DE3721221A1 - Spannungsverstaerkerschaltung geringer klirrverzerrung fuer widerstandsbehaftete lasten - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Spannungsverstärkerschaltung, insbesondere eine Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, deren Widerstandskomponente einen nicht sehr großen Wert hat. Die Schaltung ist insbesondere für den Einbau in einer monolithisch integrierten Schaltung geeignet, die als MOS-Schaltung (Metall-Oxid-Halbleiter) ausgelegt ist.

Bei integrierten Schaltungen ergibt sich häufig die Forderung, an eine Last, die eine Widerstandskomponente relativ geringer Größe (z. B. einige kΩ) aufweist, eine Spannung anzulegen, die von einer Signalspannungsquelle hoher Ausgangsimpedanz geliefert wird. Außerdem muß man in einigen Anwendungsfällen, um die Widerstandskomponente der Last exakt anzusteuern, an diese einen Strom liefern können, der einen erhöhten Ausschlag ("Swing") hat, wenn an diese Last eine Signalspannung angelegt wurde.

Um dieser Forderung zu genügen, wird im allgemeinen zwischen die Signalspannungsquelle und die Last eine Spannungsverstärkerschaltung gelegt, die am Ausgang die an ihrem Eingang anstehende Signalspannung abbildet ("wiederholt") und die eine hohe Eingangsimpedanz sowie eine niedrige Ausgangsimpedanz besitzt, um so die erforderliche Impedanz-Entkopplung zwischen der Spannungsquelle und der Last zu erreichen.

Spannungsverstärkerschaltungen werden beispielsweise eingesetzt im Inneren von komplexen Schaltungsstrukturen innerhalb von monolithisch integrierten Schaltkreisen.

Die Hauptforderungen bei einer solchen Spannungsverstärkerschaltung sind:

• - Eine Spannungsverstärkung von etwa Eins;
• - eine geringe Ausgangsimpedanz;
• - die Fähigkeit, jeden Strom, sei es Gleichstrom oder Signalstrom, zu liefern, der notwendig ist, um die Widerstandskomponente der Last korrekt zu steuern;
• - maximale Herabsetzung der Klirrverzerrung im Ausgangssignal, auch bei Vorhandensein von Ausgangssignalen mit erhöhten Stromausschlägen.

Weitere wichtige Forderungen sind insbesondere bei speziellen Anwendungsfällen:

• - Geringe Chip-Belegungsfläche;
• - die Möglichkeit des Einbaus in das Innere komplexerer Schaltungsstrukturen;
• - begrenzte Verlustleistung bei adäquater Ansprechgeschwindigkeit.

Eine bekannte Spannungsverstärkerschaltung, allgemein bekannt als nicht-invertierender "Puffer" mit der Verstärkung Eins, besitzt einen Operationsverstärker mit hoher offener Spannungsverstärkung A, bei dem der Ausgangsanschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß kurzgeschlossen ist. Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers bildet den Eingangsanschluß der Spannungsverstärkerschaltung, sein Ausgangsanschluß bildet den Ausgangsanschluß der Spannungsverstärkerschaltung. Bekanntlich beträgt bei dieser Schaltung die Spannungsverstärkung A/(1+A), wodurch sich bei ausreichend großem Wert von A (d. h.: A »1) eine Spannungsverstärkung von etwa 1 ergibt.

Die Ausgangsimpedanz der Spannungsverstärkerschaltung gleicht der Ausgangsimpedanz des offenen Operationsverstärkers, geteilt durch den Wert (1+A). Bei Verwendung eines Operationsverstärkers mit hoher offener Spannungsverstärkung und mit einer nicht zu hohen offenen Ausgangsimpedanz, z. B. eines normalen zweistufigen Verstärkers mit kaskadierter Spannungsverstärkung, ergibt sich also eine Ausgangsimpedanz der Spannungsverstärkerschaltung, die extrem gering ist.

Wird ein Operationsverstärker verwendet, der in der Lage ist, die Widerstandskomponente der Last exakt zu steuern, und der insbesondere in der Lage ist, am Ausgang den von dieser geforderten Strom zu liefern, so erfüllt diese Schaltung auch die dritte und die vierte der oben angegebenen Forderungen. Zu diesem Zweck verwendet man im allgemeinen einen "Leistungs"-Operationsverstärker, wobei der Zusatz "Leistungs" bedeuten soll, daß der Operationsverstärker in der Lage ist, in angemessener Weise Lasten zu steuern, die eine Widerstandskomponente mit nicht großem Widerstandswert enthalten. Dieser Verstärker-Typ enthält im allgemeinen eine speziell ausgebildete Endstufe (vgl. "MOS Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview" von P. R. Gray und R. G. Meyer in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-17, Nr. 6, Dezember 1982, S. 969-982, Kapitel VII; sowie "Large Swing CMOS Power Amplifier" von K. E. Brehmer und J. B. Wieser in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-18, Nr. 6, Dezember 1983, S. 624-629), denn ein Verstärker, dessen Ausgangsstufe nicht in spezieller Weise ausgebildet ist, ist nicht in der Lage, einen Ausgangs-Gleichstrom nennenswerter Stärke zu liefern, wenn nicht seine offene Spannungsverstärkung auf einen sehr niedrigen Wert herabgesetzt wird.

Verwendet man einen Operationsverstärker, der zwei kaskadierte Spannungsverstärkerstufen und in der Regel eine zusätzliche Leistungs-Endstufe enthält, so kann man eine Spannungsverstärkerschaltung erhalten, die die ersten vier der oben genannten Forderungen in angemessener Weise erfüllt. Allerdings bedingt die Tatsache, daß der Verstärker zwei Verstärkungsstufen enthält, eine beträchtliche Chip-Belegungsfläche der integrierten Schaltung seitens der Spannungsverstärkerschaltung, auch aufgrund der Notwendigkeit, im Inneren des Verstärkers einen Kompensationskondensator vorzusehen, der einen eher größeren Wert haben kann, um dadurch die Gesamtstabilität des Systems zu verbessern. Auch die zusätzliche Leistungs-Endstufe bedeutet eine weitere Erhöhung der Chip-Belegungsfläche.

