DE2559515B2 - Elektronische Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen Orgel - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen Orgel mit einem ersten, einem zweiten und einem dritten Feldeffekttransistor, wobei der Ausgang der Schalteinrichtung mit der Quelle des

is «rsten Feldeffekttransistors verbunden ist und der zweite und dritte Feldeffekttransistor in Reihe zwischen einer ersten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vbb und einer zweiten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vss· geschaltet sind, wobei weiter die Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors über einen zur Tastatur der elektronischen Orgel gehörenden Schalter mit einer dritten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vgc und die Quelle des zweiten Feldeffekttransistors mit der Senke des dritten Feldeffekttransistors verbunden ist und an der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors das Ausgangssignal eines Tongeneratoi>, als Eingangssignal der Schalteinrichtung anliegt, das bei Betätigung des Schalters als Ausgangssignal am Ausgang der Schalteinrichtung erscheint

Eine von der Klangcharakteristik herkömmlicher Musikinstrumente beim »Anschalten« und insbesondere beim Abklingen des Tones abweichende Charakteristik ruft beim normalen Zuhörer einen unnatürlichen Eindruck hervor. Untersuchungen haben ergeben, daß bei herkömmlichen Musikinstrumenten die Abklingkurve insgesamt etwa exponentiell ist, d. h., sie zeigt zu Beginn einen scharfen Abfall, der dann in ein langsameres Abklingen ausläuft. Während der Einschwing- und der Abklingphase ändert sich auch das Komponentenverhältnis der Harmonischen. Bei kleiner werdender Amplitude wird der Anteil der Grundwellenkomponenten im Verhältnis zu dem Anteil an Komponenten Harmonischer höherer Ordnung größer.

4·) Idealerweise sollte durch die Schalteinrichtung einer elektronischen Orgel diese Klangcharakteristik erreicht werden.

Bei einer bekannten elektronischen Schalteinrichtung der eingangs genannten Art (THE INTEGRATED

'H) CIRCUITDATA BOOK₁MOtOrOIa₁Co., 1968, Seiten 7-2 bis 7-5, MOS MCI120P series) sind die Steuerelektrode des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors mit der Spannung Vac verbunden. Die Quelle des ersten Feldeffekttransistors ist mit der Senke des dritten bzw.

Yi der Quelle des zweiten Feldeffekttransistors verbunden, das Ausgangssignal steht an der Senke des ersten Feldeffekttransistors an. Der zweite Feldeffekttransistor dient also nicht nur als Schalter, sondern auch als Last. Damit variiert der Gleichspannungsanteil des Ausgangssignals mit der Größe der an der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors angelegten Spannung Vat;. Hierdurch wird nicht nur beim Drücken der Tasten ein Knackgeräusch hervorgerufen, die Funktion des zweiten Feldeffekttransistors als Last in

"»Ι der Serienschaltung mit dem dritten Feldeffekttransistor bewirkt vielmehr auch, daß die an der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors anstehende Spannung bei Abnahme von V,,,, zunimmt. Dieses, dem

gewünschten Abklingverhalten entgegengesetzte Verhalten muß bei der bekannten Schalteinrichtung durch ein nahezu vollständiges Abschalten des ersten Feldeffekttransistors kompensiert werden. Dies erfordert, um die Arbeitspunkte der einzelnen Transistoren genau einzuhalten, bei einer integrierten Schaltung eine sehr aufwendige Fertigung, Trotzdem zeigt der bekannte Tastkreis nicht das Abklingverhalten eines natürlichen Musikinstrumentes. Das auf Seite 7-5 angegebene Abklingverhalten ist nicht exponentiell, sondern es folgt auf einen zunächst langsamen Abfall anschließend ein stärkerer Abfall, Dieses durch die bekannte Schalteinrichtung erzeugte Abklingverhalten der elektronischen Orgel ruft beim normalen Zuhörer einen unnatürlichen Klangeindruck hervor.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Schalteinrichtung der eingangs genannten Art bei unkomplizierter Ansteuerung und problemloser Einstellung der Arbeitspunkte so weiterzubilden, daß er bei hoher Linearität und weitem Dynamikbereich ein einem natürlichen Musikinstrument entsprechendes Einschwing- und Abk'ingverhalten aufweist

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Senke des ersten Feldeffekttransistors mit der ersten Gleichspannungsquelle, seine Quelle mit der Senke des zweiten Feldeffekttransistors und seine Steuerelektrode mit der ersten Gleichspannungsqueile Vdd bzw. Vc 1 verbunden ist, und daß an der sich ergebenden Reihenschaltung der drei Feldeffekttransistören der Ausgang zwischen der Quelle des ersten Feldeffekttransistors und der Senke des zweiten Feldeffekttransistors abgegriffen ist Die erfindungsgemäße Schalteinrichtung hat ein Einschwing- und Abklingverhalten, das dem eines natürlichen Musikinstrumentes entspricht. Auch das Komponentenverhältnis der Harmonischen ändert sich während der Einschwing- und der Abklingphase in der oben beschriebenen Weise. Aufgrund ihres breiten Dynamikbereichs unc¹ ihrer linearen Übertragungscharakteristik kann die erfindungsgemäße Schalteinrichtung sowohl Sägezahnwellen als auch Stufenwellen einwandfrei schalten. Vor allem aber ist sie leicht und unkompliziert auf einem Halbleitersubstrat zu integrieren. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßer, Schalteinrichtung angegeben.

Im folgenden werden exemplarische Ausführungstormen der erfindungsgemäßen Schalteinrichtung in Verbindung mit der Zeichnung beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Teils einer elektroni- so sehen Orgel, bei der die Schalteinrichtung Verwendung findet,

Fig.2 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform der Schalteinrichtung,

Fig.3 Wellenform zur Erläuterung der Funktionsweise der in F i g. 2 gezeigten Schalteinrichtung,

Fig.4 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Haltesystems zur Verwendung mit der Schalteinrichtung,

F i g. 5 Wellenform zur Erläuterung der Funktions- m> weise der in F i g. 4 gezeigten Schaltung,

Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Erläuterung des Zusammenhangs zwischen der Steuerspannung und des Ausgangssignals bei der in F i g. 5 gezeigten Schaltung, iv>

Fig. 7 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Schalteinrichtung,

F i g. 8 und 9 den Aufbau des als Haltesyslem vorgesehenen variablen Impedanzelementes in Draufsicht,

F i g, 10 Kennlinien des in F i g, 9 gezeigten Elements,

F i g. Π eine graphische Darstellung der zeitlichen Änderung der Ausgangsamplitude,

Fig, 12 und 13 den Aufbau weiterer Ausführungsformen des variablen Impedanzelementes in Draufsicht,

Fig. 14, 15 und 16 Schaltungsanordnungen weiterer Ausführungsformen des Haltekreises,

Fig. 17 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Kreuzmodulation durch Mischen im Tongeneratorsystero der elektronischen Orgel,

Fig. 18 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Analogschalters mit niederer Impedanz, der im Rahmen der Erfindung vorgesehen ist,

Fig. 19 eine Schaltungsanordnung, bei der das Haltesystem und der Sägezahnwellen-Frequenzteiler (oder Stufenwellen-Frequenzteiler) mit der Schaltung der F i g. 19 verbunden sind,

Fig.20 ein Blockschaltbild ehes vollständigen Tongeneratorsystems für eine elektronische Orgel unter Verwendung einer elektronischen Tastatur und eines Haltekreises gemäß der Erfindung.

