DE3615382C2 - Digital-Analog-Wandler mit einer Bit-Einstell- und Filterschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Digital-Analog-Wandler nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Es sind verschiedene Digital-Analog-Wandler-Schaltungen, zum Beispiel aus der US-A-44 23 409 bekannt. Mit fortschreitender Technik wurden monolithi­ sche Digital-Analog-Wandler (DAC) erhöhter Genauigkeit und größerer Bandbreite (d. h. Betriebsgeschwindigkeit) bekannt, welche bei Stromversorgungsspannungen recht niedriger Amplitude arbeiten können. Es sind jedoch weitere Verbesserungen auf allen diesen Gebieten in ho­ hem Maße erwünscht, um den Markt für solche DAC zu er­ weitern, so daß der Einsatz solcher DAC bei einer größe­ ren Anzahl von kostengünstigen Erzeugnissen in wirt­ schaftlicher Weise verwirklicht werden kann. Es ist in hohem Maße erwünscht, eine monolithische integrierte Schaltung, insbesondere einen monolithischen DAC, zu schaffen, welcher die Befähigung hat, innerhalb vorbe­ stimmter Bedingungen nicht nur bei sehr niedrigen Ampli­ tuden der Stromversorgungsspannungen zu arbeiten, son­ dern auch bei sehr hohen Amplituden der Stromversorgungs­ spannungen. Die Verwirklichung dieser Funktion in einer integrierten Schaltung, besonders in einem monolithi­ schen DAC, führt zu verschiedenen Schwierigkeiten beim Schaltungsaufbau. So führt die Befähigung zum Betrieb bei einer Stromversorgungsspannung niedriger Amplitude häufig zum Problem der Erzeugung adäquater, interner Betriebs­ spannungen, ansprechend auf die ungünstigsten TTL-Ein­ gangssignale. Die Verwendung von Stromversorgungsspan­ nungen niedriger Amplitude macht es auch schwierig, die maximalen Ausgangsspannungen zu erzeugen, welche übli­ cherweise erforderlich sind. Der Ausdruck "Kopfraum" wird gelegentlich von Fachleuten verwendet, um das Problem der Erzielung zweckentsprechender Ausgangssignalpegel bei integrierten Schaltungen zu bezeichnen, wenn eine oder beide Stromversorgungsspannungsamplituden niedrig sind, z. B. +4,75 Volt oder -4,75 Volt betragen. Es ist schwierig, adäquat hohe Ausgangsspannungen zu erhalten, falls die Schaltung nur einen geringen "Kopfraum" auf­ weist, wenn eine niedrige positive Stromversorgungsspan­ nung verwendet wird. Das gleiche gilt für eine negative Ausgangsvariation, wenn die negative Versorgungsspannung einen niedrigen Spannungswert hat. Für eine große posi­ tive Ausgangsschwankung muß die Emitter-Basis-Spannung eines NPN-"Hochzieh"-Transistors im "Kopfraum" unterge­ bracht werden, und es muß eine vorgeschaltete Stufe vor­ gesehen werden, um die Basis dieses NPN-"Hochzieh"- Transistors zu treiben. Bei modernen Schaltungen hoher Geschwindigkeit und niedriger Leistung ist auch bei solchen Vorstufen ein adäquater "Kopfraum" erforderlich, um verschiedene Emitter-Basis-Spannungsabfälle und Kollektor-Emitter-Spannungsabfälle unterzubringen, die erforderlich sind, um das Signal für das Treiben der Basis des NPN-"Hochzieh"-Transistors zu erzeugen. Ähn­ liche Bedingungen gelten auch für den NPN-"Herunter­ zieh"-Transistor.

Wenn die Stromversorgungsspannungen (+V_CC und/oder -V_CC) einen sehr hohen Wert haben, z. B. +15 bis +18 Volt (oder -15 bis -18 Volt), dann werden bei bestimmten Be­ triebsbedingungen die Kollektor-Emitter-Durchbruchspan­ nungen des "Hochzieh"- und des "Herunterzieh"-Transistors leicht überschritten. Dies geschieht leicht, da typi­ scherweise die normale Kollektor-Emitter-Durchbruchspan­ nung dieser Transistoren, falls sie eingeschaltet sind, etwa 20 Volt betragen, und zwar bei einem typischen Her­ stellungsverfahren für bipolare Hochgeschwindigkeits­ schaltungen, und die Kollektor-Emitter-Spannungen dieser Transistoren übersteigen diesen Wert, falls +V_CC +15 Volt oder mehr beträgt und falls -V_CC -15 Volt oder einen niedrigeren Wert aufweist. Zur Überwindung dieses Problems können zusätzliche aktive Einrichtungen vorge­ sehen sein, z. B. Transistoren und Zenerdioden, in Reihen­ schaltung zu dem "Hochzieh"- und dem "Herunterzieh"- Transistor zum Zwecke der "Absorption" von Kollektor- Emitter-Überspannungen, welche anderenfalls an diesen Transistoren anliegen würden und ihren Durchbruch her­ vorrufen würden. Sowohl die Zenerdioden-Spannungsabfälle als auch die Kollektor-Emitter-Spannungsabfälle wurden bisher in Reihenbeziehung zum "Hochzieh"- und zum "Her­ unterzieh"-Transistor vorgesehen, um Durchbrüche zu ver­ meiden, welche auftreten, wenn hohe Versorgungsspannun­ gen an den Gegentakt-Ausgangsschaltungen anliegen. Das Bereitstellen einer solchen zusätzlichen Schaltung macht den Aufbau der Gesamtschaltung wesentlich komplizierter und verteuert auch die Schaltung. Häufig kommt es auch zu einer Verringerung der Geschwindigkeit und zu einer Steigerung des Leistungsverbrauchs sowie zu einer Ver­ ringerung des "Kopfraums", welcher zur Erzielung adäqua­ ter Ausgangssignalpegel erforderlich ist. Eine andere Be­ schränkung dieser monolithischen integrierten Schaltun­ gen besteht in der Anzahl der Pins oder der Zuleitungen eines wirtschaftlichen Gehäuses, in dem das Chip unter­ gebracht werden muß. Bei monolithischen Digital-Analog- Wandlern (im folgenden mit DAC bezeichnet) ist es oft erwünscht, die Möglichkeit für den Anschluß externer Komponenten, wie Potentiometern, vorzusehen, um präzise Einstellungen der Bit-Ströme zu ermöglichen. Dies kann bei einigen praktischen Anwendungen solcher monolithi­ scher DAC erforderlich sein. Es kann auch erwünscht sein, externe Kondensatoren einzuschließen, um Rauschsignale herauszufiltern, da es unpraktisch ist, große interne Filterkondensatoren in einer monolithischen integrierten Schaltung vorzusehen, da dies eine sehr große Chipfläche für die integrierten Schaltungskondensatoren erfordern würde.

Man erkennt somit, daß ein erhebliches Bedürfnis für einen verbesserten Schaltungsaufbau besteht, welcher einen Schaltungsbetrieb bei hohen Geschwindigkeiten ge­ stattet, und zwar über einen weiten Bereich von Strom­ versorgungsspannungen und bei minimaler Schaltungs­ komplexität, während andererseits die monolithische Chipfläche zur Verwirklichung dieses Ziels ebenfalls minimal sein soll.

Ein weiteres Problem solcher monolithischer Schaltungen besteht in den Komplizierungen, welche nicht nur durch eine diesen Erfordernissen gerecht werdende Schaltung bedingt werden, sondern auch durch den erforderlichen Betrieb über einen weiten Temperaturbereich, wobei die vorerwähnten Bedingungen bei allen Temperaturen inner­ halb dieses Bereichs gegeben sein müssen.

