続された低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０の出力に接続された第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１と、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１と局部発振器４の出力にそれぞれ接続された第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２と、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の出力に接続された第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３と、第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の出力に接続された利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４と、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の出力と局部発振器４の出力に接続された第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５及び利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の出力と局部発振器４の信号を入力し９０°移相した信号を出力する９０°移相回路２７に接続された第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６とを有する直交復調器（ＱＤ）２８とを少なくとも備えている。
【００１４】
更に、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４は、図２０に示すように３段に直列接続された広帯域増幅器２０１、２０２、２０３と、これらの広帯域増幅器２０１、２０２、２０３を制御する利得制御回路３０を備えている。広帯域増幅器２０１、２０２、２０３は後述する広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈのいずれかが使用可能である。ただし、広帯域増幅器２０１、２０２、２０３は同一の回路で良い。利得制御回路３０には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。なお、図２０で示す利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４は広帯域増幅器２０１、２０２、２０３を３段に直列接続しているが、広帯域増幅器２０１、２０２、２０３は単体又は任意の段数の広帯域増幅器を直列に接続しても良いものとする。
【００１５】
本発明の実施の形態における無線送受信装置は、上記のように構成されており、受信時には送受信アンテナ１で、電波を電気信号に変換し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、受信部に信号経路が接続された状態の送受分波器２を経由し受信される受信信号に復変調を行い、ベースバンド信号回路６に信号を出力し、ベースバンド信号回路６はベースバンド処理を実行する。受信部３の機能の詳細に関しては後述する。
【００１６】
また、送信時には、ベースバンド信号回路６から出力された信号を送信部で局部発振器４の信号を用いて変調し、送信部５に信号経路が接続された状態の送受分波器２を経由し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、送受信アンテナ１により電気信号を電波に変換し出力する。
【００１７】
前述した受信部３は、受信信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０で増幅した信号を、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２で局部発振器４の信号を合成し、更に第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４に入力する。利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４は、基準電圧Ｖｒｅｆを利得制御回路３０に入力し、利得制御回路で設定される値に基づき単体又は任意の段数に接続された広帯域増幅器２０１、２０２、２０３で増幅する。利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４から出力された信号は直交復調器（ＱＤ）２８に入力され、局部発振器４から供給される信号をもとに復調を行う。
【００１８】
ただし、送受信アンテナ１に、マイクロ波やミリ波等の電波が送信／受信される場合に限られず、超音波を用いて信号を伝播しても構わない。又、ケーブル方式の有線ネットワーク手段でも構わないものとする。
【００１９】
本発明の広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを備えた無線送受信装置はダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能である。
【００２０】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａは図２に示すように、周波数特性補正回路１１と増幅器１２とを備えている。周波数特性補正回路１１は、受信信号を入力するバッファ回路１３と、バッファ回路１３の出力に接続された容量補正回路１４とを備えている。更に、バッファ回路１３は、第１の駆動トランジスタＱ１と、第２の駆動トランジスタＱ２とを備える。第１の駆動トランジスタＱ１は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の高電位側出力に接続された制御電極、高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。第２の駆動トランジスタＱ２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の低電位側出力に接続された制御電極、高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。
【００２１】
また、容量補正回路１４は、第１のバッファトランジスタＱ２１と、第２のバッファトランジスタＱ２２と、第１の帰還トランジスタＱ５と、第２の帰還トランジスタＱ６と、第１の補正容量Ｃ１と、第２の補正容量Ｃ２とを備える。第１のバッファトランジスタＱ２１は、第１の駆動トランジスタＱ１と並列に接続された制御電極と第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。第２のバッファトランジスタＱ２２は、第２の駆動トランジスタＱ２と並列に接続された制御電極と第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。第１の帰還トランジスタＱ５は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を入力する制御電極、第１の駆動トランジスタＱ１の出力端子に接続された第１の主電極、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。第２の帰還トランジスタＱ６は、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力する制御電極、第２の駆動トランジスタＱ２の出力端子に接続された第１の主電極、第３の帰還電流源ＩＥＥ３を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。第１の補正容量Ｃ１は、一端を第１の帰還トランジスタＱ５の第２の主電極に、他端を第１のバッファトランジスタＱ２１の第２の主電極及び第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続している。第２の補正容量Ｃ２は、一端を第２の帰還トランジスタＱ６の第２の主電極に、他端を第２のバッファトランジスタＱ２２の第２の主電極及び第４の帰還電流源ＩＥＥ４を介し低位電源ＶＳＳに接続している。
【００２２】
更に、増幅器１２は、第１の増幅トランジスタＱ３と第２の増幅トランジスタＱ４を備える。第１の増幅トランジスタＱ３は、第１の駆動トランジスタＱ１の第２の主電極に接続された制御電極、第１の抵抗Ｒ１を介して高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。第２の増幅トランジスタＱ４は、第２の駆動トランジスタＱ２の第２の主電極に接続された制御電極、第２の抵抗Ｒ２を介して高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。
【００２３】
ここで、各トランジスタはｎｐｎ型トランジスタであり、「第１の主電極」はコレクタ電極であり、「第２の主電極」とはエミッタ電極、「制御電極」とはベース電極である。
【００２４】
第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａは上記のように構成されており、図２に示した広帯域増幅器１０ａは増幅器１２の第１の増幅トランジスタＱ３と第２の増幅トランジスタＱ４の回路構成が対称であることから、図３（ａ）に示すような第１の増幅トランジスタＱ３側のシングル回路で動作すると考えることができる。ただし、図３（ａ）では、第１の駆動トランジスタＱ１の出力の負荷である第１の増幅トランジスタＱ３の制御電極に電流が流れない場合の制御電極の接合容量をＣ１０とした等価回路としている。
【００２５】
更に図３（ａ）で示した第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０のシングル回路は、図４（ａ）に示すような小信号等価回路で表すことができる。ここで、トランジスタ第１の駆動トランジスタＱ１、第１のバッファトランジスタＱ２１、第１の帰還トランジスタＱ５のエミッタ抵抗をそれぞれｒｅと考え、第１のバッファトランジスタＱ２１はバッファ３１と等価と考える。また、第１の帰還トランジスタＱ５は制御電極を接地した回路であり、電流源ＩＥＥ６にはバッファ３１の出力電流Ｉａと同じ電流が流れる。ここで、小信号等価回路の伝達関数Ｔ（ｓ）は、ｓ＝ｊω、ボルツマン定数をｋ、絶対温度をＴ、電子の電荷量をｑ、ＶT＝ｋＴ／ｑ、ｒｅ＝ＶT／Ｉ１、とすると、
【数１】
T(s)=(1+3・s・C1・re)/(1+2・(s・re)2・C10・C1+s・(C10・re+2・C1・re))
・・・・・(1)
で表される。
【００２６】
更に、（１）式はωで正規化するために、Ｃ１０＝Ｃ１＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωと置くと、
【数２】
T(jω)=(1+j3ω)/(1-2・ω2+j3ω) ・・・・・(2)
で表される。
【００２７】
一方、図２２に示したクロスカップル型補正回路１５を用いた広帯域増幅回路１０は、増幅器１２の増幅トランジスタＱ１０３と第２の増幅トランジスタＱ１０４の回路構成が対称であることから、バッファ回路１３の出力の負荷であるベース電流が流れない場合の増幅トランジスタＱ１０３、Ｑ１０４のベース接合容量をＣ１０２ａ及び１０２ｂとすると、図３（ｂ）に示すような回路として説明することができる。更に図３（ｂ）で示した回路は図４（ｂ）に示すような小信号等価回路で表すことができる。ここで、図４（ｂ）で示す小信号等価回路図の伝達関数Ｔ（ｓ）は、
【数３】
T(s)=(1+s・C101・re)/(1+(s・re)2・C102・C101+s・(C102・re+C101・re-C101・re))
・・・・・(3)
で表される。
【００２８】
更に、（３）式はωで正規化するために、Ｃ１０１＝Ｃ１０２＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωとおくと、
【数４】
T(jω)=(1+jω)/(1+(jω)2+jω) =(1+jω)/(1-ω2+jω) ・・・・・(4)
で表される。更に、比較のためにバッファ回路１３のみで動作させた場合の伝達関数Ｔ（ｓ）は、
【数５】
T(s)=1/(1+s・C10・re) ・・・・・(5)
で表される。更に、（５）式はωで正規化するためにＣ１０＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωとおくと、
【数６】
T(jω)=1/(1+jω) ・・・・・(6)
で表される。
【００２９】
第１の実施の形態における図３（ａ）で示したシングル回路の小信号等価回路の伝達関数（１）式にＣ１０＝Ｃ１＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωを代入した結果は、図５のＦ１のような周波数特性を示す。従来の技術における図３（ｂ）で示したシングル回路の小信号等価回路の伝達関数（３）式に、Ｃ１０１＝０．６５Ｆ、Ｃ１０２＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωを代入した結果は図５のＦ２のような周波数特性を示す。また、バッファ回路１３のみで増幅器１２を動作させた場合の伝達関数である（５）式にＣ１０＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωを代入した結果は、図５のＦ３のような周波数特性を示す。ただし、正規化周波数ωはＦ３で示す周波数特性の振幅が３ｄＢ降下した周波数としている。
【００３０】
一方、図３（ａ）の回路シミュレーション結果は、Ｃ１＝Ｃ１０＝２ｐＦ、Ｉ１＝１５０μＡを代入した場合の広帯域増幅器１０ａは図６のＦ４のような周波数特性を示す。図３（ｂ）の回路において、Ｃ１０１＝１．３ｐＦ、Ｃ１０２＝２ｐＦ、Ｉ１＝１５０μＡとした場合の図２２で示したクロスカップル型補正回路１５を用いた広帯域増幅器１０は図６のＦ５のような周波数特性で示される。図３（ａ）の回路において、Ｃ１０＝２ｐＦ、Ｉ１＝１５０μＡバッファ回路１３のみで動作させた場合は図６のＦ６のような周波数特性を示す。Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６で示した周波数特性を図４（ａ）及び図４（ｂ）で示した伝達関数より導出した周波数特性と比較すると同様のシミュレーション結果が得られていることがわかる。
【００３１】
図２２で示す従来技術における広帯域増幅器では、電流源ＩＥＥ１０１、電流源ＩＥＥ１０２に等しい電流Ｉ１を流すとすると、図６のＦ５で示すような周波数特性を示す。
【００３２】