F i g. 1 zeigt den Aufbau eines Tongeneratorsystems für einen Ton, beispielsweise für fünf Oktaven des Tones C. Für die gesamten diatonischen Tonleiter, d. h. für die verbleibenden elf Töne (in diesem Beispiel Cis bis H) sind elf weitere Tongeneratorsysteme erforderlich.

Der Ausgang eines Tongenerators 1001, der eine Quadratwelle, eine Sägezahnwelle oder eine Stufenwelle erzeugen kann, ist mit dem Eingang eines Frequenzteilers 1002 verbunden. Der Frequenzteiler 1002 teilt bei diesem Beispiel das Eingangssignal in fünf Stufen. An seine fünf entsprechenden Ausgänge sind elektronische Schalteinrichtungen 1003 bis 1007 angeschlossen, die entsprechend dem öffnen oder Schließen der Schalter einer Tastatur 1008 die Ausgangssignale des Frequenzteilers an seine Synthesestufe 1009 und einem Ausgangsanschluß 1010 legen. Den elektronischen Schalteinrichtungen 1003 bis 1007 sind Haltekreise ;011 bis 1015 zugeordnet.

Fig.2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel für die elektronische Schalteinrichtung 1003 bis 1007. Drei Feldeffekttransistoren Q\, Qi und Qi sind in Reihe geschaltet. Die Senke sowie die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q\ sind mit einer Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vdd, die Quelle des Feldeffekttransistors Q) mit einer Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vss verbunden. An die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Q₃ ist das vom Frequenzteiler 1002 gelieferte Eingangssignal V_m angelegt, das Ausgangssignal Vout wird von der Senke des Feldeffekttransistors Q2 bzw. der Quelle des Feldeffekttransistors φ abgegriffen. Die Steuerelektrode des Feldeffekttransistors Qi ist übe- einen zur Tastatur der Orgel gehörenden Schalter Sw mit einer Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vca verbunden. In F i g. 2 sind die Feldeffekttransistoren Q\, Q₂ und Q} P-Kanal-MOS- PET vom Anreicherungstyp, jedoch können auch N-Kanal-MOS-FET verwendet werden.

fm folgenden soll die Funktionsweise der in Fig. 2 gezeigten Schaltung in Verbindung mit F i g. 3 erläutert werden. Dazu wird angenommen, daß die Steilheiten und die Schwellenspannungen der drei Feldeffekttransistoren gleich sind -jnd daß die Schwellenspannung V₇= - 1 Volt, V_w,= VoO= - 1 5 Volt und V_ss = 0 Volt sind. Da die Senke und die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors Q\ miteinander verbunden sind, ist

der Absolutwert der Senkenspannung stets größer als der Absolutwert der Differenz zwischen der Steuerspannung und der Schwellenspannung, der Feldeffekttransistor Q\ arbeitet deshalb im Sättigungsbereich.

Ist der Schalter SW geschlossen, so ist die an der ■-> Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors Q₂ anliegende Steuerspannung Vc,;= V_oc = -15 Volt, der zweite Feldeffekttransistor Q₂ ist damit voll durchgeschaltet und sein Arbeitsbereich liegt im Bereich der Triodenkennlinie. Der Spannungsabfall zwischen Quelle ι ο und Senke des zweiten Feldeffekttransistors Qi ist damit proportional zu dem von der Gleichspannungsquelle Vpn zu der Gleichspannungsquelle Vss fließenden Strom, dessen Größe durch das Eingangssignal V;,v bestimmt wird. Ist der Absolutwert des Eingangssignals ι > Vis kleiner als der Absolutwert der Senkenspannung Vd/des dritten Feldeffekttransistors Q), so arbeitet auch der dritte Feldeffekttransistor Qj im Sättißunßsbetrieb. Dies läßt sich dadurch erreichen, daß die Steuerspannung Vt; 2 des zweiten Feldeffekttransistors Q₂ hinläng- m lieh hoch ist und der zweite Feldeffekttransistor Q₂ im Bereich der Triodencharakteristik arbeitet.

Im folgenden soll das Eingangssignal V_;,_v eine Sägezahnwelle in dem Bereich von — 2 Volt bis - 5 Volt sein. r>

Bei geschlossenem Schalter SW arbeitet die Schalteinrichtung im wesentlichen als Inverter, bei dem der erste Feldeffekttransistor Qi als Lasttransistor und der dritte Feldeffekttransistor Qs als Treibertransistor im Sättigungsbereich arbeitet. Die hierbei auftretenden in Eingangs- und Ausgangswellenformen sind in F i g. 3 durch die durchgezogenen Linien a und a'dargestellt. Man erkennt die hohe Linearität der Übertragungscharakteristik.

Wäre dagegen das Eingangssignal V/,veine Sägezahn- π welle im Bereich von V₅₅ = 0 Volt und Vp= —5 Volt, so ergäben sich Eingangs- und Ausgangswellenformen, wie sie durch die durchbrochenen Linien b und b' in F i g. 3 dargestellt sind. Ist nun die Spannung des Eingangssignals kleiner als die Differenz V₅₅- Vt, so ist der dritte ■»" Feldeffekttransistor Qi gesperrt und es tritt eine konstante Ausgangsspannung auf. Deshalb soll die Spannung des Eingangssignals V_w nicht kleiner als die Differenz V₅₅- Vt sein. Dieser Forderung kann ohne weiteres Rechnung getragen werden.

