DE3721221C2 - Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsverstärkerschaltung, insbesondere eine Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, deren Widerstandskomponente einen nicht sehr großen Wert hat. Die Schaltung ist insbesondere für den Einbau in einer monolithisch integrierten Schaltung geeignet, die als MOS- Schaltung (Metall-Oxid-Halbleiter) ausgelegt ist.

Bei integrierten Schaltungen ergibt sich häufig die For­ derung, an eine Last, die eine Widerstandskomponente rela­ tiv geringer Größe (z. B. einige kΩ) aufweist, eine Spannung anzulegen, die von einer Signalspannungsquelle hoher Ausgangsimpedanz geliefert wird. Außerdem muß man in einigen Anwendungsfällen, um die Widerstandskomponente der Last exakt anzusteuern, an diese einen Strom liefern können, der einen erhöhten Ausschlag ("Swing") hat, wenn an diese Last eine Signalspannung angelegt wurde.

Um dieser Forderung zu genügen, wird im allgemeinen zwi­ schen die Signalspannungsquelle und die Last eine Span­ nungsverstärkerschaltung gelegt, die am Ausgang die an ihrem Eingang anstehende Signalspannung abbildet ("wieder­ holt"), und die eine hohe Eingangsimpedanz sowie eine niedrige Ausgangsimpedanz besitzt, um so die erforderliche Impedanz-Entkopplung zwischen der Spannungsquelle und der Last zu erreichen.

Spannungsverstärkerschaltungen werden beispielsweise ein­ gesetzt im Inneren von komplexen Schaltungsstrukturen innerhalb von monolithisch integrierten Schaltkreisen.

Die Hauptforderungen bei einer solchen Spannungsverstär­ kerschaltung sind:

• - Eine Spannungsverstärkung von etwa Eins;
• - eine geringe Ausgangsimpedanz;
• - die Fähigkeit, jeden Strom, sei es Gleichstrom oder Signalstrom, zu liefern, der notwendig ist, um die Widerstandskomponente der Last korrekt zu steuern;
• - maximale Herabsetzung der Klirrverzerrung im Ausgangs­ signal, auch bei Vorhandensein von Ausgangssignaien mit erhöhten Stromausschlägen.

Weitere wichtige Forderungen sind insbesondere bei spe­ ziellen Anwendungsfällen:

• - Geringe Chip-Belegungsfläche;
• - die Möglichkeit des Einbaus in das Innere komplexerer Schaltungsstrukturen;
• - begrenzte Verlustleistung bei adäquater Ansprech­ geschwindigkeit.

Eine bekannte Spannungsverstärkerschaltung, allgemein be­ kannt als nicht-invertierender "Puffer" mit der Verstär­ kung Eins, besitzt einen Operationsverstärker mit hoher offener Spannungsverstärkung A, bei dem der Ausgangs­ anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß kurzge­ schlossen ist. Der nicht-invertierende Eingang des Opera­ tionsverstärkers bildet den Eingangsanschluß der Span­ nungsverstärkerschaltung, sein Ausgangsanschluß bildet den Ausgangsanschluß der Spannungsverstärkerschaltung. Be­ kanntlich beträgt bei dieser Schaltung die Spannungsver­ stärkung A/(1+A), wodurch sich bei ausreichend großem Wert von A (d. h.: A » 1) eine Spannungsverstärkung von etwa 1 ergibt.

Die Ausgangsimpedanz der Spannungsverstärkerschaltung gleicht der Ausgangsimpedanz des offenen Operationsver­ stärkers, geteilt durch den Wert (1+A). Bei Verwendung eines Operationsverstärkers mit hoher offener Spannungs­ verstärkung und mit einer nicht zu hohen offenen Ausgangs­ impedanz, z. B. eines normalen zweistufigen Verstärkers mit kaskadierter Spannungsverstärkung, ergibt sich also eine Ausgangsimpedanz der Spannungsverstärkerschaltung, die extrem gering ist.

Wird ein Operationsverstärker verwendet, der in der Lage ist, die Widerstandskomponente der Last exakt zu steuern, und der insbesondere in der Lage ist, am Ausgang den von dieser geforderten Strom zu liefern, so erfüllt diese Schaltung auch die dritte und die vierte der oben angege­ benen Forderungen. Zu diesem Zweck verwendet man im allge­ meinen einen "Leistungs"-Operationsverstärker, wobei der Zusatz "Leistungs" bedeuten soll, daß der Operationsver­ stärker in der Lage ist, in angemessener Weise Lasten zu steuern, die eine Widerstandskomponente mit nicht großem Widerstandswert enthalten. Dieser Verstärker-Typ enthält im allgemeinen eine speziell ausgebildete Endstufe (vgl. "MOS Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview" von P.R. Gray und R.G. Meyer in IEEE Journal of Solid- State Circuits, Vol. SC-17, Nr. 6, Dezember 1982, S. 969-982, Kapitel VII; sowie "Large Swing CMOS Power Amplifier" von K.E. Brehmer und J.B. Wieser in IEEE Journal of Solid- State Circuits, Vol. SC-18, Nr. 6, Dezember 1983, S. 624-629), denn ein Verstärker, dessen Ausgangsstufe nicht in spezieller Weise ausgebildet ist, ist nicht in der Lage, einen Ausgangs-Gleichstrom nennenswerter Stärke zu lie­ fern, wenn nicht seine offene Spannungsverstärkung auf einen sehr niedrigen Wert herabgesetzt wird.