一方、本発明の第１の実施の形態では、第１の帰還電流源ＩＥＥ１と第１のバッファ電流源ＩＥＥ２及び第２の帰還電流源ＩＥＥ３と第２のバッファ電流源ＩＥＥ４にそれぞれ等しい電流Ｉ１を流したとすると、図６のＦ４で示すような周波数特性を示し、従来例と比較し振幅が３ｄＢ降下したポイントで同等の広帯域化を図ること可能であることがわかる。
【００３３】
又、本発明は容量補正回路１４に出力用のバッファ回路１３と同じエミッタフォロワ回路とベース接地回路を使用しているので、図２２で示した従来例のようなクロスカップル型補正回路１５と違い、補正経路の位相遅れが少ないという利点もある。
【００３４】
第１の実施の形態において容量補正回路１４の第１の補正容量Ｃ１を変化させた場合の伝達関数は、図７に示す。バッファ回路１３のみで増幅器１２を動作した場合の伝達関数はＦ１０のような伝達関数を示すのに対し、（１）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１、Ｃ１＝１を代入した場合は、Ｆ７のような周波数特性を示す。伝達関数（１）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１，Ｃ１＝２を代入した場合は、Ｆ８のような周波数特性を示す。伝達関数（１）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１，Ｃ１＝０．５を代入した場合は、Ｆ９に示すような周波数特性を示す。図７のＦ１０で示すバッファ回路１３のみで増幅器１２を動作した場合の伝達関数の周波数特性と、Ｆ７、Ｆ８、Ｆ９で示した第１の実施の形態における容量補正回路１４の第１の補正容量Ｃ１を変化させた場合の伝達関数の周波数特性は第１の補正容量Ｃ１を適当な値に設定することより、補正したい周波数範囲を調整することができる。また、第１の実施の形態における広帯域増幅器１０ａにおいて、第２の増幅トランジスタＱ４側に接続された第２の補正容量Ｃ２を設定しても実質的に同等の効果が得られる。
【００３５】
広帯域増幅器１０を３段縦続接続した場合の周波数特性において、簡単のため、増幅器１２（差動増幅器）の出力の伝達関数をバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で差動増幅器を駆動する場合の伝達関数と同じであるとすると、図３（ａ）の第１のバッファ電流源ＩＥＥ２に流れる電流をバッファ回路１３（エミッタフォロワ）のみで増幅器を動作させた場合に流れる第１の帰還電流源ＩＥＥ１の電流の１／２とした場合、図３（ａ）の第１のバッファトランジスタＱ２１のエミッタ抵抗は２・ｒｅとなるため、図４（ａ）の小信号等価回路図において抵抗２・ｒｅは３・ｒｅとなる。この時、広帯域増幅器１０の１段の伝達関数は、
【数７】
T1(s)=((1+4s・C1・re)/(1+3(s・re)2・C10・C1+s(C10・re+3・C1・re)))(1/(1+s・C10・re)) ・・・・・(31)
で表される。
【００３６】
また、増幅器１２（差動増幅器）の出力の伝達関数がバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の伝達関数と同じ場合の増幅器１２（差動増幅器）をミッタフォロワ回路で駆動した場合の伝達関数は、
【数８】
T2(s)=(1/(1+s・C10・re))(1/(1+s・C10・re)) ・・・・・(32)
で表される。
【００３７】
広帯域増幅器１０の１段の伝達関数の計算結果は、（３２）式の振幅が６ｄＢ落ちの周波数を正規化周波数ωとすると図８のような周波数特性が示される。バッファ回路１３で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の増幅器１段の伝達関数は、（３２）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１を代入したＦ１１に示すような周波数特性を示す。容量補正回路１４のついたバッファ回路１３で増幅器１２を駆動する場合の増幅器１段の伝達関数は、式（３１）においてＣ１＝Ｃ１０＝ｒｅ＝１を代入したＦ１２で示すような周波数特性を示す。増幅器１２（差動増幅器）を３段縦続接続した場合のカットオフ周波数は、図８で示されるように、増幅器１２（差動増幅器）１段当たりのカットオフ周波数にすると１ｄＢ落ちのポイントに相当する。図８で示す周波数特性から１ｄＢ落ちの周波数特性を補正し広帯域化を図る場合、バッファ回路１３（エミッタフォロワ）に流れる電流の半分の電流をバッファトランジスタに流すことで増幅器１２（差動増幅器）の帯域を約２倍にすることができる。また、簡単のため増幅器１２出力の伝達関数がバッファ回路１３で増幅器１２を駆動する場合の伝達関数と同じであると仮定したが、増幅器の出力の伝達関数がバッファ回路１３で増幅器１２を駆動する場合の伝達関数と異なる場合においても、図７で示したように第１の補正容量Ｃ１の値を調整することにより、適切な補正をかけることが可能である。図９は、図８に示した増幅器１２（差動増幅器）を３段縦続接続した場合の伝達関数を計算した図である。Ｆ１３はバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の増幅器１２（差動増幅器）３段の伝達関数の計算式を示してあり、伝達関数は、（Ｔ２（ｓ））3である。Ｆ１４は、補正回路のついたバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の増幅器１２（差動増幅器）３段の伝達関数の計算式であり、伝達関数は、（Ｔ１（ｓ））3である。
【００３８】
図９で示した周波数特性から、バッファ回路１３（エミッタフォロワ）の１／２の電流をバッファトランジスタに流すことで３段縦続接続した増幅器１２（差動増幅器）のカットオフ周波数が約２倍に伸びていることが確認できる。従って、多段接続する増幅器１２（差動増幅器）の段数が多いほど、容量補正回路１４のバッファトランジスタに流す電流はより少ない電流で増幅器１２（差動増幅器）の広帯域化を図ることができる。
【００３９】
本発明によれば、バッファ回路１３の出力の負荷である第１、第２の増幅トランジスタＱ３、Ｑ４の接合容量、ミラー容量に流れる電流を補正することにより増幅器の広帯域化を実現する。補正回路に必要な動作電圧はバッファ回路１３の制御電極・エミッタ間電圧１つ分でよいため、従来例と比較し、低電圧動作可能な広帯域増幅器１０を実現することができる。容量補正回路１４のダイナミックレンジはバッファ回路１３と同等広くとれるため、広帯域増幅器１０ａのダイナミックレンジも広くなる。また、広帯域増幅器１０ａの出力の周波数特性が悪い場合でも周波数特性を補正し広帯域化することができる。
【００４０】
特に広帯域増幅器１０ａを複数段接続した場合は、より少ない電流増加で広帯域化を図ることができる。さらに、本発明の広帯域増幅器１０ａは、回路が対称であるため、シングル回路の増幅器にも適用可能である。
【００４１】
従って、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、この場合の低電圧動作が可能な広帯域増幅器及びこれに用いる無線送受信装置、及び半導体集積回路を得ることができる。
【００４２】
図２で示した広帯域増幅器１０ａは、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を第３の抵抗Ｒ３とし、更に第２の帰還電流源ＩＥＥ３を第４の抵抗Ｒ４とした図１０に示すような広帯域増幅器１０ｂとすることも可能であり、図２で示した広帯域増幅器１０ａと同等の効果が得られる。
【００４３】
又、図１０で示した広帯域増幅器１０ｂは増幅器１２の第１の増幅トランジスタＱ３の制御電極に第６の抵抗Ｒ６を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ３を備え、第２の増幅トランジスタＱ４の制御電極に第５の抵抗Ｒ５を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ４を備えた、図１１に示すような広帯域増幅器１０ｃとすることも可能であり、この場合容量Ｃ３及び容量Ｃ４の寄生容量も含め周波数特性を補正することにより、図２で示した広帯域増幅器１０ａと同等の効果が得られる。更に、周波数特性補正回路１１と増幅器１２は容量を介し接続されているため、広帯域増幅器１０としての動作電圧はバッファ回路１３と増幅トランジスタの制御電極・エミッタ間電圧１つ分でよく、低電圧動作が可能となる。
【００４４】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄは、図１２に示すように、第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａにおける各ｎｐｎ型トランジスタをぞれぞれｎＭＯＳトランジスタに置き換えた構造に対応する。従って第２の実施の形態では「第１の主電極」はドレイン電極、「第２の主電極」はソース電極、「制御電極」はゲート電極に対応する。
【００４５】
バッファ回路１３は、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１、第１のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２１、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２、第２のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２２を備える。第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の高電位側出力に接続されたゲート端子、高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。第１のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２１は、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１と並列に接続されたゲート端子とドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の低電位側出力に接続されたゲート端子、高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。第２のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２２は、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２と並列に接続されたゲート端子とドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。
【００４６】
また、容量補正回路１４は、第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ５、第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ６と、第１の補正容量Ｃ１と、第２の補正容量Ｃ２とを備える。第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ５は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を入力するゲート端子、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１の出力端子に接続されたドレイン端子、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ６は、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力するゲート端子、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２の出力端子に接続されたドレイン端子、第３の帰還電流源ＩＥＥ３を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。第１の補正容量Ｃ１は、一端を第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ５のソース端子に、他端を第１のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２１のソース端子及び第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続している。第２の補正容量Ｃ２は、一端を第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ６のソース端子に、他端を第２のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２２のソース端子及び第４の帰還電流源ＩＥＥ４を介し低位電源ＶＳＳに接続している。
【００４７】
更に、増幅器１２は、第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３と第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４を備える。第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３は、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１のソース端子に接続されたゲート端子、第１の抵抗Ｒ１を介して高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４は、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２のソース端子に接続されたゲート端子、第２の抵抗Ｒ２を介して高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。図１２に示した広帯域増幅器１０ｄは増幅器１２の第１の駆動トランジスタＱ３と第２の増幅トランジスタＱ４の回路構成が対称であることから、図１３に示すような第１の増幅トランジスタＱ３側のシングル回路で動作すると考えることができる。ただし、図１３では、第１の増幅トランジスタＱ３の制御電極に電流が流れない場合の制御電極の接合容量をＣ１０とした等価回路としている。第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄは上記の様に構成され、第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３と第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４のゲート端子の有する入力容量を、容量補正回路１４で生成した補正電流を流すことにより、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能な広帯域増幅器を得ることが可能となる。