Bei geöffnetem Schalter SW ist dagegen der zweite Feldeffekttransistor Q₂ gesperrt und das Ausgangssignal Vot/rist im wesentlichen gleich der Spannung V_D/>

F i g. 4 zeigt eine Schaltung, bei der die Steuerspannung V_C2 des zweiten Feldeffekttransistors Q₂ von Vss ^w bis Vcc verändert wird. Feldeffekttransistoren 228, 229 und 230 entsprechen den Feldeffekttransistoren Qi, Q2 und Q₃ in F i g. 2. Eine Gleichspannungsquelle, die bei dieser Ausführungsform eine Spannung von —15 Volt liefert, ist über einen Anschluß 221 und einen Schalter 222 mit der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 229 verbunden. Ebenfalls mit der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 229 sind eine Reihenschaltung eines Widerstandes 223 mit geringem Widerstandswert, der dem Schutz der Schalterkontakte dient und eines M Ladespeicherkondensators 224 gegen Erde sowie ein Impedanzelement 225 verbunden. Bei diesem Ausführungsbeispiel weist das Impedanzelement 225 einen Anschluß 226 auf, an den die Steuerspannung angelegt ist. Das impedanzeiement 225 kann jedoch auch als herkömmlicher MOS-FET oder als Widerstand ausgebildet sein. An einem Anschluß 227 liegt ebenfalls die eine Spannung von — 15 Volt liefernde Gleichspannungsquelle. Das Eingangssignal V/v ist an einen Eingangsanschluß 231 angelegt und das Ausgangssignal Vovt wird von einem Ausgangsanschluß 232 abgegriffen, der mit der Senke des Feldeffekttransistors 229 bzw. der Quelle des Feldeffekttransistors 228 verbunden ist. Der von einer durchbrochenen Linie 233 umschlossene Schaltungsteil kann in LSI-Technik auf einem HaIbleiterplättchen integriert werden.

Im folgenden soll die Funktionsweise der in Fig. 4 gezeigten Schaltung in Verbindung mit den F i g. 5 und 6 erläutert werden.

Wird der Schalter 222 geöffnet, so baut sich die im Kondensator 224 gespeicherte Ladung allmählich über das Impedanzelement 225 ab, so daß die an der Steuerelektrode des Feldeffekttransistors 229 anstehende Spannung allmählich sinkt. Hierdurch wird der Arbeitsbereich des Feldeffekttransistors aus Nichtsättiftungsbereich in den Sättigungsbereich verschoben. Bei einer Eingangsspannung um -5VoIt verschiebt sich der Arbeitsbereich des Feldeffekttransistors 230 aus dem Sättigungsbereich in den Nichtsättigungsbereich. also bei einer Eingangsspannung, bei der die Senkenspannung kleiner wird. Nimmt also die am Feldeffekttransistor 229 anliegende Steuerspannung ab, so arbeiten die Feldeffekttransistoren 229 und 230 entweder beide im Sättigungsbereich oder einer von ihnen im Sättigungsbereich, der andere im Nichtsättigungsbereich, so daß das Ausgangssignal Vout von der in F i g. 5a gezeigten Form über die F i g. 5b und 5c in die in Fig.5d gezeigte Form übergeht. Die maximalen Wellenformen zeigen dabei ein allmähliches Schrumpfen. Somit enthalten die Frequenzkomponenten der Wellenform einen größeren Anteil der Grundwellenkomponente und im Vergleich zu der Sägezahnwelle Vis geringere Anteile der Harmonischen. Dies bedeutet, daß beim Anklingen des musikalischen Signals die Komponenten der Harmonischen gedämpft werden und sich die Wellenform schnell einem sinusförmigen Verlauf nähen. Es wird somit eine Abklingcharakteristik erhalten, die in sehr guter Näherung im Abklingverhalten des von einem natürlichen Musikinstrument erzeugten Tones entspricht.

F i g. 6 zeigt, daß bei der Abnahme der Ausgangsamplitude mit sinkender Steuerspannung die Steilheit im Steuerspannungsbereich von -15 bis -10 Volt kleiner als im Bereich unter —10 Volt ist, d.h. die Verminderung der Ausgangsspannung nimmt also mit abnehmender Steuerspannung schneller zu, ein Verhalten, das üblicherweise als »Aufwärtskonvex« bezeichnet wind.

Bei der bisher beschriebenen Schalteinrichtung ist eine Verbindung zwischen der Steuerelektrode und der Senke des ersten Feldeffekttransistors Qi bzw. 228 vorgesehen.

F i g. 7 zeigt eine zweite Ausfühningsform der Schalteinrichtung, bei der die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors Qi mit einer Gleichspannungsquelle verbunden ist, die die Spannung V_G, liefert. Ansonsten entspricht der Schaltungsaufbau dem in F i g. 2 gezeigten. Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform entspricht der vorstehend erläuterten Ausfühningsform, wenn der Arbeitsbereich des ersten Feldeffekttransistors Qi im Sättigungsbereich liegt Ist dagegen die Gleichspannung Vc 1 so gewählt daß der erste Feldeffekttransistor Qi im Nichtsättigungsbereich arbeitet, wird die in F i g. 5b gezeigte Ausgangsweüenform selbst dann erhalten, wenn die Steuerspannung Vc 2 des zweiten Feldeffekttransistors Q2 ausreichend hoch ist. Diese Arbeitsweise ermöglicht die Dämpfung

der Komponenten der Harmonischen höherer Ordnung der Ausgangswellenform unterhalb der Sägezahnwelle. Bei dieser Ausführungsform kann eine Wechselspannung geeigneter Spannungswellenform an die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors Q\ angelegt werden, so daß das Ausgangssignal Vout amplitudenmoduliert werden kann. Die in Fig.7 gezeigte Schalteinrichtung ermöglicht also eine Amplitudenmodulation ohne zusätzliche Schaltnetze.

Gemeinsam ist bei den Ausführungsformen, daß die Einschwing- und die Abklingphase in guter Näherung herkömmlichen Musikinstrumenten entsprechen, daß sie leicht als integrierte Schaltungen hergestellt werden können und daß die Daten des Tongeneratorsystems unabhängig von den Steilheiten der Feldeffekttransistoren sind, die unvermeidlich von Fertigungscharge zu Fertigungscharge schwanken. Weiter bleiben Schwellenspannungsänderungen ohne Einfluß auf die Verstärkung oder die sonstigen Kenndaten, wenn man eine Verengung des Dynamikbereichs außer Betracht läßt. Die Fertigungsschwankungen der Feldeffekttransistoren wirken sich also praktisch nicht nachteilig aus. Trotzdem wird eine hervorragende lineare Übertragungscharakteristik erzielt.

Fig.8 und 9 zeigen Impedanzelemente mit quadratischen Kennlinien, die in den Haltekreisen als Entladungselement dienen.

Fig. 10 zeigt die zugehörigen Kennlinien.