Verwendet man einen Operationsverstärker, der zwei kaska­ dierte Spannungsverstärkerstufen und in der Regel eine zusätzliche Leistungs-Endstufe enthält, so kann man eine Spannungsverstärkerschaltung erhalten, die die ersten vier der oben genannten Forderungen in angemessener Weise er­ füllt. Allerdings bedingt die Tatsache, daß der Verstärker zwei Verstärkungsstufen enthält, eine beträchtliche Chip- Belegungsfläche der integrierten Schaltung seitens der Spannungsverstärkerschaltung, auch aufgrund der Notwendig­ keit, im Inneren des Verstärkers einen Kompensationskon­ densator vorzusehen, der einen eher größeren Wert haben kann, um dadurch die Gesamtstabilität des Systems zu ver­ bessern. Auch die zusätzliche Leistungs-Endstufe bedeutet eine weitere Erhöhung der Chip-Belegungsfläche.

Die Verlustleistung dieses Schaltungsaufbaus kann be­ trächtlich hoch sein, wenn in einem zweistufigen Opera­ tionsverstärker verschiedene Schaltungszweige verteilt sind, die Versorgungsstrom absorbieren. Es sei daran er­ innert, daß dabei das Vorhandensein des Kompensationskon­ densators auch die Dimensionierung der Vorspannungen der Verstärkerstufen berücksichtigt, um eine angemessene An­ sprechgeschwindigkeit zu erhalten. Auch die Leistungs- Endstufe bedingt eine weitere Speisestrom-Absorption.

Es zeigt sich also schließlich, daß sich eine solche Schaltung schlecht in den inneren Aufbau komplexerer mono­ lithisch integrierter Schaltungen einfügen läßt.

Eine andere bekannte Spannungsverstärkerschaltung ist die sogenannte Sourcefolgerschaltung.

Grundsätzlich enthält eine solche Schaltung als aktives Bauelement einen MOS-Feldeffekttransistor (MOSFET), der in geeigneter Weise vorgespannt ist, so daß er im Sätti­ gungsbereich arbeitet. Das Gate und die Source des Transi­ stors bilden den Eingangsanschluß bzw. den Ausgangs­ anschluß der Spannungsverstärkerschaltung. Eine Last R_L, die der Einfachheit halber als rein Ohmsche Last betrach­ tet werden soll, kann zwischen den Ausgangsanschluß und einen Referenz-Punkt (z. B. Schaltungsmasse bei einem N- Kanal-Transistor) gelegt werden.

Wie dem Fachmann bekannt ist, wirkt unter der Annahme, daß die Steilheit g_m des Transistors viel größer ist als der Reziprokwert seines Ausgangswiderstands, diese Schaltung vom Signalverhalten her für unterhalb ihrer Grenzfrequenz liegende Signalfrequenzen im wesentlichen äquivalent einer Spannungsquelle mit einer Spannung, die der an den Eingang angelegten Signalspannung gleicht, und zu der in Reihe ein Widerstand liegt, dessen Wert in erster Näherung dem Reziprokwert der Steilheit g_m des Transistors gleicht. Deshalb ergibt sich die Spannungsverstärkung der Schaltung etwa zu R_L/(R_L+1/g_m). Unter der Voraussetzung, daß die Steilheit g_m des Transistors sehr groß ist im Vergleich zum Widerstandswert der Last R_L, ergibt sich für die Sourcefolgerschaltung eine Spannungsverstärkung von etwa Eins.

Allerdings weist diese Spannungsverstärkerschaltung fol­ gende Unzulänglichkeiten auf:

• - Bei einigen Anwendungsfällen, insbesondere dann, wenn der Lastwiderstand R_L einen Wert im Bereich von einigen kΩ hat, kann die Ausgangsimpedanz der Schal­ tung (entsprechend 1/g_m) nicht klein genug sein, um eine Spannungsverstärkung der Verstärkerschaltung zu gewährleisten, die ausreichend nahe bei dem Wert 1 liegt;
• - bei einem starken Ausschlag der Eingangssignalspannung (und folglich der Ausgangsspannung) variiert die Stärke des von der Last aufgenommenen Gesamtstroms beträcht­ lich mit Änderungen des Wertes der Signalspannung. Wenn der Wert des Lastwiderstands R_L niedrig ist, stellt man eine nennenswerte Schwankung des durch den Tran­ sistor fließenden Stroms und mithin der Steilheit des Transistors bei Schwankung des Werts der am Ausgang gelieferten Spannung fest (wie bekannt, ist die Steil­ heit eines im Sättigungsbereich arbeitenden MOS-Feld­ effekttransistors proportional zur Quadratwurzel des durch den Transistor fließenden Stroms). Die Spannungs­ verstärkung dieser Schaltung ändert sich also mit der Schwankung der am Ausgang gelieferten Spannung, was zu der Entstehung von Klirrverzerrungen im Ausgangssignal führt.

Um für die Ausgangsimpedanz der Spannungsverstärker­ schaltung einen Wert zu erhalten, der viel niedriger ist als derjenige, den man bei einer normalen Sourcefolger­ schaltung, wie sie oben beschrieben wurde, erhält und um eine Schaltung mit einer noch näher bei Eins liegenden Spannungsverstärkung zu erhalten, kann man eine in Fig. 1 gezeigte, noch komplexere Schaltung verwenden.

Die Schaltung enthält einen ersten, N-Kanal-Transistor M1 und einen zweiten, P-Kanal-Transistor M2, die beide MOS- Feldeffekttransistoren sind. Das Gate des Transistors M1 bildet den Eingangsanschluß IN der Spannungsverstärker­ schaltung.

Das Drain des Transistors M1 sowie das Gate des Transi­ stors M2 sind zu einem gemeinsamen Schaltungsknoten D1 zusammengeschaltet, der über eine erste Konstantstromquel­ le I_B1 an den positiven Pol V_DD einer Versorgungsspan­ nungsquelle angeschlossen ist.

