DE2559515A1

DE2559515A1 - Elektronischer tastkreis fuer ein tongeneratorsystem einer elektronischen orgel

Info

Publication number: DE2559515A1
Application number: DE19752559515
Authority: DE
Inventors: Michihiro Inoue; Takeji Kimura; Masaharu Sato; Masahiki Tsunoo
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1974-10-18
Filing date: 1975-10-17
Publication date: 1977-04-07
Also published as: IT1056150B; DE2559515B2; FR2288365A1; FR2288365B1; US4056033A; DE2546610B2; DE2559515C3; GB1517390A; GB1530960A; DE2546610A1

Description

^Mer; ³

MATSUSHITA ELECTRIC INDUSTRIAL CO., LTD. Osaka, Japan

Elektronischer Tas.tkrejL s_für_ein_Tongenerators2ste_m_einer_elektro-

ni sehen

Die Erfindung "bezieht sich auf ein Tongeneratorsystem für eine elektronische Orgel und insbesondere auf eine elektronische Tastatur für das Tongenera tor sy s tem, die in einer monolithischen LSI-Struktur gefertigt werden kann.

Bei einem elektronischen Tasteninstrument, einer sog. elektronischen Orgel, muß das Ausgangs si gnal, also der erzeugte musikalische Ton oder Klang, in seiner Dauer durch Tastaturbetätigung steuerbar sein. Es ist bekannt» zu diesem Zweck eine direkte Unterbrechung des musikalischen Signals durch einen mit jeder Taste der Tastatur verbundenen Schalter vorzunehmen. Bei diesem Verfahren können indes weder die Yorderflanke noch die Rückflanke des musikalischen Signals als Hüllkurve beeinflußt und gesteuert werden, und zudem weist diese Art der Ankopplung des Tongenerators an die Tastatur eine nur mäßige

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Zuverlässigkeit auf. Weiterhin ist ein Verfahren für die elektronische Tastatursteuerung· (oder indirekte Tastatursteuerung) bekannt, "bei dem eine Halbleiteranordnung vorgesehen ist. die dazu dient, das musikalische Signal durch eine am Steueranschluß auftretende Vorspannung zu unterbrechen. Die Linearität der Übertragungscharakteristik ließ bei bekannten indirekten Tastkreisen jedoch zu wünschen übrig und ihr dynamischer Bereich war relativ schmal, εο daß in der Praxis mit einer solchen Tastatur überwiegend RechteckTrellen verarbeitet wurden, wobei selbst dann noch die Anelogschaltung und die Hüllkurvensteuerung beeinflußt wurden. Beim Schalten von Säge zahnwellen oder Stufenwellen mit dieser Tastatur tritt zwischen dem Spektrum der erhaltenen Ausgangswellenform und der Eingangswellenform eine nur ungenügende Koinzidenz auf. Zur Erhöhung der Linearität der übertragungscharakteristik ist ein Schaltungsaufwand erforderlich, der es nach dem derzeitigen Stand der Technik sehr schwer macht, das System als integriertes Halbleiterbauelement herzustellen, und selbst die integrierende Kombination mit einem Tonsignalfrequenzteiler auf einem Halbleiterolättchen ist nicht möglich.

Beim Bau von Tongeneratoren für elektronische Tasteninstrumente ist ferner die Steuerung der für das Niederdrücken und Rückstellen der Tasten erforderlichen Dauer als wesentlicher Faktor zu berücksichtigen. Insbesondere ist die Charakteristik des Me der drücke ns und Haltens der Tasten und ihre Steuerung bei der Ausbildung einer Tastatur für Tongenera tor sy s te me der genannten Art zu berücksichtigen, und aus Gründen einer vereinfachten Bauweise ist es erwünscht, den Tonsignalfrequenzteiler mit der elektronischen Tastatur ("indirekten Tastatur") zu integrieren, also den durch die Tastatur angesteuerten Schaltelementen. Darüber hinaus soll die Tastaturcharakteristik eine Abklingcharakteristik des erzeugten Klanges ermöglichen, die der eines herkömmlichen Musikinstruments möglichst ähnlich ist.

Bei bekannten elektronischen Tastenmusikinstrumenten ist die elektronische Tastatur im wesentlichen aus Metall-Oxid-Silicium-Feldeffekttransi storbauelementen (imtfolgenden kurz MOS-IET-Bauelemente ) aufgebaut. Die indirekte Tastatur der bekannten elektronischen Tasteninstrumente hat daher eine hohe Steuereingangsimpedanz, so daß man

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eine Funktion für das Niederdrücken der Taste in der ΐ/ei se erhalten kann, daß man einen sich aufladenden Kondensator und ein sich entladendes iMpedanzelement parallel zum Steuerkreis schaltet. Las sich entladende Iapedanzelenent ist gemäß dem bekannten Stand der Technik aus eines verstellbaren i'/iderstand und dem Widerstand zwischen Quelle und Senke eines .'.OS-Transistors im durch ge schal te te η Zustand aufgebaut, wobei der Steueranschluß dieses Impedanzelements eine Steuerelektrode des Transistors ist. Der dem ITi e der drücke η der Taste in der indirekten Tastatur entsprechende Schaltvorgang, im folgenden auch kurz als i-.'ie der drücke η der Taste bezeichnet, wird in seiner zeitlichen Dauer durch Verstellen des variablen '.7i der Standes verändert, und das '"'iderstandselement kann daher nicht auf einem Ealbleiterplättchen integriert werden, auf dem die übrigen Bauelemente der indirekten Tastatur integriert zusammengefaßt sind. Häufig ist jedoch eine gleichzeitige Änderung der Ealtezeit aller Tasten der Tastatur erwünscht, was in diesem Fall erfordern würde, mehrere der verstellbaren Widerstände gemeinsam zu stellen. Einer solchen Schaltung stehen indes zahlreiche praktische Hindernisse entgegen. Zur Umgehung dieser Schwierigkeiten ist bekannt, den Kanal wider stand zwischen Quelle und Senke des durch ge schalteten MOS-Transistors zu verwenden, dessen Steuerelektrode als Steueranschluß dient. Bei dieser Schaltung zeigt die Abklingkurve des musikalischen Signals ein langsames und gleichmäßiges Abklingen in einer vorderen Hälfte der Niederdrückphase bzw. Haltephase und ein abruptes Abklingen in einer rückwärtigen Hälfte, wodurch beim Zuhörer ein unnatürliches Klangempfinden geweckt wird, was also praktische Probleme aufwirft. Der Kanal widerstand des durchgeschalteten HOS-EET zeigt in guter Näherung eine Konstant Stromcharakteristik, und die bei einer Spannungserhöhung auftretende Erhöhung des Stroms pflegt hinter dem Proportionalverhältnis zurückzubleiben. Die zeitliche Änderung der Steuerspannung des EOS-FET der indirekten Tastatur zeigt also einen Verlauf, der zwischen einer exponentiellen Abklingkurve und einer linearen Abklingkurve liegt. Bei einem Schaltnetz, bei dem die Beziehung zwischen der S teuer spannung des Taste η -H) S -FE T der indirekten Tastatur und ihrer Ausgangsainpli tude linear ist oder die durch eine Zunahme der Steuerspannung bedingte Ausgangsamplitudenerhöhung im Vergleich zur linearen Proportionalität zurückzubleiben pflegt, weist

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mithin die resultierende Abklingkurve des musikalischen Signals einen geringeren Abfall als die exponentiell Abklingkurve in der ersten Hälfte auf und ein stärkeres Abklingen in der nachfolgenden Hälfte, wodurch beim Zuhörer der Eindruck eines "unnatürlichen" Abklingens entsteht. Bei vielen herkömmlichen Musikinstrumenten ist die Abklingkurve insgesamt exponentiell oder zeigt zu Beginn einen scharfen Abfall, der dann in ein langsameres Abklingen ausläuft. Ein solches Abklingverhalten wird als "natürliches" Abklingen eines Tons oder Klanges empfunden.

Die Erfindung hat demgemäß zur Aufgabe, die beschriebenen Mängel der bekannten Systeme zu umgehen und eine elektronische Tastatur für ein Tongeneratorsystem hoher Güte für eine elektronische Orgel zu schaffen.

Ein Srfindungsmerkmal liegt in der Ausbildung eines Analogschalters mit breitem Bynamikbereich und linearer übertragungscharakteristik in Form einer Reihenschaltung von drei FE T-B aue le me n ten, wobei dieser Analogschalter als elektronisches Tastmittel für das Tongeneratorsystem der elektronischen Orgel dienen kann, um sowohl Säge zahnwellen als auch Stufenwellen einwandfrei zu schalten, so daß auf diese Weise eine elektronische Tastatur geschaffen wird, bei der die Frequenzspektren der Ausgangswellenformen in guter Näherung denen einer idealen Säge zahnwelle oder Stufenwelle entsprechen. Ein weiterer Vorteil der Erfindung liegt in dem Umstand, daß dieses System einer indirekten Tastatur ohne weiteres auf dem gleichen Halbleitersubstrat untergebracht werden kann wie der Frequenzteiler.

