DE2607456B2 - Differenzverstärker - Google Patents
DifferenzverstärkerInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Differenzverstärker, wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt
ist.
Derartige Verstärker sind im allgemeinen analog zu Differenzverstärkern mit emittergekoppelten bipolaren
Transistoren. Im Hinblick auf die jüngst entwickelten integrierten Schaltungstechniken mit bipolaren
und Feldeffektelementen (Bipolar-FET integrierte Schaltungstechnologie) neigt man beim Entwurf
integrierter Schaltungen wegen des besseren Hochfrequenzverhaltens zur Verwendung von Feldeffekttransistoren
anstatt von Lateral-Bipolar-Transistoren. Außerdem können Feldeffekttransistoren
größere Eingangssignalamplituden verarbeiten als bipolare Transistoren. Ein einfacher Ersatz von bipolaren
Transistoren in emittergckoppelten Differenzverstärkern durch Feldeffekttransistoren bringt jedoch
Probleme beim Entwurf linearer Verstärker. Wenn man sie beispielsweise in der ersten Stufe eines mehrstufigen
Verstärkers verwendet, der mit einer über alle Stufen verlaufenden Rückkopplungsschleife versehen
ist, die eine wesentliche offene Schleifenverstärkung hat, dann wachsen die Verzerrungen im Verstärker
erheblich an.
Der Erfinder der vorliegenden Anmeldung hat nun die wichtigeren Gründe für das Anwachsen der Verzerrungen
bei offener Schleife eines solchen Verstärkers herausgefunden. Einer dieser Gründe ist, daß ein
Feldeffekttransistor im Sourcefolgerbetrieb weniger linear als ein bipolarer Transistor im Emitterfolgerbetrieb
arbeitet. Der Erfinder hat erkannt, daß dieser schlechtere Spannungsfolgerbetrieb daher kommt,
daß die relativ niedrige Steilheit eines Feldeffekttransistors bewirkt, daß sich die Gate-Source-Spannung
zu sehr in Abhängigkeit vom Sourcestrom ändert.
Der Erfinder hat festgestellt, daß die niedrigere Steilheit eines Felfeffekttransistors die Eingangsimpedanz
eines in Gategrundschaltung arbeitenden Verstärkers sich stärker in Abhängigkeit von Eingangssignaländerungen
verändern läßt, als dies bei einem in Basisgrundschaltung arbeitenden Verstärker
der Fall ist. Der Grund hierfür liegt darin, daß bei solchen Verstärkern die Eingangsimpedanz in einem
reziproken Verhältnis zur Steilheit des Bauelementes steht. Bei einer Betriebsweise, wo ein erdungssymmetrisches
Eingangssignal einen Differenzverstärker mit sourceelektrodengekoppelten Feldeffekttransistoren
ansteuern soll, führen das schlechte Sourcefolgerverhalten des Eingangsfeldeffekttransistors und die Eingangsimpedanzänderungen
des in Gategrundschaltung betriebenen Feldeffekttransistors der mit dem ersten sourcegekoppelt ist, zu Verzerrungen, die sich
nach einem Differenzgesetz kombinieren. Da sich die Steilheit bei einem Feldeffekttransistor mit dem
Sourcestrom quadratisch statt linear ändert, heben sich diese Verzerrungen, wie sich herausgestellt hat,
nicht so gegenseitig auf, wie dies erwünscht ist. Führt man einem Differenzverstärker an seinen beiden Eingangsanschlüssen
unterschiedliche Signale zu, dann ergeben sich infolge der soeben erläuterten Nichtlinearitätsprobleme
unerwünschte Kreuzmodulationen.
Ein anderer, vom Erfinder ermittelter Grund für höhere Verzerrungen bei enem Feldeffekttransistorverstärker
liegt darin, daß die Kennlinie des Drainstromes über der Source-Drain-Spannung steiler verläuft
als die über der Kollektor-Emitter-Spannung aufgetragene Kollektorstromkurve eines bipolaren
Transistors. Daher ändert sich die Steilheit eines Feldeffekttransistors stärker in Abhängigkeit von seiner
Source-Drain-Spannung als die Steilheit eines bipolaren Transistors in Abhängigkeit von seiner Kollektor-Emitter-Spannung.
Die vorstehend erwähnten Effekte hinsichtlich der Verzerrungen eines Verstärkers mit offener Schleife
sollte man sich merken, auch wenn die Gründe für Verzerrungen bei offener Schleife in einem rückgekoppelten
System nicht immer dem einen oder anderen Verzerrungsverhalten bei offener Schleife entsprechen.
