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Vorspannungsanordnung für einen Gegentaktverstärker.
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Die Erfindung bezieht sich auf einen Gegentaktverstärker und insbesondere
auf eine Vorspannanordnung für einen direkt gekoppelten Feldeffekt-Transistoren
verwendenden Gegentaktverstärker.
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Ein üblicher im Ausgang übertragerloser (OTL) Verstärker besitzt den
Vorteil, daß er keinen Ausgangsübertrager benötigt, der Wellenverzerrungen, ungünstige
Frequenzeigenschaften und Leistungsverlust verursachen kann. Die meisten Festkörper-
oder Solid-State-OTL-Verstärker mit einer Gegentaktendstufe mit Eintaktausgangsschaltung
benötigen jedoch einen Kopplungskondensator, der im niedrigeren Band eine hohe Impedanz
besitzt. Diese Verstärker haben daher einen ungünstigen Frequenzverlauf im niedrigeren
Band.
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Ein im Ausgang kondensatorloser (OCL) Verstärker besitzt die oben
beschriebenen Nachteile nicht.
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Es gibt einen OCL-Verstärker mit direkt gekoppelten Stufen, der durch
mittig geerdete negative und positive Batterien versorgt wird. Wenn aber alle Stufen
aus Feldeffekt-Transistoren (FET) zusammengesetzt sind, so wäre die Vorspannschaltung
recht kompliziert, und zwar wegen der Batterien, die unabhängig für jede Verstärkerstufe
vorgesehen sein müßten.
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Zusammenfassung der Erfindung. Die Erfindung hat sich zum Ziel gesetzt,
einen Gegentaktverstärker vorzusehen, der eine einfache und leicht einstellbare
Vorspannanordnung aufweist. Ferner soll die Anordnung in der Lage sein, durch einen
einzigen Vorgang die Vorspannungen für ein Paar von Feldeffekt-Transistoren einzustellen.
Die Anordnung soll gemäß der Erfindung ferner so ausgebildet sein, daß-sie in der
Lage ist, ein Ungleichgewicht zwischen den Vorspannungen der Transistoren zu eliminieren.
Schließlich bezweckt die Erfindung, eine einfache und leicht einstellbare Vorspannanordnung
für sämtliche Stufen eines direkt gekoppelten Verstärkers vorzusehen.
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Gemäß der Erfindung weist eine Vorspannanordnung ein Paar von Widerständen
sowie einstellbare, einen konstanten Strom liefernde Mittel für die Widerstände
auf. Die Widerstände liegen zwischen den Tor- und Quellen-Elektroden der entsprechenden
Feldeffekt-Transistoren, die zur Bildung eines Leistungsverstärkers in Reihe geschaltet
sind. Die den konstanten Strom liefernden Mittel können von Hand oder automatisch
eingestellt werden, um einen geeigneten Arbeitspunkt der Transistoren einzustellen,
und um deren Vorspannungen in Gleichgewicht zu bringen. Diese Vorspannanordnung
ist für jede Stufe eines Gegentaktverstärkers verwendbar.
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Eine Vielzahl der erfindungsgemäßen Vorspannanordnungen kann in einem
mehrstufigen direkt gekoppelten Verstärker verwendet werden.
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Weitere bevorzugte Ausgestaltungen ergeben sich insbesondere auch
aus den Ansprüchen.
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Ausgestaltungen der Erfindung werden im folgenden an Hand der Zeichnung
beschrieben; in der Zeichnung zeigt: Fig. 1 einen Leistungsgegentaktverstärker,
der ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorspannanordnung verwendet; Fig.
2 einen Gegentaktverstärker, der ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet;
Fig. 3-6 Gegentaktverstärker, die andere Ausführungsbeispiele der Vorspannanordnungen
verwenden; Fig. 7 einen direkt gekoppelten Verstärker, der mit der erfindungsgemäßen
Vorspannanordnung ausgestattet ist; Fig. 8 einen-weiteren direkt gekoppelten Verstärker,
der mit der erfindungsgemäßen Vorspannanordnung ausgestattet ist; Fig. 9 eine Quellenfolgeschaltung;
Fig. 10 eine erfindungsgemäße Quellenfolgeschaltung; Fig. 11 eine Leistungsverstärkerschaltung,
die eine erfindungsgemäße Quellenfolgeschaltung verwendet.