Die Verlustleistung dieses Schaltungsaufbaus kann beträchtlich hoch sein, wenn in einem zweistufigen Operationsverstärker verschiedene Schaltungszweige verteilt sind, die Versorgungsstrom absorbieren. Es sei daran erinnert, daß dabei das Vorhandensein des Kompensationskondensators auch die Dimensionierung der Vorspannungen der Verstärkerstufen berücksichtigt, um eine angemessene Ansprechgeschwindigkeit zu erhalten. Auch die Leistungs-Endstufe bedingt eine weitere Speisestrom-Absorption.

Es zeigt sich also schließlich, daß sich eine solche Schaltung schlecht in den inneren Aufbau komplexerer monolithisch integrierter Schaltungen einfügen läßt.

Eine andere bekannte Spannungsverstärkerschaltung ist die sogenannte Sourcefolgerschaltung.

Grundsätzlich enthält eine solche Schaltung als aktives Bauelement einen MOS-Feldeffekttransistor (MOSFET), der in geeigneter Weise vorgespannt ist, so daß er im Sättigungsbereich arbeitet. Das Gate und die Source des Transistors bilden den Eingangsanschluß bzw. den Ausgangsanschluß der Spannungsverstärkerschaltung. Eine Last R _L , die der Einfachheit halber als rein Ohmsche Last betrachtet werden soll, kann zwischen den Ausgangsanschluß und einen Referenz-Punkt (z. B. Schaltungsmasse bei einem N-Kanal-Transistor) gelegt werden.

Wie dem Fachmann bekannt ist, wirkt unter der Annahme, daß die Steilheit g _m des Transistors viel größer ist als der Reziprokwert seines Ausgangswiderstands, diese Schaltung vom Signalverhalten her für unterhalb ihrer Grenzfrequenz liegende Signalfrequenzen im wesentlichen äquivalent einer Spannungsquelle mit einer Spannung, die der an den Eingang angelegten Signalspannung gleicht, und zu der in Reihe ein Widerstand liegt, dessen Wert in erster Näherung dem Reziprokwert der Steilheit g _m des Transistors gleicht. Deshalb ergibt sich die Spannungsverstärkung der Schaltung etwa zu R _L /(R _L +1/g _m ). Unter der Voraussetzung, daß die Steilheit g _m des Transistors sehr groß ist im Vergleich zum Widerstandswert der Last R _L , ergibt sich für die Sourcefolgerschaltung eine Spannungsverstärkung von etwa Eins.

Allerdings weist diese Spannungsverstärkerschaltung folgende Unzulänglichkeiten auf:

• - Bei einigen Anwendungsfällen, insbesondere dann, wenn der Lastwiderstand R _L einen Wert im Bereich von einigen kΩ hat, kann die Ausgangsimpedanz der Schaltung (entsprechend 1/g _m ) nicht klein genug sein, um eine Spannungsverstärkung der Verstärkerschaltung zu gewährleisten, die ausreichend nahe bei dem Wert 1 liegt;
• - bei einem starken Ausschlag der Eingangssignalspannung (und folglich der Ausgangsspannung) variiert die Stärke des von der Last aufgenommenen Gesamtstroms beträchtlich mit Änderungen des Wertes der Signalspannung. Wenn der Wert des Lastwiderstands R _L niedrig ist, stellt man eine nennenswerte Schwankung des durch den Transistor fließenden Stroms und mithin der Steilheit des Transistors bei Schwankung des Werts der am Ausgang gelieferten Spannung fest (wie bekannt, ist die Steilheit eines im Sättigungsbereich arbeitenden MOS-Feldeffekttransistors proportional zur Quadratwurzel des durch den Transistor fließenden Stroms). Die Spannungsverstärkung dieser Schaltung ändert sich also mit der Schwankung der am Ausgang gelieferten Spannung, was zu der Entstehung von Klirrverzerrungen im Ausgangssignal führt.

Um für die Ausgangsimpedanz der Spannungsverstärkerschaltung einen Wert zu erhalten, der viel niedriger ist als derjenige, den man bei einer normalen Sourcefolgerschaltung, wie sie oben beschrieben wurde, erhält und um eine Schaltung mit einer noch näher bei Eins liegenden Spannungsverstärkung zu erhalten, kann man eine in Fig. 1 gezeigte, noch komplexere Schaltung verwenden.

Die Schaltung enthält einen ersten N-Kanal-Transistor M 1 und einen zweiten P-Kanal-Transistor M 2, die beide MOS- Feldeffekttransistoren sind. Das Gate des Transistors M 1 bildet den Eingangsanschluß IN der Spannungsverstärkerschaltung.

Das Drain des Transistors M 1 sowie das Gate des Transistors M 2 sind zu einem gemeinsamen Schaltungsknoten D 1 zusammengeschaltet, der über eine erste Konstantstromquelle I _B ₁ an den positiven Pol V _DD einer Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist.

Die Source des Transistors M 1 sowie der Drain des Transistors M 2 sind zu einem zweiten Schaltungsknoten zusammengeschaltet, der über eine zweite Konstantstromquelle I _B ₂ an den negativen Pol V _SS der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist. Dieser Schaltungsknoten bildet den Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschaltung.

Die Source des Transistors M 2 ist an den positiven Pol V _DD angeschlossen.

Die Substratelektrode des Transistors M 1 ist mit dessen Source kurzgeschlossen.

Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem negativen Pol V _SS liegt eine Last R _L , die z. B. eine rein Ohmsche Last darstellt.