Die relativ niedrige Steilheit des Feldeffekttransistors ist vom Erfinder auch als Grund für das folgende
Problem erkannt worden, wenn ein Feldeffekttransistor einen bipolaren Transistor in einem mehrstufigen
Empfänger mit Rückkopplung über alle Stufen ersetzt. Das durch Subtrahieren des rückgekoppelten
Signals vom Einganssignal gebildete Fehlersignal > steuert den Feldeffekttransistor über einen relativ
großen Teil seiner Steilheitscharakteristik, so daß das erwähnte quadratische Verhalten sich sehr stark in der
Gesamtübertragungscharakteristik des Verstärkers auswirkt. Zunehmende Rückkopplungsgradc machen ι»
diese Verhältnisse nur noch schlechter, und die Wirksamkeit einer erhöhten Rückkopplung ist bald erschöpft.
Während es nun an sich bekannt ist, daß die Steilheit eines Feldeffekttransistors niedriger als die eines ι ">
bipolaren Transistors ist, hat man bisher weithin angenommen, daß hierin nur ein Problem geringerer Verstärkung
zu sehen ist, und daß durch Zufügen einer weiteren Kaskadenverstärkerstufe das Gesamtverhalten
demjenigen gleichzumachen ist, welches bei -'<> Differenzverstärkereingangsstufen mit emittergekoppeltem
bipolaren Transistor erreichbar ist. Der Erfinder hat nun festgestellt, daß diese Annahme nicht
stimmt. Die zusätzliche Verstärkung, die zur Ergänzung der Verstärkung eines sourcegekoppelten Feld- >
> effektdifferenzverstärkers benötigt wird, sollte an einem Punkt der Schaltung zur Verfügung gestellt
werden, wo sie linearisierend auf diejenigen Schaltungsteile wirkt, wo die hauptsächlichen Nichtlinearitäten
der Verstärkung entstehen. Fügt man einen so sourcegekoppelten Feldeffekttransistor-Differenzverstärker
und den Hilfsverstärker auf eine soiehe Weise in die Gesamtrückkopplungsschleife ein, dann
wird die Wirkung der Gesamtrückkopplung nicht durch den Versuch vergeudet, eine besonders starke π
Nichtlinearität in einem Teil der Schaltung zu verbessern, sondern die Rückkopplungswirkung steht zur
Verfügung, um die Nichtlinearität der Gesamtschaltung herabzudrücken.
Der Erfinder schlägt vor, das Problem der Nichtli- -tn
nearität in Verstärkern, die in einer Differenzverstärkereingangsstufe sourcegekoppelte Feldeffenttransistoren
verwenden, durch Erhöhung der scheinbarn oder effektiven Steilheiten der Feldeffekttransistoren
zu lösen. Der Erfinder meint hierzu selbst, daß er erstmais diese Lösungsart als notwendig und wünschenswert
erkannt hat. Er schlägt die Verwendung der Stromverstärkung eines bipolaren Transistors zur
Multiplizierung der Steilheit von sourcegekoppelten Differenzverstärker-Feldeffekttransistoren zur Rea- >o
lisierung dieser Lösung vor. Eine solche Steilheitsmultiplikation ist allerdings im Stande der Technik zur
Erreichung anderer Zwecke schon angewandt worden.
Ein Beispiel hierfür ist die GB-PS 1216061, welche <-><-,
einen Verstärker mit einer niedrigen Ausgangsimpedanz und geringer Offsetspannung beschreibt. Im bekannten
Falle sind zwei Feldeffekttransistoren mit ihren Sourceelektroden an die Enden eines Symmetrierspannungsteilers
geschaltet, dessen Abgriff mit bo einem Pol einer Betriebsspannungsquelle verbunden
ist. Der Gateelektrode des einen Feldeffekttransistors wird eine Bezugsspannung zugeführt, der Gateelektrode
des anderen ein Eingangssignal. Die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren sind jeweils mit der (,5
Basis eines bipolaren Transistors verbunden, deren Kollektoren wiederum an die Sourceelektrode des zugehörigen
Feldeffekttransistors angeschlossen sind.
Die Emitter der beiden bipolaren Transistoren sind jeweils über Emitterwiderstände mit dem anderen Pol
der Betriebsspannungsquelle verbunden. Der Emitter des einen Transistors, dessen zugehörigem Feldcffekttransistor
gateseitig das Eingangssignal zugeführt wird, ist auf Erdpotential gelegt, während am Emitter
des anderen Transistors, dessen zugehöriger Feldeffekttransistor basisseitig an dem Bezugspotential liegt,
die Ausgangsspannung abnehmbar ist.