Die Source des Transistors M1 sowie der Drain des Transi­ stors M2 sind zu einem zweiten Schaltungsknoten zusammen­ geschaltet, der über eine zweite Konstantstromquelle I_B2 an den negativen Pol V_SS der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist. Dieser Schaltungsknoten bildet den Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschaltung.

Die Source des Transistors M2 ist an den positiven Pol V_DD angeschlossen.

Die Substratelektrode des Transistors M1 ist mit dessen Source kurzgeschlossen.

Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem negativen Pol V_SS liegt eine Last R_L, die z. B. eine rein Ohmsche Last darstellt.

Die zwei Vorspann-Konstantstromquellen I_B1 und I_B2 sind in an sich bekannter Weise ausgebildet: Die von ihnen gelie­ ferten Ströme haben zueinander in Beziehung stehende Stromstärken, derart, daß die Transistoren M1 und M2 der­ art vorgespannt werden, daß sie im Sättigungsbereich ar­ beiten.

Weiterhin ist in Fig. 1 ein Kondensator C_C dargestellt, der zwischen dem Schaltungsknoten D1 und dem negativen Pol V_SS liegt. Dieser Kondensator kann möglicherweise notwen­ dig sein, um eine Frequenzkompensation zu bewirken. Die Kapazität dieses Kondensators ist sehr klein, sie liegt in der Größenordnung von sehr wenigen pF. Bei der nachstehen­ den Analyse der Funktionsweise der Schaltung, die im Hin­ blick auf Signalfrequenzen unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung durchgeführt wird, werden die Auswirkungen dieses Kondensators vernachlässigt.

Wenn man zwischen den Eingangsanschluß IN und den negati­ ven Pol V_SS eine mit der Verstärkung "1" zu verstärkende, d. h. "zu wiederholende" Spannung V_in anlegt, wird zwischen dem Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschaltung und dem negativen Pol V_SS eine Ausgangsspannung V_out ge­ liefert.

Die beiden Transistoren M1 und M2 sowie der Lastwiderstand R_L werden von den in Fig. 1 mit Pfeilen angedeuteten Strömen I₁, I₂ bzw. I_out durchflossen.

Fig. 2a zeigt das Kleinsignal-Ersatzschaltbild der in Fig. 1 gezeigten Schaltung. Die Schaltung erhält man dadurch, daß man jedes Bauelement der in Fig. 1 gezeigten Schaltung durch seine äquivalente Schaltung ersetzt. Jeder der bei­ den MOS-Feldeffekttransistoren ist ersetzt durch eine Schaltung, die besteht aus der Parallelschaltung des Aus­ gangswiderstands des Transistors und einer Stromquelle, die gesteuert wird von der Spannung, die in Richtung Drain-Source in die Source-Elektrode einen Strom liefert, dessen Stärke dem Produkt aus der Steilheit des Transi­ stors und der zwischen Gate und Source dieses Transistors liegenden Signalspannung entspricht. Jede der beiden Vor­ spann-Konstantstromquellen, die real bestehen bleiben, wird ersetzt durch den eigenen äquivalenten Ausgangswider­ stand. Hingegen ist in Fig. 2a der Tatsache Rechnung getragen, daß - was die Betrachtung der Signale angeht - die zwei Pole der Versorgungsspannungsquelle als kurzge­ schlossen zu betrachten sind. Wie bereits oben erwähnt, ist in dem Ersatzschaltbild der Kompensationskondensator C_C vernachlässigt. Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem negativen Pol V_SS liegt der Lastwiderstand R_L.

In Fig. 2a bedeuten v_gs1, g_m1 und r_ds1 die Signalspannung zwischen Gate und Source, die Steilheit bzw. den Ausgangs­ widerstand des Transistors M1, die Größen v_gs2, g_m2 und r_ds2 bedeuten die Signalspannung zwischen Gate und Source, die Steilheit bzw. den Ausgangswiderstand des Transistors M2, und die Werte r_k1 und r_k2 bedeuten den Ausgangswider­ stand der Vorspann-Konstantstromquelle I_B1 bzw. der Kon­ stantstromquelle I_B2. Die Werte v_in und v_out bedeuten die Eingangssignalspannung bzw. die Ausgangssignalspannung. Der Wert i_out bedeutet den Ausgangssignalstrom, der durch den Lastwiderstand R_L fließt. Dadurch ergibt sich i_out = v_out/R_L.

Unter Anwendung des Theorems von Th´venin wird das Ersatz­ schaltbild nach Fig. 2a umgesetzt in die in Fig. 2b darge­ stellte Schaltung, in der das Ersatzschaltbild der Span­ nungsverstärkerschaltung ersetzt ist durch eine reale Signalspannungsquelle, die die Spannung v_S abgibt und einen Ausgangswiderstand r_out besitzt.

Unter der Annahme von g_m1 » 1/r_ds1 ergibt sich, wie man leicht sieht, v_S ≃ v_in.

Bei der Berechnung des Ausgangswiderstands der Schaltung, r_out, kann man unter Bezugnahme auf Fig. 2a eine Spannung v_x zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem negativen Pol V_SS hernehmen und den Strom i_x berechnen, der in die Spannungsverstärkerschaltung am Ausgangsanschluß ein­ fließt, wenn man annimmt, daß der Eingangsanschluß IN an ein festes Potential (v_in = 0) angeschlossen ist. Per definitionem gilt:

r_out ≡ v_x/i_x (1).

Offenbar gilt v_gs1 = -v_x, wenn das Gate des Transistors M1 als auf festem Potential liegend angenommen wird.

Es muß nun die Signalspannung v_gs2 berechnet werden. Be­ zeichnet man mit i_k1 den durch den Widerstand r_k1 fließen­ den Signalstrom, so erhält man:

wobei

der der Parallelschaltung von r_ds1 und r_k1 entsprechende äquivalente Widerstand ist.