Die zwei Vorspann-Konstantstromquellen I _B ₁ und I _B ₂ sind in an sich bekannter Weise ausgebildet: Die von ihnen gelieferten Ströme haben zueinander in Beziehung stehende Stromstärken, derart, daß die Transistoren M 1 und M 2 derart vorgespannt werden, daß sie im Sättigungsbereich arbeiten.

Weiterhin ist in Fig. 1 ein Kondensator C _C dargestellt, der zwischen dem Schaltungsknoten D 1 und dem negativen Pol V _SS liegt. Dieser Kondensator kann möglicherweise notwendig sein, um eine Frequenzkompensation zu bewirken. Die Kapazität dieses Kondensators ist sehr klein, sie liegt in der Größenordnung von sehr wenigen pF. Bei der nachstehenden Analyse der Funktionsweise der Schaltung, die im Hinblick auf Signalfrequenzen unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung durchgeführt wird, werden die Auswirkungen dieses Kondensators vernachlässigt.

Wenn man zwischen den Eingangsanschluß IN und den negativen Pol V _SS eine mit der Verstärkung "1" zu verstärkende, d. h. "zu wiederholende" Spannung V _in anlegt, wird zwischen dem Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschaltung und dem negativen Pol V _SS eine Ausgangsspannung V _out geliefert.

Die beiden Transistoren M 1 und M 2 sowie der Lastwiderstand R _L werden von den in Fig. 1 mit Pfeilen angedeuteten Strömen I₁, I₂ bzw. I _out durchflossen.

Fig. 2a zeigt das Kleinsignal-Ersatzschaltbild der in Fig. 1 gezeigten Schaltung. Die Schaltung erhält man dadurch, daß man jedes Bauelement der in Fig. 1 gezeigten Schaltung durch seine äquivalente Schaltung ersetzt. Jeder der beiden MOS-Feldeffekttransistoren ist ersetzt durch eine Schaltung, die besteht aus der Parallelschaltung des Ausgangswiderstands des Transistors und einer Stromquelle, die gesteuert wird von der Spannung, die in Richtung Drain-Source in die Source-Elektrode einen Strom liefert, dessen Stärke dem Produkt aus der Steilheit des Transistors und der zwischen Gate und Source dieses Transistors liegenden Signalspannung entspricht. Jede der beiden Vorspann- Konstantstromquellen, die real bestehen bleiben, wird ersetzt durch den eigenen äquivalenten Ausgangswiderstand. Hingegen ist in Fig. 2a der Tatsache Rechnung getragen, daß - was die Betrachtung der Signale angeht - die zwei Pole der Versorgungsspannungsquelle als kurzgeschlossen zu betrachten sind. Wie bereits oben erwähnt, ist in dem Ersatzschaltbild der Kompensationskondensator C _C vernachlässigt. Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem negativen Pol V _SS liegt der Lastwiderstand R _L .

In Fig. 2a bedeuten v _gs ₁, g _m ₁ und r _ds ₁ die Signalspannung zwischen Gate und Source, die Steilheit bzw. den Ausgangswiderstand des Transistors M 1, die Größen v _gs ₂, g _m ₂ und r _ds ₂ bedeuten die Signalspannung zwischen Gate und Source, die Steilheit bzw. den Ausgangswiderstand des Transistors M 2, und die Werte r _k ₁ und r _k ₂ bedeuten den Ausgangswiderstand der Vorspann-Konstantstromquelle I _B ₁ bzw. der Konstantstromquelle I _B ₂. Die Werte v _in und v _out bedeuten die Eingangssignalspannung bzw. die Ausgangssignalspannung. Der Wert i _out bedeutet den Ausgangssignalstrom, der durch den Lastwiderstand R _L fließt. Dadurch ergibt sich i _out =v _out /R _L .

Unter Anwendung des Theorems von Thvenin wird das Ersatzschaltbild nach Fig. 2a umgesetzt in die in Fig. 2b dargestellte Schaltung, in der das Ersatzschaltbild der Spannungsverstärkerschaltung ersetzt ist durch eine reale Signalspannungsquelle, die die Spannung v _s abgibt und einen Ausgangswiderstand r _out besitzt.

Unter der Annahme von g _m ₁»1/r _ds ₁ ergibt sich, wie man leicht sieht, v _S ≃v _in .

Bei der Berechnung des Ausgangswiderstands der Schaltung, r _out , kann man unter Bezugnahme auf Fig. 2a eine Spannung v _x zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem negativen Pol V _SS hernehmen und den Strom i _x berechnen, der in die Spannungsverstärkerschaltung am Ausgangsanschluß einfließt, wenn man annimmt, daß der Eingangsanschluß IN an ein festes Potential (v _in =0) angeschlossen ist. Per definitionem gilt:

r _out ≡ v _x /i _x (1)

Offenbar gilt v _gs ₁=-v _x , wenn das Gate des Transistors M 1 als auf festem Potential liegend angenommen wird.

Es muß nun die Signalspannung v _gs ₂ berechnet werden. Bezeichnet man mit i _k ₁ den durch den Widerstand r _k ₁ fließenden Signalstrom, so erhält man:

wobei r _d *≡r _ds ₁r _k ₁/(r _ds ₁+r _k ₁) der der Parallelschaltung von r _ds ₁ und r _k ₁ entsprechende äquivalente Widerstand ist.