Das in Fig.8 gezeigte Impedanzelement hat einen Senkeibereich 301 eines MOS-Feldeffekttransistors, ferner eine Steuerelektrode 302, einen Quellenbereich 303 und einen Steuersperrbereich 304. Mit dem Senkenbereich 301 ist eine Elektrode 309 verbunden, die wiederum mit einem Anschluß 305 über eine Leitung 306 verbunden ist. Der Anschluß 305 ist über eine Leitung 307 mit der Steuerelektrode 302 verbunden. Auf der einen Seite des QueHenbereichs 303 ist eine erste Elektrode 310 ausgebildet und auf der anderen Seite eine zweite Elektrode 311. Eine variable Spannungsquelle 312 versorgt das Element mit einer Regelspannung und ist über eine Leitung 314 mit der Elektrode 311 und über eine Leitung 315 mit Erde verbunden. Die erste Elektrode 310 ist über eine Leitung 313 mit Erde verbunden. Dieses Impedanzelement gleicht in seinem Aufbau einem P-Kanal-Mos-Fet auf einem N-Substrat, wobei der Queüenbereich 303 durch einen Widerstand gebildet wird, dessen einander gegenüberliegende Stirnseiten Elektroden tragen. An einer dieser Elektroden liegt die Regelspannung, die im Quellenbereich 303 einen Spannungsgradienten erzeugt.

Es ist bekannt, daß die Stromspannungskennlinie eines mit zwei Anschlüssen versehenen, als p-Kanal-Transistor auf einem η-leitenden Halbleitersubstrat ausgebildeten Bauelementes, dessen Steuerelektrode mit der Senke verbunden ist, durch die Gleichung

/ = - (ß/2)(V- VTf

auszudrücken ist Hierbei sind VT und β material- und strukturbedingte Größen, die nach der Fertigstellung des Transistors durch Anlegen einer äußeren Spannung nicht mehr zu beeinflussen sind Das Impedanzelement unterscheidet sich von diesen bekannten Elementen jedoch dadurch, daß die Größe β von außen wirksam elektrisch gesteuert werden kann.

Allgemein läßt sich die Kennliniengleichung für einen MOS-Transistor aus der Gleichung (1) dadurch herleiten, daß man das Glied VT durch den Ausdruck (VT+ delta VT) substituiert, wobei delta VT die Vorspannungswirkung des Substrats wiedergibt. Berücksichtigt man weiterhin, daß die Spannung zwischen Quelle und Senke um den Betrag der Quellenspannung ι V5verringert ist, so erhält man

/ = - {(i/2){ V- VS- VT- delta VTf (2)

In dem p-Kanal-MOS-Element sind V. VC, VT, delta VTund VSsämtlich negativ, und zwar

V- 0 bis - 15V VC = 0 bis - 15 V VT = - IV

ι") Auch delta VThat einen negativen Wert, der sich aus der Quellenspannung VS ergibt, wobei sich der Absolutwert von delta VT mit zunehmendem Absolutwert von VS erhöht. Bei dem in Fig.8 gezeigten Ausführungsbeispiel

2(i ändert sich das Quellenpotential in der Betrachtungsrichtung der Zeichnung von rechts nach links vom Wert Null bis zum Wert VC. Hinsichtlich des Vorspannungseffektes des Substrates ist also festzustellen, daß der Absolutwert von delta VT an der in der Betrachtungs richtung linken Kante der Quelle ein Maximum aufweist und an der äußersten rechten Kante annähernd gleich Null ist. Außerdem ist der Gleichung (2) zu entnehmen, daß der Absolutbetrag von delta VT im Fortschreiten von der rechten zur linken Kante zunimmt, ebenso auch

in der Gradient der Stromverringerung. Mit anderen Worten, bei der Anordnung der F i g. 8 ist der zwischen Senke und Quelle fließende Strom nicht homogen verteilt, sondern er wird in Richtung auf die linke Kante zu kleiner. Die Verringerung des Stromes wird mit

J5 zunehmenden Absolutwerten für VCmerklich beschleunigt, so daß der Gesamtstrom von der Senke zur Quelle des Impedanzelementes durch eine Änderung der Größe von VCsteuerbar ist.

Eine weitere Ausführungsform des variablen Impe-

danzelementes mit quadratischer Charakteristik ist in F i g. 9 gezeigt. Für gleichartige Bauteile sind hier die gleichen Bezugszahlen verwendet wie in Fig.8, so daß nicht näher darauf eingegangen zu werden braucht. Ein Steuersperrbereich 308 ist im Gegensatz zur Ausfüh rungsform in F i g. 8 streifenförmig ausgebildet. Bei der in F i g. 9 gezeigten Anordnung ist der Kanalstrom mit zunehmendem Absolutwert der Spannung VC wie bei der Elektrode 311 zunehmend auf der in der Betrachtungsrichtung rechten Seite im Bereich der Quelle konzentriert. Dagegen fließt bei der in F i g. 9 gezeigten Anordnung auf Grund der streifenförmigen Ausbildung des Steuersperrbereichs der Strom entlang der Streifen, so daß eine Konzentration des Stromes im Quellenbereich unterbleibt Infolgedessen ist die Steuer barkeit des Kanalstroms durch die Spannung VC gegenüber der in F i g. 8 gezeigten Anordnung verbessert

Fig. 10 zeigt die Beziehung, die zwischen der Spannung zwischen dem Anschluß 305 und dem

Substrat einerseits und dem Kanalstrom andererseits

bei der Anordnung in F i g. 9 besteht, bei der die Breite

W des Steuersperrbereichs und seine Länge L einander

gleich sind, wobei Vcals Parameter dient.

Aus F i g. 10 geht hervor, daß für den Kanalstrom /als

t>5 Funktion der Anschlußspannung V'die Beziehung

/ = K(V-VT)¹

gilt wobei K durch eine Spannung VC gesteuert wird

und sich bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel etwa um den Faktor 4 ändert, wenn VCvon 0 V auf -15 V verstellt wird. Die in Fig.9 und 8 gezeigten Impedanzelemente haben Strom-Spannungs-Kennlinien mit einer nach unten konvexen quadratischen Charakteristik auf und lassen jederzeit eine Veränderung des Faktors K zu.

Die Funktion des die in Fig. 8 und 9 gezeigten Impedanzelementes verwendenden Haltekreises soll im folgenden in Verbindung mit der in Fig.4 gezeigten Schalteinrichtung erläutert werden. Die Änderung des Ausgangssignals Votir als Funktion der Änderung der Steuerspannung VG₂ am Feldeffekttransistor 229 ist die gleiche, wie sie obenstehend erörtert wurde. Daher wird hier nur auf die zeitliche Änderung der Steuerspannung VGi des Feldeffekttransistors 229 eingegangen. Geht man davon aus, daß der Entladungsstrom / über das Impedanzelement 225 durch

i = K(VGl- VT)¹

gegeben und der Widerstandswert des Widerstandes 223 so klein ist, daß er vernachlässigt werden kann, so gilt die folgende Beziehung:

- ι = c(dV/dt)

VGlU=O) = VO (6)

folgt aus den Gleichungen (4) und (5)

VGl(t) = VT+ l/[-tau/(KO- VT)"] [I)
wobei tau die normierte Zeit bezeichnet und durch

tau = (-KIC)t (8)

definiert ist. Da die zeitliche Änderung der Steuerspannung VGi am Feldeffekttransistor 229 durch die Gleichungen (7) und (8) gegeben ist, läßt sich aus diesem Ergebnis in Verbindung irit F i g. 6 auch der zeitliche Verlauf der Ausgangsamplitude am Ausgangsanschluß 232 ableiten.