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Im folgenden seien bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben,
aus welchen sich Art und Ziele der Erfindung an Hand der Zeichnung ergeben. In Fig.
1 ist ein Leitstungsgegentaktverstärker dargestellt, der die erfindungsgemäße Vorspannanordnung
verwendet. Diese Verstärkerschaltung
weist ein Paar Feldeffekt-Transistoren
Q1 und Q2 auf, die in Serie geschaltet sind. Das Tor (gate; G) von Q1 ist über einen
Kondensator Cl mit der Eingangsklemme T1 gekoppelt und das Tor von Q2 ist über einen
Kondensator C2 mit der Eingangsklemme T2 -gekoppelt. Die Senke (drain; D) von Q1
ist mit der positiven Klemme T3 von in Serie geschalteten Battierien +E1 und -E2
verbunden, und die Senke von Transistor Q2 liegt an der negativen Klemme T4 der
Batterien.
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Zwischen den Tor- und Quellen-Elektroden der Transistoren liegen Widerstände
R1 bzw. R2t. Eine Klemme T5 ist mit dem Punkt verbunden, wo die Quellenelektrode
von Transistor Q1 mit der Senke (drain; D) des Transistors Q2 verbunden ist.
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Eine Klemme T6 ist ferner mit dem Punkt verbunden, wo die beiden Battierien
+El und -E2 miteinander verbunden sind.
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Eine Last (oder ein Lautsprecher) RL liegt direkt zwischen den Klemmen
T5 und T6 und die Klemme T6 ist geerdet. Ferner sind die Gates der Transistoren
Q1 bzw. Q2 mit den Kollektoren der Transistoren Q3 bzw. Q4 verbunden. Der Emitter
von Transistor Q3 liegt über einen Widerstand R3 an einem Ende eines veränderbaren
Widerstands VR, und der Emitter des Transistors Q4 liegt über einen Widerstand R4
am anderen Ende des Widerstands VR. Der Gleitabgriff des Widerstands VR ist mit
der Batterie -E4 verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q3 und Q4 sind
miteinander über eine veränderbare Spannungsversorgung E3 mit der Batterie -E4 verbunden.
Der Transistor Q3 und der Widerstand R3 bilden eine einen konstanten Strom liefernde
Einheit Ccl und der Transistor Q4 und der Widerstand R4 bilden eine weitere einen
konstanten Strom liefernde Einheit CC2.
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Die Gate-Quellen-Vorspannungen der Transistoren Q1 und Q2 werden durch
den Spannungsabfall an den entsprechenden Widerständen R1 und R2 erzeugt. Die Gates
dieser Transistoren sind mit einem niedrigeren Potential vorgespannt als die entsprechenden
Source-Elektroden. Die Transistoren sind somit normal vorgespannt. In diesem Zustand
fließt ein Strom durch Widerstand R1, Einheit Ccl und Widerstand VR in die
Batterie
-E4, und ein weiterer Strom fließt durch Widerstand R2, die Einheit CC2 und den
Widerstand VR in die Batterie -E4.
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Die Abgriffeinstellung am Widerstand VR bringt daher die Gate-Source-Vorspannungen
der Transistoren Q1 und Q2 ins Gleichgewicht, weil der eingestellte Widerstand VR
die gleiche Größe an Spannungsabfällen an den Widerständen R1 und R2 erzeugt, um
zu gestatten, daß die Transistoren Q3 und Q4 die gleiche Strommenge führen. Die
veränderbare Spannungsversorgung E3 ist vorgesehen, um die Größe der Ströme zu ändern,
die von den Batterien +El bzw. -E2 aus durch die Widerstände R1 bzw. R2 zu den Transistoren
Q3 und Q4 fließen, um durch eine einzige Einstellung in gleicher Weise die Gate-Source-Vorspannungen
der Transistoren Q1 und Q2 zu verändern. Die Betriebsart wird daher wahlweise entweder
auf A-Betrieb oder B-Betrieb eingestellt.