Unter der Voraussetzung von g _m ₁»1/r _ds ₁ erhält man:

v _gs ₂ ≃ v _x g _m ₁r _d * (6)

Folglich ergibt sich unter Vernachlässigung der durch r _ds ₁ und r _ds ₂ fließenden Ströme gegenüber g _m ₁v _gs ₁ und g _m ₂v _gs ₂, und unter weiterer Vernachlässigung des durch den Widerstand r _k ₂ fließenden Stroms:

i _x ≃ -g _m ₁v _gs ₁+g _m ₂v _gs ₂ ≃ g _m ₁v _x +g _m ₂g _m ₁r _d *v _x = g _m ₁(1+g _m ₂r _d *)v _x (7)

und daraus erhält man schließlich:

Hinsichtlich der einfachen Sourcefolgerschaltung, von der oben die Rede war, besitzt die Schaltung nach Fig. 1 also einen Ausgangswiderstand, der um einen Faktor (1+g _m ₂r _d *) kleiner ist, welcher bei üblicher Dimensionierung der Schaltung (g _m ₂»1/r _d *) etwa g _m ₂r _d * beträgt. Die Spannungsverstärkung der Schaltung, die etwa R _L /(R _L +r _out ) entspricht, ist also sehr nahe bei dem Wert Eins, auch bei Vorhandensein von Lastwiderständen, die eher einen geringen Wert haben.

Allerdings hat der Wert der Klirrverzerrung, mit der das Ausgangssignal behaftet wird, obschon im Hinblick auf die einfache Sourcefolgerschaltung herabgesetzt, noch nicht optimale Werte. Die Stärke des Stroms I₁, der durch den Transistor M 1 fließt, gleicht dem Strom, der von der Konstantstromquelle I _B ₁ abgegeben wird, so daß der Wert der Steilheit g _m ₁ konstant bleibt und nicht vom Wert der am Ausgang gelieferten Spannung V _out abhängt. Nicht einmal der Wert von r _d * hängt vom Wert der am Ausgang gelieferten Spannung ab, vorausgesetzt, daß auch r _k ₁ und r _ds ₁ nicht davon abhängen. Bei Vorhandensein großer Signalspannungshübe am Ausgang ändert sich jedoch die Stärke des Stroms I _out , der durch den Lastwiderstand R _L fließt, als Funktion eben dieser Spannung beträchtlich. Vorausgesetzt, daß der gesamte Signalstrom i _out , der den Lastwiderstand durchfließt, den Transistor M 2 durchfließt (tatsächlich gilt I₂=I _out +I _B ₂-I₁), schwankt, wenn der Lastwiderstand R _L keinen sehr hohen Wert hat, die Stärke des durch den Transistor M 2 fließenden Stroms I₂ deutlich bei Änderungen der Spannung V _out , wodurch, in Abhängigkeit von dieser Spannung, der Wert der Steilheit g _m ₂ und mithin der Wert von r _out variieren. Die Spannungsverstärkung der Schaltung nach Fig. 1 ändert sich also mit dem Ändern des Werts der am Ausgang gelieferten Spannung, und deshalb werden Klirrverzerrungen in die Ausgangssignale eingeführt.

Um die Klirrverzerrung im Ausgangssignal herabzusetzen, könnte man die Schaltung derart vorspannen, daß der Wert des Ruhestroms I₂ größer ist als der maximale Ausgangssignalstrom i _out , um die Schwankung, welche die Steilheit g _m ₂ bei variierenden Ausgangsspannungen der Schaltung erleidet, vernachlässigbar zu machen. Diese Maßnahme könnte jedoch bei Lasten mit sehr niedrigwertiger Ohmscher Komponente eine übermäßige Verlustleistung in der Schaltung zur Folge haben, so daß diese Maßnahme keine optimale Lösung darstellt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Spannungsverstärkerschaltung für die Steuerung einer widerstandsbehafteten Last mit nicht sehr hohem Widerstandswert zu schaffen, die in die Ausgangssignale allenfalls eine geringe Klirrverzerrung einführt und die - bei vergleichbaren Kosten - eine wesentlich bessere Funktion aufweist als die bekannten Schaltungen dieser Art.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Schaltungsskizze einer bekannten Spannungsverstärkerschaltung mit zwei MOSFETs,

Fig. 2a ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild der in Fig. 1 gezeigten Spannungsverstärkerschaltung,

Fig. 2b ein aus dem Ersatzschaltbild von Fig. 2a abgeleitetes vereinfachtes Ersatzschaltbild,

Fig. 3 eine teilweise in Blockform gehaltene Schaltungsskizze einer erfindungsgemäßen Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, deren Widerstandswert nicht besonders groß ist,

Fig. 4 eine Teil-Schaltungsskizze eines Teils der in Fig. 3 gezeigten Schaltung,

Fig. 5a ein Kleinsignal-Ersatzschaltbild der in Fig. 3 gezeigten Spannungsverstärkerschaltung,

Fig. 5b ein aus dem Ersatzschaltbild nach Fig. 5a abgeleitetes Ersatzschaltbild,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, deren Widerstandskomponente nicht sehr hoch ist, entsprechend einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, beinhaltend die in Fig. 3 gezeigte Schaltung.

Die in Fig. 3 gezeigte Spannungsverstärkerschaltung nach der Erfindung besitzt einen ersten und einen zweiten N- Kanal-MOS-Feldeffekttransistor M 1 bzw. M 2 und einen dritten P-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor M 3.

Das Gate des Transistors M 1 bildet den Eingangsanschluß IN der Spannungsverstärkerschaltung.

Die Source des Transistors M 1 sowie der Drain von M 2 und M 3 sind zu einem Schaltungsknoten zusammengeschaltet, der einen Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschaltung bildet.

Der Drain des Transistors M 1 ist über eine Konstantstromquelle I _B ₁ (deren Ausbildung ist dem Fachmann bekannt) an den positiven Pol V _DD der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen und steht außerdem über eine Konstantspannungsquelle V _B mit dem Gate des Transistors M 2 in Verbindung, um eine korrekte Vorspannung des Transistors M 2 zu erreichen. Diese Spannungsquelle kann beispielsweise aus einem sogenannten Pegelschieber (level shifter) in an sich bekannter Ausgestaltung bestehen.