Herkömmliche DAC haben relativ große negative Stromver­ sorgungsspannungen, von denen die Spannungen über die Präzisionswiderstände entwickelt werden, welche die Bit- Ströme bestimmen. Von diesen Spannungen werden Strom­ schalter betätigt, welche selektiv die Bit-Ströme sum­ mieren, zum Zwecke der Erzeugung eines analogen Aus­ gangsstroms, ansprechend auf die digitalen Eingangssi­ gnale. Einige herkömmliche DAC verwenden Zenerdioden mit Durchbruchspannungen von etwa 7 Volt, um die TTL- Eingangspegel hinab zu den niedrigen Spannungspegeln zu schieben, welche erforderlich sind, um die Bit-Strom­ schalter zu steuern. Diese Technik kann nicht verwendet werden, wenn die negative Versorgungsspannung nicht we­ sentlich größer ist als die Zenerdioden-Durchbruchspan­ nung. Obgleich Widerstandspegel-Schiebetechniken zu ver­ schiedenen Zwecken verwendet wurden, so wurden sie doch bisher nicht bei monolithischen integrierten Schaltun­ gen angewendet, bei denen eine Pegelverschiebung mit konstanter Spannung erforderlich ist. Dies beruht wahr­ scheinlich auf dem Verlust der Schaltgeschwindigkeit und auf der inadäquaten Steuerung der Spannungspegel- Verschiebung wegen der Verarbeitungsvariationen.

Einige herkömmliche DAC haben Vorkehrungen zum Anschluß eines externen Kondensators, welcher dazu bestimmt ist, das intern erzeugte Rauschen in der DAC-Schaltung auf­ grund einer Zenerdioden-Referenzschaltung herauszufil­ tern. Einige herkömmliche DAC gestatten es ferner, den Bit-Strom eines jeweiligen Bits, z. B. des signifikante­ sten Bits, präzise einzustellen, und zwar durch Einstel­ lung eines externen Potentiometers, welches mit der DAC- Schaltung verbunden ist. Solche herkömmlichen DAC ver­ wenden gesonderte Zuleitungen für den Anschluß des Fil­ terkondensators und für das Bit-Strom-Einstellpotentiome­ ter. In einigen Fällen stehen jedoch zwei zusätzliche Anschlüsse des Gehäuses nicht zur Verfügung. Es ist da­ her erwünscht, das Problem des Anschlusses eines exter­ nen Rauschfilterkondensators und eines externen Bit- Einstellpotentiometers zu ermöglichen, ohne daß zwei zu­ sätzliche Zuleitungen für das Gehäuse der DAC-Schaltung erforderlich sind.

Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Möglichkeit für die Verwendung nur einer einzigen Zulei­ tung eines DAC zu schaffen zum Zwecke des Anschlusses sowohl eines externen Bit-Einstellpotentiometers als auch eines Kondensators mit geringer Kapazität zum Her­ ausfiltern eines internen Rauschens der DAC-Schaltung.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Erfindungsgemäß wird ein Digital-Analog-Wandler geschaffen, welcher ein externes Potentiometer umfaßt, das der Einstellung eines Bit-Stroms der DAC-Schaltung dient. Das Filtern eines internen Rauschens, welches durch eine Zenerdioden-Referenzschaltung erzeugt wird, und der Anschluß des externen Potentiometers gelingen beide durch Anschluß eines externen Filterkondensators und des externen Potentiometers an eine einzige Zulei­ tung des Gehäuses des DAC. Sowohl der Filterkondensator als auch das externe Potentiometer liegen zwischen der negativen Stromversorgungsspannung und der einzigen zusätzlichen Zuleitung. Diese einzige zusätzliche Zulei­ tung ist mit einem Leiter verbunden, welcher mit einem ersten Widerstand eines niedrigen Widerstandswertes mit dem Emitter eines NPN-Emitter-Folgertransistors verbun­ den ist, dessen Basis mit einer Referenzspannung ver­ bunden ist, die wiederum durch eine ein Rauschen erzeu­ gende Spannungsreferenzschaltung erzeugt wird. Eine V_BE-Multiplizierschaltung führt auch zu einer vorbe­ stimmten Variation der Spannung des Leiters in bezug auf die Temperatur zum Zwecke der Kompensation von Ände­ rungen des beta-Wertes (des Stromverstärkungswerts) der Bit-Schaltertransistoren der DAC-Schaltung sowie zu Än­ derungen des V_BE-Wertes der Stromquellentransistoren der DAC-Schaltung.

Gleichzeitig mit vorliegender Patentanmeldung werden zwei weitere Patentanmeldungen der Anmelderin mit den Titeln

• (1) Eine Schaltung zur Verschiebung des Eingangspegels eines Digital-Analog-Wandlers (DE 36 15 383 A1)
• (2) Digital-Analog-Wandler für niedrige Spannungswerte (DE 36 15 513 A1)

eingereicht, auf die zu Offenbarungszwecken ausdrücklich hingewiesen wird.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines Teilbe­ reichs eines Digital-Analog-Wandlers der Erfindung;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm einer Aus­ gangsverstärkerschaltung, welche den durch die Schal­ tung gemäß Fig. 1 erzeugten Analog-Summenstrom empfängt;

Fig. 3 ein Diagramm zur Beschreibung der Arbeits­ weise der Schaltung gemäß Fig. 2; und

Fig. 4 ein Diagramm der Kollektor-Emitter-Durch­ bruchcharakteristika eines NPN-Transistors als Funktion des Basisstroms und des Kollektorstroms.

Gemäß den Fig. 1 und 2 umfaßt der Digital-Analog-Wandler 1 eine Vielzahl von digitalen Eingangsanschlüssen, z. B. den Eingangsanschluß 2, welche mit einer Vielzahl von einzelnen "Bit-Schaltungen" verbunden sind, z. B. der Bit-Schaltung 3A. Wenn z. B. DAC 1 ein 16 Bit-DAC ist, so liegen 16 "Bit-Schaltungen", wie 3A, vor und 16 ge­ sonderte Digital-Eingangsanschlüsse, z. B. der Eingangs­ anschluß 2. In Fig. 1 ist nur eine Bitschaltung 3A im einzelnen gezeigt. Diese Bitschaltung 3A betrifft das wichtigste Bit im beschriebenen DAC 1. Die verbleiben­ den Bitschaltungen, wie 3B, sind der Bitschaltung 3A im wesentlichen ähnlich, mit der Ausnahme, daß sie nicht notwendigerweise mit der nachfolgend zu erläuternden Bit-Stromjustierschaltung verbunden sind. Eine zweckent­ sprechende binäre Bit-Stromabstufung mittels einer her­ kömmlichen R-2R-Widerstandsleiterschaltung ist in übli­ cher Weise aufgebaut und nicht gezeigt.

