DE1639285C3

DE1639285C3 - Integrierte Halbleiter-Verstärkerschaltung

Info

Publication number: DE1639285C3
Application number: DE1639285A
Authority: DE
Inventors: Ichiro Setagaya Miwa; Yoshito Hachioji Ohmura
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1967-01-20
Filing date: 1968-01-19
Publication date: 1974-05-22
Also published as: US3449682A; NL6800902A; DE1639285A1; DE1639285B2

Description

Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiter-Verstärkerschaltung, bei der zwei Transistoren gegeneinander elektrisch isoliert in einem Halbleiterträgerkörper aufgebaut sind und bei der der Kollektor des ersten Transistors mit dem Emitter des zweiten Transistors, der Emitter des ersten Transistors und die Basis des zweiten Transistors mit Masse, die Basis des ersten Transistors mit einer Eingangsklemme und der Kollektor des zweiten Transistors mit einer Ausgangsklemme in elektrisch leitender Verbindung stehen.

Ein mehrstufiger Transistorverstärker ist gewöhnlich so aufgebaut, daß ein erster Transistor mit seinem Emitter und ein zweiter Transistor mit seiner Basis mit Masse in Verbindung sind und die beiden Transistoren in Reihe geschaltet sind. Erhält der erste Transistor an seiner Basis ein Eingangssignal, so kann das Signal verstärkt vom Kollektor des zweiten Transistors abgenommen werden.

Eine derartige Verstärkerschaltung ist in Gestalt einer monolithisch integrierten Halbleiterschaltung z. B. durch »Electronics« vom 16. 5. 1966, S. 80 bis 82, bekanntgeworden.

In einem solchen Verstärker ist die negative Rückkopplungsadmittanz Y₁₂ äußerst klein, weil der gegenseitige Leitwert gm im wesentlichen gleich dem Wert ist, den der erste Transistor bei an Masse liegendem Emitter hat. Eine Neutralisation dieses Wertes ist deshalb nicht nötig, auch nicht, wenn hohe Frequenzen verstärkt werden sollen. Da der Ausgang der Schaltung mit der an Masse liegenden Basis eine hohe Ausgangsimpedanz aufweist, ist außerdem hohe Leistungsverstärkung möglich.

Bei den bekannten Zweistufen-Verstärkern werden allgemein zwei Transistoren gleicher Art verwendet. Soll z. B. ein Zweistuf en-Verstärker mit sehr guten Eigenschaften für hohe Frequenzen gebaut werden, so werden beide Transistoren so ausgewählt, daß sie für hohe Frequenzen sehr gute Eigenschaften besitzen.

Bekanntlich werden die Frequenzeigenschaften der Transistoren durch drei Größen bestimmt, nämlich den Basisausbreitungswiderstand r_bb, die Kollektorkapazität C₁. und die Grenzfrequenz / \. Basisausbreitungswiderstand r_bb und Kollektorkapazität C₁ müssen kleine Werte annehmen, damit die Verhältnisse für hohe Frequenzen sehr gut werden. Diese Forderung ist jedoch nicht erfüllbar, denn die beiden Werte arbeiten gegeneinander, so daß es nicht möglich ist, beide Werte zugleich sehr klein zu bekommen.

Genauer gesagt ist der Basisausbreitungswiderstand r_bb durch die Fläche und Anordnung der Basiselektrode bestimmt, die auf der Basiszone des Halbleiterkristalls aufliegt. Um den Ausbreitungswiderstand r_M, klein zu halten, muß eine große Kontaktfläche geschaffen werden. Die Kollektorkapazität C_c wird dagegen durch die Größe der Fläche bestimmt, die die PN-Zone zwischen Basis und Kollektor darstellt. Um einen kleinen Wert für diese Kapazität C₄. zu bekommen, muß die Zone des PN-Ubergangs klein gehalten werden. Es müßte also eine kleine Basisfläche vorhanden sein, was wiederum einen großen Basisausbreitungswiderstand bedeutet.