Die Aufgabe der Efindung besteht nun in der Angabe eines Verstärkers mit in Differenzschaltung geschalteten
Feldeffekttransistoren, der sich durch eine wesentlich linearere Verstärkung als die bisher mit
Feldeffekttransistoren aufgebauten Differenzverstärker auszeichnet. Diese Aufgabe wird durch die im
Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Die Erfindung ist im folgenden an Hand der Darstellungen der in den folgenden Figuren erläuterten
Ausführungsbeispiele näher erörtert. Es zeigt
Fig. 1 das Schaltbild eines Differenzverstärkers nach der Erfindung, und
Fig. 2 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Differenzverstärkers,
dessen Eingangsanschlüsse auf mindestens positives Betriebsspannungspotential vorgespannt sind.
Fig. I zeigt einen integrierten Operationsverstärker
10 innerhalb der gestrichelten Umrandung, der im linken Teil einen Differenzeingangsverstärker 11
gemäß der Erfindung mit Eingangsanschlüssen 12 und 13 enthält. Eine Eingangssignalquelle 14 ist mit einem
Ende direkt an den Anschluß 13 und mit dem anderen Ende kapazitiv an den Anschluß 12 angeschlossen.
Der Verstärker 11 liefert ein gegenüber dem Eingangssignal verstärktes Ausgangssignal, welches über
die Verbindung 15 auf die Basis eines Transistors 16 geführt wird, der in Emittergrundschaltung arbeitet.
Die Kollektorstromänderungen des Transistors 16 gelangen mit ihren positiven Schwingungen zur Basis
des Transistors 17 und mit ihren negativen Schwingungen zur Basis des Transistors 18, und zwar infolge
der Wirkungsweise der Elemente 19, 20, 21, 22, 23 und 24. Die Transistoren 17 und 18 arbeiten als AB-Gegentaktverstärker
und liefern am Ausgangsan-Schluß 25 ein hochverstärktes Ausgangssignal.
Ein AB-Verstärker dieser Art ist im US-Patent 3863169 beschrieben.
Das Potential des Ausgangsanschlusses 25 wird auf einem Wert ^halten, der praktisch in der Mitte zwisehen
der positiven und der negativen Betriebsspannung gehalten wird, die den Anschlüssen 26 bzw. 27
des Operationsverstärkers von Spannungsquellen 28 bzw. 29 zugeführt werden. Dies wird bewirkt mittels
einer über den gesamten Verstärker laufenden Gleichspannungsrückkopplung vom Ausgangsanschluß
25 zum Invertereingangsanschluß 12 unter Einschluß eines Widerstandsspannungsteilers mit den
Widerständen 30 und 31.
Im Eingangsdifferenzverstärker 11 sind p-Kanal-Feldeffekttransistoren
32 und 33 mit ihren Gateelektroden an die Eingangsanschlüsse 12 bzw. 13 angeschlossen
und mit ihren Sourceelektroden über den Gesamtwiderstand der Widerstände 34 und 35 miteinander
verbunden. Die effektiven Steilheiten der Transistoren 32 und 33 werden mit den Stromverstärkungen
der Transistoren 36 bzw. 37 multipliziert. Dies erfolgt in jedem Falle durch Zuführung des Drainstromes
der Feldeffekttransistoren (32 oder 33) als Basis-
strom zu einem bipolaren Transistor (36 oder 37) komplementären Leitungstyps, dessen Kollektor auf
die Quellenelektrode des Feldeffekttransistors zurückgeführt ist. Der Feldeffekttransistor 32 und der
biopolare Transistor 36 bilden zusammen einen Verbundfeldeffekttransistor 40, dessen Steilheit gleich
der Steilheit des Feldeffekttransistors 32 multipliziert mit der Vorwärtsstromverstärkung des Transistors 36
in Emittergrundschaltung ist. Die effektive Gateelektrode des Verbundfeldeffekttransistors 40 ist diejenige
des Feldeffekttransistors 30, die effektive Souiceelektrode wird durch den Verbindungspunkt
zwischen der Sourceelektrode des Feldeffekttransistors 32 mit dem Kollektor des Transistors 36 gebildet,
und seine effektive Drainelektrode wird durch den Emitter des Transistors 36 gebildet. Der Feldeffekttransistor
33 und der bipolare Transistor 37 bilden zusammen einen entsprechenden Vcrbundfeldeffekttransistor
41.