Erfindungsgemäß ändert sich das Komponentenverhältnis der Harmonischen beim Einschwingen oder Abklingen des geschalteten musikalischen Signals oder bei der Yornahme der Amplitudensteuerung in der Weise, daß das erzeugte musikalische Signal in seinem Schwingverhalten einen Terlauf aufweist, der weitgehend dem Klangverhalten der auf herkömmlichen Musikinstrumenten erzeugten Töne entspricht.

Klanganalysen haben ergeben, daß sich das Komponentenverhältnis der Harmonischen bei der Tonerzeugung mit herkömmlichen Musikinstrumenten während der Einschwingphase und der Abklingphase in der Regel

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durch größere Anteile der Grundwellenkomponente und geringere Anteile an Komponenten von Harmonischen höherer Ordnung auszeichnet, wenn die Amplitude kleiner wird. Die erfindungsgemäße indirekte Tastatur ist daher unter Verwendung des Analogschalters so ausgelegt, daß bei kleiner Amplitude die Grundwellenkomponente relativ stärker vertreten ist als die Komponente der Harmonischen höherer Ordnung. In diesem Zusammenhang ist zu beachten, daß der erfindungsgemäß vorgesehene Analogschalter nicht nur die Funktion eines elektronischen [Pastsystems übernehmen, sondern durchaus auch in herkömmlicher VTeise in anderen Bereichen als Analogschalter eingesetzt werden kann.

Ein wesentliches Merkmal der Erfindung liegt ferner darin, daß eine Abklingkurve des gehaltenen Tons erzeugt wird, die in guter Näherung dem Abklingen gehaltener Töne auf herkömmlichen liusikinstrumenten entspricht, was durch einen Aufbau des Haltekreises mit Entladungselementen neuer Struktur als wesentlichen funktioneilen Gliedern ermöglicht wird. Die Entladungselemente können mit den Bauelementen der obenerwähnten indirekten Tastatur auf ein und demselben Halbleitersubstrat integriert werden. Wie bereits ausgeführt wurde, ist es allgemein bekannt, daß das Komponentenverhältnis der Harmonischen bei herkömmlichen Musikinstrumenten während der Einschwingphase und der Abklingphase des Musikklangs mit kleiner werdender Amplitude in stärkerem Maß Anteile der Grundwellenkomponente zu enthalten pflegt und -geringere Anteile der Komponenten der Harmonischen höherer Ordnung. Das erfindungsgemäße Haltesystem ist daher so ausgelegt, daß bei abklingender Amplitude der Anteil der Grundwellenkomponente im Verhältnis erhöht wird. Ein weiteres Erfindungsmerkmal besteht darin, daß der Frequenzteiler für die Säge zahnwelle und die Stufenwelle, die indirekte Tastatur und das Halte system, auf die im Zusammenhang des ersten, zweiten und dritten Erfindungsmerkmals eingegangen wurde, im Gesamtrahmen des Tongenerator sys te ms für Säge zahnwellen und Stufenwellen bei dieser elektrischen Orgel auf ein und demselben Halbleitersubstrat integriert sind, was eine einfache Bauweise ermöglicht, nicht aufwendig ist und dennoch hervorragende Leistungseigenschaften verbürgt.

Die obigen und weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung erschließen sich im einzelnen aus der nachfolgenden eingehenden Be-

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Schreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung anhand der freigegebenen Zeichnungen. Darin zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines nach dem Stand der Technik bekannten Tongeneratorsystems für eine elektronische Orgel»

Fig. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform des im Rahmen der Erfindung als indirekte Tastatur verwendeten Analogschalters j

Fig. 3 Yfellenformen zur Erläuterung der Funktionsweise der in Fig. 2 gezeigten Schaltung;

Fig. 4 ein Schaltbild einer anderen Lusführungsform des im Rahmen der Erfindung verwendeten Analogschalters»

Fig. 5 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des im Rahmen der Erfindung verwendeten Analogschal te rs j

Fig. 6 ein Schaltbild zur Erläuterung des Aufbaus einer Ausführungsform eines Halte systems, bei dem der Analogschalter gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung als indirektes Tastensystem dient·,

Fig. 7 Wellenformen zur Erläuterung der Funktionsweise der in Fig. 5 gezeigten Schaltung»

Fig. 8 eine graphische Barstellung des zwischen der S teuer spannung am Transistor 229 in K-g· 5 und der Ausgangssignalamplitude bestehenden Zusammenhangs;

Fig. 9 und 10 den Aufbau eines im Rahmen der Erfindung als Hai te system vorgesehenen variablen Impedanzelements in Draufsicht;

Fig. 11 Kennlinien des in Fig. 10 darge stellten Elements»

Fig. 12 eine graphische Darstellung der zeitlichen Änderung der Au sgangs si gnal amp Ii tu de »

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Fig. 13 und 14 den Aufbau weiterer Ausführungsformen des variablen Impedanzelements in Draufsicht;

Fig. 15, l6 und 17 Schal tungsanordnungen anderer Au sfüh rungs forme η des erfindungsgemäßen Hai te systems;

Pig. 18 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Kreuzmodulation durch Misehen im Tongeneratorsystem der elektronischen Orgel*

Fig. 19 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Analogschalters mit niederer Impedanz, der im Hahmen der Erfindung vorgesehen ist;

Fig. 20 eine Schaltungsanordnung, bei der das Hai te system und der Sägezahnwellen-Frequenzteiler (oder Stufenwellen-Frequenzteiler) mit der Schaltung der Hg. 19 verbunden sind*

Fig. 21 eine Schnitt an sieht eines Teils des hei einer Ausführungsform der Erfindung vorgesehenen Halbleiterbauelements} und

Fig. 22 ein Blockschaltbild eines vollständigen Tongeneratorsystems für eine elektronische Orgel unter Verwendung einer elektronischen Tastatur und eines Haltekreises gemäß der Erfindung.

Bei der Darstellung der Fig. 1 handelt es sich um ein Blockschema eines bekannten Tongeneratorsystems für eine elektronische Orgel, wobei als eigentlicher Signalwellengenerator ein Rechteckwellen-Signal gener a tor oder ein Säge zahnwelle ngenera tor vorgesehen ist.

In Fig. 1 ist der Aufbau eines Tongenerators für eine nach dem Stand der Technik bekannte elektronische Orgel gezeigt, nicht aber der Aufbau des Systems für die gesamte diatonische Tonleiter, sondern nur ein Ausschnitt, der fünf Oktaven eines Tons (beispielsweise des Tones c) erzeugt. Für die verbleibenden elf Töne (in diesem Beispielsfall eis bis h) wird ein vollständiger Tongenerator durch Zufügung von elf entsprechenden Schaltungen aufgebaut, die jeweils jener der Fig. 1 ähnlich sind.

Der Schaltungsaufbau der Fig. 1 umfaßt einen Generator 1001, der als

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Au sgangsschwingungssxgnal eine quadratwelle und eine Säge zahnwelle oder Stufenwelle erzeugt, einen Frequenzteiler 1002, der in dem hier gezeigten Beispiel das Eingangssignal in fünf Stufen teilt, indirekte Tastkreise 1003, 1004, 1005, 1006 und 1007 zum Ein- oder Ausschalten je eines der von dem Frequenzteiler 1002 durch Frequenzteilung erzeugten Signale entsprechend dem Öffnen oder Schließen der Tasten einer Tastatur 1008 und eine Sy η the se stufe 1009 mit einem Ausgangsanschluß 1010, der die Signale zugehen. Den indirekten Tastsystemen 1003 bis 1007 sind Haltemittel 1011 bis 1015 zugeordnet.

In Fig. 1 sind also die wichtigsten Baugruppen eines Tongeneratorsystems für eine elektronische Orgel dargestellt. Von diesem Stand der Technik unterscheidet sich die Erfindung dadurch, daß neue und bessergeeignete Komponenten vorgesehen sind, vor allem durch die Kombination und den Aufbau des Frequenzteilers, der indirekten Tastatur und des Impedanzwandlers zur Erniedrigung der Ausgangsimpedanz des Fre quenzteile rs.

DLes betrifft zunächst einen Analogschalter mit linearer Übertragungscharakteristik und einem breiten Dynamikbereich, der zum indirekten Tasten des Säge zahnwellen- oder Stufenwelle nsi gnal s dient, das im Ansprechen auf die Schaltvorgänge einer Tastatur durch Frequenzteilung in dem obenerwähnten Frequenzteiler erzeugt wurde. Ein Ausführungsbeispiel dieses Schalters soll nachstehend erläutert werden. Fig. 2 zeigt eine erste Ausführungsform.

In der zeichnerischen Darstellung sind die Transistoren Ql, Q2 und Q3 als ρ-Kanal-MO S-FE T vom Anreiche rungs typ gezeigt, doch gilt die folgende Beschreibung analog auch für den Fall, daß hier n-Kanal-MOS-FET vorgesehen sind. Der gezeigte Schaltungsaufbau umfaßt Anschlüsse TDD und YSS für die Spannungsversorgung, einen Anschluß TGG, auf den eine Gleichspannung gegeben wird, einen Eingangsanschluß TIN, an den das musikalische Analogsignal, beispielsweise eine Sägezahnwelle , gelegt wird, einen Ausgangsanschluß TOUT und einen Tastaturschalter SW einer elektronischen Orgel zum Schalten des musikalischen Signals.