Bei einem normalen Hochfrequenztransistor können der Basisausbreitungswiderstand r_bb und die Kollektorkapazität C₁. nur in einem Maß verringert werden, wie es der Kompromiß zuläßt. Es wurden deshalb Bemühungen angestellt, die Grenzfrequenz / \ zu heben, wodurch die Hochfrequenzeigenschaften des Transistors weiter verbessert werden können. In einem Fall haben die Bemühungen dazu geführt, daß die Ausdehnung der Basisfläche so klein wie möglich gehalten wird.

Bei Zweistufen-Transistorverstärkern der bekannten Art war also eine Grenze für die Verbesserung der Hochfrequenzeigenschaften gegeben, auch wenn für die Stufen Transistoren mit den besten Hochfrequenzeigenschaften verwendet wurden. Es bestand also wenig Aussicht, daß die Hochfrequenzeigenschaften zwei- oder mehrstufiger Transistorverstärker weiter verbessert werden könnten.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die Frequenzeigenschaften eines Zweistufen-Transistorverstärkers wesentlich zu verbessern.

Diese Aufgabe wird bei einer integrierten Halbleiter-Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß die Basiszone des ersten Transistors flächenmäßig größer ist als die Basiszone des zweiten Transistors.

Dadurch wird der Basiswiderstand des ersten Transistors kleiner als derjenige des zweiten Transistors und die Kollektorkapazität des zweiten Transistors kleiner als diejenige des ersten Transistors, was zur Folge hat, daß die Grenzfrequenz der integrierten Halbleiter-Verstärkerschaltung erhöht ist.
Durch die französische Patentschrift 1 325 585 ist es bei einer integrierten zweistufigen Halbleiter-Verstärkerschaltung bereits bekanntgeworden, zur Erhöhung des Verstärkungsfaktors die Kollektor- und Emitterzonen in einem bestimmten Flächenverhältnis zueinander auszubilden; eine unterschiedliehe Größe der Basiszonen ist indessen nicht in Betracht gezogen.

An sich ist es zwar auch bereits bekannt, auf dem Substrat einer monolithisch integrierten Halbleiterschaltung mehrere Transistoren unterschiedlicher

⁶S geometrischer Abmessungen auszubilden, vgl. »Integrated Circuit Engineering«, 3. Auflage, 1965, S. 15-12. Indessen handelt es sich hierbei nicht um eine Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art.

In Verbindung ,mit der Zeichnung wird nachfolgend die Verstärkerschaltung nach der Erfindung eingehend beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines zweistufigen Transistorverstärkers, an Hand dessen das Wesen der Erfindung erläutert wird,

F i g. 2 ein Ersatzschaltbild der Eingangsstufe des Schaltkreises aus Fig. 1,

F i g. 3 den Halbleiterträgerkörper, der zu einem

integrierten Schaltkreis ausgeformt ist, von oben in vergrößerter Darstellung,

F i g. 4 ein Schaltbild für ein Beispiel der Schaltungsverbindung eines Transistorschaltkreises im integrierten Schaltkreis nach Fig. 3,

Fig. 5 einen Schnitt durch die Anordnung nach »5 F i g. 3 entlang der Linie V-V, der einen der Transistoren zeigt,

F i g. 6 einen Schnitt nach VI-VI in F i g. 3 durch den zweiten Transistor,

F i g. 7 einen Vergleich der relativen Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz eines Ausführungsbeispiels nach der Erfindung mit bekannten Mehrstufen-Verstärkern und

Fig. 8a und 8b Draufsichten von Beispielen möglicher Transistorformen, die in der Verstärkerschaltung nach der Erfindung verwendet werden können.

Wie bereits an früherer Stelle kurz beschrieben und in der F i g. 1 gezeigt, sind bei dem zweistufigen Verstärker ein Transistor Q₁, dessen Emitter an Masse liegt, und ein Transistor Q„, der mit seiner Basis mit Masse verbunden ist, in Reihe geschaltet. Bei dem Schaltkreis nach Fig. 1 ist der Kollektor des Transistors Q., mit einem Belastungswiderstand R_L verbunden, und die Basis 12 des Transistors Q., ist mit Rücksicht auf auftretende Wechselspannungen über einen Ableitkondensator C_d an Masse gelegt. Der Emitteranschluß 14 des Transistors Q₁ ist über einen Widerstand R_h: mit Masse verbunden, wodurch die Linearität des Verstärkungsfaktors verbessert wird; dieser Widerstand ist jedoch für den Mehrstufen-Verstärker nicht unbedingt erforderlich.

An den Kollektoranschluß 15 des Transistors Q.-, wird eine Gleichspannung V_cc gelegt, und eine Gleich-Vorspannung V_BB liegt am Basisanschluß 12 des Transistors Q.,; wird dann ein Eingangssignal auf die Basis 11 des Transistors Q₁ gegeben, so wird dieses Eingangssignal verstärkt und kann am Kollektorausgang 13 des Transistors Q., abgenommen werden.

Es wird angenommen, daß am Eingang 11 des Transistorverstärkers ein Signalgeber 10 mit einer Eigenimpedanz R_s angeschlossen ist; dann kann die Frequenzcharakteristik des Schaltkreises auf folgende Weise analytisch untersucht werden:

Die Frequenzcharakteristik kann in zwei Stufen untersucht werden, und zwar zunächst für die Grenzfrequenzen der Eingangsseite und dann für die Grenzfrequenzen der Ausgangsseite, wobei die Gesamtfrequenzcharakteristik dann durch die inneren Grenzfrequenzen dieses Bereiches bestimmt ist.

Die Grenzfrequenz der Eingangsseite wird durch die Impedanz R_s der Signalquelle beeinflußt wie auch durch den Basisausbreitungswiderstand r'_bbi des Transistors Q₁ und die Eingangskapazität C_1n des Transistors Q₁, die durch die Ersatzkapazität rechts vom Basisanschluß des Transistors Q₁ dargestellt wird. Wird dann der Transistor Q₁, dessen Emitter an Masse liegt, durch eine Hybrid-jt-Ersatzschaltung wiedergegeben, wie dies in der F i g. 2 der Fall ist, so kann die Eingangsfrequenz durch folgende Gleichung ausgedrückt werden:

Jc-W- pi. ' '" ₀

*v, -t- r_hh ι ζ

(1)

Darin bedeutet f_c._in die Eingangsgrenzfrequenz, deren Wert dadurch bestimmt ist, daß die Spannung V'_hr an den Klemmen der Eingangskapazität C₁₁, eine Dämpfung von 3 db erhält; ω_{τ x} ist die Grenz-Kreisfrequenz des Transistors Q₁. Die Grenz-Kreisfrequenz läßt sich mit der folgenden Gleichung aus der Emitter-Streukapazität C_e und dem Emitter-Streu widerstand r_e _t des Transistors Q₁ berechnen:

(f) τ j =

C,

(2)

Aus der Gleichung (1) läßt sich ersehen, daß eine der Bedingungen (im folgenden als erste Bedingung bezeichnet) zur Anhebung der Eingangsgrenzfrequenz die Verringerung des Basis-Ausbreitungswiderstandes des Transistors Q₁ bei an Masse liegendem Emitter ist. Zum anderen wird die Grenzfrequenz am Ausgang durch den Belastungswiderstand R_L und die Ausgangskapazität C_oui beeinflußt, die durch die Ersatzkapazität der Schaltung, von der Ausgangsklemme 12 nach links gesehen, gebildet wird, und die Ausgangsgrenzfrequenz f_c.,_ml kann durch die folgende Gleichung bestimmt werden:

Ic ■ OJi/

1
2nR_LC_oul

(3)

Die Ausgangskapazität C₀₁₁₁ enthält grundsätzlich eine Kapazität C₀ .„ die weiter unten noch beschrieben wird, und eine Kapazität C_L, die ein Teil der Belastung ist. Die Kapazität C₀ „ wird in der nachfolgenden Gleichung aus dem Eihitterwiderstand r_e.,, dem Basisausbreitungswiderstand r_hh., und der Κοί-lektorkapazität C₀ ₂ des Transistors Q₂ und der Impedanz der Signalquelle, vom Emitter des Transistors Q₁ aus gesehen, bestimmt, d. h. der Ausgangswiderstand R₁, des Transistors Q, in diesem Augenblick.

Der Wert der Kapazität C_L ist im allgemeinen klein. Außerdem ist der Quotient

aus Gleichung (4) im allgemeinen vernachlässigbar klein, denn der Wert R_g ist wesentlich größer als der Wert r_bb.₂ · r'_bb., beträgt im allgemeinen einige hundert Ohm, während der Wert von R_g im allgemeinen einige kOhm bis einige lOkOhm beträgt. Die Ausgangskapazität C_out kann also etwa gleich der Kollektorkapazität C_c ₂ des Transistors Q₂ angesetzt werden.

Aus den obigen Betrachtungen geht hervor, daß zum Anheben der Ausgangs-Grenzfrequenz zum einen (hier als zweite Bedingung bezeichnet) eine Verringerung der Kollektorkapazität C_c ₂ des Tran-

sistors Q₂ bei der Bedingung r_bbi <ξ R_g vorgenommen werden muß.

Die Eingangsimpedanz des Transistors Q₂, dessen Basis an Masse gelegt ist, entspricht der Belastung des Transistors Q₁ mit an Masse liegendem Emitter, und dieser Wert ist bei ausgeführten Beispielen sehr klein. Aus diesem Grund hat die Größe der Kollektorkapazität C_c , des Transistors Q₁ nur einen sehr kleinen Einfluß auf die Frequenzcharakteristik des Verstärkers. Zu dem Zweck wird bei dem Zweistuf en-Verstärker im allgemeinen die erste Bedingung angewandt, nach der der Basisausbreitungswiderstand r_bbl des Transistors Q₁ verringert wird.

Die Erfindung geht nun von diesen analytischen Betrachtungen aus und sieht einen Aufbau des zweistufigen Verstärkers vor, bei welchem der Transistor Q₁ mit seinem Emitter und der Transistor Q₂ mit seiner Basis an Masse liegen und beide Transistoren in integrierter Form in einer einzigen Halbleiterplatte untergebracht sind, wobei der Transistor Q₂ nur eine kleine Basisfläche aufweist, damit der Wert der Kollektorkapazität C_{c 2} klein und die vorgenannte zweite Bedingung erfüllt ist, obgleich dadurch der Basisausbreitungswiderstand r_bb2 ansteigt. Andererseits ist die Basisfläche des Transistors Q₁ größer ausgebildet als die des Transistors Q₂, um den Basisausbreitungswiderstand r_bbl klein zu halten und damit die vorgenannte erste Bedingung zu erfüllen, so daß damit die Frequenzcharakteristik des gesamten Zweistufen-Verstärkers verbessert wird.

Ein Beispiel einer praktischen Ausführungsform nach der Erfindung wird an Hand der F i g. 3 dargestellt. Die Transistoren Q₁ und Q₂ sind hierbei gegeneinander isoliert und befinden sich in einer einzigen, p-leitenden Halbleiterplatte 20. Ihre gegenseitige Verbindung wird durch metallene Leiter, z. B. aus Aluminium, hergestellt, die durch Aufdampfen erzeugt werden, so daß die ganze Anordnung einen integrierten Schaltkreis darstellt.

Dieser integrierte Schaltkreis enthält einen Teil, der durch das Ersatzschaltbild nach F i g. 4 wiedergegeben ist und dessen äußere Anschlüsse durch die Bezugsziffern 11, 12, 13 und 14 gekennzeichnet sind. Der Transistor Q₁ ist ein NPN-Transistor, dessen Emitter mit 21, dessen Basis mit 22 und dessen Kollektor mit 23 bezeichnet ist, wobei die jeweiligen Elektroden 21a, 22 a, 23 a heißen, deren Kontaktflächen auf dem Emitter, der Basis und dem Kollektor die Bezugszeichen 216, 22 b und 23 b tragen.

F i g. 5, die einen Schnitt durch den Transistor Q₁ entlang der Linie V-V in F i g. 3 wiedergibt, zeigt, daß auf dem Halbleiterkörper 20, der selbst p-leitend ist, ein η-leitender Bereich 23, der den Kollektor darstellt, auf einer Außenfläche aufgebracht ist und daß ein p-leitendes Gebiet 22 durch Diffusion eines Akzeptors (p-Verunreinigung) von der Oberfläche her in den η-leitenden Bereich eingeformt wird, was die Basis des Transistors darstellt. Darüber hinaus werden zwei η-leitende Zonen 21 durch Diffusion eines Donators (η-Verunreinigung) in der Oberfläche der Basis aufgebaut, die den Emitter darstellen. Ein stark η-leitendes Gebiet 23 c wird in der Fläche des Kollektors 23 aufgebaut, das den Übergangswiderstand zwischen der Kollektoranschlußelektrode 23 a und dem Kollektor 23 verringert.

Bei diesem Transistor Q₁ wird die Kontaktfläche der Basiselektrode 22 a auf der Basiszone 22 möglichst groß gemacht mit dem Ziel, den Ausbreitungswiderstand r_bbl zu verringern, und deshalb werden bandförmige Kontakte 22 b an drei Stellen aufgebracht.

Der Transistor Q₂, ein NPN-Transistor, weist eine Emitterzone 24, eine Basiszone 25 und eine Kollektorzone 26 auf, mit welchen die Anschlußelektroden 24 a, 25 a und 26 a in Verbindung stehen. Die Emitterelektrode 24 a ist mit der Kollektorelektrode 23 a des Transistors Q₁ verbunden, so daß ein Zweistufen-Verstärker entsteht. Der Transistors Q₂ ist so ausgebildet, daß die Basiszone 25 so klein wie möglich gehalten wird, damit die Kollektorkapazität C_c ., möglichst gering ist. Wie die Fig. 3 und 6 zeigen, ist nur eine einzige Emitterzone 24 und nur ein einziger Basiskontakt 256 von streifenförmiger Gestalt vorgesehen, so daß sich der Transistor Q₂ in seiner äußeren Gestalt von dem Transistor Q₁ unterscheidet.

Bei einem Aufbau der Transistoren, wie er in der F i g. 3 gezeigt ist, in dem die Basiszone 22 die Abmessungen 40 · 82,5 μΐη, die Emitterzonen 21 jeweils 30 - 15 μηι und die Basiskontaktflächen jeweils 30 · 7,5 μπι messen, erhält der Transistor Q₁ einen Basisausbreitungswiderstand r_bbl von etwa 50 Ohm und eine Kollektorkapazität C_cl in der Größenordnung von 1,7 pF.

Bekommt der Transistor Q₂ eine Basiszone 25 von 40 · 37,5 μτη, eine Emitterzone 24 von 20 ■ 5 μΐη und eine Basiskontaktfläche 256 von 30 · 7,5 μΐη, so wird der Basisausbreitungswiderstand r_bb2 etwa 400 Ohm und die Kollektorkapazität C₀₂ etwa 0,7 pF.

Die Frequenzcharakteristik des Verstärkers, in welcher die Frequenz abhängig von der relativen Dämpfung betrachtet wird, ist bei einer Ohmschen Belastung R_L von 1 kOhm an dem Verstärkerausgang 13 in der Fig. 7 durch die Kurve I gezeigt, in der die Frequenz auf der Abszisse in MHz und die relative Dämpfung in db angegeben ist.

Zum Vergleich mit dieser Kurve I sind weitere charakteristische Kurven II, III und IV in der Fig. 7 aufgetragen. Kurve II zeigt die Frequenzcharakteristik eines Mehrstufen-Verstärkers mit zwei gleichen Transistoren entsprechend dem Transistor Q_x der oben beschriebenen Schaltungsanordnung. Kurve III gibt die Frequenzcharakteristik eines Zweistufen-Verstärkers mit zwei gleichen Transistoren Q₂ wieder. Kurve IV ist die Frequenzcharakteristik eines Zweistufen-Verstärkers mit zwei gleichen Transistoren, deren Ausbreitungswiderstand r_bb 100 Ohm und deren Kollektorkapazität 1 pF ist. ,

Ein Vergleich dieser Kurven in F i g. 7 zeigt, daß das Frequenzverhalten des Verstärkers gemäß Kurve I dem Frequenzverhalten eines bekannten Verstärkers (Kurve IV) weit überlegen ist, in welchem zwei gleiche Transistoren mit kleinen Werten des Basisausbreitungswiderstandes r_bb und der Kollektorkapazität Cc verwendet wurden, und daß dieser erfindungsgemäße Zweistufen-Verstärker auch solchen Transistorverstärkern überlegen ist, in denen zwei gleiche Transistoren mit besonders kleinem Basisausbreitungswiderstand r_bb verwendet werden. Der Vorteil der Verstärkerschaltung nach der Erfindung kommt darin deutlich zum Ausdruck.

Bei einem integrierten Halbleiterschaltkreis können auf sehr einfache Weise Transistoren unter-

schiedlicher Flächenabmessungen erhalten werden. Die damit verbundenen Vorteile können also bei einem Verstärker der erfindungsgemäßen Bauart in Form eines integrierten Schaltkreises mit den Transistoren Q_x und (?., auf einfache Weise nutzbar gemacht werden.

Bei dem Zweistufen-Verstärker mit integriertem Halbleiterschaltkreis tritt neben der Kapazität C₁ und der Kapazität C₀.,, die zusammen die Ausgangskapazität C₀₁₁₁ bilden,"wie dies die Gleichung (3) in der vorangegangenen Beschreibung wiedergibt, eine Isolationskapazität C₄ auf, die sich aus dem PN-Übergang ergibt, welcher zwischen dem Trägerkörper und der Kollektorzone als Ergebnis des Aufbaus des Transistors Q., auf dem Halbleiterkörper vorhanden ist. Bei der Vorrichtung nach der Erfindung wird jedoch die Basiszone des Transistors Q., möglichst klein gehalten, um den Ausbreitungswiderstand der Basis zu verringern, woraus sich als natürliche Folgerung ergibt, daß die Isolationskapazität C\ ebenfalls klein gehalten wird und die Grenzfrequenzeigenschaften am Ausgang des Verstärkers kaum beeinflußt.

Es versteht sich, daß bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung die Gestaltung des Transistors Q_x mit an Masse liegendem Emitter zur Erzielung eines möglichst kleinen Basisausbreitungswiderstandes /■«,, und die Gestaltung d?s Transistors Q_t mit an Masse liegender Basis zur Erzielung einer möglichst kleinen Kollektorkapazität C₁.., auf verschiedene, von der dargestellten Ausführungsform abweichende Weisen durchgeführt werden kann. Es kann z. B. ein Transistor Q_x verwendet werden, dessen Gestalt ähnlich der des Transistors in Fig. 8a ist, bei welchem die Emitterzone 31 als langer, schmaler Streifen in die Basiszone 32 eingefügt ist und bei welchem langgestreckte, große Basiskontakte 31b auf beiden Seiten parallel zur Emitterzone 31 verlaufen. Die Gestalt des Transistors ß., wiederum kann so gevvähll werden, wie es die Fig. 8b zeigt, in der eine kleine Basiskontaktfläche 356 lediglich auf einer Seite einer Emitterzone 34 angeordnet ist, wodurch die Größe der Basiszone 35 so weit wie möglich verringert werden kann. Die mit den Ziffern 31 ft und 34 b bezeichneten Teile in der F i g. 8 stellen die Emitterkontakte dar.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 409621/477

Claims

Patentanspruch:

Integrierte Halbleiter-Verstärkerschaltung, bei der zwei Transistoren gegeneinander elektrisch isoliert in einem Halbleiterträgerkörper aufgebaut sind und bei der der Kollektor des ersten Transistors mit dem Emitter des zweiten Transistors, der Emitter des ersten Transistors und die Basis des zweiten Transistors mit Masse, die Basis des ersten Transistors mit einer Eingangsklemme und der Kollektor des zweiten Transistors mit einer Ausgangsklemme in elektrisch leitender Verbindung stehen, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiszone (22) des ersten Transistors (O₁) flächenmäßig größer ist als die Basiszone (25) des zweiten Transistors (Q₂).