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In dieser Schaltungsausbildung bilden die Transistoren Q3 bzw. Q4
konstanten Strom liefernde Einheiten CCl und CC2 und sie sind parallel zu den Feldeffekt-Transistoren
Q1 und Q2 eingefügt. Daher werden die Transistoren Q1 und Q2, obwohl sie im wesentlichen
unendliche Gate-Impedanzen haben, durch die Transistoren Q3 und Q4 beeinflußt. Um
diese Beeinträchtigung zu eliminieren, sollten die Transistoren Q3 und Q4 unendliche
Impedanz für Wechselstrom besitzen und sie sollten daher Feldeffekt-Transistoren
oder bipolare Transistoren sein, welche die gleichen Eigenschaften wie Pentoden
besitzen. Wenn diese Art von Transistoren verwendet wird, so zeigen die Transistoren
Q3 und Q4 kollektorseitig eine hohe Impedanz für Wechselstrom und sie können daher
imWechselstrombetrieb ignoriert werden. Nur Gleichströme werden den Widerständen
R1 und R2 zugeführt.
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Der Wechselstrombetrieb dieser Verstärkungsschaltung ist der gleiche
wie bei üblichen Gegentaktverstärkern, und ein Eingangssignal wird an die Klemmen
T1 und T 2 mit zueinander entgegengesetzt liegenden Phasen angelegt.
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Gemäß der vorliegenden Vorspannanordnung können die Vorspannungen
der Feldeffekt-Transistoren durch eine einzige Einstellung ins Gleichgewicht gebracht
(symmetrisch eingestellt) werden, und diese Vorspannungen können auch durch eine
weitere einzige Einstellung gleich eingestellt werden.
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Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Vorspannanordnung ist in Fig.
2 gezeigt. Dort bestehen die einen konstanten Strom liefernden Mittel aus einem
Differentialverstärker DA und einer einen konstanten Strom liefernden Einheit CC
an Stelle von zwei einen konstanten Strom liefernden Einheiten Ccl und CC2 wie bei
der Schaltung gemäß Fig. 1.
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Der Differentialverstärker weist zwei Transistoren Q3 und Q4 auf.
Die Basiselektroden der Transistoren Q3 und Q4 sind mit Eingangsklemmen T1 bzw.
T2 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 sind mit den Gates der
Feldeffekt-Transistoren Ql bzw. Q2 verbunden. Die Emitterelektroden der Transistoren
Q3 und Q4 sind mit der Kollektorelektrode des Transistors Q5 in der einen konstanten
Strom liefernden Einheit CC verbunden. Die Emitterelektrode von Transistor Q5 steht
über einen Widerstand R3 mit der negativen Spannungsversorgung -E4 in Verbindung.
Die Basiselektrode von Transistor Q5 liegt über eine veränderbare Spannungsversorgung
E3 an der negativen Spannungsversorgung -E4.
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Die beiden durch die Widerstände R1 und durch R2 fließenden Ströme
können in gleicher Weise durch eine Änderung der Basis-Emitter-Spannung des Transistors
Q5 oder durch eine Änderung der Versorgungsspannung E3 geändert werden, solange
die Basispotentiale der Transistoren Q3 und Q4 konstant bleiben.
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Der Differentialverstärker DA kann als ein Treiberverstärker durch
Anlegen eines Eingangssignals mit entgegengesetzten Phasen an die Eingangsklemmen
T1 und T2 der Transistoren Q3 und Q4 verwendet werden. In diesem Fall ist die wesentlich
konstanten
Strom liefernde Einheit nur eine.
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Fig. 3 zeigt einen Gegentaktverstärker, der mit einer anderen Vorspannungsanordnung
ausgestattet ist. Diese Verstärkerschaltung ist fast die gleiche wie die in Fig.
2 gezeigte mit der Ausnahme, daß eine Vorrichtung zur Feststellung der Schwankungen
der Versorgungsspannungen vorhanden ist. In der Schaltung ist eine Serienverbindung
eines Transistors Q6 und eines Widerstands R6 zwischen die Spannungsversorgungen
+El und -E4 eingefügt, und die Basiselektrode des Transistors Q6 steht mit der Spannungsversorgung
E2 in Verbindung. Gemäß dieser Schaltungsausbildung wird die Schwankung der Versorgungsspannungen
in der Form eines Spannungsabfalls am Widerstand R6 festgestellt. Die festgestellte
Schwankung oder Fluktuation wird über einen mit Widerstand R6 verbundenen veränderbaren
Widerstand VR2 der Basis des Transistors Q5 zugeführt. Der Widerstand VR2 ist ferner
mit dem anderen Ende mit der Anode einer Diode D2 verbunden1 die über eine Zener
-Diode ZD an der Batterie -E4 liegt. Diese Kathode ist ferner über Diode D1 mit
der Basiselektrode des Transistors Q5 verbunden. Transistor Q5, Widerstand R3 und
veränderbarer Widerstand VR1 bilden eine einen konstanten Strom liefernde Einheit
CC.