Die Bitschaltung 3A umfaßt einen Präzisionswiderstand 12, welcher zwischen V_CC (Leiter der negativen Versor­ gungsspannung) und dem Leiter 11 liegt. Der Leiter 11 ist mit dem Emitter des NPN-Stromquellen-Transistors 10 verbunden. Die Basis des Stromquellen-Transistors 10 einer jeden der Bitschaltungen ist mit einem Leiter 13 verbunden, welcher eine Temperatur-kompensierte Vor­ spannung V_B2 erzeugt. Der Kollektor des Stromquellen- Transistors 10 einer jeden Bitschaltung ist mit einem Leiter 9 verbunden, welcher wiederum mit den Emittern der beiden NPN-Transistoren 5 und 6 verbunden ist, die ein Emitter-gekoppeltes Paar bilden. Die Transistoren 5 und 6 wirken als Bitstromschalter. Der Kollektor des Bitstromschalttransistors 5 ist mit Erde verbunden und der Kollektor des Bitstromschalttransistors 6 ist mit einem Stromsummenleiter 24 verbunden. Der Leiter 24A ist in herkömmlicher Weise geschaltet zum Empfang an­ derer Bitströme in einer R-2R-Widerstandsleiterschal­ tung. Die Basis des Transistors 5 ist durch einen Leiter 8 mit einer Pegelschiebeschaltung verbunden, welche die Spannungspegel, die durch V_A gesteuert werden, abwärts­ schiebt zu Pegeln, welche für die zweckentsprechende Ar­ beitsweise der Basis des Bitstromschalttransistors 5 er­ forderlich sind. Für eine jede der Bitschaltungen wird ein Bitstrom I_BIT im Widerstand 12 durch den Stromquel­ lentransistor 10 bereitgestellt und entweder auf Erde geschaltet, wenn die Basis des Transistors 5 einen hohen Pegel hat, oder auf den Stromsummenleiter 24, wenn die Basis des Transistors 5 auf niedriger Spannung liegt. Die Summe aller Bitströme ist ein Analog-Ausgangsstrom I_OUT. Der Strom I_OUT wird dem negativen Eingangsan­ schluß eines Differentialverstärkers 71 mit hohem Ver­ stärkungsgrad gemäß Fig. 2 zugeführt.

Eine Vorspannung V_B1 wird der Basis des Bitstromschalt­ transistors 6 einer jeden der Bitschaltungen, z. B. 34A, zugeführt. Herkömmliche Temperatur-Nachführvorspannungs­ schaltungen können leicht vom Durchschnittsfachmann kon­ zipiert werden zum Zwecke der Beaufschlagung des Leiters 7 mit der Vorspannung V_B1.

Eine jede der Bitschaltungen umfaßt eine Eingangspegel- Schiebeschaltung mit einer Diode 15, einem "Hochzieh"- Widerstand 17, einem NPN-Emitter-Folger-Transistor 18, einem Pegel-Schiebewiderstand 19 und einer Temperatur­ kompensierten Stromquellenschaltung 31.

Eine TTL-kompatible Eingangsspannung V_A wird dem Emitter des mit einer Diode verbundenen NPN-Transistors 15 zuge­ führt und der Kollektor und die Basis desselben sind durch einen Leiter 16 mit dem Widerstand 17 verbunden und mit dem NPN-Transistor 18. Der obere Anschluß des Widerstandes 17 ist mit einer zweckentsprechenden Refe­ renzspannung V_REF1 verbunden. Der Kollektor des Transi­ stors 18 ist mit +V_CC verbunden und der Emitter ist durch einen Nichrom-Widerstand 19 mit dem Leiter 8 ver­ bunden. Der Leiter 8 ist mit dem Kollektor eines NPN- Transistors 20 einer Stromquelle 31 verbunden.

Die Stromquellenschaltung 31 ist an sich ein Ausgang einer NPN-Stromspiegelschaltung herkömmlicher Bauart. Sie umfaßt NPN-Transistoren 20, 23 und 27 mit Emitter­ widerständen 21, 28 bzw. 29. Die Basen der Transistoren 20 und 27 sind mit dem Emitter des Transistors 23 verbun­ den und die Basis des letzteren ist mit dem Kollektor des Transistors 27 über einen Leiter 30 verbunden. Der dem Kollektor des Transistors 27 zugeführte Strom be­ stimmt den Strom I_LS im Kollektor des Transistors 20 und auch in den Transistoren, wie z. B. 20 der anderen Bit­ schaltungen, welche nicht gezeigt sind. Der Strom im Transistor 27 wird durch eine gesonderte PNP-Stromspie­ gelschaltung 32 bestimmt. Die PNP-Stromspiegelschaltung 32 umfaßt PNP-Transistoren 33 und 34, deren Basen mit dem Emitter des PNP-Transistors 37 verbunden sind. Die Basis des Transistors 37 ist mit dem Kollektor des PNP- Transistors 34 verbunden. Die Emitter der Transistoren 33 und 34 sind durch Emitterwiderstände 35 und 36 mit +V_CC verbunden. Der Strom durch den Transistor 34 und somit auch den Transistor 33 und den Transistor 27 der Stromspiegelschaltung 31 wird bestimmt durch einen Prä­ zisions-Nichromwiderstand 40, welcher in einer Verhält­ nis-Anpassung hinsichtlich Gestalt und Struktur des oben erwähnten Nichromwiderstandes 19 der Pegel-Schiebe­ schaltung 14 steht. Der Widerstand 40 liegt zwischen dem Emitter des NPN-Transistors 38 und -V_CC. Der Kollektor des Transistors 38 ist mit dem Kollektor bzw. der Basis der PNP-Transistoren 34 bzw. 37 verbunden.

Die Basis des Transistors 38 ist durch einen Leiter 39 mit der Kathode einer Zenerdiode 65 verbunden, welche in einer Spannungsreferenzschaltung 63 liegt, in der ei­ ne Stromquelle 68 eine Kette von Komponenten einschließ­ lich der Temperatur-Kompensationsdioden 64 und 66 und der Zenerdioden 65 mit positivem Temperaturkoeffizien­ ten vorspannt.

Der Leiter 39 ist auch mit der Basis des NPN-Transistors 42 verbunden, der mit einem Nichromwiderstand 41 zwi­ schen dem Emitter des NPN-Transistors 42 und -V_CC liegt. Der Nichromwiderstand 41 hat eine Verhältnis-Anpassung zum Widerstand 97, wie dies nachfolgend im Zusammenhang mit Fig. 2 erläutert wird. Der Kollektor des Transistors 42 ist mit einer zweiten PNP-Stromspiegelschaltung 45 verbunden, welche im wesentlichen der PNP-Stromspiegel­ schaltung 32 ähnlich ist, und umfaßt PNP-Transistoren 43 und 44, deren Basen mit dem Emitter des PNP-Transi­ stors 46 verbunden sind, wobei die Basis des letzteren mit den Kollektoren der Transistoren 42 und 43 verbun­ den ist. Die Emitter der Transistoren 43 und 44 sind über Widerstände 102 bzw. 101 mit +V_CC verbunden. Der Kollektor des Transistors 44 ist durch einen Leiter 25 mit der Vorspann-Steuerschaltung 70 verbunden, welche nachfolgend anhand von Fig. 2 erläutert wird.

Fig. 1 umfaßt ferner eine Schaltung, welche allgemein mit 78 bezeichnet ist und der Erzeugung der vorerwähn­ ten Vorspannung V_B2 auf dem Leiter 13 dient sowie der Bewirkung einer präzisen Bitstromeinstellung einer (oder mehrerer) der Bitschaltungen DAC 1. Die Schaltung 78 um­ faßt einen NPN-Emitter-Folger-Transistor 62, dessen Ba­ sis mit einem Referenzspannungsleiter 67 verbunden ist und dessen Emitter über einen 500 Ohm Widerstand 61 mit einem Leiter 49 verbunden ist. Der Leiter 49 ist über einen 6,15 Kiloohm-Widerstand 59 mit einem Leiter 60 verbunden und der Leiter 60 ist über einen 3,35 Kilo­ ohm-Widerstand 58 mit einem Leiter 57 verbunden. Der Leiter 57 ist mit einer V_BE-Vervielfacherschaltung 53 mit -V_CC verbunden. Die V_BE-Vervielfacherschaltung (oder Multiplizierschaltung) 53 umfaßt einen NPN-Transi­ stor 54, dessen Emitter mit -V_CC verbunden ist. Seine Basis ist über einen Widerstand 56 mit -V_CC verbunden sowie über einen Widerstand 59 mit seinem Kollektor. Der Kollektor des Transistors 54 ist ferner mit einem Lei­ ter 57 verbunden.

