CN1227013A - 供高频应用的电压－电流变换器 - Google Patents

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    • G05F1/561—Voltage to current converters

Abstract

一种电压－电流变换器,具有两级直接放大器(42)以及的反馈网络,该反馈网络具有有源差分电流－电压变换器(47)。第一级是用于接收输入电压信号的电压－电压变换器(43)。第二级是用于提供输出电流的跨导放大器(45)。把反馈网络的输出电流施加至差分放大器(50),以抵消所有的直流分量,而只放大交流分量,并将交流分量反馈至输入端。可以分开调节直接放大器的前馈增益和反馈网络的反馈增益。差分放大器包括局部电阻性反馈网络,该反馈网络具有由电阻器确定的局部增益,它不引入任何非线性成分。通过改变差分放大器的电阻性反馈网络,可以调节电压－电流变换器的反馈网络增益,而完全不影响直接放大器。

Description

供高频应用的电压-电流变换器
技术领域
本发明涉及用于开关电流集成电路类型的集成电压-电流变换器
背景技术
电压-电流变换器(VI)(一般亦称为跨导放大器)是一种模拟电路，它完成输入电压信号至模拟输出电流的模拟变换。
IV的逆功能由电流-电压变换器(IV)(或者跨阻放大器)来完成。过去，对于IV的研究和设计所花的力气远远超过对于VI所花的力气。这是由于大多数的电路功能在电压范畴内。即，大多数“外部模拟字”代表电压信号。所以，传统上，IV变换要比VI变换的应用多得多。
近来，对于高频模拟集成电路的需要导致称为电流模式(或开关电流(SI))技术的新的模拟设计技术的开发。电流模式技术允许使用数字CMOS工艺实现高性能的模拟电路。电流模式IC的频率性能要优于电压模式IC的频率性能，这是因为仅仅由向一个方向或另一个方向导引电流来发送信息。因此，这些电路不受与电压模式IC相关联的电容性负载引起的较长的上升/下降和调整时间之害。
为了说明作为电流模式电路中一个基本部件的VI变换的重要性，人们例如可以考虑视频范围的模-数变换器(“ADC”)，它的采样工作频率范围从低的千赫高到20-54Msps或更高。
参看图1,ADC的电流模式实现至少需要跟踪和保持11、电压-电流变换器13和电流模式ADC。首先把模拟电压输入信号在电压域施加至跟踪和保持11，在那里对其采样。经采样的电压然后用VI变换器13变换为电流信号，并且递送至电流模式ADC。可以将跟踪和保持11与VI13互换。于是可以直接把宽频模拟电压输入施加至VI13，并立即变换为电流。因此，有宽频VI变换器的需要。
在文献中，电压-电流变换器的例子不多，尤其是对于数字CMOS技术。基于差分放大器17的基本的VI变换器示于图2。在一个良好的差分放大器(DiffAmp)17中，跨于正和负输入端的电压降以及进入输入端的电流实际上都为零。由于跨于DiffAmp17的输入端的电压降实际上为零，因此施加至正输入端的输入信号Vin也出现在负输入端，由此它被跨越施加于电压-电流电阻器RV-I上。经电阻器RV-I生成大小为RIN/RV-I的电流IR。由于几乎没有任何电流流入或流出DiffAmp17的正和负输入端，因此电流IR非常类似于提供给负载(未示出)的输出电流IOUT。于是输出电流IOUT实际上等于IR(通过电阻器RV-I的电流)。
然而，由于把运算放大器(Op Amp)17安排成一个电压跟随器，因此电压串联反馈趋向于降低输出阻抗，从而输出阻抗等于RV-I。因为集成电阻器的值对于工艺的变化较敏感，因此不能准确地预计电路的增益。还有，由于集成电阻器的温度系数，增益也对温度变化较敏感。结果，不得不把电阻器RV-I放在IC芯片的外部，因而不能将电路完全集成化。
