DE2559515C3 - Elektronische Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen Orgel - Google Patents
Elektronische Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen OrgelInfo
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
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Description
ίο Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische
Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen Orgel mit einem ersten, einem zweiten
und einem dritten Feldeffekttransistor, wobei der Ausgang der Schalteinrichtung mit der Quelle des
ti et'ten Feldeffekttransistors verbunden ist und der
zweite und dritte Feldeffekttransistor in Reihe zwischen einer ersten Gleichspannungsquelle mit der Spannung
Vbb und einer zweiten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vss geschaltet sind, wobei weiter die
Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors über einen zur Tastatur der elektronischen Orgel gehörenden
Schalter mit einer dritten Gleichspannungsquelle mit der Spannung V,,,, und die Quelle des zweiten
Feldeffekttransistors mit der Senke des dritten Feldeffekttransistors verbunden ist und an der Steuerelektrode
des dritten Feldeffekttransistors das Ausgangssignal eines Tongenerators ds Eingangssignal der Schalteinrichtung
anliegt, das bei Betätigung des Schalters als Ausgangssignal am Ausgang der Schalteinrichtung
in erscheint.
Eine von der Klangcharakteristik herkömmlicher Musikinstrumente beim »Anschalten« und insbesondere
beim Abklingen des Tones abweichende Charakteristik ruft beim normalen Zuhörer einen unnatürlichen
r. Eindruck hervor. Untersuchungen haben ergeben, daß
bei herkömmlichen Musikinstrumenten die Abklingkurve insgesamt etwa exponentiell ist. d. h_ sie zeigt zu
Beginn einen scharfen Abfall, der dann in ein langsameres Abklingen ausläuft. Während der Ein-
4(1 schwing- und der Abklingphase ändert sich auch das
Komponentenverhältnis der Harmonischen. Bei kleiner werdender Amplitude wird der Anteil der Grundwellenkomponenten
im Verhältnis zu dem Anteil an Komponenten Harmonischer höherer Ordnung größer.
■>"> Idealerweise sollte durch die Schalteinrichtung einer
elektronischen Orgel diese Klangcharakteristik erreicht werden.
Bei einer bekannten elektronischen Schalteinrichtung der eingangs genannten Art (THE INTEGRATED
■ο CIRCUITDATA BOOK.Motorola.Co.. 1968.Seiten 7-2
bis 7 5. MOS MCI12OP series) sind die Steuerelektrode
des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit der Spannung V1,,, verbunden. Die Quelle des ersten
Feldeffekttransistors ist mit der Senke des dritten bzw
r> der Quelle des zweiten Feldeffekttransistors verbunden,
das Ausgangssignal steht an der Senke des ersten Feldeffekttransistors an. Der zweite Feldeffekttransistor
dient also nicht nur als Schalter, sondern auch als Last. Damit variiert der Gleichspannungsanteil des
M) Ausgangssignals mit der Größe der an der Steuerelek
trode des zweiten Feldeffekttransistors angelegten Spannung VV,r,. Hierdurch wird nicht nur beim Drücken
der Tasten ein Knackgeräusch hervorgerufen, die Funktion des zweiten Feldeffekttransistors als Last in
h'> der Serienschaltung mit dem dritten Feldeffekttransistor
bewirkt vielmehr auch, daß die an der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors anstehende
Spannung bei Abnahme von V,,,, zunimmt. Dieses, dem
gewünschten Abklingverhaltetj entgegengesetzte Verhalten
muß bei der bekannten Schalteinrichtung durch ein nahezu vollständiges Abschalten des ersten Feldeffekttransistors
kompensiert werden. Dies erfordert, um die Arbeitspunkte der einzelnen Transistoren genau
einzuhalten, bei einer integrierten Schaltung eine sehr aufwendige Fertigung. Trotzdem zeigt der bekannte
Tastkreis nicht das Abklingverhalten eines natürlichen Musikinstrumentes. Das auf Seite 7-5 angegebene
Abklingverhalten ist nicht exponentiell, sondern es folgt ι ο auf einen zunächst langsamen Abfall anschließend ein
stärkerer Abfall. Dieses durch die bekannte Schalteinrichtung erzeugte Abklingverhalten der elektronischen
Orgel ruft beim normalen Zuhörer einen unnatürlichen Klangeindruck hervor.
Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Schalteinrichtung der eingangs
genannten Art bei unkomplizierter Ansteuerung und problemloser Einstellung der Arbeitspunkte so weiterzubilden,
daß er bei hoher Linearität und weitem :o Dynamikbereich ein einem natürlichen Musikinstrument
entsprechendes Einschwing- und Abklincverha!- ten aufweist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Senke des ersten Feldeffekttransistors mit der ^
ersten Gleichspannungsquelle, seine Quelle mit der Senke des zweiten Feldeffekttransistors und seine
Steuerelektrode mit der ersten Gleichspannungsquelle Von bzw. Vr, <
verbunden ist. und daß an der sich ergebenden Reihenschaltung der drei Feldeffekttransi- jo
stören der Ausgang zwischen der Quelle des ersten Feldeffekttransistors und der Senke des zweiten
Feldeffekttransistors abgegriffen ist. Die erfindungsgemäße Schalteinrichtung hat ein Einschwing- und
Abklingverhalten, das dem eines natürlichen Musikin- r>
jtrumentes entspricht. Auch das Komponentenverhähnis
der Harmonischen ändert sich während der Einschwing- und der Abklingphase in der oben
beschriebenen Weise. Aufgrund ihres breiten Djnamikbereichs
und ihrer linearen Übertragungscharakteristik w
kann die erfindungsgemäße Schalteinrichtung sowohl Sägezahnwellen als auch Stufenwellen einwandfrei
schalten. Vor allem aber ist sie leicht und unkompliziert auf einem Halbleitersubstrat zu integrieren. In den
Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen der 4> erfindungsgemäßen Schalteinrichtung engegeben.
Im folgenden werden exemplarische Ausführungsfortnen
der erfindungsgemäßen Schalteinrichtung in Verbindung mit der Zeichnung beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbi'H eines Teils einer elektroni- ίο
ichen Orgel, bei der die Schalteinrichtung Verwendung findet.
F i g. 2 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform
der Schalteinrichtung.
Fig. 3 Wellenform zur Erläuterung der Funktions- v>
weise der in F i g. 2 gezeigten Schalteinrichtung.
Fig. 4 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines
Haltesystems zur Verwendung mit der Schalteinrichtung.
Fig. 5 Wellenform zur Erläuterung der Funktions m>
weise der in F i g. 4 gezeigten Schältung,
Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Erläuterung des Zusammenhangs zwischen der Steuerspannung und
des Ausgangssignals bei der in Fig 5 gezeigten Schaltung, f>>
Fig. 7 ein Schaltbild einer zweiten Ausfiihrungsform
der Schalteinrichtung,
Fig. 8 und 9 den Aufbau des als Kältesystem vorgesehenen variablen Impedanzelementes in Draufsicht,
F i g. 10 Kennlinien des in F i g. 9 gezeigten Elements.