Es sei nun die Funktionsweise der Ausführungsform der Fig. 2 erläu-

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tert. Als gegebenes Beispiel sei angenommen, daß die Steilheiten und die Schwellenspannungen eines jeden der Feldeffekttransistoren (FET) gleich sind und weiterhin sei die Schwellenspannung VT = -IY, YDD = -15V, VSS = OV und VGS = -15V· Da die Senke und die Steuerelektrode des ersten FET Ql miteinander verbunden sind, ist der Absolutwert der Senkenspannung stets größer als der Absolutwert der Differenz zwischen der Steuerspannung und der Schwellenspannung und der EET Ql arbeitet im Sättigungsbereich.

Beim Schließen des Tastaturschalters SY/ ist demnach VGG = VG2 = -15V und der zweite FET Q2 ist voll durchgeschaltet. Der Arbeitsbereich des zweiten FET Q2 liegt im Bereich der Triodenkennlinien, der auch als Bereich mit konstantem Widerstand bezeichnet wird. Ein Spannungsabfall zwischen Quelle und Senke des zweiten FET Q2 ist also proportional dem vom Anschluß VDD zum Anschluß YSS fließenden Strom, dessen Stärke durch die am Eingangsanschluß VIH auftretende Signal amplitude bestimmt ist. Ist der Absolutwert der Spannung des am Anschluß VIN bzw. an der Steuerelektrode DIN des dritten FEuT Q3 erscheinenden Analogsignals kleiner als der Absolutwert der Senke η spannung VDI des dritten FET Q3, dann arbeitet auch dieser dritte FST Q3 wie der erste FET Ql im Sättigungsbetrieb. Dies laßt sich in einfacher 'Weise bewerkstelligen, wenn dafür gesorgt ist, daß die Steuer spannung VG2 des zweiten FET Q2 hinlänglich hoch ist und der zweite FET Q2 im Bereich der Triodencharakteristik arbeitet.

In dem hier betrachteten Ausführungsbeispiel sei das auf den Eingangsanschluß Viii gelegte Analogeingangs signal eine Sägezahnwelle mit einer Signal amplitude in dem Bereich von -2V bis -5Y·

Ist der Tastaturschalter SW geschlossen, so wirkt daher die Schaltungsanordnung im wesentlichen wie ein Inverter, bei dem der erste FET Ql als Lasttransistor fungiert und der dritte iET Q3 als Treibertransistor. Da weiterhin der dritte EST Q3 im Sättigungsbereich arbeitet, werden die in Fig. 3 mit durchgezogenen Linien a und a¹ dargestellten Eingangs- und Ausgangswellenformen erhalten, die die hohe Linearität der Übertragungscharakteristik erkennen lassen.

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Zu Vergleichs zwecke η sind in Fig. 5 in durchbrochenen Linien u und "b ' die Hingangs- und Ausgangswellenform, für den Fall dargestellt, daß die Maxima der Singangssignale VSS = OV und VP = -5V sind, ".v'enn die Spannung des Eingangs signals, wie in der Figur gezeigt, kleiner als die Differenz VoS-VT ist, so ist der dritte FST Q3 gesperrt und es tritt eine konstante Ausgangsspannung auf. Aus diesem Grund ist es erwünscht, daß die Spannung des Eingangssignals nicht kleiner wird als die Differenz VSS-VT, wie im Fall der Fig. 3a. Beim Anschließen des erwähnten Sägezahnwellenfrequenzteilers kann diesem Erfordernis ohne weiteres dadurch Rechnung getragen werden, daß man beispielsweise den 7/ert von EL (Fig. 8 der Stammanmeldung) entsprechend einstellt.

Bei geöffnetem Tasta türschalter SW i st der zweite EST Q2 gesperrt und am Ausgangsanschluß VOTJT erscheint eine Spannung, die im wesentlichen gleich der Spannung VDD ist. Dabei ist zu beachten, daß es in der Praxis erforderlich ist, die Steuerelektrode des zweiten FET Q2 über eine Impedanz 225 (Fig· 6) mit dem Anschluß VSS zu verbinden.

Die Anwendung des zweiten FET <2 in der Weise, daß dieser entweder vollständig durch ge schalte t oder vollständig gesperrt ist, ist zur Steuerung des Einschwinge ns und Abklingens in elektronischen Musikgeräten gängige Praxis und es sei daher der Fall betrachtet, daß die Steuerspannung VG2 des zweiten FEIT Q2 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel von VSS bis VGG verändert wird, wobei die resultierende Ausgangswellenform anhand der Fig. 6 erörtert werden soll.

Die in Fig. 6 gezeigte Schaltung umfaßt einen Anschluß 221, der mit einer Gleichspannungsquelle verbunden wird, die bei dieser Ausführungsform -15V liefert, ferner einen Tastatur schalter 222 einer elektronischen Orgel, der durch Tastenbetätigung geschlossen wird, einen Widerstand 223 mit geringem Widerstandswert, der dem Schutz der Schalterkontakte des Schalters 223 dient, einen Ladungs spei ehe rkondensator 224, ein Impedanzelement 225 zum Entladen des Kondensators, einen Anschluß 226, auf den die Steuerepannung gegeben wird, einen Anschluß 227, an dem die Gleichspannungsversorgung liegt, die also bei diesem Ausführungsbeispiel -15V liefert, Transistoren 228, 229

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und 230, die den FET Ql, Q2 und Q3 in Fig. 2 entsprechen und bei denen es sich in diesem Ausführungsbeispiel um ρ -Kanal -MO S-FE T handelt, einen Eingangsanschluß 23I für ein analoges !,lusiksignal, einen Ausgangsanschluß 232 und einen von einer durchbrochenen Linie umschlossenen Schaltungsteil 233, der in LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert ist. Das Sntladungsimpedanzelement 225 braucht keinen Steueranschluß aufzuweisen, sondern kann als herkömmlicher MOS-FET oder Widerstand ausgebildet sein.

Bei geöffnetem Tastaturschalter 222 wird die im Kondensator 224 gespeicherte Ladung allmählich über das Impedaazelement 225 abgebaut, so daß das Steuerpotential des Transistors 229 allmählich sinkt. Ifl.es ist an der Wellenform des am Ausgangsanschluß 232 erscheinenden Au sgangs si gnal s abzulesen, wenn das in Fig. 7 gezeigte Sägezahnanalogsignal VIN unter Veränderung der Steuer spannung am Transistor 229 aufgeprägt wird, wie dies aus der Darstellung der Fig. 7 hervorgeht, während in Fig. 8 die Au sgangs si gnal amplitude , gemessen zwischen zwei Extremwerten, als Funktion der S teuer spannung VG2 aufgetragen ist. 'ilenn die Steuerspannung am Transistor 229 von -14V auf -13V, -12V usw. abnimmt (Fig. 7), wird der Arbeitsbereich des Transistors 229 aus dem ITichtSättigungsbereich in den Sättigungsbereich verschoben. Bei einer Eingangs spannung um -5V verschiebt sich der Arbeitsbereich des Transistors 23Ο aus dem Sättigungsbereich in den Nichtsättigungsbereich, also bei einer Eingangs spannung, bei der die Senkenspannung kleiner wird. Wenn also die am Transistor 229 liegende Steuer spannung abnimmt, arbeiten die Transistoren 229 und 23Ο entweder beide im Sättigungsbereich oder einer von ihnen im Sättigungsbereich, der andere in Nichtsättigungsbereich, so daß die an der Senke des Transistors 229 erscheinende Spannungswellenferm, also der Ausgangs Spannungsverlauf am Anschluß 232, von der in Fig. 7a gezeigten Form nach und nach in die der Fig. 7b bis 7d übergeht, wobei die Maxima der Wsllenformen ein allmähliches Schrumpfen zeigen. Die Frequenzkomponenten der Wellenform enthalten einen größeren Anteil der Grundwellenkomponente und im Vergleich zur Säge zahnwelle geringere Anteile der Harmonischenkomponenten, wenn die Steuerspannung auf -10V, -5V und schließlich auf -2V sinkt. Dies bedeutet, daß beim Abklingen des musikalischen Signals die Komponenten der Harmonischen

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rasch gedämpft werden und sich die Wellenform schnell einem sinusförmigen Verlauf nähert. Es wird somit eine Abklingcharakteristik erhalten, die in sehr guter Näherung dem Abklingverhalten der auf herkömmlichen Musikinstrumenten erzeugten Töne entspricht, was vom Hörer als musikalisch ansprechend empfunden wird.