在图3中示出晶体管级VI变换器，它包括在图2的DiffAmp17，但提供经改进的输出阻抗。图3的VI变换器综合了下面两篇文献的教导：Hadri等人的文章“基于Bi CMOS技术的阻抗增大技术”)见《IEEE固态电路月刊》，Vol.28,No.2,Feb.1993,pp.157-161)；和Bult等人的文章“用于SC电路具有90dB DC增益的快调整CMOS运放”(见《IEEE固态电路月刊》，Vol.25,No.6,Dec.1990,pp.1379～1381)。图3示出图2的DiffAmp17和电阻器RV-I，但以DiffAmp17的输出来驱动nMOS晶体管22的输入端。这种结构的行为有如一个“放大的”共射-共基放大器，并具有大小为RV-I+rds22+(A+1)gm22 rds22 RV-I的输出阻抗，这里A是运放(Op Amp)17的开环增益，而gm22和rds22是晶体管22的小信号跨导增益和输出电阻。为了适当地隔离在nMOS晶体管22和电阻器RV-I中产生的信号电流IR，必须得出信号电流IR的镜象，以对负载产生输出电流IOUT。包括pMOS晶体管18-21的pMOS共射-共基电流镜象用来完成这一任务。
然而，图3的电压-电流变换器的较高的输出阻抗是以较大的功率消耗和较差的线性为代价的。典型地，电压-电流变换器把正的模拟电压信号看作关于基准地Rref=Vcc/2的双极性电压信号，并将其变换为单极性的电流。结果，根据基准地得出的通过RV-I的偏置电流为Vref/RV-I，而此值对于得出合适的性能显得太大。例如，对于跨导增益为0.5mA/V和Vref为2.5V,RV-I约为2KΩ，导致偏置电流2.5V/2KΩ=1.25mA单独通过nMOS22/RV-I支路。
其次并且是更为严重的限制是由于为产生输出电流IOUT而要对其取镜象的信号电流IR。这一任务是由pMOS共射-共基电流镜象18-21来完成的，但是，一般，电流镜象的非线性很大，而这必须由引入反馈或增大它们的偏置电流来减小。图3的构造要求把共射-共基电流镜象18-21保持在反馈环路之外。结果，其非线性必须由增大偏置电流来减小。为了得到足够好的线性，在共射-共基电流镜象18-21和nMOS22/RV-I分支的组合中，总的偏置电流将大得不能令人满意。
最后，所需的电流镜象18-21还具有使电压-电流变换器的总输出阻抗减小的不利影响。
更一般和合适的电路拓扑遵循图4的略图，它避免在反馈环路外具有处理输出电流IL的任何有源器件，因此呈现较好的线性度。图中示出，Vin进入求和节点25，支馈入具有无源负反馈网络29的直接放大器27。无源负反馈网络29(它包括电阻性网络)消除了由在反馈路径中使用有源器件(诸如晶体管)而引入的任何非线性。因此，反馈网络29的增盖由电阻性网络建立，而不是由个别的电阻器的大小建立，导致对于过程改变较小的敏感性。
图5是遵循图4的略图的一个典型电路的例子。这里示出了具有总的无源负反馈的三级直接放大器。由于在集成电路中实际上禁止增益级之间的交流耦合(因为这需要过量的不动产)，因此在电路的偏置和优化中不能把直流信号分量和交流信号分量分开。使用总反馈导致偏置稳定性较高以及减少对各个增益容差的敏感性。
每个放大器级包括PMOS晶体管31-33，分别用作由偏置电压Vbb控制的电流源；分别由晶体管35-37提供的非线性增益元件和负反馈电阻器R1-R3。第一级包括晶体管31和35以及电阻器R1，它们依次连接，并在Vdd和地之间形成倒相放大器。把输入信号Vin施加至NMOS晶体管35。R1形成电阻性负反馈，它增加了第一级的频率响应。来自第一级的输出在晶体管35的漏极处取出，并施加至第二级，第二级包括晶体管32和36以及电阻器R2。第二级的作用与第一级的十分相同，并将其输出从晶体管36的漏极耦合至第三级，第三级包括晶体管33和37以及电阻器R3。