【００４８】
図１２で示した広帯域増幅器１０ｄは、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を第３の抵抗Ｒ３とし、更に第２の帰還電流源ＩＥＥ３を第４の抵抗Ｒ４とした図１４に示すような広帯域増幅器１０ｅとすることも可能であり、図１２で示した広帯域増幅器１０ｄと同等の効果が得られる。
【００４９】
又、図１４で示した広帯域増幅器１０ｅは増幅器１２の第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３のゲート端子に第６の抵抗Ｒ６を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ３を備え、第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４のゲート端子に第５の抵抗Ｒ５を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ４を備えた、図１５に示すような広帯域増幅器１０ｆとすることも可能であり、図１２で示した広帯域増幅器１０ｄと同等の効果が得られ、更に第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３のゲート端子及び第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４のゲート端子の入力信号の直流成分を除去する効果がある。他は第１の実施の形態と実質的に同様であるので、重複した記載を省略する。
【００５０】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｇは、図１６に示すように、第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａにおける周波数特性補正回路１１を増幅器１２の後段に接続している。第１の実施の形態では、周波数特性補正回路１１は増幅器の入力の容量に補正電流を供給でいていたが、増幅器の後段に接続している。第１の実施の形態における図９で示すように多段接続の例から増幅器１２の出力側に周波数特性回路を接続した場合においても、増幅器の出力となる負荷の有する容量に補正電流を供給し、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能である。他は第１の実施の形態と実質的に同様であるので、重複した記載を省略する。
【００５１】
（第４の実施の形態）
第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｈは、図１７に示すように、第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄにおける周波数特性補正回路１１を増幅器１２の後段に接続している。第１の実施の形態では、周波数特性補正回路１１は増幅器の入力の容量に補正電流を供給でいていたが、増幅器の後段に接続し、増幅器の出力となる負荷の有する容量に補正電流を供給し、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能となる。
【００５２】
他は第２の実施の形態と実質的に同様であるので、重複した記載を省略する。
【００５３】
（半導体集積回路）
本発明の第１及び第２の実施に係る広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを含む図１９で示した受信部３は同一の半導体チップ１０１上にモノリシックに集積化し、半導体集積回路１００を形成することが可能である。
【００５４】
ここでは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４、第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５、第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６、直交復調器（ＱＤ）２７は半導体チップ１０１上に形成される。
【００５５】
半導体チップ１０１のボンディングパッド４０ａは、送受分波器２からの受信信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０の入力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｂは、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１に信号を出力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０の出力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｃは、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１から信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の入力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｄは、第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３に信号を出力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の出力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｅは、第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３からの信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の入力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｆ、４０ｇは、ベースバンド信号回路６に信号を出力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５の出力にそれぞれ電気的に接続される。同様にボンディングパッド４０ｈ、４０ｉは、ベースバンド信号回路６からの信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６の出力にそれぞれ電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｊ、４０ｋは局部発振器４からの信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、ボンディングパッド４０ｊは第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の入力に電気的に接続され、ボンディングパッド４０ｋは第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５と９０°移相回路２７に電気的に接続されている。一方、同様に利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の出力と第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５及び第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６の入力、９０°移相回路２７の出力と第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６の入力は、電気的に接続されている。
【００５６】
図２１においては、デジタルＣＭＯＳプロセスを用いて形成できる範囲で半導体チップ１０１を構成している。具体的には、ボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｅ等は、例えば半導体チップ１０１の素子形成表面に形成された１×１０18〜１×１０21ｃｍ-3程度のドナーもしくはアクセプターがドープされた複数の高不純物密度領域（ソース領域／ドレイン領域等）にそれぞれ接続されている。そして、この複数の高不純物密度領域にオーミック接触するように、アルミニウム（Ａｌ）、もしくはアルミニウム合金（Ａｌ−Ｓｉ、Ａｌ−Ｃｕ−Ｓｉ）等の金属からなる複数の電極層が形成されている。そしてこの複数の電極層の上部には、酸化膜（ＳｉＯ2）、ＰＳＧ膜、ＢＰＳＧ膜、窒化膜（Ｓｉ3Ｎ4）、あるいは、ポリイミド膜等からなるパッシベーション膜が形成されている。そして、パッシベーション膜の一部に複数の電極層を露出するように複数の開口部（窓口）を設け、ボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｃ〜４０ｋを構成している。あるいは、複数の電極層と金属配線で接続された他の金属パターンとして、ボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｃ〜４０ｋを形成しても構わない。又、ポリシリコンゲート電極にアルミニウム（Ａｌ）、もしくはアルミニウム合金（Ａｌ−Ｓｉ、Ａｌ−Ｃｕ−Ｓｉ）等の金属からなるボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｃ〜４０ｋを形成することが可能である。あるいは、複数のポリシリコンゲート電極に接続されたゲート配線等の複数の信号線を介して、他の複数のボンディングパッドを設けてもよい。ポリシリコンから成るゲート電極の替わりにタングステン（Ｗ）、チタン（Ｔｉ）、モリブデン（Ｍｏ）等の高融点金属、これらのシリサイド（ＷＳｉ、ＴｉＳｉ、ＭｏＳｉ）等、あるいはこれらのシリサイドを用いたポリサイド等から成るゲート電極でも構わない。
【００５７】
（その他の実施の形態）
第１の実施の形態では各トランジスタをバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）で説明し、第２の実施の形態ではＭＯＳトランジスタで説明したが、これらに限定されず、ショットキーバリア型ＦＥＴ（ＭＥＳＦＥＴ）、ジャンクション型ＦＥＴ（JＦＥＴ）、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）等であってもよい。
【００５８】
【発明の効果】
本発明により、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能な広帯域増幅器及びこれに用いる無線送受信装置、及び半導体集積回路を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１（ａ）は本発明の第１及び第２の実施の形態広帯域増幅器１０を説明した図である。図１（ｂ）は本発明の第３及び第４の実施の形態広帯域増幅器１０を説明した図である。
【図２】 本発明の第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａを説明した図である。
【図３】 図３（ａ）は第１の実施の形態に係るを駆動回路の小信号等価回路を説明した図である。図３（ｂ）は従来の技術に係るを駆動回路の小信号等価回路を説明した図である。
【図４】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器の小信号等価回路における伝達関数に基づく周波数特性を示した図である。
【図５】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器の周波数特性シミュレーション結果を示した図である。
【図６】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器の第２の補正容量を変化させた場合の周波数特性を説明した図である。
【図７】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器単体での周波数特性を説明した図である。
【図８】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器を多段接続した場合の周波数特性を説明した図である。
【図９】 本発明の第２の実施の形態に係る広帯域増幅器のを説明した図である。
【図１０】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａを説明した図である。
【図１１】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｂを説明した図である。
【図１２】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｃを説明した図である。
【図１３】 本発明の第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄを説明した図である。
【図１４】 本発明の第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｅを説明した図である。
【図１５】 本発明の第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｆを説明した図である。
【図１６】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｇを説明した図である。
【図１７】 本発明の第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｈを説明した図である。
【図１８】 本発明の第１〜４の実施の形態に係る広帯域増幅器を含む無線送受信装置を説明した図である。
【図１９】 無線送受信装置の受信部について説明した図である。
【図２０】 無線送受信装置の受信部の利得可変増幅器を説明した図である。
【図２１】 本発明の第１〜４の実施の形態に係る広帯域増幅器を含む半導体集積回路を説明した図である。
【図２２】 従来の広帯域増幅器を説明した図である。
【符号の説明】
１：送受信アンテナ
２：送受分波器
３：受信部
４：局部発振器
５：送信部
６：ベースバンド信号回路
７：第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０：広帯域増幅器
１０ａ〜１０ｈ：広帯域増幅器
１１：周波数特性補正回路
１２：増幅器
１３：バッファ回路
１４：容量補正回路
１５：クロスカップル型補正回路
２０：低雑音増幅器（ＬＮＡ）