Die Substrat-Elektrode des Transistors M 1 ist mit der Source dieses Transistors kurzgeschlossen.

Die Source des Transistors M 2 und des Transistors M 3 sind an den negativen Pol V _SS bzw. an den positiven Pol V _DD der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen.

Der Eingangsanschluß IN ist außerdem über einen Vorspann- und Verstärkungsschaltungsblock mit Signalumkehr, der in Fig. 3 durch das Symbol PA gekennzeichnet ist, an das Gate des Transistors M 3 gekoppelt. Dieser Schaltungsblock, der einen Eingangsanschluß I und einen Ausgangsanschluß O besitzt, bildet zwischen dem Ausgangsanschluß und dem negativen Pol V _SS eine Signalspannung ab, die zwischen den Eingangsanschluß und den negativen Pol V _SS gelegt wird, wobei die Signalspannung invertiert und mit einem Faktor A _B verstärkt wird (dieser Faktor hat im allgemeinen einen Wert von etwa 1, kann jedoch auch unterhalb von 1 liegen). Der Schaltungsblock PA, der in an sich bekannter Weise ausgebildet ist, liefert außerdem zwischen seinem Ausgangsanschluß O und dem positiven Pol V _DD eine geeignete Gleichpotentialdifferenz, um eine korrekte Vorspannung des Transistors M 3 zu erreichen.

Fig. 4 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des Schaltungsblocks PA. Der Schaltungsblock enthält zwei N-Kanal- MOS-Feldeffekttransistoren M 4 und M 5, die im Sättigungsbereich arbeiten. Drain und Gate des Transistors M 4 sind gemeinsam an den positiven Pol V _DD der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen, die die Spannungsverstärkerschaltung speist, während die Source des Transistors M 5 an den negativen Pol V _SS der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist. Der Eingang I des Schaltungsblocks PA ist über eine Konstantspannungsquelle V _S an das Gate des Transistors M 5 angeschlossen. Die Source des Transistors M 4 und der Drain des Transistors M 5 sind zu einem Schaltungsknoten verbunden, der den Ausgangsanschluß O des Schaltungsblocks bildet. Die Reihenschaltung der beiden Transistoren M 4 und M 5 bildet einen Invertierer, und die Konstantspannungsquelle V _S liefert die geeignete Vorspannung für den Transistor M 5.

Durch geeignete Dimensionierung der Schaltung, die in an sich bekannter Weise erfolgt, läßt sich sowohl die Spannungsverstärkung A _B des Invertierers als auch die von der Schaltung gelieferte Gleichspannung zwischen dem Ausgang O und dem positiven Pol V _DD einstellen.

Die Schaltung nach Fig. 3 besitzt außerdem einen Kondensator C _C , der zwischen dem Drain des Transistors M 1 und dem Minuspol V _SS liegt. Dieser Kondensator kann zur Frequenzkompensation notwendig sein. Die Kapazität des Kondensators ist sehr gering, sie liegt im Bereich von sehr wenigen pF. Wie bei der Schaltung nach Fig. 1, wird bei der nachstehenden Analyse der Funktionsweise der Schaltung, die in bezug auf die unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung liegenden Signalfrequenzen durchgeführt wird, die Wirkung dieses Kondensators vernachlässigt.

Sämtliche drei Transistoren der Schaltung M 1, M 2 und M 3 arbeiten im Sättigungsbereich.

Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT der Spannungsverstärkerschaltung und dem Minuspol V _SS liegt eine Last R _L , die hier beispielhaft als rein Ohmsche Last angenommen wird.

Wenn zwischen den Eingangsanschluß IN und den Minuspol V _SS eine zu verstärkende, d. h. zu wiederholende Spannung V _in angelegt wird, wird demzufolge von der Spannungsverstärkerschaltung eine Ausgangsspannung V _out zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS geliefert.

Fig. 5a zeigt das Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. 3. Wie bei dem Ersatzschaltbild von Fig. 2a erhält man diese Schaltung dadurch, daß jede der Schaltungskomponenten nach Fig. 3 durch ihre äquivalente Schaltungskomponente ersetzt wird. Der Kompensationskondensator C _C ist vernachlässigt. Bei dem Entwurf des Ersatzschaltbildes ist der Tatsache Rechnung getragen, daß im Hinblick auf die Signale die beiden Pole der Versorgungsspannungsquelle als kurzgeschlossen betrachtet werden und außerdem die Konstantspannungsquelle V _B als kurzgeschlossen angesehen wird. Zwischen dem Ausgangsanschluß OUT und dem Minuspol V _SS liegt der Lastwiderstand R _L , der von einem Signalstrom durchflossen wird, der in Fig. 5a mit i _out bezeichnet ist.

In Fig. 5a bezeichnen die Angaben v _gsi , g _mi und r _dsi die Gate-Source-Signalspannung, die Steilheit bzw. den Ausgangswiderstand der Transistoren Mi mit i =1, 2, 3; mit r _k ₁ ist der Ausgangswiderstand der Vorspann-Konstantstromquelle I _B ₁ bezeichnet, der als real angenommen wird. Die Bezeichnungen v _in und v _out benennen die Signalspannung am Eingang bzw. am Ausgang.

Aus dem oben in bezug auf den Schaltungsblock PA Gesagten ergibt sich die Beziehung v _gs ₃=-A _B v _in .