Die effektiven Drainelektroden der Verbundfeldeffekttransistoren
40 und 41 liefern Ströme, die sich symmetrisch im Gegentakt ändern, an einen Stromspicgelverstärker
50 mit den Elementen 50 bis 56, welcher diese Stromänderungen in eine erdungssymmetrische
Form umwandelt und der Basis des Transistors 16 zuführt. Eine Konstantstromquelle 38 liefert
einen Gleichstrom 2T5, welcher doppelt so groß wie
der Gleichstrom I5 ist, welcher von derjenigen Konstantstromquelle
geliefert wird, die als aktive Last für den Transistor 16 wirkt. Der Strom 2/s von der
Stromquelle 38 teilt sich auf die beiden Hälften des Verstärkers 11 auf und fließt zur Hälfte als Sourceruhcstrom
zum Verbundfeldeffektransistor 40 und zur anderen Hälfte als Sourceruhestrom zum Verbundfeldcffekttransistor
41. Außer der Verwendung von Linearisierungswiderständen 34 und 35 und Verbundfeldcffekttransistoren
40 und 41 statt einfacher Feldeffekttransistoren arbeitet die Schaltung, welche
a) den Eingangsdifferenzverstärker,
h) den Stromspiegelverstärker zur Umwandlung des erdsymmetrischen Signals in ein erdunsymmetrisches
Signal und
c) den nachfolgenden Emittergrundschaltungsverstärker
enthält, praktisch so. wie es im US-Patent 3 825 679 erläutert ist.
Der Kondensator 57 stellt eine Kollektor-Basis-Rückkopplung
für den Transistor 16 dar und sorgt für eine dominierende Niederfrequenzzeitkonstante
im Verhalten des Verstärkers 10 bei offener Schleife. Durch die dargestellte Schaltung des Kondensators 57
wird sichergestellt, daß der Emitterfolgerbetrieb des Transistors 37 eine Pufferwirkung hinsichtlich der
niedrigen Basiseingangsimpedanz des Transistors 16 bewirkt. Daher kann der Kondensator 57 eine niedrigere
Kapazität haben und demzufolge auch eine geringere Baugrößc.
Bei einem Verstärker mit drei Anschlüssen ist die am Eingangs- und Ausgangsanschluß gemeinsamen
Anschluß wirksame Impedanz reziprok zur Transadmittanz des Verstärkers. Bei niedrigen Frequenzen,
wo Blindwidcrstandseinflüssc vcrnachlässigbar sind, ist die Transadmittanz im wesentlichen gleich der
Steilheit (Transkonduktanz) des Verstärkers. Da die Steilheit der Verbundfeldeffckttransistoren 40 und 41
höher als diejenige eines einfachen Feldeffekttransistors ist, sind ihre effektiven Qucllcnimpcdanzcn sehr
klein. Demzufolge können die Wirkungen von Nichtlincaritäten
in diesen effektiven Quellenimpcdanzen wesentlich herabgesetzt werden, wenn man die Widerstände
34 und 35 relativ klein bemißt im Verhältnis zu dem Fall, wo man nur einfache Feldeffekttransisto-
ί ren verwendet. Diese geringere erforderliche Quellenelektrodengegenkopplung
führt zu einer höheren Verstärkung des Verstärkers 11 und verringert den Eingangssignalbereich, der erforderlich ist, um eine
effektive Gesamtgleichspannungsrückkopplung übei
κι den Operationsverstärker 10 auszuüben. Das geringere
erforderliche Eingangssignal des Verstärkers 11 höherer Verstärkung erlaubt es, daß seine Feldeffekttransistoren
mit kleineren Verstärkungspotentialvariationen und über einen kleineren Bereich ihrer
r> Steilheitskennlinie betrieben werden können, so daß die Verzerrungen verringert werden, die durch ihre
Steilheitsänderungen in Abhängigkeit von dei Source-Drain-Spannung verursacht werden. Die
Gleichspannungsabfälle an den Widerständen 34 und 35 infolge der Ruhestromflüsse verringern sich entsprechend
dem ohmschen Gesetz, so daß der Verstärker 11 große Gleichtaktsignale (common-mode signa
potentials) verarbeiten kann oder alternativ mit niedrigerer Betriebsspannung betrieben werden kann.
Ein überraschender Effekt besteht noch darin, daß die für einen hochverstärkenden Differenzeingangsvorverstärker
in einem monolithischen Operationsverstärker benötigte Fläche verringert wird. Dei
Grund hierfür liegt darin, daß die Steilheit eines FeId-
Jd effekttransistors proportional zu einer Kanalbreite ist
daher benötigen sehr steile Feldeffekttransistoren eine große Fläche auf dem integrierten Schaltungsplättchen.
Die Stromverstärkungeines vertikal aufgebauten (vertical structure) bipolaren Transistors hängi
j; andererseits nicht von der Transistorfläche ab, und
daher können kleine bipolare Transistoren die Steilheit von Feldeffekttransistoren erreichen, denen sie
zugeordnet sind, ohne viel Plättchenfläche zu benötigen.