２１：第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２２：第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）
２３：第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２４：利得可変増幅器（ＡＧＣ）
２５：第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）
２６：第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）
２７：９０°移相回路２７
２８：直交復調器(ＱＤ)
３０：利得制御回路
３１：バッファ
４０ａ〜４０ｋ：ボンディングパッド
１００：半導体集積回路
１０１：半導体チップ
２０１〜２０４：広帯域増幅器
Ｑ１：第１の駆動トランジスタ
Ｑ２：第２の駆動トランジスタ
Ｑ３：第１の増幅トランジスタ
Ｑ４：第２の増幅トランジスタ
Ｑ５：第１の帰還トランジスタ
Ｑ６：第２の帰還トランジスタ
Ｑ２１：第１のバッファトランジスタ
Ｑ２２：第２のバッファトランジスタ
Ｎ１：第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ２：第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ３：第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ４：第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ５：第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ６：第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ２１：第１のバッファｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ２２：第２のバッファｎＭＯＳトランジスタ
Ｃ１：第１の補正容量
Ｃ２：第２の補正容量
Ｃ３〜４：コンデンサ
Ｃ１０、２０：出力容量
Ｑ１０１〜１０６：ｎｐｎ型トランジスタ
Ｃ１０１、１０１ａ、１０１ｂ：容量
Ｃ１０２、１０２ａ、１０２ｂ：出力容量
ＩＥＥ１：第１の帰還電流源
ＩＥＥ２：第１のバッファ電流源
ＩＥＥ３：第２の帰還電流源
ＩＥＥ４：第２のバッファ電流源
ＩＥＥ５：駆動電流源
Ｖｒｅｆ：基準電圧
Ｖｒｅｆ１：第１の基準電圧
Ｖｒｅｆ２：第２の基準電圧
Ｒ１：第１の抵抗
Ｒ２：第２の抵抗
Ｒ３：第３の抵抗
Ｒ４：第４の抵抗
Ｒ５：第５の抵抗
Ｒ６：第６の抵抗
Ｉａ、Ｉｂ：補正電流
ＶＣＣ：高位電源
ＶＳＳ：低位電源
Ｖｉ：入力
Ｖｏ：出力
【発明の属する技術分野】
本発明は無線送受信装置及び、これに用いられる広帯域増幅器及び半導体集積回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の携帯情報機器や無線ＬＡＮ装置等の無線送受信装置に用いられる差動増幅器は差動増幅器を構成している増幅トランジスタの接合容量、ミラー容量を補正し広帯域化する必要があった。
【０００３】
このため、図２２に示すような差動対接続された増幅トランジスタＱ１０３、Ｑ１０４により構成される増幅器１２を周波数特性補正回路１１を用いて増幅トランジスタＱ１０３、Ｑ１０４の接合容量、ミラー容量を補正する方法が提案されている（特開２０００−３１７６０号公報参照）。図２２に示す周波数特性補正回路１１は、バッファ回路１３とクロスカップル型補正回路１５から構成されている。バッファ回路１３は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０１、Ｑ１０２により構成され増幅器１２を駆動する。クロスカップル型補正回路１５は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０５とｎｐｎ型トランジスタＱ１０６のエミッタ間に接続されたコンデンサとにより構成される。ｎｐｎ型トランジスタＱ１０５、Ｑ１０６のエミッタ間に接続された容量Ｃ１０１は補償電流を発生させ増幅器１２の入力トランジスタの接合容量、ミラー容量を補正する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図２２に示す回路では、補正のためにバッファ回路１３におけるｎｐｎ型トランジスタＱ１０１とクロスカップル型補正回路１５のｎｐｎ型トランジスタＱ１０６の合わせて２つ分のベース・エミッタ間電圧を必要とする。また、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０２とクロスカップル型補正回路１５のｎｐｎ型トランジスタＱ１０５も合わせて２つ分のベース・エミッタ間電圧を必要とする。これは、低電圧動作の観点から図２２に示す回路は望ましいものではなかった。また、増幅器１２のダイナミックレンジは、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０５，Ｑ１０６のベースとコレクタを襷掛けにしているため狭くなる傾向にあり、大信号を扱う増幅器には向かないという問題があった。
【０００５】
例えば、トランジスタのベース・エミッタ間電圧を０．７Ｖ、トランジスタのサチレーション電圧を０．２Ｖとすると、増幅器１２のダイナミックレンジは、差動で０．５Ｖｏｐであり、更に高温動作の場合を考えると、ベース・エミッタ間電圧は高温で０．１Ｖ低下するため、増幅器１２のダイナミックレンジはさらに狭くなり、差動で０．４Ｖｏｐである。
【０００６】
本発明の目的は、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能な広帯域増幅器及びこれに用いる無線送受信装置、及び半導体集積回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第１の特徴は、入力信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正電流を生成し第１の同相信号に帰還させた第１の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路と、第１の帰還出力信号を入力し増幅信号を出力する増幅器とを備えることを特徴とする広帯域増幅器であることを要旨とする。
【０００８】
本発明の第２の特徴は、増幅用信号を入力した増幅器から出力される増幅信号を入力し、増幅信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正電流を生成し第１の同相信号に帰還させた第1の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路とを備えることを特徴とする広帯域増幅器であることを要旨とする。
【０００９】
本発明の第３の特徴は、電波の送受信を行う送受信アンテナに接続された第１のバンドパスフィルタと、バンドパスフィルタに接続された送受分波器の受信信号の出力に接続され、互いに一方の入力と出力が接続された、増幅用信号を入力し増幅信号を出力する増幅器と、入力信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正容量を用いて第１の補正電流を生成し、第１の同相信号に帰還させた第１の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路を備える広帯域増幅器を有する受信部と、送受分波器の送信信号の入力に接続された送信部と、受信部と送信部の入力にそれぞれ接続された局部発振器と、受信部の出力と送信部の入力にそれぞれ接続されたベースバンド信号回路とを備える無線送受信装置であることを要旨とする。
【００１０】
本発明の第４の特徴は、半導体チップと、半導体チップの上に集積化され、受信信号を入力する低雑音増幅器と、半導体チップの上に集積化され、局部発振器及び低雑音増幅器の出力を外部に設けられたバンドパスフィルタを介し接続された周波数混合回路と、半導体チップの上に集積化され、周波数混合回路の出力を外部に設けられたバンドパスフィルタを介し接続され、互いに一方の入力と出力が接続された、増幅用信号を入力し増幅信号を出力する増幅器と、入力信号と同相の第１及び第２の同相信号を出力し、第２の同相信号から第１の補正容量を用いて第１の補正電流を生成し、第１の同相信号に帰還させた第１の帰還出力信号を出力する周波数特性補正回路を有する広帯域増幅器を備える利得可変増幅器と、半導体チップの上に集積化され、利得可変増幅器の出力を復調しベースバンド信号回路に信号を出力する直交復調器とを備える半導体集積回路であることを要旨とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の第１及び第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを説明する前に、これらの広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを用いた広帯域増幅器１０が使用される本発明の実施の形態に係る無線送受信装置について説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
【００１２】
（無線送受信装置）
後述する本発明の第１及び第２の実施の広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを用いる無線送受信装置は、図１８に示すように、電波の送受信を行う送受信アンテナ１と、送受信アンテナに接続された第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７に接続された送受分波器２と、送受分波器２の受信信号の出力に接続された受信部３と、送受分波器２の送信信号の入力に接続された送信部５と、受信部３と送信部５の入力にそれぞれ接続された局部発振器４と、受信部３の出力と送信部５の入力にそれぞれ接続されたベースバンド信号回路６とを備えている。
【００１３】
受信部３は、図１９に示すように送受分波器２の出力に接続された低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０の出力に接続された第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１と、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１と局部発振器４の出力にそれぞれ接続された第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２と、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の出力に接続された第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３と、第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の出力に接続された利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４と、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の出力と局部発振器４の出力に接続された第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５及び利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の出力と局部発振器４の信号を入力し９０°移相した信号を出力する９０°移相回路２７に接続された第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６とを有する直交復調器（ＱＤ）２８とを少なくとも備えている。
【００１４】
更に、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４は、図２０に示すように３段に直列接続された広帯域増幅器２０１、２０２、２０３と、これらの広帯域増幅器２０１、２０２、２０３を制御する利得制御回路３０を備えている。広帯域増幅器２０１、２０２、２０３は後述する広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈのいずれかが使用可能である。ただし、広帯域増幅器２０１、２０２、２０３は同一の回路で良い。利得制御回路３０には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。なお、図２０で示す利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４は広帯域増幅器２０１、２０２、２０３を３段に直列接続しているが、広帯域増幅器２０１、２０２、２０３は単体又は任意の段数の広帯域増幅器を直列に接続しても良いものとする。
【００１５】
本発明の実施の形態における無線送受信装置は、上記のように構成されており、受信時には送受信アンテナ１で、電波を電気信号に変換し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、受信部に信号経路が接続された状態の送受分波器２を経由し受信される受信信号に復変調を行い、ベースバンド信号回路６に信号を出力し、ベースバンド信号回路６はベースバンド処理を実行する。受信部３の機能の詳細に関しては後述する。
【００１６】
また、送信時には、ベースバンド信号回路６から出力された信号を送信部で局部発振器４の信号を用いて変調し、送信部５に信号経路が接続された状態の送受分波器２を経由し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、送受信アンテナ１により電気信号を電波に変換し出力する。
【００１７】
前述した受信部３は、受信信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０で増幅した信号を、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２で局部発振器４の信号を合成し、更に第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１により電気信号の特定の周波数成分のみを通過させ、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４に入力する。利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４は、基準電圧Ｖｒｅｆを利得制御回路３０に入力し、利得制御回路で設定される値に基づき単体又は任意の段数に接続された広帯域増幅器２０１、２０２、２０３で増幅する。利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４から出力された信号は直交復調器（ＱＤ）２８に入力され、局部発振器４から供給される信号をもとに復調を行う。