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Der Ausgangsstrom der Stromlieferungseinheit CC wird entsprechend
der festgestellten Spannung verändert und die Veränderung im Ausgangsstrom kompensiert
die Vorspannung.
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In anderen Worten ausgedrückt, die Spannungsschwankung (-+V) zwischen
den Versorgungen +E1 und -E2 tritt am Widerstand R5 auf. Diese Spannungsschwankung
wird in einen Strom umgewandelt und sodann wieder in eine Spannungsschwankung am
Widerstand R6 rückumgewandelt. In einem Beispiel sei die Bezugs- oder Referenz-Spannung
(Zener-Spannung), die an die Basis des Transistors Q5 angelegt wird, mit 12 Volt
angenommen, und dieser Wert ist gleich demjenigen der Spannung, die am Widerstand
R6 zu der Zeit auftritt, wenn sich die Versorgungsspannungen +El und -E2 auf einer
Nennspannung befinden. In diesem Zustand werden die Enden
des Widerstands
VR2 auf dem gleichen Potential gehalten und am Widerstand tritt keine Potentialdifferenz
auf. Der Transistor Q5 führt einen Emitterstrom, der durch die Summe der Widerstände
R3 und VR1 bestimmt ist. Wenn der Gleitabgriff des veränderbaren Widerstands VR2
am linken Ende (Anodenseite der Diode D2) angeordnet ist, so wird die Zener-Spannung
oder Bezugsspannung der Basiselektrode des Transistors Q5 zugeführt. Die Einheit
CC arbeitet daher als eine gewöhnliche, einen konstanten Strom liefernde Einheit,
die die Fluktuation der Batteriepannung nicht kompensiert.
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Eine Änderung der Versorgungsspannungen hat die Änderung der Drain-Ströme
der Feldeffekt-Transistoren Q1 und Q2 zur Folge.
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Eine nach rechts gerichtete Verschiebung des Gleitabgriffs (auf den
Widerstand R6 zu) addiert einen Teil der Spannung am Widerstand R6 der Basis des
Transistors Q 5 hinzu, und es wird daher die Basisvorspannung des Transistors Q5
entsprechend der Spannungsänderung am Widerstand R6 geändert.
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Dies bedeutet, daß der Ausgangsstrom des Transistors Q5 entsprechend
einer Änderung der Drain-Versorgungsspannung geändert wird.
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Wenn das Gleichgewicht oder die Symmetrie der Feldeffekt-Transistoren
Q1 und Q2 ideal ist, so sind die Schaltungen 4 und 5 verwendbar.
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In Fig. 4 besitzt die einen konstanten Strom liefernde Einheit CC
nicht die für die Gleichgewichtseinstellung bei der in Fig. 3 gezeigten Schaltung
erforderlichen Elemente, nämlich die Zener-Diode ZD, den Widerstand R4,- die Dioden
D1 und D2 und den veränderbaren Widerstand VR2. Die Basiselektrode des Transistors
Q5 ist direkt mit einem Ende des Widerstands R6 verbunden. Die Arbeitsweise dieser
Schaltung ist die gleiche wie der Schaltung gemäß Fig. 3, wenn sich dort der Gleitabgriff
des veränderbaren Widerstands VR2 in Fig. 3 in seiner Lage am rechten Ende befindet.
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Die in Fig. 5 gezeigte einen konstanten Strom liefernde Einheit CC
weist keine Diode D2, keinen Widerstand R4 und auch nicht den veränderbaren Widerstand
VR2 auf, wohingegen alle diese Elemente bei der Schaltung gemäß Fig. 3 vorhanden
sind.
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Die Arbeitsweise ist die folgende: Wenn die Potentialdifferenz zwischen
den Spannungsversorgungen +E1 und -E2 höher wird als die Nenn- oder Bemessungsspannung,
so übersteigt die Spannung am Widerstand R6 die Zenerspannung und somit wird die
Diode D1 in Sperrichtung vorgespannt.
