DK158185B - Ensretterkredsloeb til telefon - Google Patents

Ensretterkredsloeb til telefon Download PDF

Info

Publication number
DK158185B
DK158185B DK290182A DK290182A DK158185B DK 158185 B DK158185 B DK 158185B DK 290182 A DK290182 A DK 290182A DK 290182 A DK290182 A DK 290182A DK 158185 B DK158185 B DK 158185B
Authority
DK
Denmark
Prior art keywords
transistor
circuit
base
diode
collector
Prior art date
Application number
DK290182A
Other languages
English (en)
Other versions
DK158185C (da
DK290182A (da
Inventor
Nazzareno Rossetti
Marco Siligoni
Original Assignee
Ates Componenti Elettron
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ates Componenti Elettron filed Critical Ates Componenti Elettron
Publication of DK290182A publication Critical patent/DK290182A/da
Publication of DK158185B publication Critical patent/DK158185B/da
Application granted granted Critical
Publication of DK158185C publication Critical patent/DK158185C/da

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
    • H04M19/08—Current supply arrangements for telephone systems with current supply sources at the substations
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/2195—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration the switches being synchronously commutated at the same frequency of the AC input voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Description

DK 158185 B
- 1 _
Den foreliggende opfindelse angår et ensretterkredsløb til sammenkobling af de elektroniske kredsløb i en telefon med en totråds telefonlinie med lav forsyningsspænding.
Polariteten af forsyningsspændingen på en telefonlinies 5 to tråde kan ikke med sikkerhed forudbestemmes, fordi polaritetsændring kan ske uagtsomt i forbindelse med vedligeholdelse og reparation.
De elektroniske kredsløb i en telefon skal imidlertid påtrykkes en forsyningsspænding med forudbestemt og konstant 10 polaritet, hvorfor det er sædvanligt at forbinde kredsløbene med telefonlinien via et kredsløb, som kan ensrette spændingen, hvis polariteten vendes i forhold til den nødvendige polaritet.
Ensretterkredsløb med Graetz-kobling er de mest an-15 vendte til dette formål.
En kendt broensretter omfatter, som vist i fig. 1, en brostruktur med en første og en anden bipolar transistor T1 og T2 af pnp-type og en tredie og en fjerde bipolar transistor T3 og T4 af npn-type.
20 Kollektor på transistor T1 og kollektor på transistor T2 er indbyrdes forbundne. Det samme er tilfældet med kol-lektorerne på transistor T3 og transistor T4. De to fællespunkter udgør en første og en anden terminal, til hvilke telefonkredsløbet C er forbundet.
25 Emitteren på de to transistorer T1 og T3 er forbundet med telefonliniens a-tråd, medens emitteren på de to transistorer T2 og T4 er forbundet med b-tråden.
Basis på de to transistorer T1 og T3 er forbundet via en modstand R1 henholdsvis R3 med b-tråden, medens basis på 30 de to transistorer T2 og T4 er forbundet via en modstand R2 henholdsvis R4 med a-tråden. Basismodstandene tjener til at forspænde brotransistorerne passende.
For en vis polaritet på telefonlinien er kun den pnp-transistor, hvis emitter er tilsluttet tråden med højere po-35 tentiale, og kun den npn-transistor, hvis emitter er tilsluttet tråden med lavere potentiale, ledende. De to andre transistorer er afskårne.
- 2 -
DK 1 58185 B
Forsyningsspændingen til kredsløbet C vil således altid være til stede mellem de to kollektorfællespunkter og altid med samme polaritet.
Et broensretterkredsløb af denne kendte type absorberer 5 en strøm, der er lig med summen af basisstrømmene for de to ledende transistorer.
Impedansen af basisforspændingskredsløbet for hver brotransistor er lig med impedansen af den pågældende basismodstand og konstant. Ensretterkredsløbets impedans set fra 10 telefonlinien er således konstant og lig med impedansen af en modstand, som er ækvivalent med parallelforbindelsen af de to ledende transistorers basismodstande.
Da belastningen på brotransistorerne udgøres af et elektronisk telefonkredsløb, som frembyder større impedans ved 15 vekselstrøm end ved jævnstrøm, er det imidlertid hensigtsmæssigt - som det senere vil blive nærmere omtalt i forbindelse med beskrivelsen af et kredsløb ifølge den foreliggende opfindelse - at øge ensretterkredsløbets impedans ved vekselstrøm i forhold til impedansen ved jævnstrøm.
20 Dette er ikke muligt i forbindelse med det kendte ens retterkredsløb, selv om der til polarisationskredsløbene tilføjes reaktive elementer.
Ensretterkredsløbets spændingstab forstået som forskellen mellem spændingen på telefonlinien og spændingen på de 25 to terminaler, hvortil kredsløbet C er forbundet, er lig med summen af kollektor-emitterspændingsfaldet for de to ledende transistorer.