In Fig. 2 enthält der Operationsverstärker 110 innerhalb der gestrichelten Umrandung Verbundfeldeffekttransistoren
140 und 141 und einen Stromspiegel verstärker 150, und er kann in monolithischei
integrierter Schaltung aufgebaut sein. Er arbeitet in folgender Weise:
Den Anschlüssen 162 und 163 wird eine Betriebsspannung
zugeführt, die im dargestellten Falle von einer Batterie 164 geliefert wird. Die Eingangsanschlüsse
166 und 167 liegen auf Massepotential bzw
so an einer Eingangssignalquellc 114, deren anderes
Ende ebenfalls auf Masse liegt. Das Ausgangssignal des Differenzeingangsverstärkers 111, wenn ihm ein
Eingangssignal zugeführt wird, wird auf eine Darling ton-Kaskade mit den Transistoren 161 und 116 zui
weiteren Verstärkung geführt. Das weiterverstärk te Signal wird auf den Eingang eines Ausgangsverstär
kers 168 gegeben, so daß am Anschluß 169 des Opc rationsverstärkers 110 ein Ausgangssignal abgegeben
wird. Die Transistoren 161 und 116 arbeiten mit eine
h(1 aktiven Kollektorlast über den Kollektor eines Tran
sistors 171, der für konstanten Stromfluß vorgespann ist. Ein Kondensator 157 sorgt für eine dominierend!
Niederfrequenzzeitkonstante für den Operationsver stärker 110 bei offener Schleife.
h5 Der Operationsverstärker 110 enthält ein Ein
gangssignal von einer Quelle 114, die auf das geringst«
zur Verfügung stehende positive Potential vorge spannt ist (hier Masse). Zu diesem Zweck verwende
sein Differenzeingangsvorverstiirker 111 aneinander angepaßte Verbundfeldeffekttransistoren 140 und
141, wie sie durch die Erfindung geschaffen sind. Sie unterscheiden sich von den Verbundfeldeffekttransistoren
40 und 41 gemäß Fig. 1 in folgender Weise. In jedem der Verbundfeldeffekttransistoren 140 und
141 werden die Drainstromschwankungen der Verbundfeldeffekttransistoren (132 oder 133) nicht unmittelbar
auf die Basis des bipolaren Transistors (136 oder 137) geführt, deren Kollektor mit der Sourceelektrode
des Verbundfeldeffekttransistors verbunden ist. Statt dessen erfolgt diese Kopplung über einen
in Basisgrundschaltung ausgeführten Verstärkertransistor (134 oder 135) vom komplementären Leitungstyp gegenüber dem Verbundfeldeffekttransistor.
Nun könnte der Verstärker 111 gemäß Fig. 1 betrieben werden, indem seine Eingangsanschlüsse auf
das am wenigsten positive zur Verfügung stehende Betriebsspannungspotential vorgespannt werden. Da
jedoch Anreicherungs-Feldeffekttransistoren, die zusammen mit bipolaren Transistoren in integrierter
Form ausgebildet werden können, eine Gate-Source-Schwellenspannung,
bei welcher sie zu leiten beginnen, von nur etwa 1,5 bis 2 Volt haben, arbeiten
die' Feldeffekttransistoren mit stark beschränkter Source-Drain-Spannung. Kleine Änderungen der
Source-Drain-Spannungen der Feldeffekttransistoren 32 und 33 führen, wenn sie im Betrieb des Verstärkers
11 auftreten, in unerwünschter Weise zu erheblichen Schwankungen der Steilheiten der Feldeffekttransistoren.
Dieses Problem wird besonders akut, wenn der einfache StromspicgelverstärkerSO ersetzt wird durch
einen Wandler für ein erdsymmetrisches in ein erdunsymmetrisches Signal, der in seinen Eingangs- und
Ausgangskreisen auf etwas höhere Potentiale vorgespannt werden muß.
In Fig. 2 erfolgt die Umwandlung von erdsymmetrischen in ein erdunsymmetrisches Signal mit einem
Stromspiegelverstärker ISO bekannter Art, welcher die Elemente 151, 152, 158, 157 enthält und eine
Spannung von etwa 1,3 bis 1,5 Volt an seinem Eingangskreis benötigt. Auch ist der in Emittergrundschaltung
betriebene Verstärkertransistor als Darlington-Kaskade dem Transistor 161 nachgeschaltet,
und diese Darlington-Schaltung erfordert eine Spannung von etwa 1,3 bis 1,5 Volt zwischen der Basis
des Transistors 161 und dem Emitter des Transistors 116. Folglich müssen die Ruhespannungen der Transistoren
136 und 137 etwa 2,0 bis 2,2 Volt betragen. Müßten die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren
132 und 134 auf diese Spannung vorgespannt werden, dann würde man keine so befriedigende Betriebsweise
mit in Gategrundschaltung betriebenen Feldeffekttransistoren 132 und 133 erhalten, die nur
Schwellspannungen von 1,5 bis 2 Volt haben.