F i g. 11 zeigt exemplarisch das Ergebnis für den Fall VO = -15 V. Die gezeigte Dämpfungskurve verläuft im wesentlichen exponentiell und zeigt lediglich im rückwärtigen Bereich des Abklingverlaufs ein etwas langsameres Abklingverhalten als es einem Exponentialverlauf entsprechen würde.

Ein solches Abklingverhalten ist damit bereits dem Idealverlauf der Abklingcharakteristik musikalischer Signale weitgehend angenähert. Auch wenn die tatsächliche Kennlinie des Impedanzelementes geringfügig von der in der Gleichung (4) dargestellten quadratischen Charakteristik abweicht, ist die hierdurch bewirkte Änderung der in Fig. 12 gezeigten Abklingkurve so gering, daß sie ohne technische Hilfsmittel mit dem Gehör nicht mehr wahrnehmbar ist.

Bei einer entsprechend F i g. 4 aufgebauten Schalteinrichtung können die Feldeffekttransistoren 228,229 und 230 auch durch MOS-Transistoren ersetzt werden, wie sie bei den in F i g. 8 und 9 gezeigten Impedanzelementen Verwendung finden. Dabei erhält man eine Abklingkurve ähnlich der in F i g. 11 gezeigten.

Die Fig. 12 und 13 zeigen weitere Ausfühmngsformen für das variable Impedanzelement. Das in Fig. 12 gezeigte !mpedanzelement weist eine verbesserte Steuerbarkeit des Entladungsstromes oder der Haltezeit auf. Für Bauteile, die jenen der F i g. 8 gleichen, sind in F i g. 12 jeweils die gleichen Bezugszahlen verwendet, so daß hierauf r.icht näher eingegangen zu werden > braucht. Im Unterschied zu den zuvor beschriebenen Elementen erhöht sich bei der Anordnung nach Fig. 12 der Abstand von der Quelle zur Senke bei Fortschreiten von der zweiten Elektrode 311 zu der ersten Elektrode 310. Wenn die Spannung VC der Spannungsquelle 312 ίο Null ist, so ist die Stromdichte im Bereich der Elektrode

311 hoch, da an dieser Stelle der Abstand von der Quelle zur Senke am kürzesten ist, während die Stromdichte zur Elektrode 310 hin abnimmt. Wird die Spannung VC. ausgehend vom Wert Null, in Richtung negativer Werte

π erhöht, so nimmt die Stromdichte im Bereich der Elektrode 311 ab, während sie im Bereich der Elektrode 310, wo sie sich nicht wesentlich ändert, an sich schon gering ist. Der Gradient der Verringerung des gesamten Kanalstrnms ist dementsprechend groß und mithin ist

-'ο die Steuerbarkeit des Kanalstroms bzw. des Entladungsstroms durch die Steuerspannung VC besser als bei der Ausführungsform der F i g. 8, bei der Quelle und Senke parallel zueinander verlaufen. Angemerkt sei, daß der Steuerbereich auch bei der Ausführungsform der

r> Fig. 12 ähnlich wie bei jener der Fig. 19 streifenförmig (5) ausgebildet sein kann.

In F i g. 13 ist noch eine weitere Ausführungsform des variablen Impedanzelementes gezeigt, wobei auch hier diejenigen Bauteile, die denen der Fig.8 entsprechen,

ίο jeweils mit den gleichen Bezugszahlen versehen sind und deshalb in der Beschreibung übergangen werden können. Bei dieser Ausführungsform sind zwei in paralleler Erstreckung verlaufende, mit unterschiedlichem Abstand von der Quelle zur Senke ausgebildete

i) Bereiche miteinander verbunden, wobei die Quelle in dem Bereich mit größerem Abstand zwischen Quelle und Senke an der einen Seite geerdet ist und an der gegenüberliegenden Kante durch die Spannungsquelle

312 die Spannung VC angelegt ist. In dem Bereich mit w kürzerem Abstand zwischen Quelle und Senke wird die eine Seite der Quelle ebenfalls mit der Spannung VC beaufschlagt, während an der gegenüberliegenden Kante der Quelle eine Elektrode 316 vorgesehen ist, die über Leitungen 318 und 319 mit einer Spannungsquelle

·»> 317 verbunden ist, aus der eine Spannung VC₂ angelegt wird.

Die Funktionsweise des in F i g. 13 gezeigten Elementes ist folgende: Ist VC = Null und wird VC₂ von Null auf einen negativen Wert verstellt, beispielsweise auf

~>o —15 V, und wird am Anschluß 305 gleichzeitig eine Spannung von - 15 V aufgeprägt, so nimmt der Strom in dem in der Darstellung der Fig. 13 linksseitigen Bereich ab, also in dem Bereich mit dem kürzeren Abstand zwischen Quelle und Senke. Hält man dagegen VC₂ konstant, um VC von Null nach und nach auf negative Werte zu verstellen, beispielsweise bis auf einen Wert von —15 V, so nimmt der Strom in dem Bereich mit dem kürzeren Abstand zwischen Quelle und Senke im linken Teil der Zeichnung weiter ab, bis dieser

bo Bereich sperrt Dagegen zeigt der Strom in dem in der Zeichnung rechtsseitigen Bereich mit dem größeren Abstand zwischen Quelle und Senke bei diesem Vorgang zwar ebenfalls eine Abnahme, jedoch in der gleichen Weise, wie dies im Zusammenhang des

o5 A jsführungsbeispiels der F i g. 8 erläutert wurde. In dem obigen Beispiel wurde zunächst VC₂ verstellt und anschließend VC, doch kommen je nach der gewünschten Steuercharakteristik zahlreiche Abänderungsmög-

lichkeiten in Betracht. Beispielsweise können VCi und KCdie gleiche Größe haben. Auch können VC₂ und VC unter Einhaltung einer vorgegebenen Relation verändert werden. Mit der Ausführungsform der F i g. 13 wird also ein Element geschaffen, dessen Steue:barkeit dadurch verändert werden kann, daß man die Entfernung zwischen Quelle und Senke im linken und rechten Bereich entsprechend bemißt oder daß man die Kanalbreiten und die Stellprogramme der Spannungen VC₂ und VC entsprechend wählt. Es braucht nicht betont zu werden, daß auch bei dieser Ausführungsform der Steuerbereich wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig.9 streifenförmig ausgebildet sein kann oder daß der Abstand zwischen Quelle und Senke in jedem der beiden Teilbereiche des Elementes ähnlich wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 12 einen kontinuierlichen Übergang zwischen zwei Extremwerten zeigen kann, wobei ferner auch zahlreiche Kombinationen der obigen und weitprer Ahänrlpningsmnglirhkpitpn in Betracht kommen.