Unter der Voraussetzung von g_m1 » 1/r_ds1 erhält man:

Folglich ergibt sich unter Vernachlässigung der durch r_ds1 und r_ds2 fließenden Ströme gegenüber g_m1v_gs1 und g_m2v_gs2, und unter weiterer Vernachlässigung des durch den Wider­ stand r_k2 fließenden Stroms:

und daraus erhält man schließlich:

Hinsichtlich der einfachen Sourcefolgerschaltung, von der oben die Rede war, besitzt die Schaltung nach Fig. 1 also einen Ausgangswiderstand, der um einen Faktor

kleiner ist, welcher bei üblicher Dimensionierung der Schaltung

beträgt. Die Span­ nungsverstärkung der Schaltung, die etwa R_L/(R_L+r_out) entspricht, ist also sehr nahe bei dem Wert Eins, auch bei Vorhandensein von Lastwiderständen, die eher einen gerin­ gen Wert haben.

Allerdings hat der Wert der Klirrverzerrung, mit der das Ausgangssignal behaftet wird, obschon im Hinblick auf die einfache Sourcefolgerschaltung herabgesetzt, noch nicht optimale Werte. Die Stärke des Stroms I₁, der durch den Transistor M1 fließt, gleicht dem Strom, der von der Konstantstromquelle I_B1 abgegeben wird, so daß der Wert der Steilheit g_m1 konstant bleibt und nicht vom Wert der am Ausgang gelieferten Spannung V_out abhängt. Nicht einmal der Wert von r_d* hängt vom Wert der am Ausgang gelieferten Spannung ab, vorausgesetzt, daß auch r_k1 und r_ds1 nicht davon abhängen. Bei Vorhandensein großer Signalspannungs­ hübe am Ausgang ändert sich jedoch die Stärke des Stroms I_out, der durch den Lastwiderstand R_L fließt, als Funktion eben dieser Spannung beträchtlich. Vorausgesetzt, daß der gesamte Signalstrom i_out, der den Lastwiderstand durchfließt, den Transistor M2 durchfließt (tatsächlich gilt I₂ = I_out+I_B2-I₁), schwankt, wenn der Lastwiderstand R_L keinen sehr hohen Wert hat, die Stärke des durch den Transistor M2 fließenden Stroms I₂ deutlich bei Änderungen der Spannung V_out, wodurch, in Abhängigkeit von dieser Spannung, der Wert der Steilheit g_m2 und mithin der Wert von r_out variieren. Die Spannungsverstärkung der Schaltung nach Fig. 1 ändert sich also mit dem Ändern des Werts der am Ausgang gelieferten Spannung, und deshalb werden Klirr­ verzerrungen in die Ausgangssignale eingeführt.

Um die Klirrverzerrung im Ausgangssignal herabzusetzen, könnte man die Schaltung derart vorspannen, daß der Wert des Ruhestroms I₂ größer ist als der maximale Ausgangs­ signalstrom i_out, um die Schwankung, welche die Steilheit g_m2 bei variie­ renden Ausgangsspannungen der Schaltung erleidet, vernachlässigbar zu machen. Diese Maßnahme könnte jedoch bei Lasten mit sehr niedrigwer­ tiger Ohmscher Komponente eine übermäßige Verlustleistung in der Schaltung zur Folge haben, so daß diese Maßnahme keine optimale Lösung darstellt.

Aus dem Aufsatz von Wu, B. et al.: "Distortion in CMOS operational amplifier circuits", IEE Proceedings Band 131, Teil 1, Nr. 4, 1984, Seiten 129 bis 134, sind verzerrungsarme CMOS-Schaltungen bekannt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannungsverstärker­ schaltung für die Steuerung einer widerstandsbehafteten Last mit nicht sehr hohem Widerstandswert zu schaffen, die in die Ausgangssignale allenfalls eine geringe Klirrverzerrung einführt, und die - bei vergleich­ baren Kosten - eine wesentlich bessere Funktion aufweist als die bekann­ ten Schaltungen dieser Art.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Spannungsver­ stärkerschaltung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unter­ ansprüchen angegeben.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltungsskizze einer bekannten Spannungsverstärker­ schaltung mit zwei MOSFETs,

Fig. 2a ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild der in Fig. 1 gezeigten Span­ nungsverstärkerschaltung,

Fig. 2b ein aus dem Ersatzschaltbild von Fig. 2a abgeleitetes vereinfachtes Ersatzschalt­ bild,

Fig. 3 eine teilweise in Blockform gehaltene Schaltungsskizze einer erfindungsgemäßen Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, deren Widerstandswert nicht beson­ ders groß ist,

Fig. 4 eine Teil-Schaltungsskizze eines Teils der in Fig. 3 gezeigten Schaltung,

Fig. 5a ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild der in Fig. 3 gezeigten Spannungsverstärker­ schaltung,

Fig. 5b ein aus dem Ersatzschaltbild nach Fig. 5a abgeleitetes Ersatzschaltbild;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Spannungsver­ stärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, deren Widerstandskomponente nicht sehr hoch ist, entsprechend einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, beinhaltend die in Fig. 3 gezeigte Schaltung.

Die in Fig. 3 gezeigte Spannungsverstärkerschaltung nach der Erfindung besitzt einen ersten und einen zweiten N- Kanal-MOS-Feldeffekttransistor M1 bzw. M2, und einen drit­ ten, P-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor M3.

Das Gate des Transistors M1 bildet den Eingangsanschluß IN der Spannungsverstärkerschaltung.

Die Source des Transistors M1 sowie der Drain von M2 und M3 sind zu einem Schaltungsknoten zusammengeschaltet, der einen Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschal­ tung bildet.