Die in Basisgrundschaltung betriebenen Verstärkertransistoren 134 und 135, deren Basen so vorgespannt
sind, daß ihre Emitter auf einem Ruhepotential von nur wenigen Zehntel Volt positiv gegen Masse
liegen, koppeln die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren 132 bzw. 133 mit den Basen der bipolaren
Transistoren 136 bzw. 137 in einer solchen Weise, daß dieses Spannungsübertragungsproblem gelöst
wird.
Die Elemente 181 bis 189 bilden eine interne Vorspannungsschaltung.
Sie liefert Gleichspannungen von wenigen Zehntel Volt größer als die Basis-Emitter-Offsetspannungen
der Transistoren 134 und 135 zwischen dem Anschluß 162 und ihren Basen, so daß
diese Transistoren in Basisgrundschaltung arbeiten können. Eine ähnliche oder etwas größere Gleichvorspannung
wird durch die interne Vorspannungsschal-
■> tung zwischen den Anschluß 163 und die Basen der
Transistoren 171, 172 und 173 gelegt, so daß diese für konstanten Kollektorstrom vorgespannt werden.
Die Widerstände 184 und 185 haben praktisch gleiche Werte, und zwar erheblich größer als diejenigen der
ι» Emittergegenkopplungswiderstände 181 und 188, so
daß am Emitter des Transistors 189 ein Potential zwischen denjenigen an den Anschlüssen 162 und 163
entsteht.
Eine optimale Vorspannung der Verbundfeldef-
ir> fekttransistoren 140 und 141 für A-Verstärkerbetrieb
wird in folgender Weise erhalten. Für die Drain-Ruheströme der Feldeffekttransistoren 132 und 133 wird
ein geeigneter Wert gewählt, der bestimmt wird durch die Größe der Feldeffekttransistoren und die Source-
-° Gate-Spannung, mit welcher man bequem arbeiten
kann. Ist beispielsweise eine Source-Gate-Spannung von etwa —3 Volt zweckmäßig in einer Schaltung mit
Feldeffekttransistoren, deren Schwellenspannungen in der Größenordnung von —1,5 Volt liegen, dann
läßt sich ein Source-Drain-Strom von 100 μΑ leicht mit Feldeffekttransistoren 132 und 133 erreichen, die
bezüglich ihrer Größe praktisch integrierbar sind. Dieser Source-Drain-Strom sollte größer sein als der
zu erwartende Signalspitzenstrom, der sich in der noch später beschriebenen Weise bestimmen läßt.
Der Verbundfeldeffekttransistor 140 hat eine Gegenkopplungsschleife
für Ruheströme, in welcher Unterschiede zwischen den Kollektorströmen der Transistoren den Tranistoren 172 und 134 gegenge-
Vj koppelt werden durch die Kaskadenschaltung des als
in Emittergrundschaltung betriebenen Verstärkertransistors 136, des in Gate-Grundschaltung betriebenen
Verstärkertransistors 132 und des in Basis-Grundschaltung betriebenen Verstärkertransistors
134. Die Verstärkung dieser Schleife ist so, daß der Basisstrom des Transistors 136 vernachlässigbar klein
gegenüber den Kollektorströmen der Transistoren 172 und 136 ist. So stellt sich der Kollektorruhestrom
und damit auch der Emitterruhestrom des Transistors 136 infolge der Gegenkopplungsschleife auf einen
Wert ein, der im wesentlichen gleich dem vom Kollektor des Transistors 172 gelieferten konstanten Strom
ist. Der Verbundtransistor 141 enthält eine ähnliche Gegenkopplungsschleife für Ruheströme, welche den
so Emitterruhestrom des Transistors 135 praktisch gleich dem vom Kollektor des Transistors 173 gelieferten
konstanten Strom werden läßt.
Die als Verstärker in Basis-Grundschaltung betriebenen Transistoren 134 und 135 werden vorzugsweise
mit Emitterruheströmen betrieben, die in ihrer Größe vergleichbar mit den Spitzenschwankungen der
Drainströme der Feldeffekttransistoren 131 bzw. 132 sind. Macht man die Emitterruheströme der Transistoren
134 und 135 kleiner als die Drainruheströme der Feldeffekttransistoren 132 und 133, dann können
die Transistoren 134 und 135 in unerwünschter Weise bei großen Eingangssignalamplituden aus ihrem Leitungszustand
gesteuert werden. Größere Emitterruheströme für die Transistoren 134 und 135 lassen die
Schaltung andererseits empfindlich gegen Unterschiede der Stromquellentransistoren 172 und 173
werden.