Formålet med den foreliggende opfindelse er at anvise et ensretterkredsløb af den omhandlede art, som, ved samme 30 spændingstab, har lille strømabsorption sammenlignet med det kendte kredsløb, en højere impedans mod telefonlinien, og hvor forholdet mellem impedans af basispolarisationskredsløbet for brotransistorerne ved vekselstrøm og impedansen ved jævnstrøm kan bestemmes ved tilføjelse af et lille antal 35 reaktive komponenter.
Dette opnås ifølge opfindelsen ved den i krav 1 anviste konstruktion.
- 3 -
DK 158 1 85 B
Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere i forbindelse med tegningen, hvor fig. 1 viser et kendt transistorbrokoblet ensretterkredsløb , 5 fig. 2 et ensretterkredsløb ifølge opfindelsen, og fig. 3 en anden udførelsesform for en del af det i fig. 2 viste kredsløb.
Det i fig. 2 viste kredsløb ifølge opfindelsen omfat-10 ter et transistorbrokredsløb med to bipolare transistorer T1 og T2 af pnp-type og to bipolare transistorer T3 og T4 af npn-type.
Kol-lektorerne på transistorerne T1 og T2 og på transistorerne T3 og T4 er indbyrdes forbundne og udgør termina-15 lerne + og til hvilke et elektronisk telefonkredsløb C forbindes.
Emitterne på transistorerne T1 og T3 er forbundet til a-tråden og emitterne på transistorerne T2 og T4 til b-trå-den af en telefonlinie.
20 Basis på transistoren T1 og basis på transistoren T4 er forbundet til henholdsvis emitter og kollektor på en pnp-type bipolar transistor T5, medens basis på transistoren T2 og basis på transistoren T3 er forbundet til henholdsvis emitter og kollektor på en pnp-type bipolar transistor 25 Τβ.
Basis på de to transistorer T5 og Ϊ6 er forbundet til kollektor på henholdsvis en npn-type bipolar transistor T10 og en npn-type bipolar transistor T12. Endvidere er basis og emitter på transistoren T5 forbundet til henholdsvis ka-30 tode og anode på en diode D5, medens basis og emitter på transistoren T6 er forbundet til henholdsvis katode og anode på en diode D6.
Basis og emitter på transistoren T10 er forbundet til henholdsvis anoden på en diode D10 og b-tråden, medens ba-35 sis og emitter på transistoren T12 er forbundet til henholdsvis anoden på en diode D12 og a-tråden.
Katoderne på dioderne D10 og D12 er forbundet til henholdsvis b-tråden og a-tråden.
DK 158185 B
- 4 -
Anoden på dioden D10 er også forbundet til kollektor på en pnp-type bipolar transistor T11, hvis basis og emitter er forbundet til henholdsvis katoden på en diode D11 og a-tråden.
5 Diodens D11 anode og katode er forbundet til henholds vis a-tråden og til en første terminal på en modstand R1, til hvilken terminal også diodens D12 anode er forbundet. Modstandens R1 anden terminal er forbundet til b-tråden.
Fig. 3 viser en variant af den del af kredsløbet, som 10 omfatter transistorerne T11 og T12 og dioderne D11 og D12. Forbindelserne til transistorernes T11 og T12 kollektorer svarer til det i fig. 2 viste.
Transistorens T11 basis og emitter er forbundet til henholdsvis diodens D11 katode og a-tråden. Transistorens 15 T12 basis og emitter er forbundet til henholdsvis diodens D12 anode og a-tråden.
Diodens D11 katode og diodens D12 anode er forbundet til den ene terminal på en modstand R1, hvis anden terminal er forbundet med den ene terminal på en modstand R2. Den 20 anden terminal på modstanden R2 er forbundet til b-tråden.
Mellem de to modstandes R1 og R2 fællespunkt og a-tråden er anbragt en kondensator C1.
En konstant spænding lig med forskellen mellem liniespændingen og spændingsfaldet over en diode (D11 eller D12) 25 påtrykkes modstanden R1 (fig. 2) eller serieforbindelsen af R1 og R2 (fig. 3), når der ikke forekommer signaler på linien. Gennem modstanden R1 (fig. 2) eller modstandene R1 og R2 (fig. 3) vil der således gå en konstant strøm, hvis retning bestemmes af liniens polaritet.
30 Dioderne D10 og D11 udgør sammen med transistorerne T10 og,T11 et første strømspejlkredsløb S1, som i fig. 2 er antydet med punkteret streg. Dioden D12 udgør sammen med transistoren T12 et andet strømspejlkredsløb S2.
Transistoren T5 og dioden D5 udgør en første struktur 35 af den type, som sædvanligt betegnes en pnp-type bipolar transistor med kontrolleret strømbelastning (β). Denne struktur Q1 er i fig. 2 antydet med punkteret streg. Transistoren T6 og dioden D6 udgør en anden, tilsvarende struktur Q2.
- 5 -
DK 1 58 1 85 B
Strømspejlkredsløbenes S1 og S2 indgange er forbundet til den første terminal på modstanden R1, medens kredsløbenes S1 og S2 udgange er forbundet til henholdsvis basis på strukturen Q1 og basis på strukturen Q2.
5 Indgangsstrømmene på kredsløbenes S1 og S2 indgange genspejles på udgangene med en fast strømoverførselsfaktor.