Der Leiter 66 ist mit der Basis des NPN-Transistors 51 verbunden und der Emitter desselben ist über einen Wi­ derstand 52 mit -V_CC verbunden. Der Emitter des Transi­ stors 51 ist ferner mit dem V_B2-Leiter 13 verbunden.

Der Leiter 49 ist über einen externen Filterkondensa­ tor 50 mit -V_CC verbunden. Der Leiter 49 ist auch über ein externes Potentiometer 48 mit -V_CC verbunden. Das Potentiometer 48 hat einen Anschluß 48A mit variablem Widerstand, welcher über einen Widerstand 47 mit dem Leiter 11 verbunden ist.

Im folgenden soll auf Fig. 2 Bezug genommen werden. Der zuvor beschriebene Differentialverstärker 71 ist an sei­ nem positiven Eingang mit Erde verbunden. Sein Ausgang ist mit einer allgemein mit 69 bezeichneten Gegentakt- Ausgangsstufe mit Verstärkungsfaktor 1 verbunden. Die Schaltung des Verstärkers 71 ist insgesamt herkömm­ licher Art und kann vom Durchschnittsfachmann leicht konzipiert werden. Verschiedene, typische Differential­ verstärkerschaltungen mit hohem Verstärkungsfaktor und niedriger Leistung können verwendet werden, um den Verstärker 71 aufzubauen.

Der Ausgang des Verstärkers 71 ist mit der Basis des PNP-Transistors 72 verbunden, dessen Emitter mit dem Leiter 73 verbunden ist und dessen Kollektor über einen Leiter 89 mit der Basis des "Herunterzieh"-Transistors 87 vom NPN-Typ verbunden ist sowie einen Widerstand 90 mit -V_CC. Der Emitter des Transistors 87 ist über einen Widerstand 88 mit -V_CC verbunden.

Der Leiter 73 ist mit dem Kollektor eines PNP-Strom­ quellentransistors 74 verbunden, dessen Emitter über den Emitterwiderstand 74A mit +V_CC verbunden ist. Der Leiter 73 ist ferner mit der Basis des NPN-"Hochzieh"- Transistors 80 verbunden und der Kollektor desselben ist mit +V_CC verbunden. Der PNP-Transistor 72 wirkt als Emitter-Folger, welcher die Basis des NPN-"Hochzieh"- Transistors 80 treibt. Der Emitter des Transistors 80 ist über einen 24 Ohm Widerstand 81 mit dem Ausgangs­ leiter 82 verbunden, auf dem die Ausgangsspannung V_OUT erzeugt wird. Ein externer Lastwiderstand R_L ist mit dem Bezugszeichen 83 bezeichnet und verbindet den Lei­ ter 82 mit Erde. Ein Rückkopplungswiderstand 86 mit dem Wert R_F liegt zwischen dem Ausgangsleiter 82 und dem Leiter 24.

Ein 2 Kiloohm-Widerstand 84 liegt zwischen der Basis des Hochzieh-Transistors 80 und dem Ausgangsleiter 82. Die Anode der Diode 85 ist mit dem Leiter 82 verbunden und die Kathode ist mit dem Leiter 73 verbunden.

Ein temperatur-kompensierter Vorspannstrom I_BIAS, der bei einer bestimmten Temperatur konstant ist, wird im Kollektor des PNP-Stromspiegeltransistors 74 erzeugt. Der Transistor 74 ist mit einer Basis mit der Basis des PNP-Transistors 75 verbunden und mit dem Emitter des PNP-Transistors 77. Der Emitter des Transistors 74 ist über einen Widerstand 74A mit +V_CC verbunden. Der Emit­ ter des Transistors 75 ist über einen Widerstand 76 mit +V_CC verbunden und der Kollektor des Transistors 75 ist über einen Leiter 79 mit der Basis des Transistors 77 verbunden sowie mit dem Kollektor des NPN-Transistors 92. Die Transistoren 74, 75 und 77 bilden eine PNP- Stromspiegelschaltung und die Ströme derselben werden durch die Schaltung gesteuert, welche die NPN-Transisto­ ren 93, 95 und 96 umfaßt, sowie durch die Stromspiegel­ schaltung 45 gemäß Fig. 1. Der Emitterbereich des Transistors 74 beträgt das Zweifache desjenigen des Transistors 75, so daß ein Strom des Werts I_BIAS/2 zu­ standekommt (aufgrund des Transistors 93 und des Wider­ stands 94) und im Kollektor des Transistors 75 fließt, während andererseits der zweifache Wert dieses Stroms, d. h. I_BIAS, im Kollektor des Transistors 74 fließt. Der Widerstand 97 liegt zwischen den Leitern 25 und 98.

Die Basis des NPN-Transistors 92 ist mit Erde verbunden und sein Emitter ist mit dem Kollektor des Transistors 93 verbunden. Der Emitter des Transistors 93 ist über einen Widerstand 94 mit -V_CC verbunden. Die Basis des Transistors 93 ist über einen Leiter 25 mit dem Kollek­ tor und der Basis des mit einer Diode verbundenen NPN- Transistors 95 verbunden. Der mit einer Diode beschaltete Transistor 96 ist mit seinem Kollektor und mit seiner Basis mit dem Emitter des Transistors 95 verbunden, wäh­ rend sein Emitter mit dem Leiter 98 verbunden ist. Ein 48 Ohm Widerstand 99 liegt zwischen dem Leiter 98 und -V_CC.

Eine beispielhafte Bemessung der verschiedenen Komponen­ ten der Schaltung gemäß den Fig. 1 und 2 ist in der folgenden Tabelle 1 angegeben.

Tabelle 1

Im folgenden wird die Arbeitsweise der Gegentakt-Aus­ gangsstufe 69 der Fig. 2 erläutert. Zum Verständnis die­ ser Arbeitsweise der push-pull-Ausgangsstufe 69 ist es wichtig, sich vor Augen zu halten, daß der monolithische DAC 1 mit dem Schaltungsaufbau gemäß den Diagrammen der Fig. 1 und 2 eine "Standard"-Schaltung mit monolithi­ scher, bipolarer Integrierung ist und in üblicher Weise hergestellt wird, wobei die "normale" Kollektor-Emitter- Durchbruchspannung BV_CEO der NPN-Transistoren etwa 18 bis 22 Volt beträgt. Die verschiedenen Widerstände kön­ nen z. B. Dünnfilm-Nichromwiderstände sein oder diffun­ dierte Widerstände vom P-Typ, welche während der glei­ chen Betriebsstufe ausgebildet werden, in der auch die Basisregionen der NPN-Widerstände gebildet werden.

Der NPN-Hochzieh-Transistor 80 ist mit seinem Kollektor direkt mit +V_CC verbunden. Er ist nicht in Reihe mit an­ deren Schaltungen geschaltet, was zur Absorption eines Teils der überschüssigen Kollektor-Emitter-Spannung füh­ ren würde, die anderenfalls dem Transistor 80 zugeführt würde, wenn der NPN-Herunterzieh-Transistor 87 die Span­ nung V_OUT auf einen Spannungswert herabzieht, welcher nahe bei -V_CC liegt. Die gebildete Differenz zwischen V_OUT und +V_CC übersteigt die normale Kollektor-Emitter- Durchbruchspannung.

Im Sinne der vorliegenden Beschreibung bedeutet der Aus­ druck "normal" oder "EIN"-Kollektor-Emitter-Durchbruch­ spannung eines NPN-Transistors die Kollektor-Emitter- Durchbruchspannung, wenn dieser Transistor als "einge­ schaltet" zu betrachten ist und einen beträchtlichen Kollektorstrom führt, z. B. mindestens 0,1 Milliampere.