【００１８】
ただし、送受信アンテナ１に、マイクロ波やミリ波等の電波が送信／受信される場合に限られず、超音波を用いて信号を伝播しても構わない。又、ケーブル方式の有線ネットワーク手段でも構わないものとする。
【００１９】
本発明の広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを備えた無線送受信装置はダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能である。
【００２０】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａは図２に示すように、周波数特性補正回路１１と増幅器１２とを備えている。周波数特性補正回路１１は、受信信号を入力するバッファ回路１３と、バッファ回路１３の出力に接続された容量補正回路１４とを備えている。更に、バッファ回路１３は、第１の駆動トランジスタＱ１と、第２の駆動トランジスタＱ２とを備える。第１の駆動トランジスタＱ１は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の高電位側出力に接続された制御電極、高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。第２の駆動トランジスタＱ２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の低電位側出力に接続された制御電極、高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。
【００２１】
また、容量補正回路１４は、第１のバッファトランジスタＱ２１と、第２のバッファトランジスタＱ２２と、第１の帰還トランジスタＱ５と、第２の帰還トランジスタＱ６と、第１の補正容量Ｃ１と、第２の補正容量Ｃ２とを備える。第１のバッファトランジスタＱ２１は、第１の駆動トランジスタＱ１と並列に接続された制御電極と第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。第２のバッファトランジスタＱ２２は、第２の駆動トランジスタＱ２と並列に接続された制御電極と第１の主電極、及び出力端子である第２の主電極を備える。第１の帰還トランジスタＱ５は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を入力する制御電極、第１の駆動トランジスタＱ１の出力端子に接続された第１の主電極、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。第２の帰還トランジスタＱ６は、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力する制御電極、第２の駆動トランジスタＱ２の出力端子に接続された第１の主電極、第３の帰還電流源ＩＥＥ３を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。第１の補正容量Ｃ１は、一端を第１の帰還トランジスタＱ５の第２の主電極に、他端を第１のバッファトランジスタＱ２１の第２の主電極及び第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続している。第２の補正容量Ｃ２は、一端を第２の帰還トランジスタＱ６の第２の主電極に、他端を第２のバッファトランジスタＱ２２の第２の主電極及び第４の帰還電流源ＩＥＥ４を介し低位電源ＶＳＳに接続している。
【００２２】
更に、増幅器１２は、第１の増幅トランジスタＱ３と第２の増幅トランジスタＱ４を備える。第１の増幅トランジスタＱ３は、第１の駆動トランジスタＱ１の第２の主電極に接続された制御電極、第１の抵抗Ｒ１を介して高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。第２の増幅トランジスタＱ４は、第２の駆動トランジスタＱ２の第２の主電極に接続された制御電極、第２の抵抗Ｒ２を介して高位電源ＶＣＣに接続された第１の主電極、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続された第２の主電極を備える。
【００２３】
ここで、各トランジスタはｎｐｎ型トランジスタであり、「第１の主電極」はコレクタ電極であり、「第２の主電極」とはエミッタ電極、「制御電極」とはベース電極である。
【００２４】
第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａは上記のように構成されており、図２に示した広帯域増幅器１０ａは増幅器１２の第１の増幅トランジスタＱ３と第２の増幅トランジスタＱ４の回路構成が対称であることから、図３（ａ）に示すような第１の増幅トランジスタＱ３側のシングル回路で動作すると考えることができる。ただし、図３（ａ）では、第１の駆動トランジスタＱ１の出力の負荷である第１の増幅トランジスタＱ３の制御電極に電流が流れない場合の制御電極の接合容量をＣ１０とした等価回路としている。
【００２５】
更に図３（ａ）で示した第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０のシングル回路は、図４（ａ）に示すような小信号等価回路で表すことができる。ここで、トランジスタ第１の駆動トランジスタＱ１、第１のバッファトランジスタＱ２１、第１の帰還トランジスタＱ５のエミッタ抵抗をそれぞれｒｅと考え、第１のバッファトランジスタＱ２１はバッファ３１と等価と考える。また、第１の帰還トランジスタＱ５は制御電極を接地した回路であり、電流源ＩＥＥ６にはバッファ３１の出力電流Ｉａと同じ電流が流れる。ここで、小信号等価回路の伝達関数Ｔ（ｓ）は、ｓ＝ｊω、ボルツマン定数をｋ、絶対温度をＴ、電子の電荷量をｑ、ＶT＝ｋＴ／ｑ、ｒｅ＝ＶT／Ｉ１、とすると、
【数１】
T(s)=(1+3・s・C1・re)/(1+2・(s・re)2・C10・C1+s・(C10・re+2・C1・re))
・・・・・(1)
で表される。
【００２６】
更に、（１）式はωで正規化するために、Ｃ１０＝Ｃ１＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωと置くと、
【数２】
T(jω)=(1+j3ω)/(1-2・ω2+j3ω) ・・・・・(2)
で表される。
【００２７】
一方、図２２に示したクロスカップル型補正回路１５を用いた広帯域増幅回路１０は、増幅器１２の増幅トランジスタＱ１０３と第２の増幅トランジスタＱ１０４の回路構成が対称であることから、バッファ回路１３の出力の負荷であるベース電流が流れない場合の増幅トランジスタＱ１０３、Ｑ１０４のベース接合容量をＣ１０２ａ及び１０２ｂとすると、図３（ｂ）に示すような回路として説明することができる。更に図３（ｂ）で示した回路は図４（ｂ）に示すような小信号等価回路で表すことができる。ここで、図４（ｂ）で示す小信号等価回路図の伝達関数Ｔ（ｓ）は、
【数３】
T(s)=(1+s・C101・re)/(1+(s・re)2・C102・C101+s・(C102・re+C101・re-C101・re))
・・・・・(3)
で表される。
【００２８】
更に、（３）式はωで正規化するために、Ｃ１０１＝Ｃ１０２＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωとおくと、
【数４】
T(jω)=(1+jω)/(1+(jω)2+jω) =(1+jω)/(1-ω2+jω) ・・・・・(4)
で表される。更に、比較のためにバッファ回路１３のみで動作させた場合の伝達関数Ｔ（ｓ）は、
【数５】
T(s)=1/(1+s・C10・re) ・・・・・(5)
で表される。更に、（５）式はωで正規化するためにＣ１０＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωとおくと、
【数６】
T(jω)=1/(1+jω) ・・・・・(6)
で表される。
【００２９】
第１の実施の形態における図３（ａ）で示したシングル回路の小信号等価回路の伝達関数（１）式にＣ１０＝Ｃ１＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωを代入した結果は、図５のＦ１のような周波数特性を示す。従来の技術における図３（ｂ）で示したシングル回路の小信号等価回路の伝達関数（３）式に、Ｃ１０１＝０．６５Ｆ、Ｃ１０２＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωを代入した結果は図５のＦ２のような周波数特性を示す。また、バッファ回路１３のみで増幅器１２を動作させた場合の伝達関数である（５）式にＣ１０＝１Ｆ、ｒｅ＝１Ωを代入した結果は、図５のＦ３のような周波数特性を示す。ただし、正規化周波数ωはＦ３で示す周波数特性の振幅が３ｄＢ降下した周波数としている。
【００３０】
一方、図３（ａ）の回路シミュレーション結果は、Ｃ１＝Ｃ１０＝２ｐＦ、Ｉ１＝１５０μＡを代入した場合の広帯域増幅器１０ａは図６のＦ４のような周波数特性を示す。図３（ｂ）の回路において、Ｃ１０１＝１．３ｐＦ、Ｃ１０２＝２ｐＦ、Ｉ１＝１５０μＡとした場合の図２２で示したクロスカップル型補正回路１５を用いた広帯域増幅器１０は図６のＦ５のような周波数特性で示される。図３（ａ）の回路において、Ｃ１０＝２ｐＦ、Ｉ１＝１５０μＡバッファ回路１３のみで動作させた場合は図６のＦ６のような周波数特性を示す。Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６で示した周波数特性を図４（ａ）及び図４（ｂ）で示した伝達関数より導出した周波数特性と比較すると同様のシミュレーション結果が得られていることがわかる。
【００３１】
図２２で示す従来技術における広帯域増幅器では、電流源ＩＥＥ１０１、電流源ＩＥＥ１０２に等しい電流Ｉ１を流すとすると、図６のＦ５で示すような周波数特性を示す。
【００３２】
一方、本発明の第１の実施の形態では、第１の帰還電流源ＩＥＥ１と第１のバッファ電流源ＩＥＥ２及び第２の帰還電流源ＩＥＥ３と第２のバッファ電流源ＩＥＥ４にそれぞれ等しい電流Ｉ１を流したとすると、図６のＦ４で示すような周波数特性を示し、従来例と比較し振幅が３ｄＢ降下したポイントで同等の広帯域化を図ること可能であることがわかる。
【００３３】
又、本発明は容量補正回路１４に出力用のバッファ回路１３と同じエミッタフォロワ回路とベース接地回路を使用しているので、図２２で示した従来例のようなクロスカップル型補正回路１５と違い、補正経路の位相遅れが少ないという利点もある。
【００３４】
第１の実施の形態において容量補正回路１４の第１の補正容量Ｃ１を変化させた場合の伝達関数は、図７に示す。バッファ回路１３のみで増幅器１２を動作した場合の伝達関数はＦ１０のような伝達関数を示すのに対し、（１）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１、Ｃ１＝１を代入した場合は、Ｆ７のような周波数特性を示す。伝達関数（１）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１，Ｃ１＝２を代入した場合は、Ｆ８のような周波数特性を示す。伝達関数（１）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１，Ｃ１＝０．５を代入した場合は、Ｆ９に示すような周波数特性を示す。図７のＦ１０で示すバッファ回路１３のみで増幅器１２を動作した場合の伝達関数の周波数特性と、Ｆ７、Ｆ８、Ｆ９で示した第１の実施の形態における容量補正回路１４の第１の補正容量Ｃ１を変化させた場合の伝達関数の周波数特性は第１の補正容量Ｃ１を適当な値に設定することより、補正したい周波数範囲を調整することができる。また、第１の実施の形態における広帯域増幅器１０ａにおいて、第２の増幅トランジスタＱ４側に接続された第２の補正容量Ｃ２を設定しても実質的に同等の効果が得られる。
【００３５】
広帯域増幅器１０を３段縦続接続した場合の周波数特性において、簡単のため、増幅器１２（差動増幅器）の出力の伝達関数をバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で差動増幅器を駆動する場合の伝達関数と同じであるとすると、図３（ａ）の第１のバッファ電流源ＩＥＥ２に流れる電流をバッファ回路１３（エミッタフォロワ）のみで増幅器を動作させた場合に流れる第１の帰還電流源ＩＥＥ１の電流の１／２とした場合、図３（ａ）の第１のバッファトランジスタＱ２１のエミッタ抵抗は２・ｒｅとなるため、図４（ａ）の小信号等価回路図において抵抗２・ｒｅは３・ｒｅとなる。この時、広帯域増幅器１０の１段の伝達関数は、
【数７】
T1(s)=((1+4s・C1・re)/(1+3(s・re)2・C10・C1+s(C10・re+3・C1・re)))(1/(1+s・C10・re)) ・・・・・(31)
で表される。
【００３６】
また、増幅器１２（差動増幅器）の出力の伝達関数がバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の伝達関数と同じ場合の増幅器１２（差動増幅器）をミッタフォロワ回路で駆動した場合の伝達関数は、
【数８】
T2(s)=(1/(1+s・C10・re))(1/(1+s・C10・re)) ・・・・・(32)
で表される。
【００３７】
広帯域増幅器１０の１段の伝達関数の計算結果は、（３２）式の振幅が６ｄＢ落ちの周波数を正規化周波数ωとすると図８のような周波数特性が示される。バッファ回路１３で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の増幅器１段の伝達関数は、（３２）式において、Ｃ１０＝ｒｅ＝１を代入したＦ１１に示すような周波数特性を示す。容量補正回路１４のついたバッファ回路１３で増幅器１２を駆動する場合の増幅器１段の伝達関数は、式（３１）においてＣ１＝Ｃ１０＝ｒｅ＝１を代入したＦ１２で示すような周波数特性を示す。増幅器１２（差動増幅器）を３段縦続接続した場合のカットオフ周波数は、図８で示されるように、増幅器１２（差動増幅器）１段当たりのカットオフ周波数にすると１ｄＢ落ちのポイントに相当する。図８で示す周波数特性から１ｄＢ落ちの周波数特性を補正し広帯域化を図る場合、バッファ回路１３（エミッタフォロワ）に流れる電流の半分の電流をバッファトランジスタに流すことで増幅器１２（差動増幅器）の帯域を約２倍にすることができる。また、簡単のため増幅器１２出力の伝達関数がバッファ回路１３で増幅器１２を駆動する場合の伝達関数と同じであると仮定したが、増幅器の出力の伝達関数がバッファ回路１３で増幅器１２を駆動する場合の伝達関数と異なる場合においても、図７で示したように第１の補正容量Ｃ１の値を調整することにより、適切な補正をかけることが可能である。図９は、図８に示した増幅器１２（差動増幅器）を３段縦続接続した場合の伝達関数を計算した図である。Ｆ１３はバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の増幅器１２（差動増幅器）３段の伝達関数の計算式を示してあり、伝達関数は、（Ｔ２（ｓ））3である。Ｆ１４は、補正回路のついたバッファ回路１３（エミッタフォロワ）で増幅器１２（差動増幅器）を駆動する場合の増幅器１２（差動増幅器）３段の伝達関数の計算式であり、伝達関数は、（Ｔ１（ｓ））3である。