Der Drain des Transistors M1 ist über eine Konstantstrom­ quelle I_B1 (deren Ausbildung ist dem Fachmann bekannt) an den positiven Pol V_DD der Versorgungsspannungsquelle ange­ schlossen und steht außerdem über eine Konstantspannungs­ quelle V_B mit dem Gate des Transistors M2 in Verbindung, um eine korrekte Vorspannung des Transistors M2 zu errei­ chen. Diese Spannungsquelle kann beispielsweise aus einem sogenannten Pegelschieber (level shifter) in an sich be­ kannter Ausgestaltung bestehen.

Die Substrat-Elektrode des Transistors M1 ist mit der Source dieses Transistors kurzgeschlossen.

Die Source des Transistors M2 und des Transistors M3 sind an den negativen Pol V_SS bzw. an den positiven Pol V_DD der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen.

Der Eingangsanschluß IN ist außerdem über einen Vorspann- und Verstärkungsschaltungsblock mit Signalumkehr, der in Fig. 3 durch das Symbol PA gekennzeichnet ist, an das Gate des Transistors M3 gekoppelt. Dieser Schaltungsblock, der einen Eingangsanschluß I und einen Ausgangsanschluß O besitzt, bildet zwischen dem Ausgangsanschluß und dem negativen Pol V_SS eine Signalspannung ab, die zwischen den Eingangsanschluß und den negativen Pol V_SS gelegt wird, wobei die Signalspannung invertiert und mit einem Faktor A_B verstärkt wird (dieser Faktor hat im allgemeinen einen Wert von etwa 1, kann jedoch auch unterhalb von 1 liegen). Der Schaltungsblock PA, der in an sich bekannter Weise ausgebildet ist, liefert außerdem zwischen seinem Aus­ gangsanschluß O und dem positiven Pol V_DD eine geeignete Gleichpotentialdifferenz, um eine korrekte Vorspannung des Transistors M3 zu erreichen.

Fig. 4 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des Schal­ tungsblocks PA. Der Schaltungsblock enthält zwei N-Kanal- MOS-Feldeffekttransistoren M4 und M5, die im Sättigungs­ bereich arbeiten. Drain und Gate des Transistors M4 sind gemeinsam an den positiven Pol V_DD der Versorgungsspan­ nungsquelle angeschlossen, die die Spannungsverstärker­ schaltung speist, während die Source des Transistors M5 an den negativen Pol V_SS der Versorgungsspannungsquelle ange­ schlossen ist. Der Eingang I des Schaltungsblocks PA ist über eine Konstantspannungsquelle V_S an das Gate des Tran­ sistors M5 angeschlossen. Die Source des Transistors M4 und der Drain des Transistors M5 sind zu einem Schaltungs­ knoten verbunden, der den Ausgangsanschluß O des Schal­ tungsblocks bildet. Die Reihenschaltung der beiden Transi­ storen M4 und M5 bildet einen Invertierer, und die Kon­ stantspannungsquelle V_S liefert die geeignete Vorspannung für den Transistor M5.

Durch geeignete Dimensionierung der Schaltung, die in an sich bekannter Weise erfolgt, läßt sich sowohl die Span­ nungsverstärkung AB des Invertierers als auch die von der Schaltung gelieferte Gleichspannung zwischen dem Ausgang O und dem positiven Pol V_DD einstellen.

Die Schaltung nach Fig. 3 besitzt außerdem einen Kondensa­ tor C_C, der zwischen dem Drain des Transistors M1 und dem Minuspol V_SS liegt. Dieser Kondensator kann zur Frequenz­ kompensation notwendig sein. Die Kapazität des Kondensa­ tors ist sehr gering, sie liegt im Bereich von sehr weni­ gen pF. Wie bei der Schaltung nach Fig. 1, wird bei der nachstehenden Analyse der Funktionsweise der Schaltung, die in bezug auf die unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung liegenden Signalfrequenzen durchgeführt wird, die Wirkung dieses Kondensators vernachlässigt.

Sämtliche drei Transistoren der Schaltung, M1, M2 und M3 arbeiten im Sättigungsbereich.

Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärker­ schaltung und dem Minuspol V_SS liegt eine Last R_L, die hier beispielhaft als rein Ohmsche Last angenommen wird.

Wenn zwischen den Eingangsanschluß IN und den Minuspol V_SS eine zu verstärkende, d. h. zu wiederholende Spannung V_in angelegt wird, wird demzufolge von der Spannungsverstär­ kerschaltung eine Ausgangsspannung V_out zwischen dem Aus­ gangsanschluß OUT und dem Minuspol V_SS geliefert.

Fig. 5a zeigt das Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 3. Wie bei dem Ersatzschaltbild von Fig. 2a erhält man diese Schaltung dadurch, daß jede der Schaltungskomponenten nach Fig. 3 durch ihre äquivalente Schaltungskomponente ersetzt wird. Der Kompensationskon­ densator C_C ist vernachlässigt. Bei dem Entwurf des Er­ satzschaltbildes ist der Tatsache Rechnung getragen, daß im Hinblick auf die Signale die beiden Pole der Versor­ gungsspannungsquelle als kurzgeschlossen betrachtet werden und außerdem die Konstantspannungsquelle V_B als kurzge­ schlossen angesehen wird. Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V_SS liegt der Lastwiderstand R_L, der von einem Signalstrom durchflossen wird, der in Fig. 5a mit i_out bezeichnet ist.

In Fig. 5a bezeichnen die Angaben v_gsi, g_mi und r_dsi die Gate-Source-Signalspannung, die Steilheit bzw. den Aus­ gangswiderstand der Transistoren Mi mit i = 1, 2, 3; mit r_k1 ist der Ausgangswiderstand der Vorspann-Konstantstrom­ quelle I_B1 bezeichnet, der als real angenommen wird. Die Bezeichnungen v_in und v_out benennen die Signalspannung am Eingang bzw. am Ausgang.