Når a-tråden på telefonlinien har højere potentiale end b-tråden, er transistorerne T1, T4, T5, T10 og T11 samt dioderne D5r D10 og D11 ledende, medens transistorerne T2, T3, 10 T6 og T12 samt dioderne D6 og D12 er blokerede. Det omvendte er tilfældet, når a-tråden har lavere potentiale end b-tråden, altså hvis liniepolariteten vendes.
Når- a-tråden har det højeste potentiale, er strømspejl-kredsløbet S1, strukturen Q1, der drives af kredsløbet S1, 15 samt transistorerne T1 og T4, der styres af strukturen Q1, aktive. Når b-tråden har det højeste potentiale, er komponenterne S2, Q2, T2 og T3 aktive.
I førstnævnte tilfælde passerer forsyningsstrømmen til telefonkredsløbet C fra transistoren T1 til transistoren T4.
20 I det andet tilfælde passerer forsyningsstrømmen fra transistoren T2 til transistoren T3.
I begge tilfælde, dvs. uafhængigt af liniepolariteten, passerer forsyningsstrømmen således kredsløbet C fra + terminalen til - terminalen.
25 Ensretterkredsløbets parametre er således valgt, at brotransistorerne arbejder i mætningsområdet, når de er ledende .
Kredsløbet ifølge opfindelsen har en strømabsorption, der er tilnærmelsesvis halveret sammenlignet med det kendte 30 brokredsløb. I realiteten genanvendes udgangsbasispolarisationsstrømmen for den pnp-type brotransistor, som i overensstemmelse med liniepolariteten er ledende, ved hjælp af strukturen Q1 eller Q2 som indgangsbasispolarisationsstrøm for den tilsvarende ledende npn-type transistor (bortset fra 35 den ubetydelige basisstrøm til den aktive struktur Q1 eller Q2).
Strømabsorptionen har derfor samme værdi som basisstrømmen for en pnp-type transistor.
DK 158185 B
- 6 -
Som allerede anført er brotransistorerne således forspændt, at de arbejder i mætningszone. Herved nedsættes spændingsfaldet til den lavest mulige værdi for en transistorbro .
5 Mætningsstrømbelastningen β sat for en transistor er lig med forholdet mellem kollektorstrømmen Ic sat og basisstrømmen Ib sat.
For hver brotransistor gælder, når man bortser fra små spændingsfald over kollektor-emitterstrækningen og basis-10 emitterstrækningen, følgende omtrentlige udtryk
Ib sat = Ib sat = Il hvor V er liniespændingen, ZB impedansen af basisforspæn-dingskredsløbet og ZL belastningsimpedansen, der udgøres af ,c telefonkredsløbet C.
Polarisationsbetingelsen for mætning af transistoren er således
ZB = β sat ·* ZL
Ensretterkredsløbets impedans set fra telefonlinien er 2Q principielt bestemt af impedansen ZB for brotransistorernes basisforspændingskredsløb.
Den impedans Z, som det kendte ensretterkredsløb udviser set fra telefonlinien, er, da impedansen ZB for hver enkelt brotransistor er lig med basismodstanden for den pågæl-25 dende transistor, og når der ikke tages hensyn til indre modstande og kapaciteter i transistorerne 7 R1-R4 _ R2«R5 L = R1+R4 “ R2+R3 altså mindre end - omkring halvt så stor som - ZB.
Impedansen set fra telefonlinien af ensretterkredsløbet on ifølge den foreliggende opfindelse er imidlertid tilnærmelsesvis lig med impedansen af basisforspændingskredsløbet for en individuel brotransistor. Forspændingskredsløbet er fælles for hvert par af transistorer, som er ledende samtidigt og begge drevne af den samme strøm, der flyder gennem den 35 tilhørende struktur Q1 eller Q2.
Forudsat belastningen og de anvendte transistorer er ens, vil ensretterkredsløbet ifølge opfindelsen set fra tele- - 7 -
DK 158 185 B
fonlinien have en impedans, der er omtrent dobbelt så stor som impedansen af det kendte kredsløb.
Impedansen af den belastning, som udgøres af telefonkredsløbet C, har større (eksempelvis 6 gange større) værdi 5 ved vekselstrøm end ved jævnstrøm. Impedansen af basisfor-spændingskredsløbet er imidlertid konstant, hvis kredsløbet ikke indeholder reaktive elementer.
Da polarisationsbetingelsen for mætning
ZB = β sat · ZL
10 ikke kan opfyldes, vil driftsbetingelserne ved vekselstrøm være negativt påvirkede.
For opfyldelse af ovennævnte betingelse kan der, som vist i fig. 3, indføjes en kondensator C1. I modsætning til det kendte kredsløb er kredsløbet ifølge den forelig-15 gende opfindelse, som i basisforspændingskredsløbet for brotransistorerne indeholder et strømspejlkredsløb til forstærkning af styrestrømmen for disse transistorer, i stand til at øge forspændingskredsløbets impedans ved vekselstrøm i forhold til impedansen ved jævnstrøm ved denne simple tilføjelse 20 af en komponent.
Ved vekselstrøm er indgangsstrømmen til kredsløbene S1 og S2, som forstærker strømmen og påtrykker den som styrestrøm til basis af brotransistorerne gennem kredsløbene Q1 og Q2, kun en brøkdel af indgangsstrømmen ved jævnstrøm, fordi 25 der også foregår en strøm gennem kondensatoren C1, der er forbundet i parallel med spejlkredsløbenes S1 og S2 indgange. Styrestrømmen til brotransistorerne er således mindre ved vekselstrøm, og forspændingskredsløbets impedans forekommer større end ved jævnstrøm.
30 35