Eine rasche Analyse der in Fig. 5a gezeigten Ersatzschaltung zeigt, daß, wenn man von dem Vorhandensein der äquivalenten Schaltung des Transistors M 3 absieht, die Schaltung im wesentlichen die gleiche ist wie die Ersatzschaltung nach Fig. 2a. Wendet man das Theorem von Thvenin an, so kann man auch das Ersatzschaltbild der Spannungsverstärkerschaltung nach Fig. 3 umsetzen in eine noch weiter vereinfachte Ersatzschaltung, wie sie in Fig. 5b dargestellt ist. Diese Schaltung ist unter Zugrundelegung der gleichen Überlegungen, wie sie bei der Schaltung nach Fig. 2b angestellt wurden, im wesentlichen aus einer realen Spannungsquelle, die die Spannung v _in liefert, und einem Ausgangswiderstand r _out , dessen Wert durch Gleichung (8) gegeben ist und zu dem das Schaltungsäquivalent des Transistors M 3 parallelgeschaltet ist, gebildet. Das Schaltungsäquivalent des Transistors M 3 besteht aus einer gesteuerten Stromquelle für einen Strom der Stärke g _m ₃v _gs ₃=-A _B g _m ₃v _in und einem Widerstand mit dem Wert r _ds ₃. In der Ersatzschaltung nach Fig. 5b ist der Widerstand r _ds ₃ vernachlässigt. Dieser Widerstand liegt bei normaler Schaltungsdimensionierung weit oberhalb des Wertes von r _out . Die Stromrichtung der gesteuerten Stromquelle ist vertauscht, wobei sich ein Wert von +A _B g _m ₃v _in ergibt.

Die Tatsache, daß der Ausgangswiderstand der Spannungsverstärkerschaltung nach Fig. 3 der gleiche ist wie bei der Schaltung nach Fig. 1 und daß er durch das Vorhandensein des Transistors M 3 praktisch nicht beeinflußt wird, ergibt sich aus dem Umstand, daß der von diesem Transistor abgegebene Strom keinen nennenswerten Schwankungen unterlegen ist, wenn zwischen den Ausgangsanschluß OUT und den Minuspol V _SS eine Signalspannung v _x gelegt wird.

Aus der in Fig. 5b skizzierten Ersatzschaltung ist ersichtlich, daß - analog wie in dem Fall der bekannten Schaltung nach Fig. 1 - unter der Annahme von r _out «R _L die Ausgangssignalspannung v _out im wesentlichen bestimmt wird durch die Spannung v _in der Spannungsquelle und praktisch nicht beeinflußt wird durch den Strom A _B g _m ₃v _in der Stromquelle. In anderen Worten: Der Schaltungszweig, der die Transistoren M 1 und M 2, die Konstantspannungsquelle V _B und die Vorspann-Konstantstromquelle I _B ₁ enthält, und der - von der Betrachtung der Signale her - einer Spannungsquelle für reale Spannungen, die den Eingangssignalspannungen gleichen, äquivalent ist, erzwingt, daß die Ausgangssignalspannung v _out im wesentlichen identisch ist mit der Eingangssignalspannung V _in , auch bei Vorhandensein von Lastwiderständen mit nicht sehr hohem Wert, so daß auch in diesem Fall die Spannungsverstärkung des Spannungsverstärkers nach Fig. 3 sehr nahe bei dem Wert 1 liegt.

Die Funktion des Transistors M 3 ist im wesentlichen diejenige einer variablen Stromquelle, die von einer Spannung gesteuert wird, deren Wert proportional zur Eingangssignalspannung v _in ist. Durch geeignete Dimensionierung des Schaltungsblocks PA und des Transistors M 3 erreicht man, daß der von dieser gesteuerten Quelle abgegebene Signalstrom A _B g _m ₃v _in gleich ist dem Signalstrom, der den Lastwiderstand durchfließt, nämlich i _out =v _out /R _L , derart, daß der Transistor M 2 praktisch nicht vom Signalstrom durchflossen wird und demzufolge im wesentlichen einen unveränderten Steilheitswert g _m ₂ bei Schwankungen der am Ausgang gelieferten Ausgangsspannung V _out beibehält.

Wie bei der Schaltung nach Fig. 1 hängen der Wert des durch den Transistor M 1 fließenden Stroms I₁ und folglich der Wert der Steilheit g _m ₁ sowie auch der Wert des Widerstands r _d *, entsprechend der Parallelschaltung der Widerstände r _ds ₁ und r _k ₁, im wesentlichen nicht ab von dem Wert der abgegebenen Ausgangsspannung V _out . Vorausgesetzt, daß - wie gezeigt - auch der Wert g _m ₂ im wesentlichen unabhängig ist vom Wert V _out , bleibt der Wert des Ausgangswiderstands r _out der Spannungsverstärkerschaltung nach Fig. 3, gegeben durch die Gleichung (8), bei Schwankungen der am Ausgang gelieferten Spannung praktisch konstant. In der Spannungsverstärkerschaltung nach Fig. 3 werden also praktisch keine Klirrverzerrungen in das Ausgangssignal eingefügt.

Damit die Schaltung nach Fig. 3 in verbesserter Betriebsweise arbeitet, muß gelten A _B g _m ₃≃1/R _L , derart, daß jeglicher Signalstrom i _out , der durch R _L fließt, genau von der Stromquelle abgegeben wird, die durch den Transistor M 3 gebildet wird, nicht hingegen durch den Transistor M 2 fließt. Naturgemäß variieren bei Vorhandensein beträchtlicher Spannungshübe der Eingangsspannung V _in die Stärke des Gesamt-Ausgangsstroms I _out und mithin der Wert g _m ₃ beträchtlich, wodurch die vorgenannte Beziehung nicht besonders gut für sämtliche Werte der Eingangsspannungen erfüllt wird. Die Schwankung des Wertes des Ausgangswiderstands der Schaltung, r _out , bei Schwankungen der am Ausgang gelieferten Spannung, verursacht durch diesen Umstand, ist jedenfalls ein Effekt zweiter Ordnung, durch welchen die in die Ausgangssignale eingeführten Klirrverzerrungen äußerst stark reduziert sind, verglichen mit der bekannten Schaltung nach Fig. 1.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung erfüllt sehr gut auch die eingangs erwähnten Forderungen 5, 6 und 7, insoweit sie eine begrenzte Chip-Belegungsfläche für ihre Realisierung in Anspruch nimmt. Die Schaltung kann sehr einfach in die innere Struktur komplexerer Schaltungen eingefügt werden und erfordert keine zahlreichen Schaltungsstufen und damit höheren Gesamtstromverbrauch. Auch der in Fig. 3 dargestellte Schaltungsblock PA kann einstufig ausgebildet werden, so daß er wenig Speisestrom aufnimmt, z. B. kann die Schaltung in der in Fig. 4 dargestellten Weise ausgelegt werden.