Aus dem oben in bezug auf den Schaltungsblock PA Gesagten ergibt sich die Beziehung v_gs3 = -A_Bv_in.

Eine rasche Analyse der in Fig. 5a gezeigten Ersatzschal­ tung zeigt, daß, wenn man von dem Vorhandensein der äqui­ valenten Schaltung des Transistors M3 absieht, die Schaltung im wesentlichen die gleiche ist wie die Ersatz­ schaltung nach Fig. 2a. Wendet man das Theorem von Th´venin an, so kann man auch das Ersatzschaltbild der Spannungs­ verstärkerschaltung nach Fig. 3 umsetzen in eine noch weiter vereinfachte Ersatzschaltung, wie sie in Fig. 5b dargestellt ist. Diese Schaltung ist unter Zugrundelegung der gleichen Überlegungen, wie sie bei der Schaltung nach Fig. 2b angestellt wurden, im wesentlichen aus einer re­ alen Spannungsquelle, die die Spannung v_in liefert, und einem Ausgangswiderstand r_out, dessen Wert durch Gleichung (8) gegeben ist, und zu dem das Schaltungsäquivalent des Transistors M3 parallelgeschaltet ist, gebildet. Das Schaltungsäquivalent des Transistors M3 besteht aus einer gesteuerten Stromquelle für einen Strom der Stärke g_m3v_gs3 = -A_Bg_m3v_in und einem Widerstand mit dem Wert r_ds3. In der Ersatzschaltung nach Fig. 5b ist der Widerstand r_ds3 ver­ nachlässigt. Dieser Widerstand liegt bei normaler Schal­ tungsdimensionierung weit oberhalb des Wertes von r_out. Die Stromrichtung der gesteuerten Stromquelle ist ver­ tauscht, wobei sich ein Wert von +A_Bg_m3v_in ergibt.

Die Tatsache, daß der Ausgangswiderstand der Spannungsver­ stärkerschaltung nach Fig. 3 der gleiche ist wie bei der Schaltung nach Fig. 1, und daß er durch das Vorhandensein des Transistors M3 praktisch nicht beeinflußt wird, ergibt sich aus dem Umstand, daß der von diesem Transistor abge­ gebene Strom keinen nennenswerten Schwankungen unterlegen ist, wenn zwischen den Ausgangsanschluß OUT und den Minus­ pol V_SS eine Signalspannung v_x gelegt wird.

Aus der in Fig. 5b skizzierten Ersatzschaltung ist er­ sichtlich, daß - analog wie in dem Fall der bekannten Schaltung nach Fig. 1 - unter der Annahme von r_out « R_L die Ausgangssignalspannung v_out im wesentlichen bestimmt wird durch die Spannung v_in der Spannungsquelle, und prak­ tisch nicht beeinflußt wird durch den Strom A_Bg_m3v_in der Stromquelle. In anderen Worten: Der Schaltungszweig, der die Transistoren M1 und M2, die Konstantspannungsquelle V_B und die Vorspann-Konstantstromquelle I_B1 enthält, und der - von der Betrachtung der Signale her - einer Spannungs­ quelle für reale Spannungen, die den Eingangssignalspan­ nungen gleichen, äquivalent ist, erzwingt, daß die Aus­ gangssignalspannung v_out im wesentlichen identisch ist mit der Eingangssignalspannung V_in, auch bei Vorhandensein von Lastwiderständen mit nicht sehr hohem Wert, so daß auch in diesem Fall die Spannungsverstärkung des Spannungsverstär­ kers nach Fig. 3 sehr nahe bei dem Wert 1 liegt.

Die Funktion des Transistors M3 ist im wesentlichen die­ jenige einer variablen Stromquelle, die von einer Spannung gesteuert wird, deren Wert proportional zur Eingangs­ signalspannung v_in ist. Durch geeignete Dimensionierung des Schaltungsblocks PA und des Transistors M3 erreicht man, daß der von dieser gesteuerten Quelle abgegebene Signalstrom A_Bg_m3v_in gleich ist dem Signalstrom, der den Lastwiderstand durchfließt, nämlich i_out = v_out/R_L, der­ art, daß der Transistor M2 praktisch nicht vom Signalstrom durchflossen wird und demzufolge im wesentlichen einen unveränderten Steilheitswert g_m2 bei Schwankungen der am Ausgang gelieferten Ausgangsspannung V_out beibehält.

Wie bei der Schaltung nach Fig. 1, hängen der Wert des durch den Transistor M1 fließenden Stroms I₁ und folglich der Wert der Steilheit g_m1, sowie auch der Wert des Wider­ stands r_d*, entsprechend der Parallelschaltung der Wider­ stände r_ds1 und r_k1, im wesentlichen nicht ab von dem Wert der abgegebenen Ausgangsspannung V_out. Vorausgesetzt, daß - wie gezeigt - auch der Wert g_m2 im wesentlichen unabhän­ gig ist vom Wert V_out, bleibt der Wert des Ausgangswider­ stands r_out der Spannungsverstärkerschaltung nach Fig. 3, gegeben durch die Gleichung (8), bei Schwankungen der am Ausgang gelieferten Spannung praktisch konstant. In der Spannungsverstärkerschaltung nach Fig. 3 werden also prak­ tisch keine Klirrverzerrungen in das Ausgangssignal einge­ fügt.