Claims (6)

1. Ensretterkredsløb til sammenkobling af de elektroniske kredsløb i en telefon med en totråds telefonlinie med 5 lav forsyningsspænding og omfattende en første og en anden bipolar transistor (T1 og T2) med en første type af ledningsevne, en tredie og en fjerde bipolar transistor (T3 og T4) med den modsatte type ledningsevne, hvorhos kollektoren på den første transistor (T1) er forbundet til kollektor på 10 den anden transistor (T2), og kollektor på den tredie transistor (T3) er forbundet til kollektor på den fjerde transistor (T4), idet de to kollektorforbindelsespunkter udgør en første og en anden terminal (+,-), til hvilke det elektroniske kredsløb (C) er forbundet, og hvorhos emitteren på 15 den første og den tredie transistor (T1 og T3) er forbundet til den ene tråd (a) af telefonlinien, medens emitteren på den anden og den fjerde transistor (T2 og T4) er forbundet til den anden tråd (b) af telefonlinien, samt et forspæn-dingskredsløb, kendetegnet ved, at forspændings-20 kredsløbet omfatter en første og en anden struktur (Q1 og Q2) udgørende en bipolar transistor med kontrolleret strømbelastning og en første type af ledningsevne, hvorhos emitter og kollektor på den første struktur (Q1) er forbundet til henholdsvis basis på den første transistor (T1) og basis på 25 den fjerde transistor (T4), medens emitter og kollektor på den anden struktur (Q2) er forbundet til henholdsvis basis på den anden transistor (T2) og basis på den tredie transistor (T3), samt et styrekredsløb for de to strukturer (Q1,Q2), hvilket styrekredsløb er følsomt over for telefonliniens po-30 laritet og forbundet til de to strukturers (Q1,Q2) basis.
2. Kredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at styrekredsløbet omfatter en strømgenerator og et første og et andet strømspejlkredsløb (S1 og S2), hvilket første spejlkredsløb (S1) omfatter en femte og en sjette 35 bipolar transistor (T10 og T11) af henholdsvis den anden og den første ledningsevnetype, og en første og en anden diode (D10 og D11), hvorhos kollektor på den femte transistor (T10) DK 158185 B - 9 - er forbundet til basis af den første struktur (Q1), katoden på den første diode (D10) og emitteren på den femte transistor (T10) er forbundet til telefonliniens anden tråd (b), anoden på den første diode (D10) er forbundet til basis på 5 den femte transistor (T10) og til kollektor på den sjette transistor (T11), anoden på den anden diode (D11) og emitteren på den sjette transistor (T11) er forbundet til telefonliniens første tråd (a), og katoden på den anden diode (D11) er forbundet til basis på den sjette transistor (T11) og til 10 strømgeneratoren, og hvilket andet spejlkredsløb (S2) omfatter en syvende bipolar transistor (T12) af den anden type ledningsevne og en tredie diode (D12), hvorhos kollektor på den syvende transistor (T12) er forbundet til basis på den anden struktur (Q2), katoden på den tredie diode (D12) og 15 emitteren på den syvende transistor (T12) er forbundet til telefonliniens første tråd (a), og anoden på den tredie diode (D12) er forbundet til basis på den syvende transistor (T12) og til strømgeneratoren.
3. Kredsløb ifølge krav 2, kendetegnet ved, 20 at strømgeneratoren omfatter en modstand (R1), hvis ene terminal er forbundet til katoden på den anden diode (D11) og til anoden på den tredie diode (D12), medens modstandens (R1) anden terminal er forbundet til telefonliniens anden tråd (b).
4. Kredsløb ifølge krav 2, kendetegnet ved, at strømgeneratoren omfatter serieforbindelsen af en første og en anden modstand (R1 og R2), hvorhos den første modstands (R1) frie terminal er forbundet til katoden på den anden diode (D11) og til anoden på den tredie diode (D12), og den 30 anden modstands (R2) frie terminal er forbundet til telefonliniens anden tråd (b), samt en kondensator (C1), der er forbundet mellem telefonliniens første tråd (a) og fællespunktet for de to modstande (R1,R2).
5. Kredsløb ifølge krav 1-4, kendetegnet 35 ved, at hele kredsløbet er integreret i en monolitisk halv-lederblok. - 10 - DK 1 58 1 85 B
6. Kredsløb ifølge krav 3 eller 4, kendetegnet ved, at hele kredsløbet med undtagelse af modstanden (R1) eller modstandene (R1,R2) er integreret i en monolitisk halvlederblok, til hvilken modstanden eller modstandene 5 (R1,R2) er forbundet. 15 20 25 30 35
DK290182A 1981-06-30 1982-06-28 Ensretterkredsloeb til telefon DK158185C (da)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IT8122636A IT1211072B (it) 1981-06-30 1981-06-30 Circuito raddrizzatore a ponte di transistori per uso telefonico.
IT2263681 1981-06-30