Anderseits ist aus Fig. 8 zu entnehmen, daß bei der Abnahme der Ausgangsamplitude mit sinkender Steuerspannung der Ände rungs gradient der Ausgangs spannung zur Steuer Spannungsänderung im Steuerspannungsbereich von -15"V bis -10V kleiner ist als im Bereich unter etwa -10V, und die Verminderung der Ausgangs spannung nimmt also mit abnehmender S teuer spannung schneller zu, ein Verhalten, das üblicherweise als "aufwärts konvex" bezeichnet wird.

Bei dem obenbeschriebenen Analogschalter ist eine Verbindung zwischen der Steuerelektrode und der Senke des ersten FET Ql vorgesehen, doch ist eine solche Aufschaltung nicht zwingend erforderlich, wie durch das in Fig. 4 gezeigte zweite Ausführungsbeispiel veranschaulicht wird, und auch in diesem Fall werden die gleichen Wirkungen hervorgebracht wie mit dem zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel, wenn der Arbeitsbereich des ersten FET Ql im Sättigungsbereich liegt. Wenn die Steuerspannung VGl so gesetzt ist, daß der erste FET Ql im Nichtsättigungsbereich arbeitet, wird die in Fig. 6b gezeigte Ausgangswellenform selbst dann erhalten, wenn die Steuerspannung VG2 des zweiten FET Q2 ausreichend hoch ist. Diese Arbeitsweise dient der Dämpfung der Komponenten der Harmonischen höherer Ordnung der Ausgangswellenform unterhalb der Säge zahnwelle.

In Fig. 5 ist ein drittes Ausführungsbeispiel des Schalters gezeigt, wobei hier der Ausgangsanschluß VOTJT¹ an der Senke des dritten FET Q3 abgegriffen ist. Der Gleichspannungspegel der bei VOUT' auftretenden Ausgangswellenform verändert sich beträchtlich bei einer Änderung der Steuer spannung VG2 des zweiten FET Q2, wobei jedoch die Wellenform dieses Ausgangs signals nach Ausschalten dieser Gleichspannungskomponente im wesentlichen jener des ersten Ausführungsbeispiels (Fig. 2) gleicht, so daß also auch der Abgriff an der Senke des dritten FET Q3 keine Probleme aufwirft.

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Bei dem in Fig. 4 gezeigten Ausführungsbeispiel kann eine Wechselspannung mit geeigneter Spannungswellenform an die Steuerelektrode TGl des ersten EET Ql angelegt werden, so daß das Aus gangs signal amplitudenmoduliert werden kann, wobei die angelegte Wech sei spannung als Amplitudensteuerspannung dient. Eine vorteilhafte Wirkung, die mit der Schaltungsanordnung der Hg. 4 hervorzubringen ist, liegt darin, daß die an sich bekannte Amplitudenmodulation ohne das Erfordernis zusätzlicher Schaltnetze im Zuge des Tastens zuwege gebracht werden kann.

Auf die Auswirkungen des obenbeschriebenen zweiten Ξ rf indungsmerkmals wurde bereits hier und da eingegangen und sie seien nachstehend wie folgt zusammengefaßt:

(1) Die Tastatur ist einfach aufgebaut und es wird eine lineare Übergangscharakteristik erzielt.

(2) Die für eine elektronische Orgel vorgesehene indirekte Tastatur erzeugt ein nüllkurvenspektrum, das in der Einschwingphase und in der·Abklingphase in guter Näherung demjenigen herkömmlicher Musikinstrumente entspricht.

(3) Das Halteentladungselement und die Säge zahnwellenfrequenzteiler können als monolithische Anordnung ausgebildet sein, so daß die Bauweise des elektronischen Musikinstruments vereinfacht und eine hohe Zuverlässigkeit gewährleistet wird.

(4) Die Kenndaten des Systems sind unabhängig von den Steilheiten der lET-Paare , die unvermeidlich von Fertigungscharge zu Fertigungscharge schwanken, und Schwellenspannungsänderungen bleiben ohne Einfluß auf die Verstärkung oder die sonstigen Kenndaten, wenn man von einer Verengung des Dynamikbereichs absieht. Änderungen in den Kenndaten der FET-Bauelemente wirken sich also praktisch nicht nachteilig aus.

(5) Die Amplitudenmodulation ermöglicht die Erzeugung eines Tremolo effekte gleichzeitig mit dem Anschlagen der Ta β te.

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Wie bereits erwähnt, weist der erfindungsgemäße Analogschalter eine hochlineare Übergangs charakteristik auf und er kann ohne weiteres in Form einer monolithischen Anordnung ausgebildet werden, was die Möglichkeit bietet, ihn vorteilhaft im Tastatursystem elektronischer Orgeln einzusetzen.

Es soll nun ein Halte system erläutert werden. Wie aus der Darstellung der Pig. 6 hervorgeht, dient der obenbeschriebene Analogschalter als indirektes Tastensystem, wobei der Speicherkondensator und ein neu entwickeltes Entladungselement zur Bildung des Halte sy stems mit der Steuerelektrode verbunden sind.

In Fig. 9 und 10 sind variable Impedanzelemente mit quadratischen Kennlinien gezeigt, die im Halte system der Erfindung als Entladungselement dienen, und in Fig. 11 sind die zugehörigen Kennlinien dargestellt. Bei der Anordnung der Fig. 9 weist das Element einen Senkenbereich 301 eines MOS-Transistors auf, ferner eine Steuerelektrode 302, einen Quellenbereich 303» einen Steuersperrbereich 304» einen Außenanschluß 305» eine mit dem Senkenbereich 3^1 verbundene Elektrode 309, eine die Senkenelektrode 309 mit dem Außenanschluß 305 verbindende Zuleitung 3O6, eine die Steuerelektrode 302 mit der Senkenelektrode 309 verbindende Zuleitung 307» eine auf der einen Seite des Quellenbereichs 303 ausgebildete erste Elektrode 310, eine auf der anderen Seite des QueHenbereiche 303 ausgebildete zweite Elektrode 3II» eine variable Spannungsquelle 312 zur Versorgung des Elements mit einer Eegel spannung, eine die Elektrode 310 mit einer Bezugsspannung verbindende Zuleitung 313 und Zuführungen 314 und zur Versorgung der Elektrode 3II mit der Ee gel spannung. Das in Fig. 9 gezeigte Element gleicht in seinem Aufbau einem ρ-Kanal-MOS-Transistor auf einem η-Substrat, wobei der Quellenbereich 303 durch einen Widerstand gebildet wird, dessen einander gegenüberliegende Stirnseiten Elektroden tragen. An einer dieser Elektroden liegt die Ee gel spannung, die der Erzeugung eines Spannungsgradienten im Quellenbereich 303 dient.

Es ist bekannt, daß die Strom-Spannungskennlinie eines mit zwei Anschlüssen versehenen, als ρ-Kanal-Transistor auf einem n-leitenden

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Halbleitersubstrat ausgebildeten Bauelements, dessen Steuerelektrode mit der Senke verbunden ist, durch die Gleichung

I = -(ß/2)(Y-YT)² (1)

auszudrücken ist, wobei VT und ß material- und strukturbedingte Größen bezeichnen, die nach der Fertigstellung des Transistors durch Anlegen einer äußeren Spannung nicht mehr zu beeinflussen sind. Das erfindungsgemäße Element unterscheidet sich von diesen bekannten Elementen jedoch dadurch, daß die Größe ß von außen wirksam elektrisch gesteuert werden kann.

Allgemein läßt sich die Kennliniengleichung für einen MOS-Transistor mit einem aus einem Quellensubstrat fließenden oder schwimmenden Potential aus der Gleichung (l) dadurch herleiten, daß man das Glied VT durch den Ausdruck (VT+delta VT) substituiert, wobei delta VT die Vorspannungswirkung des Substrats wiedergibt. Berücksichtigt man weiterhin, daß die Spannung zwischen Quelle und Senke um den Betrag der Quellenspannung VS verringert ist, so erhält man

I = -(ß/2)(V-YS-YT-del ta YT)² (2)

In dem erfindungsgemäßen ρ -Kanal -MO S -Sie me nt sind V, VC, VT, delta VT und VS sämtlich negativ, und zwar

V = O bis -15V
VC = O bis -15V
VT = -IV

Auch delta VT hat einen negativen Wert, der sich aus der Quellenspannung VS ergibt, wobei sich der Absolutwert von delta VT mit zunehmendem Absolutwert von VS erhöht.