Als Modif "cationsmöglichkeit kann auch eine Beeinflussung der Potentialverteilung im Quellenbereich 303 ins Auge gefaßt werden. In diesem Fall kann die Steuercharakteristik der Regelspannung VC in der Weise verändert werden, daß sie dem Verhalten des in F i g. 8 gezeigten Elementes entspricht.

Als Material für die Steuerelektrode 302 des obigen Elementes können prinzipiell alle gebräuchlichen Werkstoffe verwendet werden, so u. a. Metalle, wie etwa Aluminium, und polykristallines Silicium. Bei den oben beschriebenen Elementen sind die Steuerbereiche jeweils mit der Senke verbunden. Es sind aber auch andere Schaltungen möglich, da die Steuerspannung auch unter Aufrechterhaltung einer vorgegebenen Relation zwischen Steuerspannung und Senkenspannung verändert werden kann.

Fig. 14 zeigt eine weitere Ausführungsform, bei der ein variables Impedanzelement mit zwei Steueranschlüssen der in F i g. 3 gezeigten Art verwendet wird. In Fig. 14 sind für gleichartige Bauteile wie in Fig.4 dieselben Bezugszahlen verwendet, so daß gleichartige Teile hier nicht erneut beschrieben zu werden brauchen. Bei der Schaltung in Fig. 14 ist an Stelle des variablen Impedanzelementes 225 in Fig.4 ein variables Impedanzelement 251 der in Fig. 13 gezeigten Art vorgesehen, das über die Leitungen 314 und 318 mit Anschlüssen 261 und 262 verbunden ist, an die Steuerspannungen angelegt werden. Der von einer durchbrochenen Linie 234 umschlossene Teil kann in LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert werden. Die in Fig. 14 gezeigte Schaltung arbeitet im wesentlichen in derselben Weise wie die in F i g. 4 gezeigte Schaltung. Die durch die beiden Steueranschlüsse bedingte erhöhte Variationsmöglichkeit der Steuerung ist bereits in Verbindung mit der Beschreibung der Funktionsweise des Impedanzelementes in F i g. 13 erläutert worden.

Falls die in F i g. 4 und 14 gezeigten Baugruppen 233 bzw. 234 in IC- oder LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen hergestellt sind, nimmt die Steuerspannung des Feldeffekttransistors 229 nach dem Offnen des Tastaturschalters allmählich bis auf VT ab, wobei der Feldeffekttransistor 229, sobald die Steuerspannung den Wert VT erreicht hat, in den vollständig gesperrten Zustand übergeht. Theoretisch wird auf diese Weise ein musikalisches Signal mit sehr niederem Pegel also für eine lange Zeitspanne gehalten, je nach der Ungleichförmigkeit der Schwellenspannung VT in dem Halbleiterplättchen mag der Feldeffekttransistor 229 seinen absoluten Sperrzustand unter Umständen sogar überhaupt nicht erreichen. Zur Vermeidung solcher Erscheinungen und zur Sicherstellung einer "> stabilen Funktionseignung kann dem Impedanzelement 225 oder 251 ein hochohmiger Widerstand parallelgeschaltet sein, so daß die Entladung zumindest in der Endphase des Entladungsvorgangs im wesentlichen über den hochohmigen Widerstand erfolgt. Hierbei

ίο kann der hochohmige Widerstand entweder innerhalb der Baugruppe 233 bzw. 234 ausgebildet oder auch extern vorgesehen sein.

Zur Gewährleistung stabiler Betriebsbedingungen sind die Schwellenspannung des Impedanzelementes

ι") ?25 und die Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 229 eventuell unterschiedlich eingestellt. Die zuvr r beschriebene denkbare Störungsmöglichkeit kann nämlich dadurch umgangen werden, daß man den Absolutwert rjpr 3^r'hWP!!PP^5r*^annⁱ!n^CT Hpc Irnnprlan7PJpmpntPt

2(1 225 kleiner wählt als den der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 229. Zur Änderung der Schwellenspannungen kann man sich bekannter Methoden bedienen, beispielsweise einer Änderung der Stärke der Oxidschichten in den Steuerbereichen, einer Abwand-

2> lung der Steuerelektroden, einer Änderung der Störstellenkonzentration in den Bereichen unmittelbar unterhalb der Steuerbereiche durch thermische Diffusionsverfahren, der Ionenimplantetionstechnik oder sonstiger Verfahren. Weiter kann die Struktur der Isolatorschichten in den Steuerbereichen in der Weise geändert werden, daß die Oberflächenniveaudichten geändert werden, oder aber einer Veränderung der Isolatorschichten in den Steuerbereichen dergestalt, daß die Ladungsdichten der Störstellenniveaus oder der Haft-

J5 stellen in den Isolatorschichten geändert werden. Zur Gewährleistung stabiler Betriebsbedingungen kann die Schwellenspannung des Feldeffekttransistors 229 wirksam durch eine Kompensationsschaltung vergrößert werden.

Die Fig. 15 und 16 zeigen Ausführungsformen für eine solche Schaltungskompensation. Die den in Fi g. 4 entsprechenden Bauteile sind mit denselben ßezugszeichen versehen, so daß sie hier nicht nochmals beschrieben werden müssen.

In Fig. 15 ist en ielumsetzerdiode 240 zwischen die Quelle des Feiden^ttransistors 229 und die Senke des Feldeffekttransistors 230 geschaltet. Hierdurch ist die Sperrspannung des Feldeffekttransistors 229 höher als seine Schwellenspannung. Die Pegelumsetzerdiode kann auch an die Quelle des Feldeffekttransistors 230 gelegt werden. Der von der unterbrochenen Linie 235 umschlossene Teil kann wiederum in LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert werden.