Damit die Schaltung nach Fig. 3 in verbesserter Betriebs­ weise arbeitet, muß gelten A_Bg_m3 ≃ 1/R_L, derart, daß jeglicher Signalstrom i_out, der durch R_L fließt, genau von der Stromquelle abgegeben wird, die durch den Transistor M3 gebildet wird, nicht hingegen durch den Transistor M2 fließt. Naturgemäß variieren bei Vorhandensein beträcht­ licher Spannungshübe der Eingangsspannung V_in die Stärke des Gesamt-Ausgangsstroms I_out und mithin der Wert g_m3 beträchtlich, wodurch die vorgenannte Beziehung nicht besonders gut für sämtliche Werte der Eingangsspannungen erfüllt wird. Die Schwankung des Wertes des Ausgangswider­ stands der Schaltung, r_out, bei Schwankungen der am Aus­ gang gelieferten Spannung, verursacht durch diesen Umstand, ist jedenfalls ein Effekt zweiter Ordnung, durch welchen die in die Ausgangssignale eingeführten Klirrver­ zerrungen äußerst stark reduziert sind, verglichen mit der bekannten Schaltung nach Fig. 1.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung erfüllt sehr gut auch die eingangs erwähnten Forderungen 5, 6 und 7, insoweit sie eine begrenzte Chip-Belegungsfläche für ihre Realisierung in Anspruch nimmt. Die Schaltung kann sehr einfach in die innere Struktur komplexerer Schaltungen eingefügt werden und erfordert keine zahlreichen Schaltungsstufen und damit höheren Gesamtstromverbrauch. Auch der in Fig. 3 darge­ stellte Schaltungsblock PA kann einstufig ausgebildet werden, so daß er wenig Speisestrom aufnimmt, z. B. kann die Schaltung in der in Fig. 4 dargestellten Weise ausge­ legt werden.

Für den Fall, daß in der Last auch eine kapazitive Kompo­ nente enthalten ist, hat auch die bisher angegebene Ana­ lyse Gültigkeit, selbstverständlich für Signalfrequenzen unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung.

Wie in der erläuterten Sourcefolgerschaltung und in der bekannten Schaltung nach Fig. 1, existiert auch in der Schaltung nach Fig. 3 eine Differenz zwischen der an den Eingangsanschluß angelegten Gleichspannung und der sich am Ausgang einstellenden Gleichspannung. Diese Differenz, die sogenannte "Offset-Spannung" zwischen Eingang und Ausgang, gleicht der Schwellenspannung des Transistors M1, zuzüg­ lich der Gate-Source-Spannung, die notwendig ist, damit der Strom I₁ durch diesen Transistor fließt. Diese im allgemeinen als "Overdrive-Spannung" bezeichnete Größe V_OV entspricht der Beziehung

wobei L die Länge (Drain-Source-Abstand) und W die Breite des Transistors ist und k′ den Leitungsfaktor darstellt. Für einige Anwen­ dungsfälle ist das Vorhandensein der Offset-Spannung zwi­ schen Eingang und Ausgang unerwünscht.

In Fig. 6 ist deshalb das Blockschaltbild eines verbesser­ ten Schaltungsaufbaus der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt, welcher in denjenigen Fällen eingesetzt wer­ den kann, in denen die Spannungsverstärkerschaltung den genannten Nachteil nicht aufweisen soll. Bei diesem Schal­ tungsaufbau sind ein Eingangsanschluß IN′ und ein Aus­ gangsanschluß OUT′ vorgesehen. Der Schaltungsaufbau ist aus der in Fig. 3 gezeigten Spannungsverstärkerschaltung heraus entwickelt. Diese Spannungsverstärkerschaltung, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang einen von Null ver­ schiedenen "Offset" aufweist, ist in Fig. 6 durch einen Block REP mit einem Eingang IN und einem Ausgang OUT dargestellt.

Der Ausgangsanschluß OUT des Schaltungsblocks REP bildet auch den Ausgang OUT′ des gesamten Schaltungsaufbaus. Der Eingangsanschluß IN′ des gesamten Schaltungsaufbaus ist hingegen über eine in an sich bekannter Weise ausgebildete Pegelverschiebungsschaltung, die in Fig. 6 durch einen Block LS dargestellt ist, an den Eingang des Schaltungs­ blocks REP angeschlossen. Der Schaltungsteil LS erzeugt zwischen seinem Eingangsanschluß IN′ und dem Eingangs­ anschluß IN des Schaltungsblocks REP eine Potentialdiffe­ renz, deren Absolutwert der zwischen Eingang und Ausgang des Schaltungsblocks REP herrschenden "Offset"-Spannung entspricht, dieser gegenüber jedoch ein umgekehrtes Vor­ zeichen aufweist.

Vom Signalverhalten her gleicht der Block LS einem Kurzschluß, so daß der in Fig. 6 skizzierte Schaltungsauf­ bau sich bezüglich der Signale im wesentlichen genauso verhält wie die Schaltung nach Fig. 3. Die "Offset"- Spannung zwischen dem Eingangsanschluß IN′ und dem Aus­ gangsanschluß OUT′ entspricht der Summe zwischen der Po­ tentialdifferenz zwischen den Anschlüssen IN′ und IN sowie der "Offset"-Spannung, die zwischen den Anschlüssen IN und OUT existiert, und ihr Wert ergibt sich im wesentlichen zu Null. Der in Fig. 6 dargestellte Schaltungsaufbau verhält sich folglich wunschgemäß wie eine Spannungsverstärker­ schaltung geringer Klirrverzerrung und mit einem "Offset" von Null zwischen Eingang und Ausgang, so daß die Verstär­ kerschaltung in der Lage ist, eine Last anzusteuern, die eine einen geringen Wert aufweisende Widerstandskomponente enthält.