Für den Fall, daß in der Last auch eine kapazitive Komponente enthalten ist, hat auch die bisher angegebene Analyse Gültigkeit, selbstverständlich für Signalfrequenzen unterhalb der Grenzfrequenz der Schaltung.

Wie in der erläuterten Sourcefolgerschaltung und in der bekannten Schaltung nach Fig. 1 existiert auch in der Schaltung nach Fig. 3 eine Differenz zwischen der an den Eingangsanschluß angelegten Gleichspannung und der sich am Ausgang einstellenden Gleichspannung. Diese Differenz, die sogenannte "Offset-Spannung" zwischen Eingang und Ausgang, gleicht der Schwellenspannung des Transistors M 1, zuzüglich der Gate-Source-Spannung, die notwendig ist, damit der Strom I₁ durch diesen Transistor fließt. Diese im allgemeinen als "Overdrive-Spannung" bezeichnete Größe V _0V entspricht der Beziehung

wobei L die Länge (Drain-Source-Abstand) und W die Breite des Transistors ist und k′ den Leitungsfaktor darstellt. Für einige Anwendungsfälle ist das Vorhandensein der Offset-Spannung zwischen Eingang und Ausgang unerwünscht.

In Fig. 6 ist deshalb das Blockschaltbild eines verbesserten Schaltungsaufbaus der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt, welcher in denjenigen Fällen eingesetzt werden kann, in denen die Spannungsverstärkerschaltung den genannten Nachteil nicht aufweisen soll. Bei diesem Schaltungsaufbau sind ein Eingangsanschluß IN′ und ein Ausgangsanschluß OUT′ vorgesehen. Der Schaltungsaufbau ist aus der in Fig. 3 gezeigten Spannungsverstärkerschaltung heraus entwickelt. Diese Spannungsverstärkerschaltung, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang einen von Null verschiedenen "Offset" aufweist, ist in Fig. 6 durch einen Block REP mit einem Eingang IN und einem Ausgang OUT dargestellt.

Der Ausgangsanschluß OUT des Schaltungsblocks REP bildet auch den Ausgang OUT′ des gesamten Schaltungsaufbaus. Der Eingangsanschluß IN′ des gesamten Schaltungsaufbaus ist hingegen über eine in an sich bekannter Weise ausgebildete Pegelverschiebungsschaltung, die in Fig. 6 durch einen Block LS dargestellt ist, an den Eingang des Schaltungsblocks REP angeschlossen. Der Schaltungsteil LS erzeugt zwischen seinem Eingangsanschluß IN′ und dem Eingangsanschluß IN des Schaltungsblocks REP eine Potentialdifferenz, deren Absolutwert der zwischen Eingang und Ausgang des Schaltungsblocks REP herrschenden "Offset"-Spannung entspricht, dieser gegenüber jedoch ein umgekehrtes Vorzeichen aufweist.

Vom Signalverhalten her gleicht der Block LS einem Kurzschluß, so daß der in Fig. 6 skizzierte Schaltungsaufbau sich bezüglich der Signale im wesentlichen genauso verhält wie die Schaltung nach Fig. 3. Die "Offset"-Spannung zwischen dem Eingangsanschluß IN′ und dem Ausgangsanschluß OUT′ entspricht der Summe zwischen der Potentialdifferenz zwischen den Anschlüssen IN′ und IN sowie der "Offset"-Spannung, die zwischen den Anschlüssen IN und OUT existiert, und ihr Wert ergibt sich im wesentlichen zu Null. Der in Fig. 6 dargestellte Schaltungsaufbau verhält sich folglich wunschgemäß wie eine Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung und mit einem "Offset" von Null zwischen Eingang und Ausgang, so daß die Verstärkerschaltung in der Lage ist, eine Last anzusteuern, die eine einen geringen Wert aufweisende Widerstandskomponente enthält.

Die obige Beschreibung beinhaltet im wesentlichen ein einziges spezielles Ausführungsbeispiel der Erfindung, jedoch sind zahlreiche Abwandlungen und Modifizierungen im Rahmen der Erfindung möglich:

In einer abgewandelten Ausführungsform der Erfindung kann die Substratelektrode des Transistors M 1 - anstatt mit der Source des Transistors selbst verbunden zu sein - an den Minuspol V _SS der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen sein. In dem Fall hat man bei Änderungen der am Ausgang gelieferten Spannung V _out eine Änderung der Spannung zwischen Source und Substrat des Transistors M 1. Aufgrund des sogenannten "Body"-Effekts stellt man eine Änderung der Strom-Spannungs-Kennlinie des Transistors selbst und mithin eine Abhängigkeit des Ausgangswiderstands r _out der Spannungsverstärkerschaltung von der Spannung V _out fest, jedoch handelt es sich hier um eine Abhängigkeit zweiter Ordnung, so daß auch bei einer solchen Schaltungs-Realisierung, die vom konstruktiven Aufwand her einfacher ist als die Schaltung nach Fig. 3, in gewissen Anwendungsfällen zufriedenstellende Ergebnisse erhalten werden.