【００３８】
図９で示した周波数特性から、バッファ回路１３（エミッタフォロワ）の１／２の電流をバッファトランジスタに流すことで３段縦続接続した増幅器１２（差動増幅器）のカットオフ周波数が約２倍に伸びていることが確認できる。従って、多段接続する増幅器１２（差動増幅器）の段数が多いほど、容量補正回路１４のバッファトランジスタに流す電流はより少ない電流で増幅器１２（差動増幅器）の広帯域化を図ることができる。
【００３９】
本発明によれば、バッファ回路１３の出力の負荷である第１、第２の増幅トランジスタＱ３、Ｑ４の接合容量、ミラー容量に流れる電流を補正することにより増幅器の広帯域化を実現する。補正回路に必要な動作電圧はバッファ回路１３の制御電極・エミッタ間電圧１つ分でよいため、従来例と比較し、低電圧動作可能な広帯域増幅器１０を実現することができる。容量補正回路１４のダイナミックレンジはバッファ回路１３と同等広くとれるため、広帯域増幅器１０ａのダイナミックレンジも広くなる。また、広帯域増幅器１０ａの出力の周波数特性が悪い場合でも周波数特性を補正し広帯域化することができる。
【００４０】
特に広帯域増幅器１０ａを複数段接続した場合は、より少ない電流増加で広帯域化を図ることができる。さらに、本発明の広帯域増幅器１０ａは、回路が対称であるため、シングル回路の増幅器にも適用可能である。
【００４１】
従って、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、この場合の低電圧動作が可能な広帯域増幅器及びこれに用いる無線送受信装置、及び半導体集積回路を得ることができる。
【００４２】
図２で示した広帯域増幅器１０ａは、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を第３の抵抗Ｒ３とし、更に第２の帰還電流源ＩＥＥ３を第４の抵抗Ｒ４とした図１０に示すような広帯域増幅器１０ｂとすることも可能であり、図２で示した広帯域増幅器１０ａと同等の効果が得られる。
【００４３】
又、図１０で示した広帯域増幅器１０ｂは増幅器１２の第１の増幅トランジスタＱ３の制御電極に第６の抵抗Ｒ６を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ３を備え、第２の増幅トランジスタＱ４の制御電極に第５の抵抗Ｒ５を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ４を備えた、図１１に示すような広帯域増幅器１０ｃとすることも可能であり、この場合容量Ｃ３及び容量Ｃ４の寄生容量も含め周波数特性を補正することにより、図２で示した広帯域増幅器１０ａと同等の効果が得られる。更に、周波数特性補正回路１１と増幅器１２は容量を介し接続されているため、広帯域増幅器１０としての動作電圧はバッファ回路１３と増幅トランジスタの制御電極・エミッタ間電圧１つ分でよく、低電圧動作が可能となる。
【００４４】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄは、図１２に示すように、第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａにおける各ｎｐｎ型トランジスタをぞれぞれｎＭＯＳトランジスタに置き換えた構造に対応する。従って第２の実施の形態では「第１の主電極」はドレイン電極、「第２の主電極」はソース電極、「制御電極」はゲート電極に対応する。
【００４５】
バッファ回路１３は、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１、第１のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２１、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２、第２のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２２を備える。第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の高電位側出力に接続されたゲート端子、高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。第１のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２１は、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１と並列に接続されたゲート端子とドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３の低電位側出力に接続されたゲート端子、高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。第２のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２２は、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２と並列に接続されたゲート端子とドレイン端子、及び出力端子であるソース端子を備える。
【００４６】
また、容量補正回路１４は、第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ５、第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ６と、第１の補正容量Ｃ１と、第２の補正容量Ｃ２とを備える。第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ５は、第１の基準電圧Ｖｒｅｆ１を入力するゲート端子、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１の出力端子に接続されたドレイン端子、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ６は、第２の基準電圧Ｖｒｅｆ２を入力するゲート端子、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２の出力端子に接続されたドレイン端子、第３の帰還電流源ＩＥＥ３を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。第１の補正容量Ｃ１は、一端を第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ５のソース端子に、他端を第１のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２１のソース端子及び第１の帰還電流源ＩＥＥ１を介し低位電源ＶＳＳに接続している。第２の補正容量Ｃ２は、一端を第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタＮ６のソース端子に、他端を第２のバッファｎＭＯＳトランジスタＮ２２のソース端子及び第４の帰還電流源ＩＥＥ４を介し低位電源ＶＳＳに接続している。
【００４７】
更に、増幅器１２は、第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３と第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４を備える。第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３は、第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ１のソース端子に接続されたゲート端子、第１の抵抗Ｒ１を介して高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４は、第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタＮ２のソース端子に接続されたゲート端子、第２の抵抗Ｒ２を介して高位電源ＶＣＣに接続されたドレイン端子、駆動電流源ＩＥＥ５を介し低位電源ＶＳＳに接続されたソース端子を備える。図１２に示した広帯域増幅器１０ｄは増幅器１２の第１の駆動トランジスタＱ３と第２の増幅トランジスタＱ４の回路構成が対称であることから、図１３に示すような第１の増幅トランジスタＱ３側のシングル回路で動作すると考えることができる。ただし、図１３では、第１の増幅トランジスタＱ３の制御電極に電流が流れない場合の制御電極の接合容量をＣ１０とした等価回路としている。第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄは上記の様に構成され、第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３と第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４のゲート端子の有する入力容量を、容量補正回路１４で生成した補正電流を流すことにより、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能な広帯域増幅器を得ることが可能となる。
【００４８】
図１２で示した広帯域増幅器１０ｄは、第１の帰還電流源ＩＥＥ１を第３の抵抗Ｒ３とし、更に第２の帰還電流源ＩＥＥ３を第４の抵抗Ｒ４とした図１４に示すような広帯域増幅器１０ｅとすることも可能であり、図１２で示した広帯域増幅器１０ｄと同等の効果が得られる。
【００４９】
又、図１４で示した広帯域増幅器１０ｅは増幅器１２の第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３のゲート端子に第６の抵抗Ｒ６を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ３を備え、第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４のゲート端子に第５の抵抗Ｒ５を用いて高位電源ＶＣＣにプルアップ接続し、更に周波数特性補正回路１１の出力間に容量Ｃ４を備えた、図１５に示すような広帯域増幅器１０ｆとすることも可能であり、図１２で示した広帯域増幅器１０ｄと同等の効果が得られ、更に第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ３のゲート端子及び第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタＮ４のゲート端子の入力信号の直流成分を除去する効果がある。他は第１の実施の形態と実質的に同様であるので、重複した記載を省略する。
【００５０】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｇは、図１６に示すように、第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａにおける周波数特性補正回路１１を増幅器１２の後段に接続している。第１の実施の形態では、周波数特性補正回路１１は増幅器の入力の容量に補正電流を供給でいていたが、増幅器の後段に接続している。第１の実施の形態における図９で示すように多段接続の例から増幅器１２の出力側に周波数特性回路を接続した場合においても、増幅器の出力となる負荷の有する容量に補正電流を供給し、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能である。他は第１の実施の形態と実質的に同様であるので、重複した記載を省略する。
【００５１】
（第４の実施の形態）
第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｈは、図１７に示すように、第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄにおける周波数特性補正回路１１を増幅器１２の後段に接続している。第１の実施の形態では、周波数特性補正回路１１は増幅器の入力の容量に補正電流を供給でいていたが、増幅器の後段に接続し、増幅器の出力となる負荷の有する容量に補正電流を供給し、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能となる。
【００５２】
他は第２の実施の形態と実質的に同様であるので、重複した記載を省略する。
【００５３】
（半導体集積回路）
本発明の第１及び第２の実施に係る広帯域増幅器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ、１０ｇ、１０ｈを含む図１９で示した受信部３は同一の半導体チップ１０１上にモノリシックに集積化し、半導体集積回路１００を形成することが可能である。
【００５４】
ここでは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４、第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５、第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６、直交復調器（ＱＤ）２７は半導体チップ１０１上に形成される。
【００５５】