Die obige Beschreibung beinhaltet im wesentlichen ein einziges spezielles Ausführungsbeispiel der Erfindung, jedoch sind zahlreiche Abwandlungen und Modifizierungen im Rahmen der Erfindung möglich:
In einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung kann die Substratelektrode des Transistors M1 - anstatt mit der Source des Transistors selbst verbunden zu sein - an den Minuspol V_SS der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen sein. In dem Fall hat man bei Änderungen der am Ausgang gelieferten Spannung V_out eine Änderung der Spannung zwi­ schen Source und Substrat des Transistors M1. Aufgrund des sogenannten "Body"-Effekts stellt man eine Änderung der Strom-Spannungs-Kennlinie des Transistors selbst und mit­ hin eine Abhängigkeit des Ausgangswiderstands r_out der Spannungsverstärkerschaltung von der Spannung V_out fest, jedoch handelt es sich hier um eine Abhängigkeit zweiter Ordnung, so daß auch bei einer solchen Schaltungs-Reali­ sierung, die vom konstruktiven Aufwand her einfacher ist als die Schaltung nach Fig. 3, in gewissen Anwendungsfäl­ len zufriedenstellende Ergebnisse erhalten werden.

Eine andere erfindungsgemäße Schaltung erhält man durch eine komplementäre Ausbildung der in Fig. 3 gezeigten Schaltung. Danach müssen die Transistoren M1 und M2 je­ weils ein P-Kanal-Transistor sein, während der Transistor M3 ein N-Kanal-Transistor sein muß. Die Source des Transi­ stors M2 wird nicht an den Minuspol V_SS der Versorgungs­ spannungsquelle, sondern an deren Pluspol V_DD angeschlos­ sen, während die Source des Transistors M3 nicht an den Pluspol V_DD, sondern an den Minuspol V_SS angeschlossen wird. Die Polarität der Konstantspannungsquelle V_B sowie die Richtung des von der Konstantstromquelle I_B1 geliefer­ ten Stroms müssen dementsprechend eine richtige Vorspan­ nung für die Transistoren der Schaltung liefern. Auch der Schaltungsblock PA muß komplementär zu der in Fig. 4 gezeigten Schaltung ausgebildet sein. Folglich müssen beide Transistoren M4 und M5 P-Kanal-Transistoren sein. Drain und Gate des Transistors M4 werden nicht an den Pluspol V_DD, sondern an den Minuspol V_SS angeschlossen, während die Source des Transistors M5 an den Pluspol V_DD angeschlossen wird. Die Spannungsquelle V_S muß eine Pola­ rität aufweisen, die die korrekte Vorspannung für den Transistor M5 liefert. Die von dem Schaltungsblock zwi­ schen dessen Ausgang O und dem Minuspol V_SS gelieferte Gleichspannung muß so beschaffen sein, daß sie eine geeig­ nete Vorspannung für den Transistor M3 der Spannungsver­ stärkerschaltung darstellt.

In einer alternativen Ausführungsform kann der in dem Schaltungsblock PA enthaltene Invertierer auch mit Hilfe von zwei komplementären MOS-Feldeffekttransistoren ausge­ bildet sein, also einem N-Kanal- und einem P-Kanal-Feld­ effekttransistor.

Abweichend von der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform kann man auch mit geringfügigen Änderungen der Schaltung, die dem Fachmann geläufig sind, eine Schaltung schaffen, die nur MOS-Feldeffekttransistoren eines Leitungstyps verwendet.

Claims (6)

1. Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, ausgeführt mit Komplemen­ tär-MOS-Feldeffekttransistoren, umfassend mindestens einen Eingangsanschluß (IN) zum Anschließen an eine Spannungs­ quelle und mindestens einen Ausgangsanschluß (OUT) zum Anschließen an eine Last, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung einen ersten (M1) und einen zweiten Transistor (M2) eines ersten Leitungstyps, sowie einen dritten Transistor (M3) eines zweiten, dem ersten Lei­ tungstyp entgegengesetzten Leitungstyps aufweist, die Gate-Elektrode des ersten Transistors (M1) den Eingangs­ anschluß (IN) der Verstärkerschaltung bildet, die Source- Elektrode des ersten Transistors (M1) und die Drain-Elek­ troden des zweiten Transistors (M2) und des dritten Tran­ sistors (M3) zu einem ersten Schaltungsknoten verbunden sind, welcher den Ausgangsanschluß (OUT) der Verstärker­ schaltung bildet, die Drain-Elektrode des ersten Transi­ stors (M1) über eine Konstantstromquelle (I_B1) an einen ersten Pol (V_DD) einer Versorgungsspannungsquelle ange­ schlossen und außerdem über eine erste Konstantspannungs­ quelle (V_B) an die Gate-Elektrode des zweiten Transistors (M2) gekoppelt ist, die Source-Elektrode des zweiten Tran­ sistors (M2) an einen zweiten Pol (V_SS) der Versorgungs­ spannungsquelle angeschlossen ist, die Source-Elektrode des dritten Transistors (M3) an den ersten Pol (V_DD) der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist, und der Eingangsanschluß (IN) der Verstärkerschaltung außerdem über eine Vorspann- und Verstärkungsschaltungseinrichtung (PA) mit Signalumkehr an die Gate-Elektrode des drit­ ten Transistors (M3) gekoppelt ist.

2. Spannungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Substrat-Elektrode des ersten Transistors (M1) mit dessen eigener Source-Elektrode kurzgeschlossen ist.

3. Spannungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kompensationskondensator (C_C) zwischen die Drain-Elektrode des ersten Transistors (M1) und einen der beiden Pole der Versorgungsspannungs­ quelle geschaltet ist.

4. Spannungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistors (M1, M2) N-Kanal-Transistoren sind und der dritte Transistor (M3) ein P-Kanal-Transistor ist.

5. Spannungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (M1, M2) P-Kanal-Transistoren sind, während der dritte Transistor (M3) ein N-Kanal-Transistor ist.

6. Spannungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie innerhalb einer integrierten Schaltung ausgebildet ist.