图5的无源负反馈网络包括电阻器R1、R3和Rfb。电阻性网络R1、R3和Rfb响应于与在晶体管37的源极处检测的输出电流IL成比例的量值，将它变换为包括交流和直流分量的电压，并将该电压反馈至在晶体管35的源极处的输入端(该输入端用作求和节点)。因此反馈电压依赖于反馈阻器R1、R3和Rfb的关系。
然而，这种电路拓扑也呈现了某些不利之处。为了得到足够的增益，必需用三个增益级的网络，这导致三个极点并因而导致较差的频率响应和线性。由于在集成电阻器和MOS晶体管方面，特别是在低成本CMOS数字处理中有较大的容差，因而同时正确地偏置三级放大器是十分复杂和不可靠的。为了稳定工作点(即，静态工作点)，需要如共模反馈等特殊技术，这样做使电路变得复杂，并使其性能降低。另外，由于直接放大器包括三个级联的倒相放大级，输出信号IL与输入信号Vin不同相。此外，对于许多应用来说，用R1、R3和Rtb的电阻性网络可以得到的反馈增益可能不够。
许多应用需要V-I变换器具有非常精细的分辨率。即，V-I变换器应该能将比较大的输入电压阶梯变换为很小、但是准确的电流阶梯。例如，为了与一个8位电流模式ADC对接，需要0.5mA/V的分辨率。对于10位ADC，需要0.25mA/v的分辨率。为了达到这一点，图4中的直接放大器27的跨导增益(即，电压-电流变换增益)必须足够小，以将数伏的输入Vin减小至零点几毫安的输出电流。结果，图4中的无源反馈网络29的跨阻增益(或电流-电压增益)必须很高，以将输出电流的值(它是零点几毫安)变换为比较大的反馈电压以馈入求和节点25。当人们考虑ADC的直流偏离的增益准确度必须包括在一个最低有效位，以避免偏离的增益误差时，这特别显然。这意味着直流特性的精度对于上面给出的8位的例子应该在0.5-1.0μA的数量级，而对于10位的例子，为0.25-0.50μA。
能够容易地证明，图5的反馈网络的跨阻增益由(R1*R3)/(R1+R3+Rfb)给出。反馈增益很依赖R1和R3，它们也是直接放大器的一个整体部分。因此，任何增加跨阻增益的企图被一些实际的考虑所限制，其中包括直接放大器所需的偏置条件。结果，这个电路不能得到足够的跨阻反馈增益，以得到许多高性能应用所需的精细调整。
本发明的一个目的是提供一种宽频电压-电流变换器，它具有精细的调整的能力和自补偿方式。本发明的另一个目的是提供一种电压-电流变换器，它具有高的、稳定的和可预测的跨阻反馈增益(等于电阻器值的比值)，并且不把非线性引入反馈路径。本发明的另一个目的在于，总的电压-电流变换器的直接放大器的偏置条件与跨阻反馈增益网络的任何调节无关。本发明的另一个目的是提供一种集成电压-电流变换器，它具有稳定的直流偏置条件和优化的交流性能。发明概要
在一种集成电压-电流变换器中可以达到这些目的，这种集成电压-电流变换具有一个总的有源负反馈网络，该网络包括一个有源的差分电流-电压变换器，该差分电流-电压变换器具有仅由电阻比确定的增益。
本发明的直接放大器的电压-电流变换最好包括两级直接跨导放大器。两级直接跨导放大器的第一级是电压-电压变换器(或电压放大器)，而两级直接跨导放大器的第二级是电压-电流变换器(或跨导放大器)。两级直接跨导放大器具有总的有源负反馈网络，该网络包括差分电流-电压变换器，该差分电流-电压变换器只将输出电流大小的交流分量变为反馈电压。
电压-电压变换器(即，两级直接跨导放大器的第一级)用于调节由两级直接放大器的第二级使用的输入电压信号。电压-电压变换器最好具有在宽的频率范围内的很好的线性；小的增益；高的输入阻抗，从而不负载输入电压；以及低的输出阻抗，从而不负载两级直接放大器的第二级。本发明的电压-电压变换器最好具有局部负反馈，其形式为第一下拉(pull down)电阻器，并且亦可具有上拉(pull up)偏置电阻器或电流源。如果使用电流源，则最好接收来自第一偏置树的偏置信号，该第一偏置树具有与电压-电压变换器本身结构相同的结构。