Bei dem in Flg. 9 gezeigten Ausführungsbeispiel ändert sich das Quellenpotential in der Betrachtungsrichtung der Zeichnung von rechts links vom Wert Hull bis zum Wert VC. Hinsichtlich des Vorspannungseffekts des Substrats ist also festzustellen, daß der Absolutwert

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von delta VT an der in der Betrachtungsrichtung linken Kante der Quelle ein Maximum aufweist und an der äußersten rechten Kante annähernd gleich Mull ist. Außerdem ist der Gleichung (2) zu entnehmen, daß der Absolutbetrag von delta TT im Fortschreiten von der rechten zur linken Kante zunimmt, wie ebenso auch der Gradient der Stromverringerung. Mt anderen Worten, bei der Anordnung der Fig. 9 ist der zwisehen Senke und Quelle fließende Strom also nicht homogen verteilt, sondern er wird im Fortschreiten gegen die linke Kante kleiner, wenn man die Darstellungsweise der Fig. 9 zugrundelegt. Die Verringerung des Stroms wird mit zunehmenden Absolutwerten für VC merklich beschleunigt, so daß der Gesamtstrom von der Senke zur Quelle des erfindungsgemäßen Elements durch eine Änderung der Größe von VC steuerbar ist.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der als Bestandteil des erfindungsgemäßen Systems vorgesehenen variablen Impedanz mit quadratischer Charakteristik ist in Fig. 10 gezeigt. Für gleichartige Bauteile sind hier die gleichen Bezugszahlen verwendet wie in Fig. 9» s° daß nicht näher darauf eingegangen zu werden braucht. Die Bezugszahl in Fig. 10 bezeichnet einen Steuersperrbereich, der im Gegensatz zur Ausführungsform der Fig. 9 streifenförmig ausgebildet ist. Während der Kanalstrom bei der Anordnung der Fig. 9 mit zunehmendem Absolutwert des Potentials VC am Anschluß 311 in zunehmend stärkerem Maße auf der in der Betrachtungsrichtung rechten Seite im Bereich der Quelle konzentriert ist, wird bei der Anordnung der Fig. 10 bewirkt, daß der Strom entlang der Streifen fließt, da der Steuerbereich ja streifenförmig ausgebildet ist, und die Konzentration des Stroms im Quellenbereich, wie sie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 9 auftritt, unterbleibt daher. Infolgedessen ist die Steuerbarkeit des Kanalstroms durch VC gegenüber der Anordnung der Fig. 9 verbessert. Die Beziehungen, die zwischen der Spannung zwischen dem Anschluß und dem Substrat einerseits und dem Kanalstrom anderseits bei der Anordnung der Fig. 10 bestehen, bei der die Breite W des Steuerbereichs und seine Länge L einander gleich sind, gibt Fig. 11 wieder, wobei VC als Parameter dient.

Wie gleichfalls aus Fig. 11 hervorgeht, gilt für den Kanalatrom I als Funktion der Anschluß spannung V die Beziehung

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£ K(Y-VT)² (3)

wobei K durch eine Regel spannung VC gesteuert -wird und sich, bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel um einen Faktor von etwa 4 ändert, wenn VC von OV auf -15V verstellt wird. Y/ie auch in der Figur zum Ausdruck kommt, weisen die in Fig. 9 und 10 dargestellten Bauelemente Strom-Spannungs-Kennlinien mit einer nach unten konvexen quadratischen Charakteristik auf und lassen jederzeit eine Veränderung des Faktors K zu.

Ein erfindungsgemäßes Haltesystem, das die in Fig. 9 ^UI*d 10 gezeigten Elemente einbegreift, soll nun in seiner Wirkung arhand der Schaltung der Fig. 6 erläutert werden, wobei die Änderung des Ausgangs signals als Funktion der Änderung der S teuer spannung VG2 am Transistor 229 hier die gleiche ist, wie sie obenstehend erörtert wurde. Daher sei an dieser Stelle nur auf die zeitliche Änderung der Basisspannung VG2 des Transistors 229 eingegangen. Geht man davon aus, daß der Entladungsstrom i über das loapedanzelement 225 durch

i - K(VG2-VT)² (4)

auszudrücken und der Widerstandswert des Schutzwiderstandes so klein ist, daß er vernachlässigt werden kann, so gilt die folgende Beziehung!

-i = C(dV/dt) (5)

VG2(t»0) = VO (6)

folgt aus den Gleichungen (4) und (5)

VG2(t) = VT + l/[-tau/(VO-VT) J (7)

wobei tau die normierte Zeit bezeichnet und durch

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tau = (-K/C)t (8)

definiert ist. Da die zeitliche Änderung der Basisspannung am Transistor 229 durch die Gleichungen (7) und (8) gegeben ist, läßt sich aus diesem Ergebnis in Verbindung mit Fig. 8 auch der zeitliche Verlauf der Au s gangs signal amplitude am Ausgangsanschluß 232 ableiten. In Fig. 12 ist als Beispiel das Ergebnis für den Fall VO = -15"V dargestellt. Die in Fig. 12 gezeigte Dämpfungskurve verläuft im wesentlichen exponentiell und zeigt lediglich ir,i rückwärtigen Bereich des Abklingverlaufs ein etwas langsameres Abklingverhalten als es einem Exponentialverlauf entsprechen würde. Ein solches Abklingverhalten ist damit bereits dem Ideal verlauf der Abklingcharakteristik musikalischer Signale angenähert, wie es als erwünscht bezeichnet werden muß. Wiewohl die tatsächliche Kennlinie des Impedanzelements geringfügig von der in der Gleichung (4) dargestellten quadratischen Charakteristik abweichen mag, ist die hierdurch in die Abklingkurve der Fig. 12 eingehende Abweichung so gering, daß sie ohne technische Hilfsmittel mit dem Gehör nicht mehr wahrnehmbar ist.

Bei der in Fig. 6 gezeigten Au sfüh rungs form dient der aus den Transistoren 228, 229 und 230 aufgebaute Analogschalter zum Abnehmen des Ausgangs signal s vom Anschluß 232, doch können diese Transistoren in der Schaltung der Fig. 6 auch durch einen MOS-Transistor ersetzt werden, der mit den in Fig. 9 und 10 gezeigten Bauelementen als Analogschalter verwendet wird, wobei man eine Abklingkurve erhs.lt, die jener der Fig. 12 ähnlich ist.

Weitere Ausführungsbeispiele für das variable Impedanzelement mit Abänderungen gegenüber denen der Fig. 9 und 10 sind in Fig. 13 und 14 gezeigt. Das in Fig. 13 dargestellte Impedanzelement weist eine verbesserte Steuerbarkeit des Entladungsstroms oder der Haltezeit auf. Für Bauteile, die jenen der Fig. 9 gleichen, sind in Fig. 13 jeweils die gleichen Bezugszahlen verwendet wie dort, so daß hierauf nicht näher eingegangen zu werden braucht. Im Unterschied zu den zuvor beschriebenen Elementen erhöht sich bei der Anordnung der Fig. 13 der Abstand von der Quelle zur Senke im Fortschreiten vom Anschluß 31I zum Anschluß 310. Wenn die Spannung VG der Spannungsquelle 312 Null ist, so ist die Stromdichte im Bereich des Anschlusses 311 hoch, da

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&n dieser Stelle der Abstand von der Quelle zur Senke am kürzesten ist, während die Stromdichte zum Anschluß 310 hin abnimmt. Tvlrd die Spannung- VC, ausgehend vom Wert ITuIl, in Richtung negativer Werte erhöht, su nimmt die Stromdichte im Bereich des Anschlusses 311 ab, während sie im Bereich des Anschlusses 310, wo 3ie sich nicht wesentlich ändert, an sich schon gering ist. Der Gradient der Verringerung des gesamten Kanalstroms ist dementsprechend groß und mithin ist die Steuerbarkeit des Kanal Stroms bzw. des Entladungsstroms durch die Regelspannung oder Steuerspannung VC daher besser als bei der Ausführungsform der JIg. 9 j bei der Quelle und Senke parallel zueinander verlaufen. Es sei bemerkt, daß der Steuerbereich auch bei der Ausführungsform der Fig. 13 ahnlich wie bei jener der Fig. 10 streifenförmig· ausgebildet sein kann.

In Fig. 14 ist noch ein weiteres Ausführungsbeispiel des variablen Impedanzelements gezeigt, wobei auch hier diejenigen Bauteile, die denen der Pig. 9 entsprechen, jeweils mit den gleichen Bezugszahlen versehen sind wie dort und in der Beschreibung übergangen werden können. Bei dieser Au sf ah rungs form sind zwei in paralleler Erstreckung ve rl auf ende, mit unterschiedlichem Abstand von der Quelle zur Senke ausgebildete Bereiche miteinander verbunden, wobei die Quelle in dem Bereich mit dem größeren Abstand zwischen Quelle und Senke an der einen Seite geerdet ist und an der gegenüberliegenden Kante aus der Spannungsquelle 312 die Spannung VC aufgeprägt wird. In dem Bereich mit dem kürzeren Abstand zwischen Quelle und Senke wird die eine Seite der Quelle ebenfalls mit der Spannung VC beaufschlagt, während an der gegenüberliegenden Kante der Quelle eine Elektrode 3l6 vorgesehen ist, die über -Zuleitungen 318 und 319 mit einer Spannungsquelle 317 verbunden ist, aus der eine Spannung VC2 angelegt wird. Die Funktionsweise des in Fig. 14 gezeigten Elements ist die folgende. Wird VC auf Null gesetzt und VC2 von Null auf einen negativen Wert verstellt, beispielsweise auf -15V, und wird am Anschluß 305 gleichzeitig eine Spannung von -15V aufgeprägt, so nimmt der Strom in dem in der Darstellung der Fig. 14 linksseitigen Bereich ab, also in dem Bereich mit dem kürzeren Abstand zwischen Quelle und Senke. Hält man dagegen VC2 konstant, um VC von Null nach und nach auf negative Werte zu verstellen, beispielsweise bis auf einen Wert von -15V, so