Gemäß einem wichtigen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Herunterzieh-Transistor (pulldown-Transistor) 87 vom NPN-Typ mit seinem Emitter mit -V_CC verbunden, und zwar über einen Widerstand 88 mit niedrigem Widerstands­ wert (24 Ohm). Sein Kollektor ist direkt mit dem Aus­ gangsleiter 82 verbunden und nicht über eine zusätzli­ che Schaltung, welche überschüssige Kollektor-Emitter- Überspannung absorbieren würde, welche anderenfalls an­ liegen würde für den Fall, daß der Hochzieh-Transistor 80 V_OUT auf einen Wert nahe +V_CC hochzieht und die ge­ bildete Differenz zwischen V_OUT und V_CC die "normale" Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Herunterzieh- Transistors 87 übersteigt.

Es ist für den Durchschnittsfachmann verständlich, daß bei einem NPN-Transistor mit einem Kollektorstrom von mehr als etwa 50 Mikroampere die Stoßionisation, welche in der Kollektor-Basis-Verarmungsregion stattfindet, zu einem Lawinensphänomen führen kann, wodurch die Durch­ bruchspannung dieses Transistors 80 oder 87 erheblich verringert wird.

Die Art und Weise, in der die Kollektor-Emitter-Durch­ bruchspannung mit dem Kollektorstrom und dem Basisstrom variiert, wird im folgenden anhand von Fig. 4 diskutiert. Ein Verständnis dieser Verhältnisse ist hilfreich in bezug auf das Verständnis der Arbeitsweise der Gegentakt- Ausgangsstufe gemäß Fig. 2. Im folgenden wird auf Fig. 4 Bezug genommen. Diese zeigt den Kollektorstrom I_C in Ab­ hängigkeit von der Kollektor-Emitter-Spannung V_CE bei einem typischen NPN-Transistor, z. B. dem Hochzieh- Transistor 80. Die Kurve A zeigt die Kollektor-Emitter- Durchbruchspannung mit offener Basis BV_CEO des Hochzieh- Transistors 80 oder des Herunterzieh-Transistors 87. Für Kollektorströme oberhalb weniger Mikroampere beträgt BV_CEO etwa 20 Volt. Die Kurve B zeigt die Kollektor- Emitter-Durchbruchspannung bei einer mit dem Emitter kurzgeschlossenen Basis BV_CES. Bei Kollektorströmen ober­ halb weniger Mikroampere beträgt BV_CES etwa 56 Volt. Der Durchschnittsfachmann erkennt, daß BV_CEO wesentlich niedriger ist als BV_CES, da ein Leckstrom des Kollektor- Basis-Übergangs in Sperrichtung in die Basisregion des Transistors fließt und um den Stromverstärkungsfaktor "beta" des Transistors erhöht wird. Hierdurch kommt es zu einem erheblich verstärkten Kollektorstrom (Verstär­ kungsfaktor von mehreren Hundert), welcher Stoßionisa­ tion hervorruft. Dies geschieht bei einer Kollektor- Emitter-Spannung von etwa 20 Volt. Dies führt zu einem raschen Lawinendurchbruch, was wiederum häufig zu einer Zerstörung des Transistors führt und/oder zu anderen schädlichen Effekten.

Die Kurven C, D, E und F zeigen BV_CER (Kollektor-Emit­ ter-Durchbruchspannungen mit einem 2 Kiloohm Widerstand zwischen Basis und Emitter) mit sukzessiv niedrigeren Werten eines konstanten Treiberstroms in die Basis und mit einem 2 Kiloohm Widerstand, beim Test mit einem her­ kömmlichen Kurvenschreiber.

Die Widerstände 84 und 90 der Fig. 2 beeinflussen somit die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Hochzieh- Transistors 80 und des Herunterzieh-Transistors 87, wenn sie abgeschaltet sind. Man erkennt, daß beim Ab­ schalten des Hochzieh-Transistors 80 oder des Herunter­ zieh-Transistors 87 (wenn der jeweils andere einen hohen Ausgangsstrom zuführt oder ableitet) nicht notwendiger­ weise seine Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung erhöht wird, wie dies die Kurve A in Fig. 4 zeigt. Zusätzlich dazu, daß der Transistor abgeschaltet wird oder im we­ sentlichen abgeschaltet wird, muß ein Pfad vorgesehen werden, um den Kollektor-Basis-Leckstrom von der Basis abzuleiten und die beta-Multiplizierung zu verhindern, und zwar zum Zwecke der Steigerung der Kollektor-Emit­ ter-Durchbruchspannung in Richtung auf den Wert BV_CES, wie dies die Kurve F in Fig. 4 zeigt. Vor diesem Hinter­ grund kann nun der Betrieb der Gegentakt-Schaltung der Erfindung vonstatten gehen.

Unter ruhigen Betriebsbedingungen, unter denen der Analogsummenübergangsstrom oder DAC-Ausgangsstrom I_OUT Null ist, hat auch V_OUT den Wert Null. Man nimmt nun an, daß ein Betrieb bei Raumtemperatur stattfindet. Sodann beträgt I_BIAS etwa 0,7 Milliampere. Der Strom durch R_L ist Null. Der Strom I4 durch den Hochzieh-Transistor 80 beträgt etwa 0,5 Milliampere und der Strom durch den Widerstand 84 beträgt etwa 0,35 Milliampere. Daher be­ trägt der Strom I7 (die Summe von I3 und I4) im Herunter­ zieh-Transistor 87 etwa 0,85 Milliampere. Da I3 etwa 0,35 Milliampere beträgt, hat auch I2 einen Wert von et­ wa 0,35 Milliampere. Es wird angenommen, daß alle Basis­ ströme vernachlässigbar sind. Somit beträgt auch I6 etwa 0,35 Milliampere.

Im folgenden sollen einige Beispiele für den Betrieb der Ausgangsstufe gegeben werden.

Zunächst wird der Fall betrachtet, daß der Analogstrom I_OUT (Leiter 24) einen ausreichend großen Wert hat, so daß V_OUT auf +10 Volt getrieben wird. Sodann erhöht sich der Strom durch R_L (R_L = 5 Kiloohm) auf etwa 2 Milli­ ampere vom Ruhewert Null. Der Strom I_q durch R_F beträgt 1 Milliampere. I_OH beträgt sodann 3 Milliampere. Compu­ ter-Simulationsergebnisse zeigen, daß der Strom I4 etwa 2,6 Milliampere beträgt. Sodann werden I3 und somit auch I1 auf etwa 0,4 Milliampere erhöht, und zwar aufgrund der Steigerung des Spannungsabfalls über den Widerstand 81 und V_BE des Transistors 80 und eine im wesentlichen gleiche Steigerung des Spannungsabfalls über den Wider­ stand 84. Dies veranlaßt I2 und somit auch I6, auf etwa 0,3 Milliampere abzufallen, da I_BIAS in bezug auf die Änderung des Ausgangsstroms konstant ist. Somit verrin­ gert sich die Spannung zwischen der Basis des Transi­ stors 87 und V_CC auf etwa 0,6 Volt, was dazu führt, daß der Transistor 87 nahezu abgeschaltet wird. Somit führt die Rückkopplung über den Widerstand 81 und den Emitter des Transistors 80 zu einer Verringerung von I2, und zwar ansprechend auf eine Steigerung des Ausgangsstroms des Transistors 80, welcher den Transistor 87 im wesent­ lichen abschaltet. Diese Verringerung des Stroms I2 führt zu einer ausreichend niedrigen Spannung über dem Wider­ stand 90, so daß der Spannungsabfall über den niedrigen Widerstandswert (2 Kiloohm) des Nebenschlußwiderstands 90 es erlaubt, daß der Kollektor-Basis-Leckstrom in Sperr­ richtung aus der Basis des Transistors 87 fließt, wo­ durch seine Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung beträcht­ lich erhöht wird. Dies wurde oben anhand der Fig. 4 er­ läutert. Computer-Simulationen zeigen, daß dies zu einem Stromfluß von etwa 0,2 Mikroampere durch den Transistor 87 führt, wodurch wiederum die Durchbruchspannung be­ trächtlich erhöht wird.