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In diesem Zustand wird die Spannung am Widerstand R6 direkt in die
Basis des Transistors Q5 eingespeist.
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Wenn die Versorgungsspannung niedriger wird als die Bemessungsspannung,
so wird die Diode D1 leitend und die Zenerspannungen werden an die Basis des Transistors
Q5 angelegt. Die vorliegende Schaltung reguliert somit nur höhere Spannungen als
die Bemessungsspannung.
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In der Schaltung gemäß Fig. 3 kann der Widerstand R5 mit der Erde
GND an Stelle mit der Spannungsversorgung +El verbunden werden. In diesem Fall wird
die Potentialdifferenz zwischen der Erde und der einen Spannungsversorgung (E2)
festgestellt.
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Gemäß den Schaltungen der Fig. 3-6 wird die Brummkomponente in den
Versorgungsspannungen ausgelöscht und die Signalverzerrung an den Feldeffekt-Transistoren
wird minimiert.
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Fig. 7 zeigt einen direkt gekoppelten mehrstufigen Verstärker, der
mit der erfindungsgemäßen Vorspannungsanordnung ausgestattet ist. Dieser Verstärker
besteht aus einer Vorverstärker-, Treiber- und einer Leistungsverstärker-Stufe.
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Die Vorverstärkerstufe weist ein Paar von Gegentakttransistoren Q3
und Q4 auf, deren Gates mit Eingangsklemmen IN1 bzw. IN2
verbunden
sind, während die Source-Elektroden miteinander über eine einen konstanten Strom
liefernde Einheit CC mit der Spannungsversorgung -E4 verbunden sind und die Drain-Elektroden
direkt an den entsprechenden Gates der Feldeffekt-Transistoren Q7 und Q8 liegen.
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Die Sourcefolge-Treiberstufe weist ein Paar Gegentakttransistoren
Q7 und Q8 auf. Die Gates der Transistoren Q7 und Q8 sind mit den Drains der Transistoren
Q3 bzw. Q4 verbunden. Die Drainelektrode des Transistors Q7 ist mit einer positiven
Spannungsversorgung +El verbunden. Die Source-Elektrode des Transistors Q 7 liegt
über eine in Sperrichtung vorgespannte Diode D3 und Widerstand R7 an der Ausgangsleitung
OL (neutrales Potential). Das Gate von Trans sistor Q7 ist über Widerstand R1 mit
der Ausgangsleitung OL verbunden. Die Drainelektrode des Transistors Q8 liegt an
der Ausgangsleitung OL. Die Source-Elektrode von Transistor Q8 ist über eine in
Sperrichtung vorgespannte Diode D4 und einen Widerstand R8 mit der negativen Spannungsversorgung
-E2 verbunden. Das Gate von Transistor Q8 liegt über Widerstand R2 an der negativen
Spannungsversorgung -E2. Die Widerstände R1 und R2 erzeugen jeweils die Gate-Source-Vorspannung
VGS7 bzw. VGS8 an den Transistoren Q7 und Q8. Die Source-Elektroden der Transistoren
Q7 und Q8 sind über Konstantstromquellen CC3 bzw. CC4 mit der negativen Spannungsversorgung
-E4 verbunden. Der Verbindungspunkt von Diode D3 und Widerstand R7 steht mit dem
Gate von Transistor Q1 in Verbindung. Der Verbindungspunkt von Diode D4 und Widerstand
R8 ist an das Gate von Transistor Q2 angeschlossen. Die Dioden D3 und D4 dienen
zum Schutz der Gate-Source-Spannung VGS1 und VGS2 der Transistoren Q1 und Q2 vor
übersteuerung.
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Die Leistungsverstärkerstufe weist Feldeffekt-Transistoren Q1 und
Q2 auf. Die Schaltung dieser Stufe ist die gleiche wie die in Fig. 1.
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Der Wechselstrombetrieb dieses Verstärkers ist der gleiche wie beim
üblichen FET-Gegentaktverstärker.
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Die erfindungsgemäßen Merkmale dieser Verstärkungsschaltung sind insbesondere
die folgenden: Die in der Ordnung von Vor-, Treiber- und Leis tungs -Verstär;ker
stufe ansteigenden Vorspannungen ermöglichen die direkte Kopplung dieser Stufen.