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der Strom in dem Bereich mit dem kürzeren Abstand zwischen Quelle und Senke im linken Teil der Zeichnung weiter ab, bis dieser Bereich sperrt. Dagegen zeigt der Strom in dem in der Zeichnung rechtsseitigen Bereich mit dem größeren Abstand zwischen Quelle und Senke bei diesem Torgang zwar ebenfalls eine Abnahme, jedoch in der gleichen V/eise , wie dies im Zusammenhang des Ausführungsbeispiels der Fig. 9 erläutert wurde. In dem obigen Beispiel wurde zunächst YC2 verstellt und anschließend VC, doch kommen je nach der gewünschten Steuercharakteristik zahlreiche Abänderungsmöglichkeiten in Betracht, so daß beispielsweise TC2 und VC die gleiche Größe haben und und gleichzeitig mit demselben Potential aufgeprägt werden können, oder aber VC2 und TC können unter Einhaltung einer vorgegebenen Relation verändert werden. IvHt der Ausführungsform der Fig. 14 wird also ein Element geschaffen, dessen Steuerbarkeit dadurch verändert werden kann, daß man die Entfernung zwischen Quelle und Senke im linken und rechten Bereich entsprechend bemißt oder daß man die Eanalbreiten und die Stellprogramme der Re gel spannungen VG2 und TC entsprechend wählt. Es braucht nicht betont zu werden, daß auch bei dieser Ausführungsform der Steuerbereich wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 10 streifenförmig ausgebildet sein kann oder daß der Abstand zwischen Quelle und Senke in jedem der beiden Teilbereiche des Elements ähnlich wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 13 einen kontinuierlichen Übergang zwischen zwei Extremwerten zeigen kann, wobei ferner auch zahlreiche Kombinationen der obigen und weiterer Abänderungsmöglichkeiten in Betracht kommen.

Als Modifikationsmöglichkeit kann auch eine Beeinflussung der Potentialverteilung im Quellenbereich 303 ins Auge gefaßt werden, ^n diesem Fall kann die Steuercharakteristik der Regelspannung TC in der Weise verändert werden, daß sie dem Verhalten des in Fig. 9 gezeigten Elements entspricht.

Als Material für die Steuerelektrode des obigen Elements können prinzipiell alle gebräuchlichen Werkstoffe verwendet werden, so u.a. Metalle, wie etwa Aluminium, und polykristallines Silicium. Bei den obenbeschriebenen Elementen sind die Steuerbereiche jeweils mit der Senke verbunden, doch ist diese Form der Aufschaltung nicht erfin-

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dungswesentlich, da vielmehr das Steuerpotential auch unter Aufrechterhai tung einer vorgegebenen Relation zwischen Steuerpotential und Senkenpotential ve rändert werden kann.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 15 gezeigt, wobei hier ein variables Impedanzelement mit zwei Steue ran Schlüsse η von der in Hg. 14 gezeigten Art vorgesehen ist. In Fig. 15 sind für gleichartige Bauteile wie in Fig. 6 die dortigen Bezugszahlen verwendet, so daß gleichartige !Beile hier nicht erneut beschrieben zu werden brauchen. BLe Schaltung der Fig. 15 umfaßt ein variables Impedanzelement 251 der in Fig. 14 gezeigten Art, Zuleitungen 314 und 318, die denen der Anordnung der Fig. 14 entsprechen, und Anschlüsse 261 und 262, auf die die Steuerspannungen gegeben werden. Der von einer durchbrochenen Linie umschlossene Teil 234 stellt eine Baugruppe dar, die ohne weiteres in LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen integriert werden kann. Die in Fig. 15 gezeigte Schaltung arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise wie die der Fig. 6 und die durch die beiden Steueranschlüsse bedingte erhöhte Freiheit bei der Steuerung ist bereits in Verbindung mit der Beschreibung der Funktionsweise der Anordnung der Fig. 14 erörtert worden.

Falls die in Fig. 6 und 15 gezeigten beiden Baugruppen 233 bzw. in IC- oder LSI-Technik auf einem Halbleiterplättchen hergestellt sind, nimmt die Steuer spannung des Transistors 229 nach dem Öffnen des Tastaturschalters allmählich bis auf VT ab, wobei der Transistor 229 in den vollständig gesperrten Zustand übergeht, sobald die Steuerspannung den Wert VT erreicht. Theoretisch wird auf diese Weise ein musikalisches Signal mit sehr niederem Pegel also für eine lange Zeitspanne gehalten. Je nach der Unglexchförmigkeit der Schwellenspannung VT in dem Halblei te rplättchen mag der Transistor 229 seinen absoluten Sperrzustand unter Umständen sogar überhaupt nicht erreichen. Zur Vermeidung solcher Erscheinungen und zur Sicherstellung einer stabilen Funktionseignung kann der Entl a dungs impedanz 225 oder 251 ein hochohmiger Widerstand parallelge schaltet sein, so daß die Entladung zumindest in der Endphase des Entl a dungs Vorgangs im wesentlichen über den hoehohmigen Widerstand erfolgt. Hierbei kann der hochohmige Widerstand entweder innerhalb der Baugruppe 233 bzw.

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ausgebildet oder auch extern vorgesehen sein.

Zur Gewährleistung stabiler Betriebsbedingungen sind die Schwellenspannung des Entladungselements 225 ^und die Schwellenspannung des Transistors 229 eventuell unterschiedlich eingestellt. Die zuvor beschriebene denkbare Störungsmöglichkeit kann nämlich dadurch umgangen werden, daß man den Absolutwert der Schwellenspannung des Elements 225 kleiner wählt als den der Schwellenspannung des Transistors 229· Zur .änderung der Schwellenspannungen kann man sich bekannter Methoden bedienen, so beispielsweise einer Änderung der Stärke der Oxidschichten in den Steuerbereichen, einer Abwandelung der Steuerelektroden, einer Änderung der Störstellenkonzentration in den Bereichen unmittelbar unterhalb der Steuerbereiche durch thermische Diffusionsverfahren, der Ionenimplantationstechnik oder sonstiger Verfahren, einer Änderung der Struktur der Isolatorschichten in den Steuerbereichen in der 7/eise, daß die Öberflächenniveaudichten verändert werden, oder aber einer Veränderung der Isolatorschichten in den Steuerbereichen dergestalt, daß die Ladungsdichten der Störstellenniveaus oder der Haftstellen in den Isolatorschichten verändert werden. Zur Gewährleistung stabiler Betriebsbedingungen kann die Schwellenspannung des Transistors 229 wirksam durch eine Kompensationsschaltung vergrößert werden. Ausführungsbeispiele für eine solche Schaltungskompensation sind in Fig. l6 und 17 gezeigt, wobei die Bezugszahlen auch hier den in Fig. 6 für die betreffenden Bauteile verwendeten entsprechen, so daß die so bezeichneten Bauteile nicht nochmals beschrieben zu werden brauchen.

In Fig. 16 ist mit der Bezugszahl 240 eine Pegelumsetzerdiode bezeichnet, die zwischen die Quelle des Transistors 2 29 und die Senke des Transistors 23O gelegt ist, um so zu erreichen, daß die Sperrspannung des Transistors 229 höher ist als seine Schwelle η spannung. Diese Diode kann auch an die Quelle des Transistors 230 gelegt sein. Der von einer durchbrochenen Linie umschlossene Teil 235 stellt jenen Bereich dar, der in LSI-Technik auf einem Halblei te rplättche η hergestellt ist.

Bei der Anordnung der Fig. 17 bezeichnet die Bezugszahl 250 einen Transistor in Diodenschaltung, der hier zur Vornahme der pegelver-

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Schiebung cdent. Die scr Transistor ~:aim auch ir; der -«uelle ds s Transistors 2X ei/igi setzt sein. Der von der o^rchhrochenen Linie uir.-üchlosnere bereich 2j.:- stellt jene Baugruppe dar die in LSI-Technil.. auf -ineπι Ealol^iterplUttchen hergestellt wird.

In der in i?±<. Ii ur.ci IJ 30 st i _s;t& rj ..^ise c.ur, durch eine Anhebur^ des "iusllenpoteiitiüls des Tran ti stors 229 der Absolutwert der effektiven £5chwelle21 spannung des Transistors 229 über den des Sntladungselements 2?5 gehoben werden, wodurch stabile Betriebsbedingungen gewi:.hrlei,-;ti? t sind.

Bei den Ausfuhrang-siOr;nen der Fig. 6, Io und 17 dient die Senke des Transistors 229 üls Ausgängsanschluß, doch können hierzu gleichermaßen auch die .Quelle des Tr? i. si stors 229 oder die Senke des Transistors 25ü dienen.