In einem zweiten Beispiel wird R_L von 5 Kiloohm auf Un­ endlich erhöht. V_OUT beträgt +10 Volt und +V_CC beträgt +15 Volt und -V_CC beträgt -15 Volt. Simulationen zeigen, daß der Strom I4 etwa 0,65 Milliampere beträgt. I3 und somit auch I1 werden geringfügig erhöht, und zwar aus­ gehend von 0,35 Milliampere-Ruhewert, und I2 wird vom Ruhewert geringfügig gesenkt. Der ungünstigste Fall oder der höchste Wert von I7 durch den Transistor 87 tritt auf, wenn R_L Unendlich ist. Dies führt zu einer Verringerung der Vorspannung in Durchlaßrichtung an der Basis des Transistors 87, was zu einer Verringerung des Wertes von I7 auf etwa 20 Mikroampere führt. Der ungün­ stigste Wert von I7 führt zu einer Erhöhung der Kollek­ tor-Emitter-Durchbruchspannung des Transistors 87 be­ trächtlich über die 25 Volt-Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 87 hinaus (Fig. 4), und zwar trotz des höheren Wertes des Stroms I7 im Vergleich zum vorher­ gehenden Beispiel.

In einem dritten Beispiel wird angenommen, daß der Ein­ gangswert von I_OUT dazu führt, daß der Transistor 87 eingeschaltet wird, wodurch V_OUT auf -10 Volt gesenkt wird. Dies führt zu einer 25 Volt-Kollektor-Emitter- Spannung über dem Transistor 80. Der Strom durch R_L von Erde zum Leiter 82 wird vom Ruhewert auf etwa 2 Milli­ ampere erhöht. Der Stromfluß vom Leiter 24 durch R_F zum Leiter 82 beträgt etwa 1 Milliampere. Der Strom I7 (I3 plus I_OL) durch den Transistor 87 beträgt etwa 3,3 Mil­ liampere. Diese Steigerung des Ausgangsstroms des Transi­ stors 87 führt zu einer Rückkopplung in Form einer er­ höhten Spannung über den Widerstand 88 und einer im wesentlichen gleichen Steigerung der Spannung über den Widerstand 90. Dies führt zu einer Erhöhung von I2 und demzufolge zu einer Senkung von I1. Insbesondere wird I2 auf etwa 0,4 Milliampere gesenkt, wodurch I1 und so­ mit auch I3 auf etwa 0,3 Milliampere gesenkt werden. Dies verringert die Spannung zwischen der Basis des Transi­ stors 80 und dem Leiter 82 auf etwa 0,6 Volt. Simula­ tionen zeigen, daß dies zu einem Strom von etwa 0,5 Mikroampere durch den Transistor 80 führt. Dies wiederum führt zu einer Erhöhung der Kollektor-Emitter- Durchbruchspannung über die 25 Volt der Kollektor-Emit­ ter-Spannung hinaus, welche bei dem Wert V_OUT anliegt.

Als weiteres Beispiel sei angenommen, daß der Lastwider­ stand R_L von 5 Kiloohm auf Unendlich steigt. Die Simula­ tionen zeigen, daß in diesem Falle I7 etwa 1,35 Milli­ ampere beträgt. Der Rückkopplungsstrom durch R_F beträgt immer noch 1 Milliampere. I2 wird über den Ruhewert von 0,35 Milliampere geringfügig angehoben. Dies führt dazu, daß I1 und somit auch I3 geringfügig unter den Ruhewert von etwa 0,3 Milliampere gesenkt werden. Die erhöhte Spannung über den Widerstand 84 führt zu einer Steige­ rung von I4 auf etwa 40 Mikroampere. Unter diesen Bedin­ gungen liegt die Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung des Transistors 80 immer noch beträchtlich oberhalb 25 Volt.

Im folgenden soll betrachtet werden, wie eine Erhöhung der Betriebstemperatur den vorerwähnten Betrieb der Aus­ gangsstufe 69 beeinflußt. Die Erhöhung der Betriebstem­ peratur führt zu einer Verringerung der Emitter-Basis- Spannungen der Transistoren. Wenn z. B. unter den Ruhe­ bedingungen die Temperatur von Raumtemperatur auf z. B. +125°C steigt, so verringert sich V_BE des Transistors 80 auf etwa 200 Millivolt. Daher muß I_BIAS ausreichend ver­ ringert werden, um den etwa gleichen Ruhestrom im Transi­ stor 80 und im Transistor 87 aufrechtzuerhalten wie bei Zimmertemperatur.

Zur Vermeidung einer drastischen Steigerung des Ruhe­ stroms im Transistor 80 und im Transistor 87 bei einer Steigerung der Temperatur führt die in Fig. 2 gezeigte Schaltung 70 zu einer Verringerung von I_BIAS mit anstei­ gender Temperatur, und zwar allgemein wie in der graphi­ schen Darstellung der Fig. 3 gezeigt. Die PNP-Strom­ spiegelschaltung mit den Transistoren 74 und 75 führt dazu, daß I_BIAS das Doppelte des Stroms durch den PNP- Transistor 75 beträgt. Im folgenden soll erläutert wer­ den, auf welche Weise die Schaltung 70 gemäß Fig. 2 den Wert von I_BIAS verringert, wenn die Temperatur ansteigt. Zunächst muß betont werden, daß der NPN-Transistor 92 nur gegebenenfalls vorhanden sein muß und nur die Funk­ tion eines Schutztransistors 93 ausübt und dabei erfor­ derlichenfalls vor einer exzessiven Kollektor-Emitter- Spannung schützt. Die Emitter-Geometrie der Transistoren 93 und 95 werden zweckentsprechend abgestuft, so daß die Spannung am Emitter des NPN-Transistors 93 im wesentli­ chen gleich der Spannung am Emitter des mit einer Diode beschalteten Transistors 95 über den Betriebstemperatur­ bereich von -25 bis +125°C ist. Somit ist die Summe des Spannungsabfalls über den mit einer Diode beschalteten Transistor 96 und des kleinen Spannungsabfalls über den Widerstand 99 im wesentlichen gleich dem Spannungsab­ fall über den Widerstand 94.

Es ist nun wichtig, sich vor Augen zu halten, daß die Stromspiegelschaltung 45 in Fig. 1 im wesentlichen ei­ nen konstanten Strom durch den Leiter 25 liefert. Dieser Strom wird auf den Pfad mit den Dioden-beschalteten Transistoren 95 und 96 und auf den Pfad mit dem Wider­ stand 97 aufgeteilt. Mit steigender Temperatur werden die Emitter-Basis-Spannungen der Dioden-beschalteten Transistoren 95 und 96 verringert. Diese Verringerung führt zu einer Verringerung der Spannung über den Wider­ stand 94 und somit zu einer Verringerung von I_BIAS/2 Die obere Kurve A in Fig. 3 veranschaulicht qualitativ die Verringerung von I_BIAS/2, wenn der Widerstand 97 weggelassen wird. Die Kurve A zeigt eine relativ lineare Verringerung von I_BIAS/2 mit steigender Temperatur. Si­ mulationen des Schaltungsbetriebs zeigen, daß diese Rate der Verringerung nicht ausreicht, um in den Transistoren 80 und 87 konstante Ruheströme aufrechtzuerhalten. Die Wirkung der Hinzufügung des Widerstands 97 besteht in der Beschleunigung der Rate der Verringerung von I_BIAS/2 mit steigender Temperatur, wie dies die Kurve B in Fig. 3 zeigt. Der Widerstand 97 führt zu einem Neben­ schluß eines Teils des Stroms des Leiters 25, und zwar von den mit Dioden beschalteten Transistoren 95 und 96 weg. Dies führt zu einer Verringerung der Stromdichte in diesen Transistoren.