Bei der in Fig. 16 gezeigten Anordnung ist ein Feldeffekttransistor 250 in Diodenschaltung zur Pegelverschiebung zwischen die Senke des Feldeffekttransistors 230 und die Quelle des Feldeffekttransistors 229 geschaltet. Der Transistor 230 kann aber auch zwischen die Quelle des Transistors 230 und Erde geschaltet werden. Der von der unterbrochenen Linie 236 umschlossene Bereich kann wiederum in LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert werden. Bei den in Fi g. 15 und 16 gezeigten Schaltungen wird durch die Anhebung der Quellenspannung des Feldeffekttransistors 229 der Absolutwert der effektiven Schwellenspannung dieses Feldeffekttransistors über den des Impedanzelementes 225 angehoben. Hierdurch sind stabile Betriebsbedingungen gewährleistet.

Die durch das Haltesystem in einem elektronischen Musikinstrument vermittelten Vorteile kann man wie folgt zusammenfassen:

1. Der Haltekreis ist in seinem Aufbau einfach und zeigt einen natürlichen Abklinghüllverlauf,

2. Die spektrale Änderung beim Haltebetrieb weist eine harmonische Dämpfungscharakteristik auf, wie sie für die Erzeugung des musikalischen Signals erwünscht ist

3. Die Gesamtanordnung kann ohne weiteres in LSI-Technik auf einem einzigen Halbleiterplättchen integriert werden. Hierbei fallen die Steueranschlüsse für die Haltezeit mit den Anschlüssen für die Musiksignale so zusammen, daß der Halteeffekt durch Hinzufügung nur eines oder zweier LSI-Stifte gesteigert werden kann.

In der elektronischen Orgel werden die jeweils durch den betreffenden Schalter der Tastatur unterbrochenen Musiksignale anschließend miteinander gemischt durch ein Filter gegeben, einer Effektschaltung zugeführt und dann verstärkt und auf den Lautsprecher gegeben. Das Mischen kann dabei durch Spannungsaddition über Mischimpedanzelemente in der in Fig.7 gezeigten Weise erfolgen, was die einfachste Methode mit dem geringsten Aufwand ist

F i g. 17 zeigt eine Schaltung, bei der an den Ausgang der Schalteinrichtungen 410 und 420 Impedanzwandler 411 bzw. 421 angeschlossen sind. Deren Ausgänge werden durch Impedanzmischelemente ZM und einen Mischverstärker 430 gemischt

Die Musiksignale der einzelnen Frequenzen werden auf die Anschlüsse VINi und VIN 2 gegeben und über die Schalteinrichtungen 410 und 420 sowie die Impedanzwandler 411 und 421 dem Impedanzmischelement ZM zugeleitet Die Ausgangssignale der Impedanzwandler 411 und 421 werden in Form von Spannungsemplituden erhalten. Diese Ausgangsspannungen seien mit V\ und V₁ bezeichnet die Ausgangsimpedanz des Impedanzwandlers 411 mit Zi, die Ausgangsimpedanz des Impedanzwandlers 421 mit Zi und die Eingangsimpedanz des Mischverstärkers 430 sei im Idealfall unendlich. In diesem Fall kann das Kreuzmodulationsinkrement delta V₂ wie folgt formuliert werden:

delta V 2 = (Z I/2 ZM)- Vl

In gleicher Weise kann das Kreuzmodulationsinkrement delta Vl nach Vl durch die Gleichung

delta Kl = (Z2/2ZM)K1

(10)

ausgedrückt werden. Diese Kreuzmodulationsinkremente treten in Form eines Differentialklanges in der elektronischen Orgel auf und führen zu einer Klangverschlechterung. Sie sind daher möglichst weitgehend zu unterdrücken. Ein Weg hierzu ist im folgenden beschrieben: Die Gleichungen (9) und (10) zeigen, daß die Kreuzmodulationsinkremente delta V\ und delta Vl durch das Verhältnis der Ausgangsimpedanzen Zl bzw. Z2 zur Mischimpedanz ZM bestimmt sind. Es werden also um so bessere Ergebnisse erzielt, je kleiner die Ausgangsimpedanzen Z1 und Z2 sind und je größer die Mischimpedanz ZM ist. Tatsächlich ist jedoch die Eingangsimpedanz des Mischverstärkers 430 nicht unendlich groß, und bei ausreichend großer Mischimpedanz ZM kann diese Eingangsimpedan/ nicht mehr vernachlässigt werden. Es ist daher erwünscht, die Ausgangsimpedanzen Zl und Z2 so klein wie möglich zu halten.

Zusätzlich zu dieser Verringerung der Ausgangsimpedanzen ist jedoch im Rahmen der Erfindung der Impedanzwandler, der die Herstellung der indirekten Tastatur und der Sägezahn- bzw. Stufenwellenfrequenzteiler in der in Fig. 19 gezeigten Weise in einer monolithischen Anordnung ermöglicht, mit der indirek ten Tastatur verbunden, wodurch eine niedere Impe danz der Schalteinrichtung gewährleistet ist

Fig. 18 zeigt eine Ausführungsform, die dieses Konzept berücksichtigt Nachstehend soll ihre Funktionsweise erläutert werden.

Die mit <? 1, QX Q3, VDD, VGG, VSS, VIN, SWund VOUT bezeichneten Bauelemente entsprechen den in F i g. 2 gezeigten. Zusätzlich sind ein npn-Transistor Q 4 und ein mit dem Emitter in Reihe geschalteter Widerstand RE vorgesehen. Diese Anordnung wird üblicherweise als Emitterfolge bezeichnet und ihre Ausgangsimpedanz kann durch die Gleichung

ZOUT = re + (rbb' + Z0)/(l + ß) wiedergegeben werden, worin

(H)

ZOUT: Ausgangsimpedanz des Transistors Q 4 rbb': Basiswiderstand des Transistors Q 4 re: Emitterwiderstand des Transistors Q 4 B: Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q 4

ZO: die durch Q1, Q 2 und Q 3 gegebene Ausgangsimpedanz der indirekten Tastatur sind.

Beim Ausführungsbeispiel sei angenommen, daß die Steilheiten der MOS-FET Qi, Ql und Q3 hierbei 1 mA/V seien, während die anderen Konstanten die gleichen Werte wie bei der Beschreibung der Fig.2 haben. In diesem Fall liegt die Ausgangsimpedanz ZO der Tastgruppe größenordnungsmäßig bei höchstens I kOhm.