Die durch das erfindungs^einäSe Halte system in einem elektronischen Musikinstrument vermittelten Vorteile sind wie folgt zusammenzufassen:

(1) Las Halte syste:r- ist i;. seinem Aufbau einfach und zeigt einen natiirli ehe η Abkl i nghüll ve rlauf.

(2) Die soektrale Änderung beim Haltebetrieb weist eine harmonische DäEipfungschars,kteristik auf, wie sie für die Erzeugung des musikalischen Signals erwünscht ist.

(3) Sie Gesamtanordnun^T kann ohne weiteres in LSI-Technik auf einem einzigen Halbleiterplättchen integriert werden. Hierbei fallen die Steueranschlüsse für die Hai te ze it mit den Anschlüssen für die Kusiksignale so zusammen, daß der Halteeffekt durch Hinzufügung nur eines oder zweier LSI-Stifte gesteigert werden kann.

In der elektronischen Orgel werden die jeweils durch den betreffenden Tastatur schalter unterbrochenen Musiksignale anschließend miteinander gemischt, durch ein Filter gegeben, einer Effektschaltung zugeführt und dann verstärkt und auf den Lautsprecher gegeben. Das Lii sehen kann dabei durch Spannungsaddition über Mischimpedanzele-

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mente in der in Fig. 18 gezeigten Weise erfolgen, was die einfachste ;[ethode mit dem geringsten Aufwand ist.

Die in Fig. 19 gezeigte Schaltung umfaßt Tastkreise 410 und 420 zur Segmentierung des musikalischen Klangs, Impedanzwandler 411 und 42I₅ ein Impedanzniischelement ZM und einen Mischverstärker 430.

Die IiUsiksignale der einzelnen Frequenzen werden auf die Anschlüsse YIHl und YIH2 gegeben und über die Tastkreise 410 und 420 sowie die Impedanzwandler 411 und 421 dem Impedanzmischelement ZM zugeleitet. Die Ausgangssignale der Impedanzwandler 411 und 421 werden in Form von Spannungsamplituden erhalten. Diese Ausgangs spannungen seien mit Yl und Y2 bezeichnet, die Ausgangsimpedanz des Impedanzwandlers 41I mit ZL, die Ausgangsimpedanz des Impedanzwandlers 421 mit Z2 und die Eingangsimpedanz des Mischverstärkers 430 sei im Idealfall unendlich, In diesem Fall kann das Kreuzmodulationsinkrement delta Y2 wie folgt formuliert werden:

delta Y2 = (Ζΐ/2ΖΜ)·Υ2 (9)

In gleicher Weise kann das Kreuzmodulationsinkrement delta Yl nach Y2 durch die Gleichung

delta Yl = (Z2/2Ztt)-71 (lO)

ausgedrückt werden. Diese Kreuzmo dulationsinkremente treten in Form eines BLffe rentialklange s in der elektronischen Orgel auf und führen zu einer Klangverschlechterung. Sie sind daher möglichst weitgehend zu unterdrücken. Ein wesentliches Krfindungsmerkmal betrifft daher diesen Aspekt. Wie in den Gleichungen (9) und (lO) zum Ausdruck kommt, sind die Kreuzmo dulationsinkremente delta Yl und delta Y2 durch das Verhältnis der Ausgangsimpedanzen Zl "bzw. Z2 zur Mischimpedanz ZM bestimmt. Es werden also um so bessere Ergebnisse erzielt, je kleiner die Ausgangsimpedanzen ZL und Z2 sind und je größer die Mi schimpe danz ZM ist. Tatsächlich ist jedoch die Eingangeimpedanz des Mischver stärker β 430 nicht unendlich groß, und bei ausreichend großer M schimpe danz ZM kann diese Eingangsimpedanz nicht mehr vernachlässigt werden. Es ist daher erwünscht, die Ausgangsimpedanzen

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Zl und Z2 so klein wie möglich zu halten.

Zusätzlich zu dieser Verringerung der Ausgangsimpedanzen ist jedoch im Rahmen der Erfindung der Impedanzwandler, der die Herstellung der indirekten Tastatur und der Sägezahn- bzw. Stufenwellenfrequenzteiler in der in Fig. 20 gezeigten Y/eise in einer monolithischen Anordnung ermöglicht, mit der indirekten Tastatur verbunden, wodurch eine niedere Impedanz des indirekten Tastsystems verbürgt wird.

Ein Ausführungsbeispiel, das dieses Konzept berücksichtigt, ist in Fig. 19 dargestellt, und nachstehend soll nun auf die Funktionsweise eingegangen werden.

Die mit Ql, Q2, Q3, TDD, VGG, VSS, Viii, SW und VOUT bezeichneten Bauelemente entsprechen den in Fig. 5 gezeigten, wobei jedoch zusätzlich ein npn-Transistor Q4 und ein mit dem Emitter in Reihe geschalteter Widerstand R3 vorgesehen sind. Diese Anordnung wird üblicherweise als Emitterfolger bezeichnet und ihre Ausgangsimpedanz kann durch die Gleichung

ZOTJT= re + (rbb >+ZO)/(l+ß) (ll)

wiedergegeben werden, worin

ZOUT: Au s gangs impedanz des Transistors Q4

rbb¹: Basiswiderstand des Transistors Q4

re: Emitterwiderstand des Transistors Q4

ß: Stromverstärkungsfaktor des Transistors Q4

ZO: die durch Ql, Q2 und Q3 gegebene Ausgangsimpe

danz der indirekten Tastatur.

Als Ausführungsbeispiel sei angenommen, daß die Steilheiten der MOS-FET Ql, Q2 und Q3 hierbei lmA/V seien, während die anderen Konstanten die gleichen Werte haben, von denen auch im Zusammenhang der Beschreibung der Fig. 2 ausgegangen wurde. In diesem Fall liegt die Ausgangsimpedanz ZO der Tastgruppe größenordnungsmäßig bei höchstens 1 kOhm.

Der Transistor Q4 ist zusammen mit dem Säge zahnwelle nfrequenzte ile r und der indirekten Tastatur unter Verwendung komplementärer MOS-FET-

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Paare als nonolithische Anordnung hergestellt, wobei die Basis aus einer ρ-Quelle besteht, der Kollektor von einem η-Substrat gebildet wird und der Emitter gleichzeitig mit der Quelle und der Senke des η-Kanal-150 S-FE-T hergestellt wird. Geht man davon aus, daß der Basiswiderstand des so hergestellten Transistors Q4 rbb' = 1 kOhm betrage, während der Stromverstärkungsfaktor dieses Transistors ß = 100 und der Emitterwiderstand re = 25 Ohm seien, so liegt die Ausgangsimpedanz ZOTIT bei etwa 45 0hm. Aus den Gleichungen (9) und (lO) folgt unter der Annahme von ZM = 225 kOhm ein Kreuzmodulationsinkrement gegen das Signal von -80 dB. Der Transistor Q4 kann auch als Darlington zur Erhöhung des Stromverstärkungsfaktors ß ausgelegt sein. Wenn die Stromverstärkung in diesem Fall β = 2000 ist, dann^st ZOTJT = 26 0hm und für Zivi = 130 kOhm wird eine Kreuzmodulation von -80 dB erhalten. Die am Ausgangsanschluß V0TJT2 erzeugte Wellenform entspricht der für YOTJT in Fig. 3 gezeigten Wellenform bis auf eine Gleichspannungsverschiebung gemäß dem Spannungsabfall zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q4·

In dieser Weise kann die Aus gangs impedanz verringert und gleichzeitig die Wellenform des Ausgangs signals unverändert erhalten werden.

Fig. 20 zeigt eine Anordnung, bei der die indirekte Tastatur mit dem obenbeschriebenen Impedanzwandler verbunden ist und die Halteeffektschaltung sowie der Säge zahnwellen- bzw. Stufenwellenf reguenzteiler angeschlossen sind. Die Anordnung der Fig. 20 entspricht jener der Fig. 6, wenn dieser der Emit te rfol ge r transistor Q4 und der Widerstand ΠΕ zugeschaltet werden.

Die obige Schaltungsanordnung, die sich durch die Zufügung des Emitte rf olgers zur Herabsetzung der Ausgangsimpedanz des Analogschalters auszeichnet, kann unter dem vorerwähnten zweiten Erfindungsmerkmal subsumiert werden, wobei zusätzlich zu den beschriebenen Wirkungen noch der Folgeeffekt auftritt. Da ein Aus gangs signal niederer Impedanz erzeugt wird, kann die Kreuzmodulation zwischen den Klängen (die in Form eines sog. Differentialklanges auftritt) geschwächt werden, so daß ein Musiksignal hoher Tonqualität erzeugt werden kann.

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Vor !stehend wurde die irf indun_t; anter aera Aspekt eines ersten, zweiten und dritten l:"e rional s lie schrie be η. In diesem Sinne liegt ein viertes luerkmal der Erfindung darin, da3 sämtliche zuvor beschriebenen Teile als monolithische LSE-Anordnung ausgebildet sein können, wie dies bereits verschiedentlich hervorgehoben wurde, und dai3 als Herstellungsverfahren die herkömmliche Technik der IC-Fertigung komplementärer HOS-Schaltnetze in "Betracht kommt, sofern man lediglich den Ladungskondensator in der in Fig. 6 verdeutlichten Weise extern vorsie h t.