Die Verringerung der Stromdichte führt zu einer Steige­ rung der Rate der Änderung von V_BE der Transistoren 95 und 96 in bezug auf die Temperatur. Dies führt zu einer größeren Rate der Verringerung der Spannung über den Widerstand 94 und somit des Wertes von I_BIAS/2 mit stei­ gender Temperatur.

Als Gesamteffekt der Vorspann-Stromschaltung 70 beobach­ tet man sodann bei Erhöhung der Temperatur eine ausrei­ chende Verringerung von I_BIAS, so daß der Strom I1 oder I2 des Ausgangstransistors 80 oder 87, welcher einen ho­ hen Ausgangsstrom zuführt oder ableitet, sowie der Strom im zugeordneten Widerstand 84 bzw. 90 hoch genug ist, um den anderen Ausgangstransistor und seinen Widerstand 84 bzw. 90 auszuhungern. Dies gestattet es, den Kollektor- Basis-Leckstrom in Sperrichtung des ausgehungerten Aus­ gangstransistors aus der Basis dieses Ausgangstransistors auszuschalten. Dies führt zu einer Steigerung der Kollek­ tor-Emitter-Durchbruchspannung des ausgehungerten Aus­ gangstransistors vom BV_CEO-Wert auf einen beträchtlich höheren Wert, der abhängt vom Wert des Widerstands 84 oder 90, wie dies anhand der Fig. 4 erläutert wurde. Der 48 Ohm-Widerstand 99 zeigt eine Verhältnisanpassung in bezug auf die 24 Ohm-Widerstände 81 und 88 in bezug auf Verarbeitungsänderungen und Temperaturänderungen. Der Widerstand 94 zeigt Verhältnisanpassung an die Wi­ derstände 84 und 90 in bezug auf Verarbeitung und Tempe­ raturänderungen. Der Betrag des dem Leiter 25 über die PNP-Stromspiegelschaltung 45 gemäß Fig. 1 zugeführten Stroms steuert I_BIAS/2 und somit I_BIAS.

Es wird somit ein im wesentlichen konstanter Strom in den Dioden-beschalteten Transistor 96 erzwungen, und der 48 Ohm-Widerstand 99 steuert die Spannung über den Wider­ stand 94 und somit auch den Strom durch diesen Wider­ stand. Dies führt dazu, daß ein temperaturabhängiger Strom I_BIAS/2 im Widerstand 94 fließt. Die PNP-Strom­ spiegelschaltung 74, 75 verdoppelt diesen Strom im Sinne einer Erzeugung von I_BIAS, welcher sodann in die Ströme I1 und I2 aufgespalten wird. Hierdurch kommt es zu pro­ portionalen temperaturabhängigen Strömen in den Wider­ ständen 84 und 90. Der Fachmann erkennt, daß diese Strö­ me Spannungen erzeugen, welche den Transistor 80 und den Widerstand 81 veranlassen, einen im wesentlichen konstan­ ten, relativ temperaturunabhängigen Strom I4 zu erzeu­ gen. Ferner werden der Transistor 87 und der Widerstand 88 veranlaßt, einen im wesentlichen konstanten und rela­ tiv temperaturunabhängigen Strom I7 zu erzeugen. Ein analoger Betrieb findet unter Nicht-Ruhebedingungen statt sowie bei hohen und niedrigen Temperaturen. Der Kollektorstrom des Ausgangstransistors, welcher keinen Ausgangsstrom zuführt oder ableitet, ist so niedrig, daß seine Kollektor-Emitter-Durchbruchspannung auf einen sicheren Wert erhöht wird.

Der Betrieb der Pegel-Schiebeschaltung 14 gemäß Fig. 1 soll im folgenden erläutert werden. Ein niedriger TTL- Pegel von V_A am Leiter 2 wird durch die Emitter-Basis- Spannung des mit einer Diode beschalteten Transistors 15 verschoben und sodann an die Basis des Emitter-Folger- Transistors 18 angelegt, dessen Emitter im wesentlichen auf V_A Volt liegt. Ein Pegel-Schiebewiderstand 19, der eine Verhältnisanpassung in bezug auf den Widerstand 41 zeigt, führt zu einer Spannungsverschiebung um etwa 2 Volt. Die verschobene, niedrige TTL-Eingangsspannung liegt an der Basis des Bitstromschalttransistors 5 an. Wenn V_A "hoch" ist, so wird V_REF1 an die Basis des Transistors 18 (da die Diode 15 abgeschaltet ist) ange­ legt und der Pegel von V_REF1 wird durch den Widerstand 19 verschoben. Es soll nun angenommen werden, daß -V_CC einen niedrigen Wert von -4,75 Volt hat. Im Hinblick auf die Beschränkungen der Werte V_B1 und V_B2 ergibt sich somit das Problem, wie der Spannungsabfall über den Pegel-Schiebewiderstand 19 im wesentlichen konstant gehalten werden kann, und zwar über einen normalen Be­ reich von Verarbeitungsparameteränderungen und Tempera­ turänderungen von -25 bis +125°C. Falls diese Kompen­ sation der Verarbeitungsparameter- und der Temperatur­ änderungen nicht erreicht werden kann, ist die Pegel- Schiebetechnik der Schaltung 14 bei einem DAC für niedrige Spannungen praktisch nicht verwendbar.

Die Art und Weise, in der der Strom I_LS (d. h. der Schie­ bestrom) variiert wird, um den Spannungsabfall über den Widerstand 19 im wesentlichen konstant zu halten, be­ steht darin, die NPN-Stromspiegelschaltung 31 mittels der PNP-Stromspiegelschaltung 32 zu treiben, deren Ein­ gangsstrom durch den Transistor 38, den Widerstand 40 und die Referenzspannung am Leiter 39 bestimmt wird.

Bei dem Pegel-Schiebewiderstand 19 können Variationen des Widerstandswertes auftreten, und zwar aufgrund von Änderungen der verschiedenen Nichrom-Ätzprozesse, durch die der Widerstand 19 gebildet wird, und aufgrund von Änderungen verschiedener Parameter, welche den Wider­ standswert des Widerstands 19 definierten. Somit wird der Widerstand 40, welcher eine Verhältnisanpassung an den Widerstand 19 aufweist und auch die gleiche Brei­ te hat wie dieser und auch die gleiche Anschlußstruktur, dazu verwendet, den Strom durch die PNP-Stromspiegel­ schaltung zu schicken, so daß etwaige verfahrensindu­ zierte Variationen des Widerstandswertes des Widerstands 19 durch entsprechende Änderungen des Stroms, welcher durch den Widerstand 40 in der PNP-Stromspiegelschaltung 32 und somit auch in der NPN-Stromspiegelschaltung 31 und somit auch in I_LS erzeugt wird, ausgeglichen werden.

Im folgenden soll erläutert werden, wie eine Befähigung zur Einstellung des Bitstroms I_BIT mit Hilfe des exter­ nen Potentiometers 48 geschaffen wird. Die Schaltung 78 in Fig. 1 verursacht den Strom I_ADj, so daß er bei Tem­ peraturänderungen und bei Änderungen von +V_CC oder -V_CC im wesentlichen konstant ist. Ein hinsichtlich des Aufbaus der Schaltung auftretendes Problem besteht in der Verwirklichung dieser Möglichkeit und auch in der Verwirklichung einer sehr niedrigen Rauschvorspannung V_B2 auf dem Leiter 13, wobei nur eine einzige Zuleitung am Gehäuse für DAC 1 verwendet wird. Die auf dem Leiter 49 erzeugte Spannung ist in zweckentsprechender Weise temperaturkompensiert, und zwar aufgrund des negativen Temperaturkoeffizienten der Emitter-Basis-Spannungen der mit Dioden beschalteten NPN-Transistoren 64 und 66 und der V_BE-Multiplizierschaltung 53 und aufgrund des positiven Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode 65. Die Zenerdiode 65 erzeugt ein unakzeptabel starkes Rauschen auf dem Referenzspannungsleiter 67, welches bei einem DAC hoher Genauigkeit, z. B. einem 16 Bit-DAC, nicht tragbar ist. Es ist somit erwünscht, einen externen Kon­ densator vorzusehen, um dieses Rauschen auszufiltern, ehe man von der Referenzspannung Gebrauch macht, um die Spannung V_B2 auf dem Leiter 13 zu erzeugen.

Im idealen Fall besteht der beste Hochimpedanzpunkt für einen Anschluß des externen Filterkondensators an der Basis des Emitter-Folger-Transistors 51. Sodann würden der hohe Wert des Widerstandes (Widerstände 59 und 61) zwischen der Basis des Emitter-Folger-Transistors 51 und der mit hohem Rauschen behafteten Referenzspannung auf dem Leiter 67 in Kombination mit dem Filterkondensator ein Tiefpaß-RC-Filter bilden.

Der ideale Ort für den Anschluß eines externen Potentio­ meters, z. B. 48, wäre ein Emitter-Folger-Transistor (nicht gezeigt), dessen Basis-Elektrode am Leiter 67 anliegt.

Unglücklicherweise erfordert diese "ideale" Vorgangs­ weise zwei Zuleitungen des Gehäuses. Der Anschluß eines externen Potentiometers, z. B. 48, an der Basis des Emit­ ter-Folger-Transistors 51 (der ideale Punkt für den An­ schluß eines externen Filterkondensators) würde zu ei­ ner nicht akzeptablen Belastung des Leiters 60 führen, was zu Änderungen von V_B2 führen würde.

Die Schaltung gemäß Fig. 1 löst diese Konfliktsituation in wirksamer Weise durch einen 500 Ohm-Widerstand 61 zwischen dem Emitter des Emitter-Folger-Transistors 62 und dem Leiter 49. Dieser 500 Ohm-Widerstand hindert den externen Filterkondensator 50 daran, dem äußerst niedrigen Emitterwiderstand des Emitter-Folger-Transi­ stors 62 ausgesetzt zu sein, und gestattet eine wirk­ same Herausfilterung des Rauschens vom Leiter 49 mit einem relativ klein-dimensionierten Kondensator mit ei­ nem Wert von etwa 0,1 Mikrofarad. Für Werte des Wider­ standes dem Potentiometers 48 von 1 Megaohm oder dar­ über ist die effektive Belastung des Leiters 49 ver­ nachlässigbar.

Zusammengefaßt wird erfindungsgemäß ein 16 Bit-DAC ge­ schaffen, welcher über Stromversorgungsspannungen, nämlich +V_CC-Spannungen von +4,75 Volt bis hinauf zu +15 Volt oder darüber, arbeitet sowie -V_CC-Spannungen von -4,75 Volt bis -15 Volt oder darunter sowie über einen Temperaturbereich von -25 bis +125°C. Darüber­ hinaus ist der DAC für alle im schlimmsten Fall auftre­ tenden Eingangs-Logikwerte von digitalen TTL-Schaltun­ gen geeignet. Sowohl die externe Filterfunktion als auch die Bitstrom-Einstellfunktion werden mit einer ein­ zigen Zuleitung des DAC bewirkt.

Claims (9)

1. Digital-Analog-Wandler mit

• (i) einer Vielzahl von Bitschaltungen, deren jede einen Widerstand (12) umfaßt, der den Bitstrom für die­ se Bitschaltung bestimmt, der durch einen Stromquellen­ transistor (10) fließt, dessen Emitter mit dem Wider­ stand (12) verbunden ist und dessen Kollektor mit einem Bitstromschalter (5, 6) verbunden ist, der auf ein digitales Eingangssignal (V_A) anspricht, um den Bit­ strom (I_BIT) in einen Summierungsleiter zu schalten, und
• (ii) einer Referenzspannungsschaltung (64, 65, 66) zur Erzeugung einer ersten Spannung auf einem Leiter (67), welche zur Basis eines ersten Emitter-Folger- Transistors (62) geführt wird, wobei die erste Spannung und die Spannung des Emitters des ersten Emitter-Fol­ ger-Transistors (62) ein Rauschsignal erzeugen;

gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• (a) ein erster Widerstand (61) liegt zwischen dem Emitter des ersten Emitter-Folger-Transistors (62) und einem ersten Leiter (49);
• (b) ein zweiter Widerstand (59) liegt zwischen dem ersten Leiter (49) und einem zweiten Leiter (60);
• (c) ein externer Filterkondensator (50) ist mit dem ersten Leiter (49) verbunden und
• (d) ein externes Potentiometer (48) liegt zwischen dem ersten Leiter (49) und dem Spannungsversorgungslei­ ter (-V_CC) und hat einen variablen Widerstandsanschluß (48A), welcher mit dem Übergang (11) verbunden ist, der zwischen dem Emitter des ersten Stromquellentransistors (10) und dem Widerstand (12) der ersten der Bitschal­ tungen besteht, zur Bewirkung einer Einstellung des Bitstroms (I_BIT) dieser Bitschaltung.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, gekenn­ zeichnet durch einen dritten Widerstand (58) zwischen dem zweiten Leiter (60) und einem dritten Leiter, wobei der Widerstandswert des ersten Widerstands (61) gerin­ ger ist als die Widerstandswerte des zweiten (59) und des dritten Widerstands (58).

3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, gekenn­ zeichnet durch einen externen Widerstand (47) zwischen dem variablen Widerstandsanschluß (48A) des externen Potentiometers (48) und dem Übergang (11) zwischen dem Emitter des Stromquellentransistors (10) und dem Präzi­ sionswiderstand der ersten Bitschaltung.

4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 3, gekenn­ zeichnet durch einen zweiten Emitter-Folger-Transistor (51), dessen Emitter mit einem vierten Widerstand (52) verbunden ist sowie mit der Basis der Stromquellentran­ sistoren (10) einer Vielzahl von Bitschaltungen (3A, 3B, etc.), wobei die Basis des zweiten Emitter-Folger- Transistors (51) mit dem zweiten Leiter (60) und ein Kollektor des zweiten Emitter-Folger-Transistors (51) mit einem zweiten Spannungsversorgungsleiter (+V_CC) verbunden ist und wobei der vierte Widerstand (52) ebenfalls mit dem ersten Spannungsversorgungsleiter (-V_CC) verbunden ist.

5. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquellentransistoren (10), der erste Emitter-Folger-Transistor (62) und der zweite Emitter-Folger-Transistor (51) NPN-Transistoren sind.

6. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine zwischen dem ersten Spannungs­ versorgungsleiter (-V_CC) und dem dritten Leiter geschaltete V_BE-Multiplizierschaltung (53) und eine zwischen dem ersten Spannungsversorgungsleiter (-V_CC) und dem Leiter (67) geschaltete Zenerdiodenschaltung zusammenwirken zur Hervorrufung von Bitströmen, welche im wesentlichen unabhängig von der Temperatur über einen vorbestimmten Temperaturbereich sind.

7. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert des Potentiome­ ters (48) ausreichend hoch ist, so daß Änderungen des Stroms durch das Potentiometer die Spannung des ersten Leiters (49) nicht signifikant ändern.

8. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (61) und der externe Filterkondensator (50) ein Tiefpaßfilter bilden zur wirksamen Herausfilterung etwaigen Rauschens aus dem ersten Leiter (49).