F i g. 11 eine graphische Darstellung der zeitlichen
Änderung der Ausgangsamplitude,
F i g. 12 und 13 den Aufbau weiterer Ausführungsformen
des variablen Impedanzelementes in Draufsicht,
Fig. 14, 15 und 16 Schaltungsanordnungen weiterer
Ausführungsformen des Haltekreises,
F i g. 17 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung
der Kreuzmodulation durch Mischen im Tongeneratorsystem der elektronischen Orgel,
Fig. 18 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines
Analogschalters mit niederer Impedanz, der im Rahmen der Erfindung vorgesehen ist,
Fig. 19 eine Schaltungsanordnung, bei der das Haltesystem und der Sägezahnwellen-Frequenzteiler
(oder Stufenwellen-Frequenzteiler) mit der Schaltung der Fig. 19 verbunden sind,
F i g. 20 em Blockschaltbild eines vollständigen
Tongeneratorsystems für eine elektroi..* vhe Orgel unter
Verwendung einer elektronischen Tastatur und eines Haltekreises gemäß der Erfindung.
F i g. 1 zeigt den Aufbau eines Tongeneratorsys":ms
für einen Ton, beispielsweise für fünf Oktaven des Tones C. Für die gesamten diatonischen Tonleiter, d. h. für die
verbleibenden elf Töne (in diesem Beispiel Cis bis H) sind elf weitere Tongeneratorsysteme erforderlich.
Der Ausgang eines Tongenerators 1001. der eine Quadratwelle, eine Sägezahnwelle oder eine Stufenwelle
erzeugen kann, ist mit dem Eingang eines Frequenzteilers 1002 verbunden. Der Frequenzteiler
1002 teilt bei diesem Beispiel das Eingangssignal in fünf Stufen. An seine fünf entsprechenden Ausgänge sind
elektronische Schalteinrichtungen 1003 bis 1007 angeschlossen, die entsprechend dem öffnen oder Schließen
der Schalter einer Tastatur 1008 die Ausgangssignale des Frequenzteilers an seine Synthesestufe 1009 und
einem Ausgangsanschluß 1010 legen. Den elektionisehen
Schalteinrichtungen 1003 bis 1007 sind Haltekreise 1011 bis 1015 zugeordnet.
F i g. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel für die elektronische Schalteinrichtung 1003 bis 1007. Drei
Feldeffekttransistoren pt. Pj und Qj sind η Reihe
geschaltet. Die Senke sowie die Steuerplektrode des Feldeffekttransistors P sind mit einer Gleichspannungsquelle
mit der Spannung Vm\ die Quelle des
Feldeffekttransistors P1 mit einer Gleichspannungsquelle mit der Spannung V« verbunden. An die
Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q, ist das vom Frequenzteiler 1002 gelieferte Eingangssignal V/·*
angelegt, das Ausgangssignal V1n r wird von der Senke
des Feldeffekttransistors P2 bzw. der Quelle des Feliefi-'kuransistors p, abgegriffen. Die Steuerelektrode
des Feldeffekttransistors P? ist über einen zur Tastatur der Orgel gehörenden Schalter Sw i.iit einer
Glnchspannungsquelle mit der Spannung V,·,,, verbunden.
In F i g. 2 sind die Feldeffekttransistoren Pi. Qi und
Pi PKanal-MOS-FFT vom Anreicherungstyp, jedoch
können auch NKanal-MOS-FET verwendet werden.
Im folgenden soll die Funktionsweise der in Fig.2
gezeigten Schaltung in Verbindung mit F i g 3 srUutert
werden. Dazu wird angenommen, daß die Steilheiten und die Schwellenspannungen der drei Feldeffekttransistoren
gleich sind ilr>d daß die Schwellenspannung
Vr- - I Volt, V,,,,= Vf,-f; = - 15 Volt und V.*.s = 0 Volt
sind. Da die Senke und die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors Pi miteinander verbunden sind, ist
der Absolutwert der Senkenspannung stets größer als der Absolutwert der Differenz zwischen der Steuerspannung
und der Schwellenspannung, der Feldeffekttransistor Q\ arbeitet deshalb im Sättigungsbereich.
Ist der Schalter SW geschlossen, so ist die an der
Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors Q2
anliegende Steuerspannung Vc2= Vor;- - 15 Volt, der
zweite Feldeffekttransistor Q2 ist damit voll durchgeschaltet
und sein Arbeitsbereich liegt im Bereich der Triodenkennlinie. Der Spannungsabfall zwischen Quelle
und Senke des zweiten Feldeffekttransistors Q2 ist damit
proportional zu dem von der Gleichspannungsquelle Von zu der Gleichspannungsquelle Vss fließenden
Strom, dessen Größe durch das Eingangssignal Vts
bestimmt wird. Ist der Absolutwert des Eingangssignals V/v kleiner als der Absolutwert der Senkenspannung
Vo/des dritten Feldeffekttransistors Qi. so arbeitet auch
der dritte Feldeffekttransistor Qi im Sättigungsbetrieb.
nung Vr, 2 des zweiten Feldeffekttransistors Q2 hinlänglich
hoch ist und der zweite Feldeffekttransistor Q2 im
Bereich der Triodencharakteristik arbeitet.
Im folgenden soll das Eingangssignal V/s eine
Sägezahnwelle in dem Bereich von — 2 Volt bis - 5 VoI; sein.
Bei geschlossenem Schalter SW arbeitet die Schalteinrichtung im wesentlichen als Inverter, bei dem der
erste Feldeffekttransistor Q\ als Lasttransistor und der dritte Feldeffekttransistor Qi als Treibertransistor im
Sättigungsbereich arbeitet. Die hierbei auftretenden Eingangs- und Ausgangswellenformen sind in F i g. 3
durch die durchgezogenen Linien a und a' dargestellt. Man erkennt die hohe Linearität der Übertragungscharakteristik.
Wäre dagegen das Eingangssignal V/s eine Sägezahnwelle im Bereich von V« = 0 Volt und Vp = - 5 Volt, so
ergäben sich Eingangs- und Ausgangswellenformen, wie sie durch die durchbrochenen Linien b und b in Fig. i
dargestellt sind. Ist nun die Spannung des Eingangssignals kleiner als die Differenz Vss— VT. so ist der dritte
Feldeffekttransistor Qi gesperrt und es tri't eine
konstante Aiiseansssnannune auf. DeshaiD soll die
Spannung des Eingangssignals V/s nicht kleiner als die
Differenz Vvs- VT sein. Dieser Forderung kann ohne
weiteres Rechnung getragen werden.
Bei geöffnetem Schalter SW ist dagegen der zweite
Feldeffekttransistor Q2 gesperrt und das Ausgangssignal
Vor r ist im wesentlichen gleich der Spannung V00.
Fig. 4 zeigt eine Schaltung, bei der die Steuerspannung
VV, 2 des zweiten Feldeffekttransistors Q2 von V^
bis Vr,(, verändct wird. Feldeffekttransistoren 228, 229
und 230 entsprechen den Feldeffekttransistoren Q-. Q2
und Qi in Fi g. 2. Eine Gleichspannungsquelle, die bei
dieser Ausführungsform eine Spannung von — 15VoIt
liefert ist über einen Anschluß 221 und einen Schalter 222 mit der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors
229 verbunden. Ebenfalls mit der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 229 sind eine Reihenschaltung
eines Widerstandes 223 mit geringem Widerstandswert der dem Schutz der Schalterkontakte dient und eines
Ladespeicherkondensators 224 gegen Erde sowie ein Impedanzelement 225 verbunden. Bei diesem Ausführungsbeispiel
weist das Impedanzelement 225 einen Anschluß 226 auf. an den die Steuerspannung angelegt
ist Das Impedanzelement 225 kann jedoch auch als herkömmlicher MOS-FET oder als Widerstand ausgebildet
sein. An einem Anschluß 227 liegt ebenfalls die eine Spannung von -15VoIt liefernde Gleichspannungsquelle.