半導体チップ１０１のボンディングパッド４０ａは、送受分波器２からの受信信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０の入力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｂは、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１に信号を出力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０の出力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｃは、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２１から信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の入力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｄは、第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３に信号を出力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の出力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｅは、第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３からの信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の入力に電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｆ、４０ｇは、ベースバンド信号回路６に信号を出力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５の出力にそれぞれ電気的に接続される。同様にボンディングパッド４０ｈ、４０ｉは、ベースバンド信号回路６からの信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６の出力にそれぞれ電気的に接続される。ボンディングパッド４０ｊ、４０ｋは局部発振器４からの信号を入力するための半導体チップ１０１上に形成された内部端子であり、ボンディングパッド４０ｊは第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）２２の入力に電気的に接続され、ボンディングパッド４０ｋは第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５と９０°移相回路２７に電気的に接続されている。一方、同様に利得可変増幅器（ＡＧＣ）２４の出力と第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）２５及び第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６の入力、９０°移相回路２７の出力と第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）２６の入力は、電気的に接続されている。
【００５６】
図２１においては、デジタルＣＭＯＳプロセスを用いて形成できる範囲で半導体チップ１０１を構成している。具体的には、ボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｅ等は、例えば半導体チップ１０１の素子形成表面に形成された１×１０18〜１×１０21ｃｍ-3程度のドナーもしくはアクセプターがドープされた複数の高不純物密度領域（ソース領域／ドレイン領域等）にそれぞれ接続されている。そして、この複数の高不純物密度領域にオーミック接触するように、アルミニウム（Ａｌ）、もしくはアルミニウム合金（Ａｌ−Ｓｉ、Ａｌ−Ｃｕ−Ｓｉ）等の金属からなる複数の電極層が形成されている。そしてこの複数の電極層の上部には、酸化膜（ＳｉＯ2）、ＰＳＧ膜、ＢＰＳＧ膜、窒化膜（Ｓｉ3Ｎ4）、あるいは、ポリイミド膜等からなるパッシベーション膜が形成されている。そして、パッシベーション膜の一部に複数の電極層を露出するように複数の開口部（窓口）を設け、ボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｃ〜４０ｋを構成している。あるいは、複数の電極層と金属配線で接続された他の金属パターンとして、ボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｃ〜４０ｋを形成しても構わない。又、ポリシリコンゲート電極にアルミニウム（Ａｌ）、もしくはアルミニウム合金（Ａｌ−Ｓｉ、Ａｌ−Ｃｕ−Ｓｉ）等の金属からなるボンディングパッド４０ａ、４０ｂ、４０ｃ〜４０ｋを形成することが可能である。あるいは、複数のポリシリコンゲート電極に接続されたゲート配線等の複数の信号線を介して、他の複数のボンディングパッドを設けてもよい。ポリシリコンから成るゲート電極の替わりにタングステン（Ｗ）、チタン（Ｔｉ）、モリブデン（Ｍｏ）等の高融点金属、これらのシリサイド（ＷＳｉ、ＴｉＳｉ、ＭｏＳｉ）等、あるいはこれらのシリサイドを用いたポリサイド等から成るゲート電極でも構わない。
【００５７】
（その他の実施の形態）
第１の実施の形態では各トランジスタをバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）で説明し、第２の実施の形態ではＭＯＳトランジスタで説明したが、これらに限定されず、ショットキーバリア型ＦＥＴ（ＭＥＳＦＥＴ）、ジャンクション型ＦＥＴ（JＦＥＴ）、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）等であってもよい。
【００５８】
【発明の効果】
本発明により、ダイナミックレンジが広く広帯域において増幅が可能であり、低電圧動作が可能な広帯域増幅器及びこれに用いる無線送受信装置、及び半導体集積回路を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１（ａ）は本発明の第１及び第２の実施の形態広帯域増幅器１０を説明した図である。図１（ｂ）は本発明の第３及び第４の実施の形態広帯域増幅器１０を説明した図である。
【図２】 本発明の第１の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａを説明した図である。
【図３】 図３（ａ）は第１の実施の形態に係るを駆動回路の小信号等価回路を説明した図である。図３（ｂ）は従来の技術に係るを駆動回路の小信号等価回路を説明した図である。
【図４】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器の小信号等価回路における伝達関数に基づく周波数特性を示した図である。
【図５】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器の周波数特性シミュレーション結果を示した図である。
【図６】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器の第２の補正容量を変化させた場合の周波数特性を説明した図である。
【図７】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器単体での周波数特性を説明した図である。
【図８】 第１の実施の形態に係る広帯域増幅器を多段接続した場合の周波数特性を説明した図である。
【図９】 本発明の第２の実施の形態に係る広帯域増幅器のを説明した図である。
【図１０】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ａを説明した図である。
【図１１】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｂを説明した図である。
【図１２】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｃを説明した図である。
【図１３】 本発明の第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｄを説明した図である。
【図１４】 本発明の第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｅを説明した図である。
【図１５】 本発明の第２の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｆを説明した図である。
【図１６】 本発明の第３の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｇを説明した図である。
【図１７】 本発明の第４の実施の形態に係る広帯域増幅器１０ｈを説明した図である。
【図１８】 本発明の第１〜４の実施の形態に係る広帯域増幅器を含む無線送受信装置を説明した図である。
【図１９】 無線送受信装置の受信部について説明した図である。
【図２０】 無線送受信装置の受信部の利得可変増幅器を説明した図である。
【図２１】 本発明の第１〜４の実施の形態に係る広帯域増幅器を含む半導体集積回路を説明した図である。
【図２２】 従来の広帯域増幅器を説明した図である。
【符号の説明】
１：送受信アンテナ
２：送受分波器
３：受信部
４：局部発振器
５：送信部
６：ベースバンド信号回路
７：第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０：広帯域増幅器
１０ａ〜１０ｈ：広帯域増幅器
１１：周波数特性補正回路
１２：増幅器
１３：バッファ回路
１４：容量補正回路
１５：クロスカップル型補正回路
２０：低雑音増幅器（ＬＮＡ）
２１：第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２２：第１の周波数混合回路（ＭＩＸ）
２３：第３のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２４：利得可変増幅器（ＡＧＣ）
２５：第２の周波数混合回路（ＭＩＸ）
２６：第３の周波数混合回路（ＭＩＸ）
２７：９０°移相回路２７
２８：直交復調器(ＱＤ)
３０：利得制御回路
３１：バッファ
４０ａ〜４０ｋ：ボンディングパッド
１００：半導体集積回路
１０１：半導体チップ
２０１〜２０４：広帯域増幅器
Ｑ１：第１の駆動トランジスタ
Ｑ２：第２の駆動トランジスタ
Ｑ３：第１の増幅トランジスタ
Ｑ４：第２の増幅トランジスタ
Ｑ５：第１の帰還トランジスタ
Ｑ６：第２の帰還トランジスタ
Ｑ２１：第１のバッファトランジスタ
Ｑ２２：第２のバッファトランジスタ
Ｎ１：第１の駆動ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ２：第２の駆動ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ３：第１の増幅ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ４：第２の増幅ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ５：第１の帰還ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ６：第２の帰還ｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ２１：第１のバッファｎＭＯＳトランジスタ
Ｎ２２：第２のバッファｎＭＯＳトランジスタ
Ｃ１：第１の補正容量
Ｃ２：第２の補正容量
Ｃ３〜４：コンデンサ
Ｃ１０、２０：出力容量
Ｑ１０１〜１０６：ｎｐｎ型トランジスタ
Ｃ１０１、１０１ａ、１０１ｂ：容量
Ｃ１０２、１０２ａ、１０２ｂ：出力容量
ＩＥＥ１：第１の帰還電流源
ＩＥＥ２：第１のバッファ電流源
ＩＥＥ３：第２の帰還電流源
ＩＥＥ４：第２のバッファ電流源
ＩＥＥ５：駆動電流源
Ｖｒｅｆ：基準電圧
Ｖｒｅｆ１：第１の基準電圧
Ｖｒｅｆ２：第２の基準電圧
Ｒ１：第１の抵抗
Ｒ２：第２の抵抗
Ｒ３：第３の抵抗
Ｒ４：第４の抵抗
Ｒ５：第５の抵抗
Ｒ６：第６の抵抗
Ｉａ、Ｉｂ：補正電流
ＶＣＣ：高位電源
ＶＳＳ：低位電源
Ｖｉ：入力
Ｖｏ：出力
Claims (12)
- 第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第１の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１の駆動トランジスタを備えるバッファ回路と、前記第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第２の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１のバッファトランジスタを有し、前記第２の同相信号から第１の補正容量を用いて第１の補正電流を生成し、該第１の補正電流を前記第１の同相信号に帰還させる容量補正回路とを備え、第１の帰還出力信号を出力に接続された容量成分を有する負荷に出力する周波数特性補正回路と、
前記第１の帰還出力信号を入力し、第１の増幅信号を出力する増幅器
とを備えることを特徴とする広帯域増幅器。 - 増幅用信号を入力し、第１の増幅信号を出力する増幅器と、
前記第１の増幅信号を第１の入力信号として入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第１の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１の駆動トランジスタを備えるバッファ回路と、前記第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第２の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１のバッファトランジスタを有し、前記第２の同相信号から第１の補正容量を用いて第１の補正電流を生成し、該第１の補正電流を前記第１の同相信号に帰還させる容量補正回路とを備え、第１の帰還出力信号を出力に接続された容量成分を有する負荷に出力する周波数特性補正回路
とを備えることを特徴とする広帯域増幅器。 - 前記容量補正回路は、
前記第１の駆動トランジスタの第２の主電極に接続された第１の主電極、帰還電流源を介し低位電源に接続された第２の主電極、基準電圧を入力する制御電極を有する第１の帰還トランジスタと、
前記第１のバッファトランジスタの第２の主電極と前記第１の帰還トランジスタの第２の主電極の間に接続された前記第１の補正容量と、
前記第１のバッファトランジスタの第２の主電極と前記低位電源の間に接続された第１のバッファ電流源
とを更に備えることを特徴とする請求項１又は２記載の広帯域増幅器。 - 前記周波数特性補正回路は、前記第１の入力信号と互いに逆相な第２の入力信号を更に入力し、前記第１の入力信号と逆相の第１及び第２の逆相信号を出力し、前記第２の逆相信号から第２の補正容量を用いて第２の補正電流を生成し、該第２の補正電流を前記第１の逆相信号に帰還させ、第２の帰還出力信号を出力することを特徴とする請求項１又は２記載の広帯域増幅器。
- 前記増幅器は、前記第１の増幅信号と互いに逆相な第２の増幅信号を出力する差動増幅器であることを特徴とする請求項１記載の広帯域増幅器。