Der Transistor Q 4 ist zusammen mit dem Sägezahnwellenfrequenzteiler und der indirekten Tastatur unter Verwendung komplementärer MOS-FET-Paare als monolithische Anordnung hergestellt wobei die Basis aus einer p-Quelle besteht, der Kollektor von einem η-Substrat gebildet wird und der Emitter gleichzeitig mit der Quelle und der Senke des n-Kanal-MOS-FET hergestellt wird. Geht man davon aus, daß der Basiswiderstand des so hergestellten Transistors QA rbb' - 1 kOhm betrage, während der Stromverstär kungsfaktor dieses Transistors β — 100 und der Emitterwiderstand re - 25 Ohm seien, so liegt die Ausgangsimpedanz ZOUT bei etwa 45 Ohm. Aus den Gleichungen (9) und (10) folgt unter der Annahme von ZM « 225 kOhm ein Kreuzmodulationsinkrement gegen das Signal von -80 dB. Der Transistor Q 4 kann auch als Darlington zur Erhöhung des Stromverstärkungsfaktors β ausgelegt sein. Wenn die Stromverstärkung in diesem Fall β - 2000 ist dann ist ZOUT at 26 Ohm und für ZM - 130 kOhm wird eine Kreuzmodula tion von -80 dB erhalten. Die am Ausgangsansehluß VOUTl erzeugte Wellenform entspricht der für VOUT in F i g. 3 gezeigten Wellenform bis auf eine Gleichspannungsverschiebung gemäß dem Spannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q 4.

β5 In dieser Weise kann die Ausgangsimpedan/, verringert und gleichzeitig die Wellenform des Ausgangssignals unverändert erhalten werden.

Fig. 19 zeigt eine Anordnung, bei der die indirekte

Tastatur mit dem oben beschriebenen Impedanzwandler verbunden ist und die Halteeffektschaltung sowie der Sägezahnwellen' bzw. Stufenwellenfrequenztefler angeschlossen sind Die Anordnung der Fig, 19 entspricht jener der F i g, 4, wenn dieser der Emitterfolgertransistor ζ>4 und der Widerstand RE zugeschaltet werden. Da ein Ausgangssignal niederer Impedanz erzeugt wird, kann die Kreuzmodulation zwischen den Klängen (die in Form eines sogenannten Differentialklanges auftritt) geschwächt werden, so daß ein Musiksignal hoher Tonqualität erzeugt werden kann.

Fig.20 zeigt einen Tongenerator, der aus einer Kombination eines Sägezahnwellen- oder Stufenwellenfrequenzteüers und der Schalteinrichtung und dem variablen Impedanzelement besteht

Das an einen Eingangsanschluß 68 angelegte Signal wird einerseits über einen Inverter 72 auf einen Rechteckwellenfrequenzteiler 91 gegeben und anderer-

seits auf Mischer 92 bis 95 sowie auf den einen Ejng^enfS&nscWuß einer Schalteinrichtung 100, Die Ausgpgpignale des Rechteckwellenfrequenzteilers 91 sindJj^BSJgneter Weise an die Mischer 92 bis 95 gelegt und deren" Ausgangssignal wiederum an Schalteinrichtungen 96 bis 99. Weiter sind Haltekreise 106 bis 110 für die Schalteinrichtungen sowie zur Tastatur gehörende Schalter 111 f>is 115 vorgesehen. An einem Anschluß 116 liegt die konstante Speisespannung, die Ausgangssignale werden an den Ausgangsanschlüssen 117 bis 121 der Schalteinrichtungen 96 bis 100 abgegriffen.

Die Frequenzteilerausgänge 117 bis 121 liefern eine Sägezahnwelle oder Stufenwelle, deren Frequenzen untereinander die Teilungsverhältnisse 1/16,1/8,1/4,1/2 und 1, bezogen auf das Eingangssignal, haben, wobei diese fünf Ausgangsanschlüsse den Ausgangssignalen für fünf Oktaven entsprechen.

Hierzu 17 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche;

1. Elektronische Schalteinrichtung für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen Orgel mit einem ersten, einem zweiten (Q₂) und einem dritten (Qj) Feldeffekttransistor, wobei der Ausgang der Schalteinrichtung mit der Quelle des ersten Feldeffekttransistors (Qi) verbunden ist und der zweite und dritte Feldeffekttransistor (Q₂, Qj) in Reihe zwischen einer ersten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vdo und einer zweiten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vss geschaltet sind, wobei weiter die Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q₂) Ober einen zur Tastatur der elektronischen Orgel gehörenden Schalter mit einer dritten Gleichspannungsquelle mit der Spannung Vgg und die Quelle des zweiten Feldeffekttransistors (Q₂) mit der Senke des dritten Feldeffekttransistors (Qi) verbunden ht und an der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (Q>) das Ausgangssignal eines Tongenerators als Eingangssignal (Via) der Schalteinrichtung anliegt, das bei Betätigung des Schalters als Ausgangssignal (Vout) am Ausgang der Schalteinrichtung erscheint, dadurch gekennzeichnet, daß die Senke des ersten Feldeffekttransistors (Qi) mit der ersten Gleichspannungsquelle, seine Quelle mit der Senke des zweiten Feldeffekttransistors (Q₂) und seine Steuerelektrode mit der ersten Gleichspannungsquelle (V_Oa Vg i) verbunden if. und daß an der sich ergebenden Reihenschaltung der drei Feldeffekttransistoren der Ausgang zwischen der Quelle -Jes ersten Feldeffekttransistors (Qi) und der Senke des zweiten Feldeffekttransistors (Q₂) abgeg! ./fen ist.

2. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang der Schalteinrichtung ein Emitterfolger (Q 4) nachgeschaltet ist

3. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein einen Kondensator (224) und ein damit parallel geschaltetes Impedanzelement (225) enthaltender Halteschaltkreis zwischen die Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors und Erde geschaltet ist, derart, daß der Kondensator und der impedanzkreis eine Zeitkonstantenschaltung zur allmählichen Änderung des Ansteigens und Abfallens der durch den Schalter (SW) an die Steuerelektrode des zweiten Transistors angelegten Gleichspannung (Vc2) bilden, so daß ein allmähliches Ansteigen und Abfallen des Ausgangssignals f Voi/r^bewirkt wird.

4. Elektronische Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das variable Impedanzelement (225, 251) durch einen Widerstandskörper gebildet ist, der zumindest auf einem Teilbereich der Quelle (Fig.9, 303) des zweiten Feldeffekttransistors ausgebildet ist und daß auf diesem Teilbereich mindestens zwei Elektroden (310, 311) vorgesehen sind, deren eine mit einem Bezugspotentiai (313) und deren andere mit einer Steuerspannung (312) zur Herstellung einer Potentialverteilung innerhalb dieses Teilbereichs der Quelle (303) in dem variablen Impedanzelemcni verschen ist.

5. Elektronische Schalteinrichtung nach einem der Ansprüche I bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das an die Steuerelektrode el« eiV'n I eldeffekttrnnsistors (Qi) angelegte Spannungssignal (Vbi) ein Wechselspannungssignal vorbestimmter Wellenform ist, so daß das Ausgangssignal (Vout) in Obereinstimmung mit diesem Wechselspannungssignal amplitudenmoduliert ist.