Bei den Anordnungen der Fig. 6 und 20 ist es beispielsweise möglich, den Inverter, die in den SLgezahnwellenfrequenzteiler 401 einbezogenen Frequenzteiler und das Entladungsimpedanzelement Z als p-Kanal-M)S-FUT oder n-Kanal-LIüS-FBT oder als Komplementär-MOS-FET-Paare aufzubauen, lienn man in dieser Weise das Yfi. derstandske ttenschal tne tz durch p-Quellen komplementärer I.'G 3-FE T-Paare oder aus polykristallinem Silicium herstellt und den Transistor Q4 so ausbildet, daß sein Kollektor aus dem Substrat besteht, dann können sämtliche Bauteile der Schaltung als monolithische Anordnung hergestellt werden, wie dies die Schnittansicht eines solchen Halblei te rplättchens in Fig. 21 zeigt.

In Fig. 21 ist ein in der üblichen ivIOS-FET-Komplementärte chnik gefertigtes Halblei te rplättchen mit Siliciumsteuerbereichen im Schnitt dargestellt. 3ei diesem 3eispiel ist für den Steuerbereich des MOS- FsüT nolykristallines Silicium verwendet, doch kann zur Herstellung des Steuerbereichs auch Aluminium eingesetzt werden.

Die in der Zeichnung dargestellte Anordnung umfaßt einen n-Krnal-MOS-FiST 441, einen ρ-Kanal-MOS-FET 442, einen Widerstand 443 und einen npn-Transistor 444· Diese Schaltelemente sind auf einem n-leitenden Halbleitersubstrat 445 aufgebaut, es sind durch Ionenimplantation gebildete p-Quellen ("p-Töpfe") 446, 455 und 458 vorgesehen, ferner η -Diffusionsschichten 452, 454 und 456 mit einer gegenüber den p-Töpfen erhöhten Stör Stellenkonzentration, n⁺-Diffusionsschichten mit einer gegenüber dem η-Substrat erhöhten Störstellenkonzentration, nämlich die n⁺-Diffusionsschichten 447, 451, 457 und 459, eine Isolatorschicht 449» ein η-dotierter polykristalliner SiIiciumbereich

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448, ein p-dotierter polykristalliner Siliciumbereich 453 und eine Metallelektrode 450.

Genauer, in dem η-Kanal-IiK)S-I¹ET 441 dienen die n^Diffusionsschichten 447 und 451 als Quelle bzw. als Senke, während die polykristalline Siliciufflschicht 448 die Steuerelektrode Mldet. Im ρ-Kanal-MO S-EE Τ sind die p⁺-Diffusionsschichten 452 und 454 Quelle bzw. Senke und die polykristalline SiIiciumschient 453 dient als Steuerelektrode. Der p-Topf 455 ist einer der Widerstände des Widerstandske ttenschaltnetzes. Im npn-Transistor 444 dient das n-Substrat 445 ^als Kollektor, der p-Topf 458 als Basis und die n⁺-Diffusionsschicht 457 im p-Topf 458 als Emitter, die p⁺-Diffusionsschicht 456 bildet einen niederohmigen Bereich., auf dem die Basiselektrode vorgesehen ist, und die η Diffusionsschicht 459 ist ein nie derohmiger Bereich, auf dem die Kollektorelektrode angebracht ist. Die Senke 451 des n-Kanal-MOS-ΐΕΤ 441 und die Quelle 452 des p-Kanal-MOS-ϊΕΤ 442 sind in der Zeichnung durch die Metallelektrode 450 miteinander verbunden, so daß insgesamt eine komplementäre MOS-FET-Anordnung gebildet wird, doch ist zu bemerken, daß auch die Transistoren Ql, Q2 und Q3 auf diese Weise durch ρ-Kanal-HOS-EE T gebildet sein können.

In Fig. 22 ist ein Tongenerator gezeigt, der aus einer Kombination des Säge zahnwellen- oder Stufenwellenf re quenzte ile rs und der indirekten Tastatur mit dem Analogschalter und dem variablen Impedanzelement besteht.

In ilg. 22 ist mit der Bezugszahl 68 ein Eingangsanschluß bezeichnet und mit der Bezugszahl 72 ein Inverter. Die Bezugszahl 91 bezeichnet einen Rechteckwellenfrequenzteiler und mit den Bezugszahlen 92 bis 95 sind lascher zum Kombinieren der Ausgänge des Rechte ckwellenf requenzteilers und eines Säge zahnwelleneingangs signals bezeichnet, während die Bezugszahlen 96 bis 100 elektronische Tastkreise bezeichnen. Mt den Bezugszahlen 106 bis 110 sind Entladungselemente für den Halteeffekt und Kondensatoren für die Ladungsspeicherung bezeichnet, die jeweils für die elektronischen Tastkreise vorgesehen sind und ein den elektronischen Tastkreisen zugeordnetes Haltesystem bilden. Die Bezugszahlen 111 bis II5 bezeichnen Tastaturschalter und mit der Bezugszahl II6 ist ein Anschluß bezeichnet, auf den die konstante

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Speisespannung gegeben wird.

Die Frequenz te ile rausgänge 117 Ms 121 liefern eine Sage zahnwelle oder Stufenwelle, deren Frequenzen untereinander die Teilungsverhältnisae l/l6, l/8, l/4» l/2 und 1. bezogen auf das Eingangssignal, haben, wobei diese fünf Aus gangs an Schlüsse den Ausgangs signale η für fünf Oktaven entsprechen.

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3*,

Leerseite

Claims

Patentansprüche

1. Elektronischer Tastkreis für ein Tongeneratorsystem einer elektronischen Orgel unter Einbeziehung eines Analogschalters in das elektronische Tastatur sy stem, ä^e i'^e nnzei chne t durch die Ausbildung des Analogschalters mit einem ersten, zweiten und dritten Feldeffekttransistor (Ql, Q.2, Qj) mit je einer Quelle, einer Senke und einem Steuerbereich, wobei an die Steuerelektrode des ersten Feldeffekttransistors (Ql) eine Gleichspannung oder eine amplitudenmodulierte Spannung legbar ist, wobei an die Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors (θ/?) eine S teuer spannung zur Schaltung eines Signals und zur Steuerung der Signal amplitude legbar ist, wobei der Steuerelektrode des dritten Feldeffekttransistors (<43) ein Analogsignal zuleitbar ist, wobei die Quelle des ersten Feldeffekttransistors (Ql) mit der Senke des zweiten Feldeffekttransistors (vis) verbunden ist, wobei die Quelle des zweiten Feldeffekttransistors (0,2) mit der Senke des dritten Feldeffekttransistors (Q3) verbunden ist, wobei zwischen der Senke des ersten Feldeffekttransistors (Ql) und der Quelle des dritten Feldeffekttransistors (Q3) eine Gleichspannung anlegbar ist, wobei die Senke des zweiten Feldeffekttransistors (Q2) oder die Senke des dritten Feldeffekttransistors (Q3) mit einem Ausgangsanschluß verbunden ist und wobei das Analogsignal durch die Steuergleichspannung schaltbar und amplitudengesteuert ist.

2. Elektronischer Tastkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Analogschalter des elektronischen Tastatur sy stems weiterhin einen Emitterfolger (04) in der Ausgangsstufe einbegreift, wobei die Senke des zweiten oder dritten Feldeffekttransistors (q2* Q5) öit der Basis des Emitterfolge rs (θ/*!·) verbunden ist.

3· Elektronischer Tastkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronische Tastatur weiterhin einen Haltekreis einbegreift, bestehend aus einem Kondensator (224) und einem variablen j&apedanzelement (225) in Parallelschaltung zueinander zwischen der Steuerelektrode des zweiten Feldeffekttransistors (229) und Erde , wobei der Kondensator (224) und das variable Impedanzelement (225) eine Konstant ze it schaltung zum Speichern elektrischer Ladungen in

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dem Kondensator (224) und ^zum Entladen der gespeicherten elektrischen Ladungen über das variable Impedanzelement (225) bilden und wobei ein Ausgangs signal der Konstantzeitschaltung im Sinne des allmählichen Abbaus des Analogsignals auf einen Eingangsanschluß des zweiten Feldeffekttransistors (229) leitbar ist.

4· Elektronischer Tastkreis nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß das variable Imp e dan ze le me nt durch einen Widerstandskörper gebildet wird, der in der Gesamtheit oder in einem Teil des Quellenbereichs des zweiten Feldeffekttransistors vorgesehen ist und mit zwei oder mehr Elektroden ausgebildet ist, die in dem Quellenbereich vorgesehen sind, wobei an eine oder mehrere dieser Elektroden ein Bezugspotential anlegbar ist, während an die anderen Elektroden die Steuer spannung anlegbar ist, und wobei innerhalb des Quellenbereichs durch das variable Impedanzelement eine Potential verteilung herbeiführbar ist.

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