Das Eingangssignal V/s ist an einen Eingangsanschluß 23t angelegt und das Ausgangssignal
VniT wird von einem Ausgangsanschluß 232 abgegriffen,
der mit der Senke des Feldeffekttransistors 229 bzw. der Quelle des Feldeffekttransistors 228 verbunden ist.
Der von einer durchbrochenen Linie 233 umschlossene Schaltungsteil kann in LSI-Technik auf einem HaIbleiterplättchen
integriert werden.
Im folgenden soll die Funktionsweise der in Fig.4
gezeigten Schaltung in Verbindung mit den F i g. 5 und 6 erläutert werden.
Wird der Schalter 222 geöffnet, so baut sich die im Kondensator 224 gespeicherte Ladung allmählich über
das Impedanzelement 225 ab. so daß die an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 229 anstehende
Spannung allmählich sinkt. Hierdurch wird der Arbeitsbereich des Feldeffekttransistors aus Nichtsättigungsbereich
in den Sättigungsbereich verschoben. Bei
der Arbeitsbereich des Feldeffekttransistors 230 aus dem Sättigungsbereich in den Nichtsättigungsbereich,
also bei einer Eingangsspannung, bei der die Senkenspannung kleiner wird. Nimmt also die am Feldeffekttransistor
229 anliegende Steuerspannung ab, so arbeiten die Feldeffekttransistoren 229 und 230
entweder beide im Sättigungsbereich oder einer von ihnen im Sättigungsbereich, der andere im Nichtsättigungsi
jreich, so daß das Ausgangssignal V1n T von der
in F i g. 5a gezeigten Form über die F i g. 5b und 5c in die in Fig. 5d gezeigte Form übergeht. Die maximalen
Wellenformen zeigen dabei ein allmähliches Schrumpfen. Somit enthalten die Freuuenzkomponenten der
Wellenform einen größeren Anteil der Grundwellenkomponente und im Vergleich zu der Sägezahnwelle
V/.v geringere Anteile der Harmonischen. Dies bedeutet, daß beim Anklingen des musikalischen Signals die
Komponenten der Harmonischen gedämpf» werden und sich die Wellenform schnell einem sinusförmigen
Verlauf nähen. Es wird somit eine Abklingcharakteristik erhalten, die in sehr guter Näherung im Abklingverhalten
des von einem natürlichen Musikinstrument erzeueten Tones entspricht.
F i g. 6 zeigt, daß bei der Abnahme der Ausgangsamplitude mit sinkender Steuerspannung die Steilheit im
Steuerspannungsbereich von — 15 bis — 10 Volt kleiner als im Bereich unter -10 Volt ist, d.h. die Verminderung
der Ausgangsspannung nimmt also mit abnehmender Steuerspannung schneller zu, ein Verhalten, das
üblicherweise als »Aufwärtskonvex« bezeichnet wird.
Bei der bisher beschriebenen Schalteinrichtung ist eine Verbindung zwischen der Steuerelektrode ^d der
Senke des ersten Feldeffekttransistors Q\ bzw. 228
vorgesehen.
Fig.7 zeigt eine zweite Ausführungsform der
Schalteinrichtung, bei der die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors ζλ mit einer Gleichspannungsquelle
verbunden ist, die die Spannung Va liefert.
Ansonsten entspricht der Schaltungsaufbau dem in F i g. 2 gezeigten. Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform
entspricht der vorstehend erläuterten Ausführungsform,
wenn der Arbeitsbereich des ersten Feldeffekttransistors Qi im Sättigungsbereich liegt Ist
dagegen die Gleichspannung Vc ι so gewählt daß der
erste Feldeffekttransistor Q, im Nichtsättigungsbereich arbeitet wird die in F i g. 5b gezeigte Ausgangswellenform
selbst dann erhalten, wenn die Steuerspannung VG 2 des zweiten Feldeffekttransistors Qi ausreichend
hoch ist. Diese Arbeitsweise ermöglicht die Dämpfung
der Komponenten der Harmonischen höherer Ordnung der Ausgangswellenform unterhalb der Sägezahnwelle.
Bei dieser Ausführungsform kann eine Wechselspannung geeigneter Spannungswellenform an die Steuerelektrode
des ersten Feldeffekttransistors Q] angelegt werden, so daß das Ausgangssignal Vtn τ amplitudenmoduliert
werden kann. Die in F i g. 7 gezeigte Sch !-!einrichtung ermöglicht also eine Amplitudenmodulation
ohne zusätzliche Schaltnetze.
Gemeinsam ist bei den Ausführungsformen, daß die Einschwing- und die Abklingphase in giiter Näherung
herkömmlichen Musikinstrumenten entsprechen, daß sie leicht als integrierte Schaltungen hergestellt werden
können und daß die Daten des Tongeneratorsystems unabhängig von den Steilheiten der Feldeffekttransistoren
sind, die unvermeidlich von Fertigungscharge zu Fertigungscharge schwanken. Weiter bleiben Schwel
lenspannungsänderungen ohne Einfluß auf die Verstär-L....,-r-Hpr
Hi?
(D fVT+delta VT) substituiert, wobei delta VT clic
Vorspannungswirkung des Substrats wiedergibt. Berücksichtigt man weiterhin, daß die Spannung zwischen
Quelle und Senke um den Betrag der Quellenspannung V5 verringert ist. so erhalt man
/ = I1; 2)(l- VS - IT-delta VTt (2)
In dem p-Kanal-MOS-Element sind V, VC. VT. delta
VJ und KSsämtlich negativ, und zwar
Verengung des Dynamikbereichs außer Betracht läßt. Die Fertigungsschwankungen der Feldeffekttransistoren
wirken sich also praktisch nicht nachteilig aus. Trotzdem wird eine hervorragende lineare Übertragungscharakteristik
erzielt.
F i g. 8 und 9 zeigen Impedanzelemente mit quadratischen Kennlinien, die in den Haltekreisen als F.ntladungselement
dienen.
F i g. 10 zeigt die zugehörigen Kennlinien.
Das in Fig. 8 gezeigte Impedanzelement hat einen Senkenbereich 301 eines MOSFeldeffektlransistors.
fer ;r eine Steuerelektrode 302. einen Quellenbereich
303 und einen Steuersperrbereich 304. Mit dem Senkenbereich 301 ist eine Elektrode 309 verbunden, die
wiederum mit einem Anschluß 305 über eine Leitung 106 verbunden ist. Der Anschluß 305 ist über eine
Leitung 307 mit der Steuerelektrode 302 verbunden. Auf der einen Seite des Quellenbereichs 303 ist eine erste
Elektrode 310 ausgebildet und auf der anderen Seite eine zweite Elektrode 311. Eine variable Spannungsquelle 312 versorgt das Element mit einer Regelspannung
und ist über eine Leitung 314 mit der Elektrode 311 und über eine Leitung 315 mit Erde verbunden. Die erste
Elektrode 310 ist über eine Leitung 313 mit Erde verbunden. Dieses Impedanzelement gleicht in seinem
Aufbau einem P-Kanal-Mos-Fet auf einem N-Substrat. wobei der Quellenbereich 303 durch einen Widerstand
gebildet wird, dessen einander gegenüberliegende Stirnseiten Elektroden tragen. An einer dieser Elektroden
liegt die Regelspannung, die im Quellenbereich 303 einen Spannungsgradienten erzeugt.
Es ist bekannt, daß die Stromspannungskennlinie eines mit zwei Anschlüssen versehenen, als p-Kanal-Transistor
auf einem η-leitenden Halbleitersubstrat ausgebildeten Bauelementes, dessen Steuerelektrode
mit der Senke verbunden ist durch die Gleichung
auszudrücken ist Hierbei sind VT und β material- und strukturbedingte Größen, die nach der Fertigstellung
des Transistors durch Anlegen einer äußeren Spannung nicht mehr zu beeinflussen sind. Das Impedanzelement
unterscheidet sich von diesen bekannten Elementen jedoch dadurch, daß die Größe β von außen wirksam
elektrisch gesteuert werden kann.
Allgemein läßt sich die Keriniiniengleichung für einen
MOS-Transistor aus der Gleichung (1) dadurch herleiten, daß man das Glied VT durch den Ausdruck
Γ -If =
it :
η bis
O bis
O bis
-iv
■- 15 V
ISV
ISV
Auch delta VThat einen negativen Wert, der sich aus
der Quellenspannung KV ergibt, wobei sich der Absolutwert von delta VT mit zunehmendem Absolutwert
von KSerhöht.
Qn: ^oin >» pi η a <TA^FMrrt£M δijcfuhruri^sbeis™!^!
ändert sich das Quellenpotential in der Betrachtungsrichtung der Zeichnung von rechts nach links vom Wert
Null bis zum Wert VC. Hinsichtlich des Vorspannungseffektes des Substrates ist also festzustellen, daß der
Absolutwert von delta VT an der in der Betrachtungsrichtung linken Kante der Quelle ein Maximum aufweist
und an der äußersten rechten Kante annähernd gleich Null ist. Außerdem im der Gleichung (2) zu entnehmen,
daß der Absolutbetrag von delta VT im Fortschreiten von der rechten zur linken Kante zunimmt, ebenso auch
der Gradient der Stromverringening Mit anderen Worten, bei der Anordnung der F i g. 8 ist der zwischen
Senke und Quelle fließende Strom nicht homogen verteilt, sondern er wird in Richtung auf die linke Kante
zu kleiner. Die Verringerung des Stromes wird mit zunehmenden Absolutwerten für KCmerklich beschleunigt,
so daß der Gesamtstrom von der Senke zur Quelle des Impedanzelementes durch eine Änderung der
Größe von V'Csteuerbar ist.
Eine weitere Ausführungsform des variablen Impedanzelementes mit quadratischer Charakteristik ist in
F i g. 9 gezeigt. Für gleichartige Bauteile sind hier die gleichen Bezugszahlen verwendet wie in Fig. 8. so daß
nicht näher darauf eingegangen zu werden braucht. Ein Steuersperrbereich 308 ist im Gegensatz zur Ausführungsform
in Fig. 8 streifenförmig ausgebildet. Bei der in Fig.9 gezeigten Anordnung ist der Kanalstrom mit
zunehmendem Absolutwert der Spannung VC wie bei der Elektrode 311 zunehmend auf der in der
Betrachtungsrichtung rechten Seite im Bereich der Quelle konzentriert. Dagegen fließt bei der in F i g. 9
gezeigten Anordnung auf Grund der streifenförmigen Musbildung des Steuersperrbereichs der Strom entlang
der Streifen, so daß eine Konzentration des Stromes im Quellenbereich unterbleibt Infolgedessen ist die Steuerbarkeit
des Kanalstroms durch die Spannung VC gegenüber der in F i g. 8 gezeigten Anordnung verbessert.
Fig. 10 zeigt die Beziehung, die zwischen der Spannung zwischen dem Anschluß 305 und dem
Substrat einerseits und dem Kanalstrom andererseits bei der Anordnung in F i g. 9 besteht, bei der die Breite
W des Steuersperrbereichs und seine Länge L einander gleich sind, wobei Vr als Parameter dient
Aus F i g. 10 geht hervor, daß für den Kanalstrom /als
Funktion der Anschlußspannung Vdie Beziehung
/ = KiV-VT)1 (3)
gilt wobei K durch eine Spannung VC gesteuert wird
und sich bei dem hier beschriebenen Aiisführungsbei
spiel elwa um den Faktor 4 ändert, wenn VCvon 0 V auf
-15 V verstellt wird. Die in F i g. 9 und 8 gezeigten Impedanzelemente haben Strom-Spannungs-Kennlinien
mit einer nach unten konvexen quadratischen Charakteristik auf und lassen jederzeit eine Veränderung
des Faktors K zu.
Die Funktion des die in F i g. 8 und 9 gezeigten Impedanzelemeiues verwendenden Haltekreises soll im
folgenden in Verbindung mit der in Fig.4 gezeigten Schalteinrichtung erläutert werden. Die Änderung des
Ausgangssignals VO,,T als Funktion der Änderung der
Iteuerspannung VG2 am Feldeffekttransistor 229 ist die
gleiche, wie sie obenstehend erörtert wurde. Daher wird liier nur auf die zeitliche Änderung der Steuerspannung
VGi des Feldeffekttransistors 229 eingegangen. Geht man davon aus. daß der Entladungsstrom / über das
Impedanzelement 225 durch
ι = K[VGl- VTY
fegeben und der Widerstandswert des Widerstandes 123 so klein ist, daß er vernachlässigt werden kann, so
f ilt die folgende Beziehung:
/ = ddt' dfI
VGl[I =()) = VO |6)
ftilgt aus den Gleichungen 14) und (5)
IG2(fi = VT + 1 [ ■ tau HO - IT)] (7)
»obei tau die normierte Zeit bezeichnet und durch
»obei tau die normierte Zeit bezeichnet und durch
tau = I- K C)I IS)
definiert ist. Da die zeitliche Änderung der Steuerspan-Bung
VGi am Feldeffekttransistor 229 durch die
Gleichungen (7) und (8) gegeben ist, läßt sich aus diesem Ergebnis in Verbindung mit Fig. 6 auch der zeitliche
Verlauf der Ausgangsampiitude am Ausgangsanscniuü
132 ableiten.
Fig. 11 zeigt exemplarisch das Ergebnis für den Fall
VO = —15 V. Die gezeigte Dämpfungskurve verläuft im wesentlichen exponentiell und zeigt lediglich im
rückwärtigen Bereich des Abklingverlaufs ein etwas langsameres Abklingverhalten als es einem Exponenlialverlauf
entsprechen würde.
Ein solches Abklingverhalten ist damit bereits dem Idealverlauf der Abklingcharakteristik musikalischer
Signale weitgehend angenähert. Auch wenn die tatsächliche Kennlinie des Impedanzelementes geringfügig
von der in der Gleichung (4) dargestellten quadratischen Charakteristik abweicht, ist die hierdurch
bewirkte Änderung der in Fig. 12 gezeigten Abklingkurve
so gering, daß sie ohne technische Hilfsmittel mit dem Gehör nicht mehr wahrnehmbar ist.
Bei einer entsprechend F i g. 4 aufgebauten Schalteinrichtung können die Feldeffekttransistoren 228,229 und
230 auch durch MOS-Transistoren ersetzt werden, wie sie bei den in F i g. 8 und 9 gezeigten Impedanzelementen
Verwendung finden. Dabei erhält man eine Abklingkurve ähnlich der in F i g. 11 gezeigten.
Die Fig. ί2 und Ί3 zeigen weitere Ausfühningsformen
für das variable Impedanzelement. Das in ;Tig. 12
gezeigte Impedanzelement weist eine verbesserte .Steuerbarkeit des Entladungsstromes oder der Haltezeit
auf. Für Bautt !e, die jenen der F i g. 8 gleichen, sind in F i g. 12 jeweils die gleichen Bezugszahlen verwendet,
so daß hierauf nicht näher eingegangen zu werden braucht. Im Unterschied zu den zuvor beschriebenen
Elementen erhöht sich bei der Anordnung nach F i g. 12
der Abstand von der Quelle zur Senke bei Fortschreiten von der zweiten Elektrode 311 zu der ersten Elektrode
310. Wenn die Spannung VC der Spannungsquelle 312 Null ist, so ist die Stromdichte im Bereich der Elektrode
311 hoch, da an dieser Steile der Abstand von der Quelle
zur Senke am kürzesten ist, während die Stromdichte zur Elektrode 310 hin abnimmt. Wird die Spannung VC.
ausgehend vom Wert Null, in Richtung negativer Werte erhöht, so nimmt die Stromdichte im Bereich der
Elektrode 311 ab, während sie im Bereich der Elektrode 310. wo sie sich nicht wesentlich ändert, an sich schon
gering ist. Der Gradient der Verringerung des gesamten Kanalstroms ist dementsprechend groll und mithin ist
die Steuerbarkeit des Kanalstroms bzw. des Entladungsstroms durch die Steuerspannung VCbesser als bei der
Ausführungsform der F i g. 8. bei der Quelle und Senke parallel zueinander verlaufen. Angemerkt sei. daß der
Steuerbereich auch bei der Ausführungsform der Fig. 12 ähnlich wie bei jener der Fig. 19 streifenförmig
ausgebildet sein kann.
In F i g. I 3 ist noch eine weitere Ausfühningsform des
variablen Impedanzelementes gezeigt, wobei auch hier diejenigen Bauteile, die denen der Fig. 8 entsprechen,
jeweils mit den gleichen Bezugszahlen versehen sind und deshalb in der Beschreibung übergangen werden
können. Bei dieser Ausführungsform sind zwei in paralleler Erstreckung verlaufende, mit unterschiedlichem
Abstand von der Quelle zur Senke ausgebildete Bereiche miteinander verbunden, wobei die Quelle in
dem Bereich mit größerem Abstand zwischen Quelle und Senke an der einen Seite geerdet ist und an der
gegenüberliegenden Kante durch die Spannungsquelle 3t2 die Spannung VC angelegt ist. In dem Bereich mit
kürzerem Abstand zwischen Quelle und Senke wird die eine Seite der Quelle ebenfalls mit der Spannung VC
beaufschlagt, während an der gegenüber liegenden Kante der Queiie eine Eiekiruue 5iö vut gc»ciicn ist. uic
über Leitungen 318 und 319 mit einer Spannungsquelle 317 verbunden ist. aus der eine Spannung VCi angelegt
wird.
Die Funktionsweise des in Fig. 13 gezeigten Elementes
ist folgende: Ist VC = Null und wird VC: von Null
auf einen negativen Wert verstellt, beispielsweise auf — 15 V, und wird am Anschluß 305 gleichzeitig eine
Spannung von - 15 V aufgeprägt, so nimmt der Strom in dem in der Darstellung der Fig. 13 linksseitigen
Bereich ab, also in dem Bereich mit dem kürzeren Abstand zwischen Quelle und Senke. Hält man dagegen
VC-2 konstant, um VC von Null nach und nach auf
negative Werte zu verstellen, beispielsweise bis auf einen Wert von —15 V, so nimmt der Strom in dem
Bereich mit dem kürzeren Abstand zwischen Quelle und Senke im linken Teil der Zeichnung weiter ab, bis dieser
Bereich sperrt Dagegen zeigt der Strom in dem in der Zeichnung rechtsseitigen Bereich mit dem größeren
Abstand zwischen Quelle und Senke bei diesem Vorgang zwar ebenfalls eine Abnahme, jedoch in der
gleichen Weise, wie dies im Zusammenhang des Ausfuhrungsbeispiels der F i g. 8 erläutert wurde. In dem
obigen Beispiel wurde zunächst VCi versteilt und
anschließend VC, doch kommen je nach der gewünschten Steuercharakteristik zahlreiche Abändenmgsmög-
lichkeiten in Betracht. Beispielsweise können VCi und
KCdie gleiche Größe haben. Auch können KC. und IT
unter Einhal'ung einer vorgegebenen Relation veränlert
werden. Mit der Ausführungsform der Fig. i 3 wird
also ein Element geschaffen, dessen Steuerbarkeit dadurch verändert werden kann, daß man die
Entfernung zwischen Quelle und Senke im linken und rechten Bereich entsprechend bemißt oder daß man die
Kanalbreiten und die Stellprogramme der Spannungen VCi und VC entsprechend wählt. Es braucht nicht
betont zu werden, daß auch bei dieser Ausführungsform der Steuerbereich wie bei dem Ausführungsbeispiel der
Fig. 9 streifenförmig ausgebildet sein kann oder daß
der Abstand zwischen Quelle und Senke in jedem der beiden Teilberexhe des Elementes ähnlich wie bei dem
Ausführungsbeispiel der Fig. 12 einen kontinuierlichen
Übergang zwischen zwei Extremwerten zeigen kann, wobei ferner auch zahlreiche Kombinationen der
obigen und weiterer Abänderungsmöglichkeiten in Betracht kommen
Als Modif'lfMionsmöglichkeit kann auch e'ne Beeinflussung
der Potentialverteiliing im Qucllenbereich 303 ins Auge gefaßt werden. In diesem Fall kann die
Stellercharakteristik der Regelspanniing VC in der
Weise verändert werden, daß sie dem Verhalten des in F i g. 8 gezeigten Flementes entspricht.
Als Material für die Steuerelektrode 302 des obigen
Elementes können prinzipiell alle gebräuchlichen Werkstoffe verwendet werden, so u. a. Metalle, wie etwa
Aluminium, und polykristallines isllicium. Bei den oben
beschriebenen Elementen sind die Steuerbereiche jeweils mit der Senke verbunden. Es sind aber auch
andere Schaltungen möglich, da die Steuerspannung auch unter Aufrechterhaltung einer vorgegebenen
Relation zwischen Steuerspannwng und Senkenspannung verändert werden kann.
Fig. 14 zeigt eine weitere Ausführungsform, bei der
ein variables Impedanzelement mit zwei Steueranschlüssen der in F i g. 3 gezeigten Art verwendet wird. In
Fig. 14 sind für gleichartige Bauteile wie in F i g. 4 dieselben Bezugszahlen verwendet, so daß gleichartige
Teile hier nicht erneut beschrieben zu werden brauchen.
D-: -!--c-L-i. :_ r-:_ 14 :_» -_ o._ii- j -- :.Lt._
Ul UUI OUIIUItUIIg III I Ig. I-T 19t Oll JItIIV UUd ,ΟΙ ldUI\.ll
Impedanzelementes 225 in Fig. 4 ein variables Impedanzelement
251 der in Fig. 13 gezeigten Art vorgesehen, das über die Leitungen 314 und 318 mit
Anschlüssen 261 und 262 verbunden ist, an die Steuerspannungen angelegt werden. Der von einer
durchbrochenen Linie 234 umschlossene Teil kann in LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert
werden. Die in Fig. 14 gezeigte Schaltung arbeitet im wesentlichen in derselben Weise wie die in F i g. 4
gezeigte Schaltung. Die durch die beiden Steueran-■chlüsse bedingte erhöhte Variationsmöglichkeit der
Steuerung ist bereits in Verbindung mit der Beschreiiung der Funktionsweise des Impedanzelementes in
f i g. 13 erläutert worden.
Falls die in Fig.4 und 14 gezeigten Baugruppen 233
fczw. 234 in IC- oder LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen hergestellt sind, nimmt die Steueripannung
des Feldeffekttransistors 229 nach dem Offnen des Tastaturschalters allmählich bis auf VT ab,
wobei der Feldeffekttransistor 229, sobald die Steuerqsannung
den Wert VT erreicht hat, in den vollständig gesperrten Zustand übergeht Theoretisch wird auf
diese Weise ein musikalisches Signa! mit sehr niederem
fegel also für eine lange Zeitspanne gehalten. Je nach
der Ungleichförmigkeit der Schwellenspannung VT in dem Halbleiterplättchen mag der Feldeffekttransistor
229 seinen absoluten Sperrzustand unter Umständen sogar überhaupt nicht erreichen. Zur Vermeidung
solcher Erscheinungen und zur Sicherstellung einer stabilen Funktionseignung kann dem Impedanzelement
225 oder 251 ein hochohmiger Widerstand ,,artllelgeschaltet
sein, so daO die Entladung zumindest in der Endphase des Ent/adungsvorgangs im wesentlichen
über den hochohmigen Widerstand erfolgt. Hierbei kann der hochohmige Widerstand entweder innerhalb
der Baugruppe 233 bzw. 234 ausgebildet oder auch extern vorgesehen sein.
Zur Gewährleistung stabiler Betriebsbedingungen sind die Schwellenspannung des Impedanzelementes
2/5 und die Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 229 eventuell unterschiedlich eingestellt. Die zuvor
beschriebene denkbare Störungsmöglichkeit kann nämlich dadurch umgangen werden, daß man den Absolutwert
der Schwellenspannung des Impedanzelementes 225 kleiner wählt als den der Schwellenspannung des
Feldeffekttransistors 229. Zur Änderung der Schwellenspannungen kann man sich bekannter Methoden
bedienen, beispielsweise einer Änderung der Stärke der Oxidschichten in den Steuerbereichen, einer Abwandlung
der Steuerelektroden, einer Änderung der Störstellenkonzentration in den Bereichen unmittelbar unterhalb
der Steuerbereiche durch thermische Diffusionsverfahren, der lonenimplantetionstechnik oder sonstiger
Verfahren. Weiter kann die Struktur der Isolatorschichten in den Steuerbereichen in der Weise geändert
werden, daß die Oberflächenniveaudichten geändert werden, oder aber einer Veränderung der Isolatorschichten
in den Steuerbereichen dergestalt, daß die Ladungsdichten der Störstellenniveaus oder der Haftstellen
in den Isolatorschichten geändert werden. Zur Gewährleistung stabiler Betriebsbedingungen kann die
Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 229 wirksam durch eine Kompensationsschaltung vergrößert
werden.
Die Fig. 15 und 16 zeigen Ausführungstormen für
eine solche Schaltungskompensation. Die den in Fig.4
entsprechenden Bauteile sind mit denselben Bezugszei-
beschrieben werden müssen.
In Fig. 15 ist eine Pegelumsetzerdiode 240 zwischen
die Quelle des Feldeffekttransistors 229 und die Senke des Feldeffekttransistors 230 geschaltet. Hierdurch ist
die Sperrspannung des Feldeffekttransistors 229 höher als seine Schwellenspannung. Die Pegelumsetzerdiode
kann auch an die Quelle des Feldeffekttransistors 230 gelegt werden. Der von der unterbrochenen Linie 235
umschlossene Teil kann wiederum in LS!-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert werden.
Bei der in Fsg. 16 gezeigten Anordnung ist ein
Feldeffekttransistor 250 in Diodenschaltung zur Pegelverschiebung zwischen die Senke des Feldeffekttransistors
230 und die Quelle des Feldeffekttransistors 229 geschaltet Der Transistor 230 kann aber auch zwischen
die Quelle des Transistors 230 und Erde geschaltet werden. Der von der unterbrochenen Linie 236
umschlossene Bereich kann wiederum in LSi-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert werden. Bei
den in F i g. 15 und 16 gezeigten Schaltungen wird durch
die Anhebung der Quellenspannung des Feldeffekttransistors 229 der Absolutwert der effektiven Schwellenspannung
dieses Feldeffekttransistors über den des Impedanzelementes 225 angehoben. Hierdurch sind
stabile Betriebsbedingungen gewährleistet
Die durch das Haltesystem in einem elektronischen Musikinstrument vermittelten Vorteile kann man wie
folgt zusammenfassen:
1. Der Haltekreis ist in seinem Aufbau einfach und zeigt einen/ atürlichen Abklinghüllverlauf.
2. Die spektrale Änderung beim Haltebetrieb weist eine harmonische Dämpfungscharakteristik auf.
wie sie für die Erzeugung des musikalischen Signals erwünscht ist.
3. Die Gesamtanordnung kann ohne weiteres in LSI-Technik auf einem einzigen Halbleiterplättchen integriert werden. Hierbei fallen die Steueranschlüsse für die Haltezeit mit den Anschlüssen für
die Musiksignale so zusammen, daß der Halteeffekt durch Hinzufügung nur eines oder zweier LSI-Stifte gesteigert werden kann.
In der elektronischen Orgel werden die jeweils durch den betreffenden Schaller der Tastatur unterbrochenen
Musiksignale anschließend miteinander gemischt, durch ein filter gegeben, einer Effcktschaltung zugeführt und
dann verstärkt und auf den Lautsprecher gegeben. Das Mischen kann dabei durch Spannungsaddition über
Mischimpedanzelemente in der in Fig. 7 gezeigten Weise erfolgen, was die einfachste Methode mit der.i
geringsten Aufwand ist.
Fig. 17 zeigt eine Schaltung, bei der an den Ausgang
der Schalteinrichtungen 410 und 420 Impedanzwandler 411 bzw. 421 angeschlossen sind. Deren Ausgänge
werden durch Impedanzmischelemente ZM und einen Mischverstärker 430 gemischt.
Die Musiksignale der einzelnen Frequenzen werden auf die Anschlüsse VlNi und VlN 2 gegeben und über
die Schalteinrichtungen 410 und 420 sowie die Impedanzwandler 411 und 421 dem Impedanzmischelement ZAi zugeleitet. Die Ausgangssignale der Impedanzwandler 411 und 421 werden in Form von
Spannungsamplituden erhalten. Diese Ausgangsspannungen seien mit V, und V2 bezeichnet, die Ausgangsim
pedanz des Impedanzwandlers 411 mit Z-. die Ausgangsimpedanz des Impedanzwandlers 421 mit Z:
und die Eingangsimpedanz des Mischverstärkers 430 sei im Idealfall unendlich. In diesem Fall kann das
Kreuzmodulationsinkrement delta V7 wie folgt formuliert werden:
delta Vl - (Zl IZM) Vl
In gleicher Weise kann das Kreuzmodulationsinkrement delta V !nach V 2 durch die Gleichung
delta Vi = {ZI 2ZM) Vi
(10)
ausgedrückt werden. Diese Kreuzmodulationsinkremente treten in Form eines Differentialklanges in der
elektronischen Orgel auf und führen zu einer Klangverschlechterung. Sie sind daher möglichst weitgehend zu
unterdrücken. Ein Weg hierzu ist im folgenden beschrieben: Die Gleichungen (9) und (10) zeigen, daß
die Kreuzmodulationsinkremente delta Vl und delta V2 durch das Verhältnis der Ausgangsimpedanzen Zl
bzw. Z2 zur Mischimpedanz ZM bestimmt sind. Es werden also um so bessere Ergebnisse erzielt, je kleiner
die Ausgangsimpedanzen Z1 und Z2 sind und je größer die Mischimpedanz ZM ist. Tatsächlich ist jedoch die
Eingangsimpedanz des Mischverstärkers 430 nicht unendlich groß, und bei ausreichend großer Mischimpedanz ZM kann diese Eingangsimpedanz nicht mehr
vernachlässigt werden. Es ist daher erwünscht, die Ausgangstmpedanzen Zl und Z2 so klein wie möglich
zu halten.
Zusätzlich zu dieser Verringerung der Ausgangsimpe
danzen ist jedoch im Rahmen der Erfindung der
Impedanzwandler, der die Herstellung der indirekten
Tastatur und der Sägezahn- bzw. Stufenwellenfrequenzteiler in der in Fig. 19 gezeigten Weise in einer
monolithischen Anordnung ermögliche mit der indirek-
Hi ten Tastatur verbunden, wodurch eine niedere Impedanz der Schalteinrichtung gewährleistet ist.
F i g. 18 zeigt eine Ausführungsform, die dieses
Konzept berücksichtigt Nachstehend soll ihre Funktionsweise erläutert werden.
Die mit Q1. Q 2, Q 3, VDD, VCG, VSS, VIN, SWund
VOLJT bezeichneten Bauelemente entsprechen den in F i g. 2 gezeigten. Zusätzlich sind ein npn-Transistor QA
und ein mit dem Emitter in Reihe geschalteter Widerstand RE vorgesehen. Diese Anordnung wird
2» üblicherweise als Emitterfolge bezeichnet und ihre
Aüsgarigsirnpcdanz kann durch die Gleichung
ZOLT - re + (rbb' + ZOl (1 + ,<)
2-, wiedergegeben werden, worin
(M)
ZOlIT: Ausgangsimpedanz des Transistors Q4 rbb : Basiswiderstand des Transistors QA re: Emitte: viderstand des Transistors Q 4
ß:
Stromverstärkungsfaktor des Transistors QA
ZO: die durch QI. ζ) 2 und Q 3 gegebene Ausgangsimpedanz der indirekten Tastatur sind.
Beim Ausführungsbeispiel sei angenommen, daß die Steilheiten der MOS-FET Qi, Q2 und
<?3 hierbei
j5 I mA/V seien, während die anderen Konstanten die
gleichen Werte wie bei der Beschreibung der F i g. 2 haben. In diesem Fall liegt die Ausgangsimpedanz ZO
dev Tastgruppe größenordnungsmäßig bei höchstens 1 kOhm.
Der Transistor QA ist zusammen mit dem Sägezahn-Wellenfrequenzteiler und der indirekten Tastatur unter
Verwendung komplementärer MOS-FET-Paare als monolithische Anordnung hergestellt, wobei die Basis
aus einer p-Quelle besteht, der Kollektor von einem
η-Substrat gebildet wird und der Emitter gleichzeitig mit der Quel'e und der Senke des n-Kanal-MOS-FET
hergestellt viril. Geht man davon aus, daß der Basis widerstand des so hergestellten Transistors QA
rbb' = 1 kCfhm betrage, während der Stromverstär-
kung-jfaktor 'dieses Transistors β = 100 und der
Emitierwideritand re »<
25 Ohm seien, so liegt die Ausgangsimpjidanz ZOLfT bei etwa 45 Ohm. Aus den
Gleichungen' 9) und (IC) folgt unter der Annahme von
ZM = 225 kOhm en Kreuzmodula'.ionsinkrement
gegen das Signal von -80 dB. Der Transistor C 4 kann
auch als Darlington zur Erhöhung des Stromverstärkungsfaktors β ausgelegt sein. Wenn die Stromverstär
kung in diesem Fall β - 2000 ist, dann ist ZOLJT a 26
Ohm und für ZM » 130 kOhm wird eine Kreuzmodula
tion von -80 dB erhalten. Die am AusgangsanschluD
VÖLJT2 erzeugte Wellenform entspricht der für VÖÜJ
in F i g. 3 gezeigten Wellenform bis auf eine Gleichspannungsverschiebung gemäß dem Spannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q A.
In dieser Weise kann die Ausgangsimpedanz
verringert und gleichzeitig die Wellenform des Ausgangssignals unverändert erhalten werden.
Tastatur mit dem oben beschriebenen Impedanzwandler verbunden ist und die Halteeffektschaltung sowie
der Sägezahnwellen- bzw. Stufenwellenfrequenzteiler angeschlossen sind. Die Anordnung der Fig. 19
entspricht jener der F i g. 4, wenn dieser der Emitterfolgertransistor Q 4 und der Widerstand RE zugeschaltet
werden. Da ein Ausgangssignal niederer Impedanz erzeugt wird, kann die Kreuzmodulation zwischen den
Klängen (die in Form eines sogenannten Differentialklanges auftritt) geschwächt werden, so daß ein
Musiksignal hoher Tonqualität erzeugt werden kann.
Fig.20 zeigt einen Tongenerator, der aus einer Kombination eines Sägezahnwellen- oder Stufenwellenfrequenzteilers
und der Schalteinrichtung und dem variablen Impedanzelement besteht.
Das an einen EingangsanschluB 68 angelegte Signal wird einerseits über einen Inverter 72 auf einen
Rechteckwellenfrequenzteiler 91 gegeben und andererseits auf Mischer 92 bis 95 sowie auf den einen
Eingangsanschluß einer Schalteinrichtung tOO. Die Ausgangssignale des Rechteckwellenfrequenzteilers 91
sind in geeigneter Weise an die Mischer 92 bis 95 gelegt und deren Ausgangssignal wiederum an Schalteinrichtungen
96 bis 99. Weiter sind Haltekreise 106 bis 110 für
die Schalteinrichtungen sowie zur Tastatur gehörende Schalter 111 bis 115 vorgesehen. An einem Anschluß
116 liegt die konstante Speisespannung, die Ausgangssignale
werden an den Ausgangsanschlüssen 117 bis 121 der Schalteinrichtungen 96 bis 100 abgegriffen.
Die Frequenzteilerausgänge 117 bis 121 liefern eine
Sägezahnwelle oder Stufenwelle, deren Frequenzen untereinander die Teilungsverhältnisse 1/16,1/8,1/4,1/2
ι und 1. bezogen auf das Eingangssignal, haben, wobei
diese fünf Ausgangsanschlüsse den Ausgangssignalen für fünf Oktaven entsprechen.
llu-rzu 17 Blatt Zeichnungen
Claims (5)
1. Elektronische Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem
einer elektronischen Orgel mit einem ersten, einem zweiten (ft) und einem dritten
(ft) Feldeffekttransistor, wobei der Ausgang der Schalteinrichtung mit der Quelle des ersten Feldeffekttransistors
(ft) verbunden ist und der zweite und dritte Feldeffekttransistor (ft, ft) in Reihe zwischen
einer ersten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vdd und einer zweiten Gleichspannungsquelle
mit der Spannung Vss geschaltet sind, wobei weiter die Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors
(ft) über einen zur Tastatur der elektronischen Orgel gehörenden Schalter mit einer dritten
Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vco und
die Quelle des zweiten Feldeffekttransistors (ft) mit 4er Senke des dritten Feldeffekttransistors (ft)
verbunden is< und an der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (ft) das Ausgangssigna! eines
Tongenerators als Eingangssignal (Vm) der Schalttinrichtung anliegt, das bei Betätigung des Schalters
als Ausgangssignal (V,n r) am Ausgang der Schalteinrichtung
erscheint, dadurch gekenn-X e i c h η e t, daß die Senke des ersten Feldeffekttransistors
(Qi) mit der ersten Gleichspannungsquelle, seine Quelle mit der Senke des zweiten
Feldeffekttransistors (ft) und seine Steuerelektrode eiit der ersten Gleichspannungsquelle (VW* W,,)
verbunden ist und daß an der sich ergebenden Reihenschaltung der drei Feldeffekttransistoren der
Ausgang zwischen der Quelle dts ersten Feldeffekttransistors (Q\) und der Senke des zweiten
Feldeffekttransistors (ft) abgegrit. en ist.
2. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch J, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang der
Schalteinrichtung ein Emitterfolger (Q 4) nachgeschaltet ist.
3. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß ein einen
Kondensator (224) und ein damit parallel geschaltetes Impedanzelement (223) enthaltender Halte
»chaltkreis zwischen die Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors und Erde geschaltet ist.
derart, daß der Kondensator und der Impedanzkreis eine Zeitkonstantenschaltung zur allmählichen Änderung
des Ansteigens und Abfallens der durch den Schalter (SW) an die Steuerelektrode des zweiten
Transistors angelegten Gleichspannung (V,, 1) bilden,
so daß ein allmähliches Ansteigen und Abfallen des Ausgangssignals (V,» ^bewirkt wird.
4. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das variable
Impedanzelement (225, 251) durch einen Wider- »tandskörper gebildet ist. der zumindest auf einem
Teilbereich der Quelle (Fig. 9. 103) des /weiten
Feldeffekttransistors ausgebildet ist und daß auf diesem Teilbereich mindestens zwei Elektroden
(310, 311) vorgesehen sind, deren eine mit einem
Bezugspotential (313) und deren andere mil einer Steuerspannung (312) zur Herstellung einer Potentialverteilung
innerhalb dieses Teilbereichs der Quelle (303) in dem variablen Impedanzelement versehen ist.
5. Elektronische Schal'einrichtung nach einem der Ansprüche I bis 4, dadurch gekennzeichnet, c!aß das
an die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors (ft) angelegte Spannungssignal (Vgi) ein
Wechselspannungssignal vorbestimmter Wellenform ist, so daß das Ausgangssignal (Vout) in
Übereinstimmung mit diesem Wechselspannungssignal amplitudenmoduliert ist
Applications Claiming Priority (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12080674A JPS5519467B2 (de) | 1974-10-18 | 1974-10-18 | |
JP12076374A JPS5310453B2 (de) | 1974-10-18 | 1974-10-18 | |
JP49122663A JPS5836360B2 (ja) | 1974-10-23 | 1974-10-23 | シンゴウブンシユウカイロ |
JP13298174A JPS534417B2 (de) | 1974-11-18 | 1974-11-18 | |
JP49133991A JPS5158926A (en) | 1974-11-19 | 1974-11-19 | Denshioruganno ongensochi |
JP50047740A JPS51123038A (en) | 1975-04-18 | 1975-04-18 | Impedance conversion circuit |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2559515A1 DE2559515A1 (de) | 1977-04-07 |
DE2559515B2 DE2559515B2 (de) | 1980-09-04 |
DE2559515C3 true DE2559515C3 (de) | 1981-05-27 |
Family
ID=27550286
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2546610A Ceased DE2546610B2 (de) | 1974-10-18 | 1975-10-17 | Frequenzteiler für eine elektronische Orgel |
DE2559515A Expired DE2559515C3 (de) | 1974-10-18 | 1975-10-17 | Elektronische Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen Orgel |
Family Applications Before (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2546610A Ceased DE2546610B2 (de) | 1974-10-18 | 1975-10-17 | Frequenzteiler für eine elektronische Orgel |
Country Status (5)
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---|---|
US (1) | US4056033A (de) |
DE (2) | DE2546610B2 (de) |
FR (1) | FR2288365A1 (de) |
GB (2) | GB1517390A (de) |
IT (1) | IT1056150B (de) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5466115A (en) * | 1977-11-05 | 1979-05-28 | Kawai Musical Instr Mfg Co | Sound source circuit for electronic instrument |
JPS5875198A (ja) * | 1981-10-29 | 1983-05-06 | リズム時計工業株式会社 | 時計の電子ベル音発生回路 |
US4717836A (en) * | 1986-02-04 | 1988-01-05 | Burr-Brown Corporation | CMOS input level shifting circuit with temperature-compensating n-channel field effect transistor structure |
DE102005051306A1 (de) * | 2004-10-28 | 2006-06-08 | Denso Corp., Kariya | Vertikale Hallvorrichtung und Verfahren zur Einstellung der Offsetspannung einer vertikalen Hallvorrichtung |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3654554A (en) * | 1963-01-29 | 1972-04-04 | Sperry Rand Corp | Secure pulse compression coding system |
US3535431A (en) * | 1968-04-19 | 1970-10-20 | Electrohome Ltd | Apparatus for creating a chorus or celeste effect with an electronic musical instrument |
US3603809A (en) * | 1969-01-11 | 1971-09-07 | Nippon Musical Instruments Mfg | Frequency-divided sawtooth wave generating circuit |
US3627895A (en) * | 1970-06-25 | 1971-12-14 | Chicago Musical Instr Co | Musical electronic instrument keying with direct current of plural musical effects |
US3837254A (en) * | 1973-04-30 | 1974-09-24 | Conn C Ltd | Organ pedal tone generator |
-
1975
- 1975-10-14 US US05/622,383 patent/US4056033A/en not_active Expired - Lifetime
- 1975-10-16 GB GB42475/76A patent/GB1517390A/en not_active Expired
- 1975-10-16 GB GB45544/76A patent/GB1530960A/en not_active Expired
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GB1530960A (en) | 1978-11-01 |
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US4056033A (en) | 1977-11-01 |
GB1517390A (en) | 1978-07-12 |
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FR2288365B1 (de) | 1983-08-26 |
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