- 前記増幅器は、前記第１の帰還出力信号と互いに逆相な第２の帰還出力信号を入力する差動増幅器であることを特徴とする請求項２記載の広帯域増幅器。
- 前記容量補正回路は、前記第１の補正容量を調節することにより前記第１の補正電流の生成量を設定することを特徴とする請求項１又は２記載の広帯域増幅器。
- 前記容量補正回路は、前記第２の補正容量を調節することにより前記第２の補正電流の生成量を設定することを特徴とする請求項４記載の広帯域増幅器。
- 前段広帯域増幅器の出力に後段広帯域増幅器の入力を直列に接続し、多段接続することを特徴とする請求項１又は２記載の広帯域増幅器。
- 電波の送受信を行う送受信アンテナと、
該送受信アンテナに接続された第１のバンドパスフィルタと、
該バンドパスフィルタに接続された送受分波器と、
該送受分波器の受信信号の出力に接続され、互いに一方の入力と出力が接続された、増幅用信号を入力し、増幅信号を出力する増幅器と、第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第１の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１の駆動トランジスタを備えるバッファ回路と、前記第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第２の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１のバッファトランジスタを有し、前記第２の同相信号から補正容量を用いて補正電流を生成し、前記第１の同相信号に帰還させ、第１の帰還出力に出力する容量補正回路とを備え、前記第１の帰還出力から出力容量に前記補正電流を供給する周波数特性補正回路を備える広帯域増幅器を有する受信部と、
前記送受分波器の送信信号の入力に接続された送信部と、
前記受信部と前記送信部の入力にそれぞれ接続された局部発振器と、
前記受信部の出力と前記送信部の入力にそれぞれ接続されたベースバンド信号回路とを備えることを特徴とする無線送受信装置。 - 前記受信部は、前記送受分波器から入力した信号を増幅する低雑音増幅器と、
該低雑音増幅器の出力に第２のバンドパスフィルタを介し接続され局部発振器の信号を合成する周波数混合回路と、
該周波数混合回路の出力に第３のバンドパスフィルタを介し接続され、互いに一方の入力と出力が接続された、増幅用信号を入力し、増幅信号を出力する増幅器と、
第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第１の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１の駆動トランジスタを備えるバッファ回路と、前記第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第２の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１のバッファトランジスタを有し、前記第２の同相信号から補正容量を用いて補正電流を生成し、前記第１の同相信号に帰還させ、第１の帰還出力に出力する容量補正回路とを備え、前記第１の帰還出力から出力容量に前記補正電流を供給する周波数特性補正回路を有する広帯域増幅器を備える利得可変制御可能な利得可変増幅器と、
該利得可変増幅器の出力を復調しベースバンド信号回路に信号を出力する直交復調器
とを備えることを特徴とする請求項１０記載の無線送受信装置。 - 半導体チップと、
該半導体チップの上に集積化され、受信信号を入力する低雑音増幅器と、
前記半導体チップの上に集積化され、局部発振器及び前記低雑音増幅器の出力を外部に設けられたバンドパスフィルタを介し接続された周波数混合回路と、
前記半導体チップの上に集積化され、前記周波数混合回路の出力を外部に設けられたバンドパスフィルタを介し接続され、互いに一方の入力と出力が接続された、増幅用信号を入力し、増幅信号を出力する増幅器と、第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第１の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１の駆動トランジスタを備えるバッファ回路と、前記第１の入力信号を入力する制御電極、高位電源に接続された第１の主電極、前記第１の入力信号と同相の第２の同相信号を出力する第２の主電極を有する第１のバッファトランジスタを有し、前記第２の同相信号から補正容量を用いて補正電流を生成し、前記第１の同相信号に帰還させ、第１の帰還出力に出力する容量補正回路とを備え、前記第１の帰還出力から出力容量に前記補正電流を供給する周波数特性補正回路を有する広帯域増幅器を備える利得可変制御可能な利得可変増幅器と、
前記半導体チップの上に集積化され、前記利得可変増幅器の出力を復調しベースバンド信号回路に信号を出力する直交復調器
とを備えることを特徴とする半導体集積回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002070973A JP3857163B2 (ja) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | 広帯域増幅器、無線送受信装置及び半導体集積回路 |
| TW092105461A TWI221360B (en) | 2002-03-14 | 2003-03-13 | Radio transceiver, semiconductor integrated circuit, and wideband amplification method |
| US10/387,391 US7158766B2 (en) | 2002-03-14 | 2003-03-14 | Wideband amplifier compensating input capacitance, radio transceiver, semiconductor integrated circuit and wideband amplification method |
| KR10-2003-0016156A KR100526367B1 (ko) | 2002-03-14 | 2003-03-14 | 무선 송수신기, 반도체 집적 회로, 및 광대역 신호 증폭방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002070973A JP3857163B2 (ja) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | 広帯域増幅器、無線送受信装置及び半導体集積回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003273667A JP2003273667A (ja) | 2003-09-26 |
| JP3857163B2 true JP3857163B2 (ja) | 2006-12-13 |
Family
ID=28035086
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002070973A Expired - Fee Related JP3857163B2 (ja) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | 広帯域増幅器、無線送受信装置及び半導体集積回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7158766B2 (ja) |
| JP (1) | JP3857163B2 (ja) |
| KR (1) | KR100526367B1 (ja) |
| TW (1) | TWI221360B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102404019A (zh) * | 2010-06-21 | 2012-04-04 | 诺瓦特安斯集团有限公司 | 用于THz收发机的天线 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4377652B2 (ja) * | 2003-10-28 | 2009-12-02 | 三菱電機株式会社 | ドライバ回路 |
| US8121539B2 (en) * | 2007-08-27 | 2012-02-21 | Nokia Corporation | Antenna arrangement |
| US8941441B2 (en) * | 2013-03-15 | 2015-01-27 | Innophase Inc. | LNA with linearized gain over extended dynamic range |
| US9083588B1 (en) | 2013-03-15 | 2015-07-14 | Innophase, Inc. | Polar receiver with adjustable delay and signal processing metho |
| JP6601372B2 (ja) * | 2016-11-25 | 2019-11-06 | 株式会社デンソー | ゲート駆動装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4731873A (en) * | 1986-09-30 | 1988-03-15 | The Boeing Company | Squelch trigger circuit |
| US4885548A (en) | 1987-07-24 | 1989-12-05 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Wideband amplifier |
| JP3380371B2 (ja) * | 1995-06-22 | 2003-02-24 | 三菱電機株式会社 | 広帯域増幅器 |
| JPH1188064A (ja) | 1997-09-02 | 1999-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 広帯域増幅器 |
| JPH11112381A (ja) | 1997-09-30 | 1999-04-23 | Canon Inc | 無線装置及び無線装置における増幅制御方法 |
| US6259901B1 (en) * | 1998-07-03 | 2001-07-10 | Mobile Communications Tokyo Inc. | Radio-frequency power amplifier of mobile communication equipment |
| JP2000031760A (ja) | 1998-07-07 | 2000-01-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 増幅器 |
| JP4178702B2 (ja) * | 1999-12-28 | 2008-11-12 | ソニー株式会社 | 差動増幅器、コンパレータ、及びａ／ｄコンバータ |
| JP4018312B2 (ja) * | 2000-02-21 | 2007-12-05 | 株式会社ルネサステクノロジ | 無線通信装置 |
| US7006583B2 (en) * | 2002-08-30 | 2006-02-28 | Intel Corporation | Method and apparatus for receiving differential ultra wideband signals |
-
2002
- 2002-03-14 JP JP2002070973A patent/JP3857163B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-03-13 TW TW092105461A patent/TWI221360B/zh active
- 2003-03-14 US US10/387,391 patent/US7158766B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2003-03-14 KR KR10-2003-0016156A patent/KR100526367B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102404019A (zh) * | 2010-06-21 | 2012-04-04 | 诺瓦特安斯集团有限公司 | 用于THz收发机的天线 |
| CN102404019B (zh) * | 2010-06-21 | 2016-03-30 | 诺瓦特安斯集团有限公司 | 用于THz收发机的天线 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20030176172A1 (en) | 2003-09-18 |
| TWI221360B (en) | 2004-09-21 |
| TW200304282A (en) | 2003-09-16 |
| US7158766B2 (en) | 2007-01-02 |
| KR20030074477A (ko) | 2003-09-19 |
| JP2003273667A (ja) | 2003-09-26 |
| KR100526367B1 (ko) | 2005-11-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050127 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050222 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050422 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060530 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060905 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060913 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090922 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100922 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110922 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |