DE3032675A1

DE3032675A1 - Tonfrequenz-leistungsverstaerker-schaltung.

Info

Publication number: DE3032675A1
Application number: DE19803032675
Authority: DE
Inventors: Nobutaka Toyokawa Amada; Shigeki Toyokawa Inoue
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-08-31
Filing date: 1980-08-29
Publication date: 1981-03-26
Also published as: US4345215A; JPS622722B2; DE3032675C2; JPS5642409A

Description

303267S

HITACHI, LTD.

5-1, Marunouchi 1-chome, Chiyoda-teu,

Tokyo, Japan

Tonfrequenz-Leistungsverstärker-Schaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Gegentakt-Ausgangsstufe in einem Tonfrequenz-Ausgangsverstärker, insbesondere einen Gegentakt-B-Ausgangsverstärker ähnlich einem A-Verstärker, der nicht gesperrt wird.

Im allgemeinen wird in der Ausgangsstufe eines Tonfrequenz-Ausgangsverstärkers eine komplementäre Gegentakt-A- oder -B-Ausgangsschaltung im Hinblick auf den Trend zu höherer Ausgangsleistung und verbesserter Güte eingesetzt. Die Gegentakt-B-Ausgangsschaltung hat einen höheren Wirkungsgrad als die Gegentakt-A-Ausgangsschaltung und wird daher in den meisten Ausgangsleistungsverstärkern verwendet. Ungeachtet dieses Vorteils weist die Gegentakt-B-Ausgangsschaltung jedoch den Nachteil auf, daß durch das ständig sich wiederholende Ein-Ausschalten der Ausgangstransistoren in den negativen und positiven Phasen eines Signals eine Schaltverzerrung hervorgerufen wird. Insbesondere werden in der Gegentakt-B-Ausgangsschaltung die beiden im Gegentakt geschalteten Ausgangstransistoren am Erzeugen einer Übergangsverzerrung dadurch gehindert, daß an die beiden Ausgangstransistoren eine Durchlaßvorspannung angelegt wird derart, daß bei Abwesenheit eines Signals in beiden Ausgangstransistoren

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gleichzeitig ein geringer Strom fließt. Wenn die an den Eingang des Ausgangstransistors angelegte Eingangssignalspannung eine solche Polarität hat, daß der Ausgangstransistor in Sperrichtung vorgespannt wird, wird der Ausgangstransistor aber gesperrt, wenn die Eingangssignalspannung allmählich auf einen Pegel ansteigt, der die an ihn angelegte Durchlaßvorspannung übersteigt.

Somit arbeitet die Gegentakt-B-Ausgangsleistungs-Verstärkerschaltung so, daß die Ausgangstransistoren während jeder positiven und negativen Halbperiode des Eingangssignals abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden. Mit steigender Signalfrequenz wird die Zeitverzögerung für den Übergang aus dem Ein- in den Aus-Zustand oder aus dem Aus- in den Ein-Zustand sehr lang, wodurch eine Schaltverzerrung bewirkt wird. Da diese Schaltverzerrung sehr hohe Oberwellen enthält, wird die durch Gegenkopplung erzielte Verbesserung im wesentlichen aufgewogen. Daher besteht die einzige Möglichkeit der Verminderung der Schaltverzerrung in der Verwendung eines Hochgeschwindigkeits-Bauelements, das die Umschaltung zwischen dem Ein- und dem Aus-Zustand mit hoher Geschwindigkeit durchführen kann. Aber selbst bei Verwendung eines MOS-Feldeffekttransistors, der das derzeit schnellste Schaltelement ist, ist es nicht möglich, die Zeitverzögerung vollständig zu beseitigen, so daß im B-Betrieb die Schaltverzerrung nicht vollständig vermeidbar ist.

Der Α-Betrieb, bei dem der Ausgangstransistor nicht durch den Zeitbereich des Eingangssignals gesperrt wird, so daß die Schaltverzerrung nicht auftritt, hat einen geringen Wirkungsgrad, so daß er in der Praxis für einen Verstärker mit hoher Ausgangsleistung nicht geeignet ist.

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Wenn eine Schaltung so ausgelegt 1st, daß der Ausgangstransistor über den gesamten Zeitbereich des Eingangssignals nicht gesperrt wird, wie dies bei der A-Schaltung der Fall ist, während gleichzeitig das Merkmal der B-Schaltung, nämlich ein hoher Wirkungsgrad, erhalten bleibt, ist es möglich, einen Gegentakt-Verstärker mit hohem Wirkungsgrad zu erhalten, der keine Schaltverzerrung hervorruft. Ein solcher Verstärker ist z. B. in der US-PS 3 995 228 angegeben, und das Grundschaltbild ist in Fig. 1 gezeigt. Dabei bilden zwei Ausgangstransistoren Q, und Q- vom Emitterfolger-Typ und Treibertransistoren Q₁- und Q_r zum Treiben der Transistoren

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Q, und Q- eine Gegentakt-B-Schaltung. Die Spannung Vgp, die die Gesamtsumme der Basis-Emitter-Spannungen Vor-i» V_Ri-_ der beiden Ausgangstransistoren Q,, Q_? und der Basis-Emitter-Spannungen V_RF,-, V_RF^ der beiden Treibertransistoren Q₁-, Q, bildet, wird von zwei V_Rp-Vervielfacher-Transistoren Q₃ und Q. erzeugt. Damit wird die Erzeugung einer Übergangsverzerrung in der Weise verhindert, daß die Ausgangstransistoren Q,, Q_? und die Treibertransistoren Q_c , Q, in Abwesenheit eines an einen Eingangsanschluß V-,., angelegten Eingangssignals von der erzeugten V_RE-Spannung stromführend gehalten werden. Zur Erzeugung einer den vier Transistoren Q₁ , Q-, Q_c und Q,.

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zugeführten Ruhe-Vorspannung wird der aufgrund der Basis-Emitter-Spannungen V_ßE3 und V_ßE. der beiden Transistoren Q-, und Q^, die parallel zu einem Widerstand Rp angelegt werden, in dem Widerstand R_? fließende Strom zwei weiteren Widerständen R, und R~ zugeführt, wodurch an jedem der drei Widerstände R,, R_ und R-, ein Spannungsabfall erhalten wird.

Nachstehend wird der Betrieb aufgrund eines angelegten Signals erläutert. Angenommen, dem Eingang V₁-., wird ein positives Eingangssignal zugeführt, so steigt der Emitter-

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strom des Ausgangstransistors Q₁, wodurch wiederum der Spannungsabfall an einem Emitter-Widerstand R^, ansteigt. Ferner erhöht sich die Basis-Emitter-Spannung des Ausgangstransistors Q, gering, wodurch die Spannung zwischen den Knotenpunkten A und Z erhöht wird. Dadurch, daß die Spannung am Knotenpunkt X mit der Spannung am Knotenpunkt Z durch eine Konstantspannungsversorgung V_v zusammengeklammert ist, d. h., daß die Spannung am KNotenpunkt X auf einen Wert festgelegt ist, der die Summe einer Ausgangsspannung V„,._T dieser Schaltung und der Spannung der Konstantspannungsversorgung V„ ist, steigt der durch den Widerstand R₁ fließende Strom, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand R₁ erhöht wird, wodurch wiederum die Vorspannung zwischen dem Knotenpunkt A und einem Knotenpuntk B erhöht wird. Die Spannung an einem Knotenpunkt Y ist durch eine Konstantspannungsversorgung ν_γ mit der Spannung am Knotenpunkt Z zusammengeklammert und ändert sich daher nicht mit steigender Spannung zwischen den Knotenpunkten A und Z, so daß sich die Spannung zwischen den Knotenpunkten B und Z nicht ändert. Infolgedessen fließt bei Abwesenheit eines Eingangssignals ein Ruhestrom in den Transistoren Q- und Q., so daß diese nicht

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gesperrt sind. Wenn also eine negative Signalspannung an den Eingang V₁-., angelegt wird, wird die dadurch sofort verstärkt, so daß keine Schaltverzerrung bewirkt wird.

Diese Schaltung muß die Vorspannung durch Verwendung eines Eingangssignalstroms ändern und weist also den Nachteil auf, daß eine zufriedenstellende hohe Ausgangsleistung nicht erzielbar ist. Wenn die Spannung zwischen den Knotenpunkten A und Z um die Eingangssignalspannung steigt, muß der im Widerstand R, fließende Strom erhöht werden, um den Spannungsabfall am Widerstand R₁ zu erhöhen. Als dieser Zuwachsstrom wird der Eingangssignalstrom verwendet. Somit nimmt das für die Verstärkung genutzte Ein-

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gangssignal um den im Widerstand R, fließenden Wert ab, und daher kann keine hohe Ausgangsleistung erzielt werden. Die Schwächung des Eingangssignals bedeutet eine Verminderung der Leerlaufverstärkung des Verstärkers, so daß sich die Nachteile einer verringerten Gegenkopplung und einer erhöhten Verzerrung in einem Regelkreis ergeben.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Gegentakt-B-Verstärkers, bei dem die Vorspannung nach Maßgabe der Eingangssignalspannung geändert wird, ohne daß das Eingangssignal geschwächt wird.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung durch einen Ausgangs-Leistungsverstärker gelöst, der aufweist: ein Paar Ausgangstransistoren vom komplementären Gegentakt-Typ, ein Paar Treibertransistoren, die die Ausgangstransistoren im Emitterfolgerbetrieb treiben, einen ersten und einen zweiten Widerstand, die jeweils zwischen die Emitter und die Lasten der Treibertransistoren geschaltet sind, Mittel zur Entnahme der Spannungsänderung zwischen den Emittern der Treibertransistoren als eine Änderung des Spannungsabfalls an dem ersten und dem zweiten Widerstand, ein Paar Spannungsfühler-Transistoren von unterschiedlichem Leitfähigkeitstyp, Mittel zur Zufuhr der Spannung an dem ersten und dem zweiten Widerstand zwischen die Basis und den Emitter der Spannungsfühler-Transistoren, wodurch eine Spannung entsprechend einem Emitterstrom an einem Emitterwiderstand erzeugt wird, der mit dem Emitter jedes Spannungsfühler-Transistors verbunden ist, eine zwischen die Basiselektroden der Treibertransistoren geschaltete Konstant-Vorspannungsversorgung, Mittel zum Addieren der Spannung am Emitterwiderstand zu der Konstant-Vorspannungsversorgung, und Mittel zur Zufuhr zwischen die Basiselektroden der Treibertransistoren des Spannungszuwachses zwischen den Eingängen der Ausgangstransistoren, erhöht um die Eingangssignalspannung, wodurch ein Sperren verhinderbar

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Durch die Erfindung wird also eine Tonfrequenz-Leistungsverstärkerschaltung angegeben, mit einem Spannungsfühler zum Erfassen der Spannung zwischen den Gates von in Gegentakt-B-Schaltung angeordneten MOS-Ausgangs-Feldeffekttransistoren, und mit einem Vorspannungserzeuger zum Anlegen einer Ruhe-Vorspannung an die MOS-Feldeffekttransistoren. Die an die MOS-FeIdeffekttransistoren angelegten Vorspannungen werden proportional dem Ausgangsstrom derart geändert, daß dem zu sperrenden MOS-Ausgangs-Feldeffekttransistor in Abwesenheit eines Signals eine im wesentlichen gleiche Vorspannung aufgedrückt wird. Auf diese Weise wird ein Sperren des Gegentakt-Transistors im B-Betrieb verhindert, wodurch eine Schaltverzerrung vermieden wird .

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltbild eines bekannten Gegentakt-Verstärkers ;

Fig. 2 das Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Ausgangs-LeistungsVerstärkers;

Fig. 3 das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels des Ausgangs-Leistungsverstärkers;

Fig. 4· das Schaltbild eines anderen Ausführungsbeispiels des Ausgangs-Leistungsverstärkers;

Fig. 5 das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 6 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungs-

beispiels des Ausgangs-Leistungsverstärkers; und

Fig. 7 das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels des Ausgangs-Leistungsverstärkers, wobei als Ausgangstransistor ein bipolarer Transistor verwendet wird.

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Unter Bezugnahme auf Fig. 2 wird ein Ausführungsbeispiel des Ausgangsleistungsverstärkers erläutert. Dabei sind vorgesehen eine Tonfrequenzsignalquelle 1, deren eines Ende mit der Basis eines Verstärkungstransistors 2 für kleine Signale und deren anderes Ende mit dem negativen Anschluß einer Energieversorgung 9 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 2 ist mit dem negativen Anschluß der Energieversorgung 9 verbunden, und sein Kollektor ist mit der Basis eines Treibertransistors 18 verbunden. Ferner sind zwei Ausgangs-MOS-Feldeffekttransistoren 4- und 5 von unterschiedlichem Leitfähigkeitstyp vorgesehen, deren Quellen miteinander und mit einer Last 7 verbunden sind. Der Kollektor des MOS-Feldeffekttransistors k ist mit dem positiven Anschluß der Energieversorgung 9 verbunden, und sein Gate ist mit dem Emitter eines Treibertransistors 17 verbunden. Der Kollektor des MOS-Feldeffekttransistors 5 ist mit dem negativen Anschluß der Energieversorgung 9 verbunden, und sein Gate ist an den Emitter des Treibertransistors 18 angeschlossen. Der Kollektor des Treibertransistors 17 ist an den positiven Anschluß einer Energieversorgung 8 angeschlossen, während sein Emitter über einen Emitterwiderstand 23 an die Quelle des Feldeffekttransistors 4· und auch an die Basis eines ersten Spannungsfühler-Transistors 15 angeschlossen ist. Der Kollektor des Treibertransistors 18 ist an den negativen Anschluß der Energieversorgung 9 angeschlossen, und sein Emitter ist mit der Quelle des Feldeffekttransistors 5 über einen Emitterwiderstand 24- angeschlossen und auch mit der Basis eines zweiten Spannungsfühler-Transistors 16 verbunden. Der Emitter des ersten Spannungsfühler-Transistors 15 und der Emitter des zweiten Spannungsfühler-Transistors sind miteinander über Widerstände 21 und 22 verbunden. Der Kollektor des Transistors 15 ist an die Basis des Transistors 17 angeschlossen, und sein Emitter ist mit der Basis eines ersten Konstantspannungs-Transistors 13 ver-

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bunden. Der Kollektor des Transistors 16 ist mit der Basis des Transistors 18 und sein Emitter mit der Basis eines dritten Konstantspannungs-Transistors 14 verbunden. Der Emitter des Transistors 15 ist mit dem Kollektor des Transistors 13 über den Widerstand 21 verbunden, und der Emitter des Transistors 16 ist über den Widerstand 22 an den Kollektor des Transistors 14 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 13 ist an die Basis des Transistors 17 über einen Widerstand 25 und auch an die Basis eines zweiten Konstantspannungs-Transistors 19 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 13 ist mit dem Kollektor des Transistors 19 verbunden. Der Emitter des Transistors 14 ist mit der Basis des Transistors 18 über einen Widerstand 26 und auch mit der Basis eines vierten Konstantspannungs-Transistors 20 verbunden. Der Kollektor des Transistors 14 ist an den Kollektor des Transistors 20 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 19 ist an die Basis des Transistors 17 und an die Konstantspannungsversorgung 3 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 19 ist an den Kollektor des Transistors 20 angeschlossen. Der Emitter des TRansistors 20 ist an die Basis des Transistors 18 und gleichzeitig an den Kollektor des Verstärkungstransistors 2 für kleine Signale angeschlossen .

Wenn bei dieser Schaltung kein Eingangssignal vorliegt, wird zwischen die Basis des Treibertransistors 17 und die Basis des zweiten Treibertransistors 18 eine Spannung 4Vß_E + V~, + V₂₂J die gleich der Summe der Basis-Emitter-Spannungen 4Vg_E der vier Konstantspannungs-Transistoren 13, 14, 19 und 20 und der Spannungen V_, und V~_? an den beiden Emitterwiderständen 21 und 22 ist, zugeführt, so daß die Transistoren 17, 18 und die MOS-Feldeffekttransistoren 4, 5 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind. Damit fließt in diesen Transistoren ein Ruhestrom. Unter diesen Bedingungen sei angenommen, daß ein Tonfrequenz-

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signal von der Signalquelle 1 her angelegt wird. Dieses Signal wird am Transistor 2 verstärkt und am Kollektor des Transistors 2 erzeugt. Es wird nun der Fall erläutert, daß ein Signal mit positiver Halbperiode am Kollektor des Transistors 2 erzeugt wird. Die am Kollektor des Transistors 2 erscheinende Signalspannung mit positiver Halbperiode wirkt als Durchlaßvorspannung für den Transistor 17 und den MOS-Feldeffekttransistor ή· und als Sperrvorspannung für den Transistor 18 und den MOS-Feldef f ekttransistor 5. D. h., die positive Eingangssignalspannung erhöht die Basisspannung der Transistoren 17 und 18 positiv. Daher muß, um den Einschaltzustand des Transistors 18 aufrechtzuerhalten, die Spannung zwischen der Basis des Transistors 17 und der Basis des Transistors 18 um den Betrag der Eingangssignalspannung so erhöht werden, daß an den Transistor 18 eine Durchlaßvorspannung angelegt wird.

Wenn an die Basis des Transistors 17 ein positives Signal angelegt wird, steigt der Emitterstrom des Transistors 17, und die Emitterspannung des Transistors 17 steigt ebenfalls. Infolgedessen steigt die Gate-Quellen-Spannung des Feldeffekttransistors ή· sowie auch dessen Quellenstrom, so daß an der Last 7 ein verstärktes Ausgangssignal induziert wird. Dieser Signalverstärkungsvorgang gleicht demjenigen eines normalen Verstärkers. Anschließend wird die Vorspannung erläutert. Mit steigendem Emitterstrom des Transistors 17 erhöht sich der Spannungsabfall am Widerstand 23 ebenfalls, wodurch die Spannung zwischen der Basis des Transistors 15 und der Basis des Transistors 16 erhöht wird. Wenn die Spannung zwischen den Basen der Transistoren 15 und 16 ansteigt, steigt auch die Spannung zwischen dem Emitter des Transistors 15 und dem Emitter des Transistors 16, und zwar deshalb, weil

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die Spannung zwischen den Emittern der Transistoren 15 und 16 gleich der Spannung zwischen den Basen der beiden Transistoren 15 und 16, minus die Basis-Emitter-Spannung V_RF1,- des Transistors 15 und die Basis-Emitter-Spannung Vnrw des Transistors 16, ist. Die Spannung zwischen den Basen der beiden Treibertransistoren 17 und 18 ist gleich der Summe der Spannung zwischen den Emittern der Transistoren 15 und 16, der Basis-Emitter-Spannungen Vr.,-,.,, Vnrig der beiden Transistoren 13, 19 und der Basis-Emitter-Spannungen Vgp,. , Vp.p_?0 der beiden Transistoren 14-, 20. Diese Basis-Emitter-Spannungen sind gleichbleibend, und daher erhöht sich die Spannung zwischen den Basen der Treibertransistoren 17 und 18 um den Anstiegsbetrag der Spannung zwischen den Emittern der Transistoren 15 und 16. Dieser Spannungsanstieg ergibt sich durch den erhöhten Spannungsabfall am Widerstand 22. Dieser Vorgang wird nachstehend erläutert.

Obwohl der Anstieg des Emitter Stroms des Transistors 17 die Spannung zwischen den Basen der Transistoren 15 und 16 erhöht, ist die Emitter-Kollektor-Spannung des Transistors 15 gleich der Summe der Basis-Emitter-Spannungen ^BE13 ^unc* ^BE19 ^^er Transistoren 13 bzw. 19 und ist gleichbleibend. Andererseits erhöht der Anstieg des Signalstroms des Transistors 17 dessen Basis-Emitter-Spannung V_RF17, so daß die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 15 abfällt und dadurch den Emitterstrom des Transistors

15 vermindert. Somit repräsentiert der Spannungsanstieg der Basen der Transistoren 15 und 16 unmittelbar den Spannungsanstieg zwischen Basis und Emitter des Transistors 16, so daß der Emitter strom des Transistors 16 steigt, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand 22 erhöht wird. Der erhöhte Emitterstrom des Transistors

16 wird unter der Bedingung zugeführt, daß der Strom, der bis dahin in die Transistoren IA- und 20 geflossen ist, in den Transistor 16 verzweigt wird. Auf diese Weise

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erhöht sich der Spannungsabfall am Widerstand 22 um den Betrag der Steigerung der Gate-Quellen-Spannung des Feldeffekttransistors 4 und der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 17 während einer positiven Halbperiode des Eingangssignals, so daß die Spannung zwischen den Basen der Transistoren 17 und 18 ansteigt. Somit wird an den Transistor 18 und den Feldeffekttransistor 5 eine Vorwärtsspannung angelegt, wodurch ein Sperren des Transistors verhindert wird. Da der erhöhte Emitter strom des Transistors 16 zugeführt wird, während der in den Transistoren 14- und 20 fließende Strom geteilt wird, fließt im Transistor 16 kein Signal, so daß eine Schwächung des Eingangssignals verhindert wird.

Dies gilt auch für die negative Halbperiode des Eingangssignals. In diesem Fall erhöht der Anstieg des Emitterstroms des Transistors 18 den Spannungsabfall am Widerstand 24, wodurch der Emitterstrom des Transistors 15 erhöht wird, so daß der Spannungsabfall am Widerstand zunimmt, was eine Erhöhung der Spannung zwischen den Basen der Transistoren 17 und 18 zur Folge hat. Der erhöhte Emitterstrom des Transistors 15 wird deshalb zugeführt, weil der in den Transistoren 13 und 19 fließende Strom in den Transistor 15 abgezweigt wird.

Eine weitere Verbesserung der Ausgangsleistungsverstärker-Schaltung nach Fig. 2 ist in Fig. 3 angegeben. In der Schaltung nach Fig. 2 werden die Basis-Emitter-Spannungen der beiden Transistoren 13 und 19, abzüglich der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 17, zwischen Basis und Emitter des Transistors 15 angelegt, so daß der im Transistor fließende Strom zu hoch ist, was es unmöglich macht, einen hohen Widerstandswert für den Widerstand zu wählen. Dies ist auch bei dem Transistor 16 und dem Widerstand 22 der Fall. Die Summe der Ströme, die in den Transistoren 13, 15 und 19 oder 14, 16 und 20 fließen, ist jedoch durch die Konstantstromversorgung 3 festgelegt,

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und wenn daher der Widerstandswert der Widerstände 21 und 22 klein ist, erfährt der in den Transistoren Ik und 20 oder 13 und 19 fließende Strom zum Zeitpunkt der Signalzufuhr eine große Änderung, was wiederum eine Änderung der Basis-Emitter-Spannung bewirkt. Wenn dieser Zustand nicht berichtigt wird, ist es schwierig, den erwünschten Betrieb zu erzielen. Wenn dagegen der Wert der Widerstände 21 und 22 nicht zu groß ist, ist der Spannungsabfall an diesen Widerständen zu groß, wodurch sich das Problem eines übermäßig hohen Ruhestroms in den Transistoren 17, 18 und den Feldeffekttransistoren k und 5
ergibt.

In der Schaltung nach Fig. 3 ergibt sich dieses Problem nicht. Ein dritter Emitterwiderstand 27 ist zwischen den Emitter des Treibertransistors 17 und den ersten Emitterwiderstand 23 geschaltet, und der Verbindungspunkt zwischen diesen ist an die Basis des ersten Spannungsfühler-Transistors 15 angeschlossen. Ein vierter Emitterwiderstand 28 ist zwischen den Emitter des anderen Treibertransistors 18 und den zweiten Emitterwiderstand 2h geschaltet, und der Verbindungspunkt zwischen ihnen ist
an die Basis des zweiten Spannungsfühler-Transistors
16 angeschlossen. Bei dieser Schaltungsauslegung vermindert der Spannungsabfall an den Widerständen 27 und 28 die
Spannung zwischen Basis und Emitter der Transistoren 15 und 16, wodurch ein übermäßig hoher Ruhestrom in den
Transistoren 17, 18 und den Feldeffekttransistoren A-, 5 vermieden wird.

iese Schaltung ist jedoch so ausgelegt, daß der Spannungsabfall an den Widerständen 27 und 28 zum Zeitpunkt des
Signaleingangs zunimmt, so daß die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren 15 und 16 übermäßig vermindert werden
kann, wodurch die Gefahr besteht, daß die Transistoren

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gesperrt werden. Der Spannungsabfall an den Widerständen 27 und 28 darf nicht übermäßig hoch sein.

Dieses bei der Schaltung nach Fig. 3 auftretende Problem wird bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 überwunden, bei dem Dioden 29 und 30 mit den Widerständen 27 und 28 parallelgeschaltet sind. Insbesondere, wenn in den Dioden 29 und 30 ein Durchlaßstrom fließt, sind die Spannungen zwischen Anode und Kathode der Dioden 29 und 30 im wesentlichen unveränderlich, so daß die Spannung an den Widerständen 27 und 28 durch die Durchlaßspannung der Dioden 29 und 30 festgelegt ist. Somit wird ein Sperren der Transistoren 15 und 16 verhindert..

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 sind die Widerstände 27 und 28 von Fig. ή- durch Regelwiderstände 31 und 32 ersetzt. Diese Schaltung kann den Vorspannungsstrom und den Ruhestrom gegen die Änderung in den die Vorspannungsstufe bildenden Transistoren regeln. Dabei wird zwischen die Gates der MOS-Feldeffekttransistoren k und die Summe der Basis-Emitter-Spannungen der vier Transistoren 13, 14-, 19 und 20 und des Spannungsabfalls an den Widerständen 21 und 22, vermindert um die Basis-Emitter-Spannungen der beiden Transistoren 17 und 18, angelegt, und ein der resultierenden Spannung entsprechender Ruhestrom fließt in den Ausgangstransistoren 4- und 5. Um den gewünschten Betrieb ausgeglichen durchführen zu können, ist es erwünscht, daß die in den Transistoren 15 und 16 fließenden Ströme einander gleich sind. Zu diesem Zweck kann der im Transistor 15 fließende Vorspannungsstrom durch einen Regelwiderstand 31 geregelt werden, und gleichermaßen kann der im Transistor 16 fließende Vorspannungsstrom in erwünschter Weise durch einen Regelwiderstand 32 geregelt werden, wodurch die beiden Ströme einander gleich gemacht werden. Auf diese Weise ist der Ruhrvorspannungsstrom der Transistoren 17, 18 und der Feldeffekttransistoren 4·, 5 auf einen vorbestimmten Wert festlegbar. 130013/1299

Trotz dieses Vorteils ist die angegebene Schaltung insofern relativ komplex, als der Vorspannungsstrom und der Ruhevorspannungsstrom gleichzeitig geregelt werden müssen.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 wird die Regelung des Vorspannungsstroms des Spannungsfühler-Transistors und des Ruhevorspannungsstroms des Ausgangstransistors vereinfacht. Dabei sind in der Stufe vor den Treibertransistoren 17 und 18 Transistoren 33 und 3k zusätzlich vorgesehen, so daß nur der Vorspannungsstrom der Spannungsfühler-Transistoren 15 und 16 durch Widerstände 35 und 36 geregelt wird. Der Emitter des Transistors ist mit der Basis des Transistors 17 verbunden, und der Regelwiderstand 35 ist zwischen den Emitter des Transistors 33 und den Emitter des Transistors 17 geschaltet. Ferner ist der Emitter des Transistors 34· mit der Basis des Transistors 18 verbunden, und der Regelwiderstand 36 ist zwischen den Emitter des Transistors 34· und den Emitter des Transistors 18 geschaltet. Ein Regelwiderstand 37 ist zwischen den Kollektor des Transistors 19 und den Kollektor des Transistors 20 geschaltet. Die Regelwiderstände 35 und 36 regeln die Vorspannungsströme der Transistoren 15 und 16, und der Regelwiderstand 37 regelt die Spannung zwischen den Basen der Transistoren 33 und 3k, so daß der Ruhevorspannungsstrom der Transistoren 17, 18 und der Feldeffekttransistoren k und 5 geregelt wird. In dieser Schaltung sind der Ruhevorspannungsstrom der Transistoren k, 5 und der Vorspannungsstrom der Transistoren 15, 16 leicht regelbar.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 sind die MOS-Feldeffekttransistoren durch Bipolartransistoren als Ausgangstransistoren ersetzt. Die Ausgangstransistoren

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sind ein NPN-Transistor A- und ein PNP-Transistor 5, deren jeder im Emitterfolgermodus arbeitet. Die Basis-Emitter-Spannungen V„p. und Vgrr,- der Bipolar-Ausgangstransistoren A- und 5 sind kleiner als die Gate-Quellen-Spannung Vqc des MOS-Feldeffekttransistors, und daher unterscheidet sich die Emitterstufe der Spannungsfühler-Transistoren 15 und 16 von derjenigen der vorhergehenden Ausführungsbeispiele. Insbesondere ist der Emitterwiderstand 21 des Transistors 15 an die Basis des Transistors 16 angeschlossen, und der Emitterwiderstand 22 des Transistors 16 ist an die Basis des Transistors 15 angeschlossen. Der Grund hierfür ist, daß, wenn die beiden Widerstände 21 und 22 reihengeschaltet sind, die zwischen die Basen der Ausgangstransistoren A- und 5 in Abwesenheit eines Signals angelegte Spannung übermäßig hoch ist und der Ruhevorspannungsstrom der Ausgangstransistoren A- und 5 übermäßig groß wird, so daß der Arbeitspunkt der Ausgangstransistoren A- und 5 sich von demjenigen für B-Betrieb zu demjenigen für Α-Betrieb ändert, wodurch die Leistungs-Nutzungsrate unerwünschterweise vermindert wird. Bei der Schaltung nach Fig. 7 sind dagegen die Widerstände 21 und 22 parallelgeschaltet, so daß zwischen die Basen der Transistoren A- und 5 in Abwesenheit eines Signals keine übermäßig hohe Spannung angelegt wird, wodurch der B-Betrieb gewährleistet ist.

Nachstehend wird die Arbeitsweise dieser Schaltung erläutert. Wenn ein positives Eingangssignal angelegt wird und die Emitterspannung des Transistors 17 ansteigt, steigt die zwischen Basis und Emitter des Transistors 16 zugeführte Spannung, so daß der Emitterstrom ansteigt, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand 22 größer wird. Der erhöhte Spannungsanteil am Widerstand 22 wird an die Basis des Transistors 13 über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 16 und den Widerstand 21 angelegt. Infol-

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gedessen steigt die Spannung zwischen den Basen der Transistoren 13 und Ιή-, wodurch die Spannung zwischen den Basen der Treibertransistoren 17 und 18 ansteigt. Ein dem Ruhe vorspannungsstrom äquivalenter Strom fließt im Ausgangstransistor 5, wodurch ein Sperren dieses Transistors verhindert wird.

Aus der vorstehenden Erläuterung ist ersichtlich, daß mit der angegebenen Schaltung eine ebenso hohe Leistung wie bei einer Α-Schaltung ohne SChaltverzerrungen erzielbar ist, ohne daß aber der Wirkungsgrad der B-Schaltung nachteilig beeinflußt und das Eingangssignal geschwächt wird, was die Zufuhr eines großen Ausgangssignals an die Last ermöglicht. Da die Leerlaufverstärkung des Verstärkers nicht vermindert wird, kann die Gegenkopplung erhöht werden, wodurch nicht nur Schaltverzerrungen, sondern auch andere Störungen vermindert werden.

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Leerseite

Claims

Ansprüche

1. Tonfrequenz-Leistungsverstärker-Schaltung, gekennzeichnet durch

- zwei komplementäre Gegentakt-Ausgangstransistoren (A-, 5) mit je einer Eingangs- und einer Ausgangs"-elektrode,

- zwei Treibertransistoren (17, 18), die je in Emitterfolgerschaltung an die Eingangselektroden der beiden Ausgangstransistoren (A-, 5) angeschlossen sind,

- zwei zwischen die Emitter der beiden Treibertransistoren reihengeschaltete Widerstände (23, 2A-),

- zwei Spannungsfühler-Transistoren (15, 16) von unterschiedlichem Leitungstyp mit je einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter,

- Mittel zum Anlegen der Spannung zwischen die Emitter der beiden Treibertransistoren (17, 18) über den Basis-Emitter-Anschluß jedes der beiden Spannungsfühler-Transistoren (15, 16),

- zwei Emitterwiderstände (21, 22), die je an die Emitter der Spannungsfühler-Transistoren (15, 16) angeschlossen sind zum Erzeugen einer dem Emitterstrom jedes Spannungsfühler-Transistors (15, 16) entsprechenden Spannung ,

- zwei zwischen die Basen der Treiber-Transistoren (17, 18) gelegte Konstantspannungs-Quellen (19, 20),

81-(A A-9A-2-02)-Schö

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- Mittel zum Addieren der Spannungen der Emitter-Widerstände (21, 22) mit den Spannungen der jeweiligen Konstantspannungs-Quellen (19, 20), und

- Mittel zum Anlegen eines Eingangssignals an die Basis jedes Treibertransistors (17, 18).

2. Tonfrequenz-Leistungsverstärker-Schaltung, gekennzeichnet durch

- einen ersten und einen zweiten Ausganystransistor (4, 5) von unterschiedlichem Leitungstyp mit je einem Eingangs- und einem Ausgangsanschluß, wobei die Ausgangsanschlüsse einerseits miteinander und andererseits mit einer gemeinsamen Last (7) verbunden sind,

- einen ersten Treibertransistor (17), der in Emitterfolgerschaltung mit dem Eingangsanschluß des ersten Ausgangstransistor (ή·) verbunden ist,

- einen zweiten Treibertransistor (18), der in Emitterfolgerschaltung mit dem Eingangsanschluß des zweiten Ausgangstransistors (5) verbunden ist,

- einen ersten Widerstand (23), der zwischen den Emitter des ersten Treibertransistors (17) und den Ausgangsanschluß des ersten Ausgangstransistors (ή·) gelegt ist,

- einen zweiten Widerstand (24·), der zwischen den Emitter des zweiten Treibertransistors (18) und den Ausgangsanschluß des zweiten Ausgangstransistors (5) gelegt ist,

- einen ersten Spannungsfühler-Transistor (15) mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter,

- wobei der Kollektor mit der Basis des ersten Treibertransistors (17) verbunden ist,

- einen zweiten Spannungsfühler-Transistor (16) mit einer Basis, einem Kollektor und einem Emitter,

- wobei der Kollektor mit der Basis des zweiten Treibertransistors (18) verbunden ist,

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- Mittel zum Anlegen der Spannung zwischen den Emitter des ersten Treibertransistors (17) und den Emitter des zweiten Treibertransistors (18) über den Basis-Emitter-Anschluß jedes der beiden Spannungsfühler-Transistoren (15, 16),

- einen dritten und einen vierten Widerstand (27, 28), die je mit den Emittern des ersten bzw. des zweiten Spannungsfühler-Transistors (15, 16) verbunden sind zum Erzeugen von Spannungen entsprechend ihren Emitterströmen ,

- eine erste Konstantspannungs-Quelle (19), die zwischen den Emitter und den Kollektor des ersten Spannungsfühler-Transistors (15) geschaltet ist,

- eine zweite Konstantspannungs-Quelle (20), die zwischen den Emitter und den Kollektor des zweiten Spannungsfühler-Transistors (16) geschaltet ist,

- Mittel zum Addieren der Spannung der beiden Konstantspannungs-Quellen (19, 20) mit der Spannung des dritten und des vierten Widerstands (27, 28) und Anlegen der resultierenden Summe von Spannungen zwischen die Basen des ersten und des zweiten Treibertransistors (17, 18), und

- Mittel zur Zufuhr eines Eingangssignals an jede Basis der beiden Treibertransistoren (17, 18).

· Tonfrequenz-Leistungsverstärker-Schaltung, gekennzeichnet durch

- einen ersten und einen zweiten Ausgangstransistor (4·, 5) von unterschiedlichem Leitfähigkeitstyp mit je einem Eingangs- und einem Ausgangsanschluß,

- wobei die Ausgangsanschlüsse der beiden Ausgangstransistoren (4-, 5) einerseits miteinander und andererseits mit einer gemeinsamen Last (7) verbunden sind ,

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einen ersten Treibertransistor (17) vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der erste Ausgangstransistor (4·), der mit dem Eingangsanschluß des letzteren in Emitterfolger schaltung verbunden ist, einen zweiten Treibertransistor (18) vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie der zweite Ausgangstransistor (5), der mit dem Eingangsanschluß des letzteren in Emitterfolgerschaltung verbunden ist, einen ersten Widerstand (23), der zwischen den Emitter des ersten Treibertransistors (17) und den Ausgangsanschluß des ersten Ausgangstransistors (4) geschaltet ist,

einen zweiten Widerstand (24), der zwischen den Emitter des zweiten Treibertransistors (18) und den Ausgangsanschluß des zweiten Ausgangstransistors (5) geschaltet ist,

einen ersten SpannungsfUhler-Transistor (15) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor,

- wobei der Kollektor an die Basis des ersten Treibertransistors (17),

die Basis an den Emitter des ersten Treibertransistors (17), und

der Emitter im Gleichstrom-Leitungsmodus an den Emitter des zweiten Treibertransistors (18) angeschlossen sind,

einen zweiten Spannungsfühler-Transistor (16) mit einer Basis, einem Emitter und einem Kollektor,

- wobei der Kollektor an die Basis des zweiten Treibertransistors (18),

die Basis an den Emitter des zweiten Treibertransistors (18), und

der Emitter im Gleichstrom-Leitungsmodus an den Emitter des ersten Treibertransistors (17) angeschlossen sind,

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eine erste Konstantspannungs-Quelle (19), die zwischen den Emitter und den Kollektor des ersten Spannungsfühler-Transistors (15) geschaltet ist, eine zweite Konstantspannungs-Quelle (20), die zwischen den Emitter und den Kollektor des zweiten Spannungsfühler-Transistors (16) geschaltet ist, einen dritten Widerstand (21), der mit dem Emitter des ersten Spannungsfühler-Transistors (15) verbunden ist zur Erzeugung einer dessen Emitterstrom entsprechenden Spannung,

einen vierten Widerstand (22), der mit dem Emitter des zweiten Spannungsfühler-Transistors (16) verbunden ist zur Erzeugung einer dessen Ernitterstrom entsprechenden Spannung,

Mittel zur Zufuhr der Spannungen der beiden Konstantspannungs-Quellen (19, 20) und der Spannungen des dritten und des vierten Widerstands (21, 22) zwischen die Basen der beiden Treibertransistoren (17, 18), und

Mittel zum Anlegen eines Eingangssignals an die Basis jedes der beiden Treibertransistoren (17, 18).

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