Der Drainruhestrom des Feldeffekttransistors 132
und der Emitterruhestrom des Transistors 134 fließen zusammen durch den Widerstand 174; der Drainruhestrom
des Feldeffekttransistors 133 und der Emitterruhestrom des Transistors 135 fließen zusammen
durch den Widerstand 175 Ist die den Basen der r>
Transistoren 134 und 135 zugef jhrtc Gleichsnsmnnnn
konstant, dann sind ihre Emitterspannungen bekannterweise kleiner als ihre jeweiligen Basis-Emitter-Offsetspannungen.
Geeignete Werte für die Widerstände 174 und 175 lassen sich nach dem ohmschen i<
> Gesetz berechnen, wenn man den erforderlichen Spannungsabfall und den Ruhestrom durch jeden Widerstand
kennt.
Will man vermeiden, daß unerwünschte Ausgangsspannungsverschiebungen
auftreten, dann sollten die ι' beiden Hälften des Differenzverstärkers in ihrem Betrieb
so gut wie möglich einander angepaßt werden. Das bedeutet, daß die folgenden Elemente paarweise
ausgesucht werden müssen: 176 und 177; 172 und 173; 134 und 135; 174 und 175; 132 und 133. Der
Widerstand 190 koppelt die effektiven Sourceelektroden der Verbundfeldeffekttransistoren 140 und
141 miteinander und linearisiert die Verstärkung, welche diese Verbundtransistoren zeigen. Die Widerstände
191 und 192 bilden einen Widerstandsspannungsteiler f ür das am Ausgangsanschluß 169 erscheinende
Signal, und das herabgeteilte Signal wird der effektiven Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransistors
141 zugeführt, so daß eine Gleichspannungsgegenkopplungsverbindung entsteht. Die Spannungsteilung
ist notwendig, damit Schwingungen der Ausgangsspannung nahe bei Massepotential dem
Verbundtransistor 141 nicht die notwendige Source-Drain-Spannung entziehen. Die Widerstände 191 und
192 neigen dazu, ein Gleichstromungleichgewicht in s> den Hälften des Differentialeingangsverstärkers 111
mit den Verbundfeldeffekttransistoren 140 bzw. 141 entstehen zu lassen. Ein solches Ungleichgewicht läßt
sich durch einen Widerstand 193 vermeiden, dessen Wert gleich dem Gesamtwert der parallelgeschalteten
Widerstände 191 und 192 ist und der zwischen die effektive Sourceelektrode des Verbundfeldeffekttransistors
140 und den Emitter des Transistors 189 geschaltet ist (der, wie bereits vorerwähnt, auf einem
Potential in der Mitte zwischen den Anschlüssen 162 und 163 liegt). Eine derartige Schaltung erlaubt, daß
die Ausgangsruhespannung am Anschluß 169 ebenso auf diesem Mittenwert liegt, wenn die Gateelektroden
der Feldeffekttransistoren 132 und 133 auf dem glei-
Bedenkt man daß ohne Eingangssignal kein Strom
ßenordnung des Signalstromes im Vergleich zur Gleichspannungskomponente in den Drainströmen
der Feldeffekttransistoren 132 und 133 in folgender Weise bestimmt werden. Die kombinierten Kollektorströme
der Transistoren 136 und 137 sind bestimmt durch die über die Widerstände 191, 192 und 193
zugeführten Ströme. Von diesen ist nur der durch den Widerstand 191 zugeführte Strom großen Schwankungen
unterworfen, die als Ausgangssignalschwankungen am Anschluß 169 über den Spannungsbereich
der von der Batterie 164 gelieferten Versorgungsspannung erscheinen. Da die Eingangsstufe 111 so
vorgespannt ist, daß die Verbundfeldeffekttransistoren 140 und 141 im Gegentakt arbeiten, muß die
Hälfte der über den Widerstand 191 eingeführten Stromschwankung von jedem dieser Verbundfeldeffekttransistoren
verarbeitet werden und tritt im wesentlichen als Schwankung des Kollektorstromcs der
Transistoren 136 und 137 auf. Diese Schwankungen übersteigen jedoch nicht die Hälfte der Betriebsspannung
(maximale Ausgangssignalamplitude) geteilt durch den Wert des Widerstandes 191. Um diese Kollektorstromschwankungen
aufzunehmen, brauchen die Basisstromschwankungen der Transistoren 131 und 137 nur lZ/j^mal so groß zu sein, wenn hfe die
Kollektor-Emitter-Durchlaßstromverstärkung der Transistoren 136 und 137 ist. Ähnlich brauchen