Eine andere erfindungsgemäße Schaltung erhält man durch eine komplementäre Ausbildung der in Fig. 3 gezeigten Schaltung. Danach müssen die Transistoren M 1 und M 2 jeweils ein P-Kanal-Transistor sein, während der Transistor M 3 ein N-Kanal-Transistor sein muß. Die Source des Transistors M 2 wird nicht an den Minuspol V _SS der Versorgungsspannungsquelle, sondern an deren Pluspol V _DD angeschlossen, während die Source des Transistors M 3 nicht an den Pluspol V _DD , sondern an den Minuspol V _SS angeschlossen wird. Die Polarität der Konstantspannungsquelle V _B sowie die Richtung des von der Konstantstromquelle I _B ₁ gelieferten Stroms müssen dementsprechend eine richtige Vorspannung für die Transistoren der Schaltung liefern. Auch der Schaltungsblock PA muß komplementär zu der in Fig. 4 gezeigten Schaltung ausgebildet sein. Folglich müssen beide Transistoren M 4 und M 5 P-Kanal-Transistoren sein. Drain und Gate des Transistors M 4 werden nicht an den Pluspol V _DD , sondern an den Minuspol V _SS angeschlossen, während die Source des Transistors M 5 an den Pluspol V _DD angeschlossen wird. Die Spannungsquelle V _S muß eine Polarität aufweisen, die die korrekte Vorspannung für den Transistor M 5 liefert. Die von dem Schaltungsblock zwischen dessen Ausgang O und dem Minuspol V _SS gelieferte Gleichspannung muß so beschaffen sein, daß sie eine geeignete Vorspannung für den Transistor M 3 der Spannungsverstärkerschaltung darstellt.

In einer alternativen Ausführungsform kann der in dem Schaltungsblock PA enthaltene Invertierer auch mit Hilfe von zwei komplementären MOS-Feldeffekttransistoren ausgebildet sein, also einem N-Kanal- und einem P-Kanal-Feldeffekttransistor.

Abweichend von der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform kann man auch mit geringfügigen Änderungen der Schaltung, die dem Fachmann geläufig sind, eine Schaltung schaffen, die nur MOS-Feldeffekttransistoren eines Leitungstyps verwendet.

Claims (7)

1. Spannungsverstärkerschaltung geringer Klirrverzerrung für widerstandsbehaftete Lasten, ausgeführt mit Komplementär- MOS-Feldeffekttransistoren, umfassend mindestens einen Eingangsanschluß (IN) zum Anschließen an eine Spannungsquelle und mindestens einen Ausgangsanschluß (OUT) zum Anschließen an eine Last, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung einen ersten (M 1) und einen zweiten Transistor (M 2) eines ersten Leitungstyps sowie einen dritten Transistor (M 3) eines zweiten, dem ersten Leitungstyp entgegengesetzten Leitungstyps aufweist, die Gate-Elektrode des ersten Transistors (M 1) den Eingangsanschluß (IN) der Verstärkerschaltung bildet, die Source-Elektrode des ersten Transistors (M 1) und die Drain-Elektroden des zweiten Transistors (M 2) und des dritten Transistors (M 3) zu einem ersten Schaltungsknoten verbunden sind, welcher den Ausgangsanschluß (OUT) der Verstärkerschaltung bildet, die Drain-Elektrode des ersten Transistors (M 1) über eine Konstantstromquelle (I _B ₁) an einen ersten Pol (V _DD ) einer Versorgungsspannungsquelle angeschlossen und außerdem über eine erste Konstantspannungsquelle (V _B ) an die Gate-Elektrode des zweiten Transistors (M 2) gekoppelt ist, die Source-Elektrode des zweiten Transistors (M 2) an einen zweiten Pol (V _SS ) der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist, die Source-Elektrode des dritten Transistors (M 3) an den ersten Pol (V _DD ) der Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist und der Eingangsanschluß (IN) der Verstärkerschaltung außerdem über eine Vorspann- und Verstärkungsschaltungseinrichtung (PA) mit Signalumkehr an die Gate-Elektrode des dritten Transistors (M 3) gekoppelt ist.

2. Spannungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Substrat-Elektrode des ersten Transistors (M 1) mit dessen eigener Source-Elektrode kurzgeschlossen ist.

3. Spannungsverstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kompensationskondensator (C _C ) zwischen die Drain-Elektrode des ersten Transistors (M 1) und einen der beiden Pole der Versorgungsspannungsquelle geschaltet ist.

4. Spannungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (M 1, M 2) N-Kanal-Transistoren sind und der dritte Transistor (M 3) ein P-Kanal-Transistor ist.

5. Spannungsverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (M 1, M 2) P-Kanal-Transistoren sind, während der dritte Transistor (M 3) ein N-Kanal-Transistor ist.

6. Spannungsverstärkereinrichtung geringer Klirrverzerrung und mit geringem "Offset" für widerstandsbehaftete Lasten mit mindestens einem Eingangsanschluß (IN′) für den Anschluß an eine Spannungsquelle und mindestens einem Ausgangsanschluß (OUT′) für den Anschluß an eine Last, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung eine Spannungsverstärkerschaltung (REP) nach einem der Ansprüche 1 bis 5 enthält, wobei der Eingangsanschluß (IN′) der Spannungsverstärkereinrichtung an den Eingangsanschluß (IN) der Spannungsverstärkerschaltung (REP) über eine Schaltungseinrichtung (LS) angeschlossen ist, die zwischen den beiden Eingangsanschlüssen (IN′, IN) eine konstante Potentialdifferenz aufrechterhält, und daß der Ausgangsanschluß (OUT) der Spannungsverstärkerschaltung (REP) den Ausgangsanschluß (OUT′) der Spannungsverstärkereinrichtung bildet.

7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß sie innerhalb einer integrierten Schaltung ausgebildet ist.