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Diese Verstärkerschaltung kann eine Gegenkopplungsschleife aufweisen,
welche den Gleichstrom des Verstärkers stabilisiert.
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Dieser Verstärker benötigt keine unabhängige Vorspannungsversorgung
und besitzt daher einen einfachen Schaltungsaufbau.
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DieserVerstärker umfaßt keinen Kondensator und es ist daher die direkte
oder galvanische'Kopplung sämtlicher Stufen möglich. Dies bedeutet, daß ein über
einen großen Bereich hinweg stabiler Verstärker erhalten werden kann.
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Fig. 8 zeigt einen weiteren direkt gekoppelten, mehrstufigen Verstärker.
Die Schaltungsanordnung ist fast die gleiche wie bei Fig. 7. Hier sind die einen
konstanten Strom liefernden Einheiten CC, CC3, CC4 durch Regelwiderstände (Rheostaten)
VR5, VR3 und VR4 ersetzt und ein Paar einen konstanten Strom liefernder Einheiten
CCl und CC2 sind zwischen den Gateelektroden der Transistoren Q1 bzw. Q8 und den
Drainelektroden der Transistoren Q3 bzw. Q4 eingefügt.
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Gemäß dieser Schaltungsausbildung werden sämtliche Ströme in der Schaltung
durch die Regelwiderstände VR3-VR5 eingestellt. Darüber hinaus sind die Vorspannungen
VGS7 und VGS8 der Transistoren Q7 und Q8 äußerst stabil wegen der einen konstanten
Strom liefernden Einheit CCl (CC2), die zwischen der Gateelektrode von Transistor
Q7 (Q8) und Drainelektrode von Transistor Q3 (Q4) eingesetzt ist.
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Der Wechselstrombetrieb dieser Verstärkerschaltung ist der gleiche
wie bei einem üblichen FET-Gegentaktverstärker.
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Andere Merkmale dieser Verstärkerschaltung sind die gleichen wie diejenigen
des Verstärkers gemäß Fig. 7
In Fig. 9 ist eine konventionielle
Sourcefollower-Schaltung dargestellt, die einen Feldeffekt-Transistor (FET) verwendet.
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In dieser Schaltung wird ein Ausgangssignal von der Sourceelektrode
des FET abgenommen. Gemäß dieser Schaltungsausbildung ist ein Signal an Ausgangsklemme
T positiv bezüglich Erde GND. Diese Klemme T kann daher nicht direkt mit einer Gatelektrode
eines n-Kanal-FET (der Sperrschicht-Bauart) in der nächsten Stufe verbunden werden.
Wenn die vorliegende Source-Folgeschaltung ohne irgendeine Verbesserung verwendet
wird, so muß das Source-Potential des FET in der nächsten Stufe höher angehoben
werden als das Source-Potential des Feldeffekt-Transistors in der Source-Folgeschaltung.
Dies liegt an dem Erfordernis, daß das Source-Potential des FET in der nächsten
Stufe höher gehalten werden muß als sein Gatepotential. Wenn eine Gleichspannungsversorgung
verwendet wird, um das Source-Potential anzuheben, so bewirkt dies einen Leistungsverlust.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Source-Folgeschaltung verbessert, um diesen
Nachteil zu überwinden und wird in den Fig. 7 und 8 an der Treiberstufe einschließlich
Transistoren Q7 und Q8 verwendet.
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Fig. 10 zeigt eine Source-Folgeschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Dabei ist die Sourceelektrode des Transistors Q11 (entsprechend Q7 oder Q8)mit einer
einen konstanten Strom liefernden Schaltung CC11 (entsprechend CC3 und CC4) verbunden,
welchletztere einen Transistor Q12 aufweist, dessen Emitterelektrode über einen
Widerstand R11 mit der negativen Spannungsversorgung -B1, dessen Basiselektrode
über eine Vorspannungsversorgung BC mit der-negativen Spannungsversorgung -B1, und
dessen Kollektorelektrode mit der Sourceelektrode des FET Q11 verbunden ist. Der
Transistor Q12 sollte ein Feldeffekt-Transistor (FET) oder ein bipolarer Transistor
sein, der die Eigenschaften einer Pentode besitzt.