Publications (3)

Publication Number Publication Date
DK290182A DK290182A (da) 1982-12-31
DK158185B true DK158185B (da) 1990-04-02
DK158185C DK158185C (da) 1990-09-17

Family

ID=11198691

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DK290182A DK158185C (da) 1981-06-30 1982-06-28 Ensretterkredsloeb til telefon

Country Status (9)

Country Link
US (1) US4501933A (da)
JP (1) JPS589460A (da)
CA (1) CA1186825A (da)
DE (1) DE3224209A1 (da)
DK (1) DK158185C (da)
FR (1) FR2508745B1 (da)
GB (1) GB2102248B (da)
IT (1) IT1211072B (da)
SE (1) SE452834B (da)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1212518B (it) * 1982-01-29 1989-11-22 Ates Componenti Elettron Circuito raddrizzatore a ponte di transistori, con protezione controle sovracorrenti, per uso telefonico.
DE3672719D1 (de) * 1985-03-08 1990-08-23 Passy & Passy Inc Anordnung zur tracheotomie.
DE3831454A1 (de) * 1988-09-16 1990-03-29 Philips Patentverwaltung Vollweg-gleichrichterschaltung
JPH0618396B2 (ja) * 1989-07-03 1994-03-09 ローム株式会社 電話機用電源回路
US5913848A (en) * 1996-06-06 1999-06-22 Luther Medical Products, Inc. Hard tip over-the-needle catheter and method of manufacturing the same
US5936514A (en) * 1996-09-27 1999-08-10 Rosemount Inc. Power supply input circuit for field instrument
FR2769771B1 (fr) * 1997-10-15 1999-12-31 Valeo Equip Electr Moteur Dispositif pour le redressement synchrone d'un alternateur
US20100073978A1 (en) * 2008-09-25 2010-03-25 Infineon Technologies Ag Bridge rectifier circuit with bipolar transistors
US10230309B2 (en) 2017-07-02 2019-03-12 Champion Microelectronics Corporation Synchronous bridge rectifier, methods of operation thereof and components thereof