Drainstromschwankungen durch die Feldeffekttransistoren 140 und 141 geliefert zu werden, um diese
Basisstromschwankungen aufzunehmen, da die Stromverstärkungen der als Verstärker in Basisgrundschaltung
betriebenen Transistoren 134 und 135 je im wesentlichen gleich — 1 sind. Wenn die von der
Batterie 164 gelieferte Versorgungsspannung 20 Volt beträgt, der Wert des Widerstandes 191 10 kOhm beträgt
und hfl, gleich 100 ist, dann würde die Signalkomponente
im Drainstrom des Feldeffekttransistors 140 oder 141 etwa 10 μΑ betragen und damit weit
unter der Gleichstromkomponente von ΙΟΟμΑ liegen,
die in dem Beispiel vorausgesetzt worden ist.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Differenzverstärker mit einem ersten und einem zweiten Anschluß zur Zuführung einer Betriebsspannung,
mit einem dritten und einem vierten Anschluß zum Anlegen eines auf das Betriebsspannungspotential bezogenen Eingangssignals,
mit einem ersten und einem zweiten Feldeffekttransistor eines ersten Leitungstyps, deren
Gateeelektroden jeweils mit dem dritten bzw. vierten Anschluß verbunden sind, deren mit dem
ersten Anschluß gleichspannungsgekoppelte Sourceelektroden außerdem jeweils mit dem Kollektor
eines bipolaren Transistors vom komplementären Leitungstyp verbunden sind, deren Basen
jeweils mit der Drainelektrode des betreffenden Feldeffekttransistors gekoppelt sind und
deren Emitter an den zweiten Anschluß geführt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die
Sourceelektroden der Feldeffekttransistoren (32, 33; 132,133) über eine Konstantstromquelle (38;
189-193) mit dem ersten Anschluß (26) gekoppelt sind, daß die Drainelektroden der Feldeffekttransistoren
jeweils über eine Koppelimpedanz mit den Basen der zugehörigen bipolaren Transistoren
(36,136; 37,137) verbunden sind, und daß die Emitter der beiden bipolaren Transistoren
über eine Stromspiegelschaltung (51-56; 151, 152) mit dem zweiten Anschluß (27) derart verbunden
sind, daß die Stromspiegelschaltung mit einem Eingangsanschluß an den Emitter des ersten
bipolaren Transistors (36, 136), mit einem Eingang und Ausgang gemeinsamen Anschluß an
den zweiten Anschluß (27) und mit einem Ausgang an den Emitter des zweiten bipolaren Transistors
(37,137) angeschlossen ist, und daß ein fünfter Anschluß (15) an den Emitter des zweiten
bipolaren Transistors angeschlossen ist, um ein erdungssymmetrisches Ausgangssignal zu liefern.
2. Verstärker nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet,
daß mindestens eine der Koppelimpedanzen durch einen weiteren bipolaren Transistor
(134 oder 135) vom zweiten Leitungstyp gebildet ist, der als Verstärker in Basisgrundschaltung
geschaltet ist.
3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eine der beiden
Koppelimpedanzen durch eine direkte Verbindung (beispielsweise einen Draht) gebildet ist.
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US4278889A (en) * | 1979-10-15 | 1981-07-14 | Ohio Nuclear, Inc. | Current amplifier with automatic drift correction for tomographic scanners |
US4342003A (en) * | 1980-03-17 | 1982-07-27 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Operational amplifier with increased settling speed |
JPS5753116A (en) * | 1980-09-17 | 1982-03-30 | Pioneer Electronic Corp | Error amplifier |
JPS5913409A (ja) * | 1982-07-14 | 1984-01-24 | Toshiba Corp | 電力増幅回路 |
JPH0732261B2 (ja) * | 1985-04-11 | 1995-04-10 | キヤノン株式会社 | 半導体受光装置 |
JPS61287305A (ja) * | 1985-06-13 | 1986-12-17 | Pioneer Electronic Corp | 増幅回路 |
JP2944398B2 (ja) * | 1993-07-05 | 1999-09-06 | 日本電気株式会社 | Mos差動電圧電流変換回路 |
US6285259B1 (en) | 1999-04-21 | 2001-09-04 | Infineon Technologies North America Corp. | System and method for converting from single-ended to differential signals |
JP3998169B2 (ja) * | 2000-09-14 | 2007-10-24 | 株式会社ルネサステクノロジ | 回路の設計方法および回路の設計支援プログラム並びに回路設計装置 |
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