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In der in der Fig. dargestellten Schaltung fließt ein erster Strom
von der Spannungsversorgung +B1 durch den Transistor Q11 zur einen konstanten Strom
liefernden Versorgung CC11 und ein
zweiter Strom fließt von der
Erde GND durch den Widerstand RS (entsprechend R7 und R8) zu der einen konstanten
Strom liefernden Versorgung CC11. Wenn die Schaltung so ausgelegt ist, daß der erste
Strom gleich dem zweiten Strom ist, so wird das Source-Potential negativ. D.h. der
von Spannungsversorgung +B1 durch Transistor Qll und Widerstand RS zu Erde GND fließende
Strom wird in seiner Polarität am Widerstand RS umgekehrt.
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Die parallel zum Ausgang T etngesetzte einen konstanten Strom liefernde
Schaltung übt kaum einen nachteiligen Effekt auf den Wechselstrombetrieb dieser
Source-Folgeschaltung aus, wenn der Transistor Q12 eine hohe Eingangsimpedanz besitzt.
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Die negativ vorgespannte Ausgangsklemme T kann direkt mit dem Gate
des darauffolgenden n-Kanal-FET verbunden werden.
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Fig. 11 zeigt eine Leistungsverstärkerschaltung, die eine Source-Folgeschaltung
in der Vor-Treiberstufe und komplementäre symmetrische Schaltungen in der Treiber-
und Leistungs-Stufe verwendet. In der Zeichnung ist eine Source-Folgeschaltung durch
eine strichpunktierte Linie eingefaßt, und diese Schaltung ist die erfindungsgemäße
Schaltung. In der Schaltung sind die von einer Drain- und einer Source-Elektrode
des Feldeffekt-Transistors Q11 kommenden Klemmen T11 und T12 in entsprechender Weise
mit den Gates eines p-Kanal-FET Q13 bzw. eines n-Kanal-FET Q14 über Widerstände
R12 bzw. R14 mit Spannungsversorgungen +B1 bzw. -B2 verbunden. Die Drainelektroden
der Transistoren Q13 und Q14 sind miteinander durch Widerstand R13 verbunden.
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Ein Paar von Feldeffekt-Transistoren Q15 und Q16 sind in Reihe zwischen
Spannungsversorgungen +B1 und -B2 geschaltet.
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Das Gate von Transistor Q15 ist mit dem Punkt verbunden, wo die Drainelektrode
von Transistor Q14 an den Widerstand R13 angeschlossen ist. Die Gateelektrode von
Transistor Q16 ist mit dem Punkt verbunden, wo die Drainelektrode von Transistor
Q13 an den Widerstand R13 angeschlossen ist. Die Ausgangsklemme T 13 ist mit dem
Verbindungspunkt der Source-Elektroden
der Transistoren Q15 und
Q16 verbunden. Somit sind die genannte Source-Folgeschaltung, die Treiberschaltung
DA und der Leistungsverstärker PA direkt miteinander in Kaskade verbunden.
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Wie oben beschrieben, besitzt in dieser Source-Folgeschaltungsausbildung
ein Feldeffekt-Transistor einen Source-Widerstand und die Source-Elektrode des Transistors
ist über eine einen konstanten Strom liefernde Schaltung mit einer negativen Spannungsversorgung
verbunden. Daher kann in den Feldeffekt-Transistor eine stabilisierte Vorspannung
eingegeben werden.
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Da der Ausgang dieser Source-Folgeschaltung direkt mit einer Gateelektrode
eines n-Kanal-FET verbunden werden kann, werden die Kopplungsschaltung und die Spannungsversorgung
vereinfacht.
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Zusammenfassend kann man sagen, daß hier eine Vorspannungsanordnung
beschrieben wurde, die ein Paar von Gate-Vorspannwiderständen für einen Gegentaktverstärker
bildende Feldeffekt-Transistoren und eine einen konstanten Strom liefernde Versorgungsvorrichtung
aufweist, welche zwei Ausgangsklemmen besitzt, um stabilisierte Gate-Vorspannungen
an die Transistoren zu liefern. Die einen konstanten Strom liefernden Mittel können
manuell oder automatisch eingestellt werden, um einen geeigneten Arbeitspunkt der
Transistoren einzustellen, und um ihre Vorspannungen in Gleichgewicht zu bringen.
Durch diese Anordnung besitzen die Verstärker einen vereinfachten Aufbau. Diese
Anordnung vereinfacht die Vorspannmittel sehr stark, die auch leicht reguliert--
werden können.