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3434034A (en) * 1967-03-14 1969-03-18 Hewlett Packard Co Universal ac or dc to dc converter
BE793286A (fr) * 1971-12-22 1973-04-16 Thorn General Telephone Ltd Circuit pour prelever de l'energie sur une ligne dans laquelle passe uncourant
CA954644A (en) * 1972-11-28 1974-09-10 Microsystems International Limited Polarity guard
CH592989A5 (en) * 1975-09-30 1977-11-15 Sodeco Compteurs De Geneve Switching circuit supply for telephone subscriber equipment - has Graetz bridge network using transistors which provides switched supply dependent upon subscriber loop polarity
DE2639601C2 (de) * 1976-09-02 1985-03-07 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Brückenschaltung mit geringen Spannungsverlusten
FR2422300A1 (fr) * 1978-04-03 1979-11-02 Trt Telecom Radio Electr Joncteur comportant un amplificateur de puissance symetrique pour alimenter la ligne d'abonne
FR2437757A2 (fr) * 1978-06-26 1980-04-25 Trt Telecom Radio Electr Joncteur d'abonne destine a assurer un couplage en deux fils ou quatre fils avec un central telephonique
DE2931436C2 (de) * 1979-08-02 1981-08-20 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Schaltungsanordnung zum Überwachen einer Eingangsspannung
DE2947283B1 (de) * 1979-11-20 1981-06-11 Krone Gmbh, 1000 Berlin Verlustfreie automatische Verpolungsschutzvorrichtung
US4420786A (en) * 1981-11-16 1983-12-13 Motorola, Inc. Polarity guard circuit

Also Published As

Publication number Publication date
IT8122636A0 (it) 1981-06-30
GB2102248A (en) 1983-01-26
JPS589460A (ja) 1983-01-19
CA1186825A (en) 1985-05-07
IT1211072B (it) 1989-09-29
US4501933A (en) 1985-02-26
SE8203980D0 (sv) 1982-06-28
SE452834B (sv) 1987-12-14
FR2508745A1 (fr) 1982-12-31
DE3224209C2 (da) 1990-04-19
JPH0339426B2 (da) 1991-06-13
FR2508745B1 (fr) 1989-10-27
GB2102248B (en) 1985-06-19
DE3224209A1 (de) 1983-01-13
DK158185C (da) 1990-09-17
DK290182A (da) 1982-12-31
SE8203980L (sv) 1982-12-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US3681623A (en) Geometric current amplifier
US4420786A (en) Polarity guard circuit
DK158185B (da) Ensretterkredsloeb til telefon
EP0056809A1 (en) CASCODE CURRENT SOURCE.
US4507525A (en) Transistorized bridge rectifier circuit with overcurrent protection for use in telephones
US3217237A (en) Voltage regulator employing a voltage divider havin gan intermediate point at a reference potential
US3665221A (en) Transistor bridge rectifier circuit
JPS596549B2 (ja) 電話機用３端子電源回路
JPH0336859A (ja) 電話機用電源回路
US5666076A (en) Negative input voltage comparator
SU1410006A1 (ru) Источник тока
JP2608574B2 (ja) 回線制御回路
JPH0415716A (ja) 定電圧源回路
JPH0983267A (ja) 差動回路
JPH0815259B2 (ja) ３値論理回路
JPS5954330A (ja) 電流切換え論理回路
JPH04261356A (ja) 電源回路
JPH04297121A (ja) 比較回路
JPS61295830A (ja) 電源装置
JPS61129918A (ja) 半導体集詰回路装置
JPH0681185B2 (ja) 電流変換回路
JPS61229345A (ja) 半導体装置
JPS59211307A (ja) 電流ミラ−回路
JPS62286313A (ja) トランジスタスイツチ回路
JPH02176912A (ja) 定電圧発生回路