跨导放大器(即，两级直接放大器的第二级)接收来自第一级的电压-电压变换器的经调节的电压信号，并将经调节的电压信号变换为成比例的输出电流信号。通过使用第二下拉电阻器，两级直接放大的第二级最好具有局部负反馈。第二级的跨导放大器最好具有简单的共射-共基或经调整的共射-共基电流源，所述电流源接收来自第二偏置树的偏置信号，所述第二偏置权具有与跨导放大器本身相同的结构。
构成本发明的总的有源负反馈网络的差分电流-电压变换器包括具有局部电阻性负反馈的闭环差分放大器(或Diff Amp)。本发明的Diff Amp具有负输入端、正输入端和输出端。输入电阻器耦合在Diff Amp的负输入端和第二下拉电阻器之间，形成两级直接放大器的第二级的局部负反馈网络。用此种方式，第二级的电阻器，或跨导放大器用作总的有源负反馈的差分电流-电压变换器的电流检测元件。局部反馈电阻器耦合在Diff Amp的输出端和负输入端之间。Diff Amp的正输入端接收一信号，该信号大体上类似于跨于第二级(或跨导)放大器的下拉电阻器的电压的直流分量。
如前面说明的，对跨导放大器提供控制偏置信号的第二偏置树具有与跨导放大器相同的结构。简言之，第二偏置树是跨导放大器的拷贝。跨导放大器接收具有直流和交流分量的经调节的电压信号，并且因此产生具有交流和直流分量的输出电流，但是第二偏置树只接收直流参考电压。由于第二偏置树与跨导放大器相同，它产生大体上类似于跨导放大器的直流信号的直流信号。把来自第二偏置树的直流信号馈入Diff Amp的正输入端。简言之，第二偏置树(它具有与跨导放大器的负反馈电阻器相等的电阻器)用作Diff Amp的偏置信号发生器。由于DiffAmp的正输入端和负输入端接收大体上相同的直流电压，因此Diff Amp阻止输出电流的直流分量，而只响应于输出电流的交流分量。用这种方式，只有输出电流的交流分量被变换为经放大的反馈电压。
附图概述
图1是使用电压-电流变换器的现有技术模拟-数字变换器的方框图。
图2是现有技术的电压-电流变换器。
图3是示于图2的电压-电流变换器的现有技术的MOS实现。
图4是现有技术的电压-电流变换器的方框图。
图5是按照图4的现有技术的MOS电压-电流变换器。
图6是按照本发明的电压-电流变换器的方框图。
图7是按照本发明的第一实施例的电压-电流变换器的方框图。
图8是按照本发明的第二实施例的电压-电流变换器的方框图。
图9是按照本发明的电压-电流变换器的基本的MOS实现。
图10是示于图9的电路的更详细的描绘，并且示出使用简单的共射-共基电流源。
图11是对示于图10的电路的另一种变更。
图12是对示于图9的电路的另一种变更，并且示出使用经调节的共射-共基电流源。
图13是按照本发明的具有双输入端和双输出端的完全双差分电流-电压变换器。
实现本发明的最佳方式
参见图6，该图示出本发明的代表性的略图。本发明包括直接放大器42。如本领领域中已知的，直接放大器具有一个输入端、一个输出端以及在它们之间的一个或多个增益级，但没有从输出端至输入端的反馈。本发明的直接放大器最好具有两级43和45。第一级43是电压-电压变换器(即，电压放大器)，它具有高的输入阻抗和低的输出阻抗。把第一级43的输出馈入第二级45，它是电压-电流变换器(即，跨导放大器)，具有高的输入阻抗和高的输出阻抗。第二级电压-电流变换器45输出电流IOUT，它由有源负反馈检测，该有源负反馈是差分电流-电压变换器47，它最好具有远比1大的增益。差分电流-电压变换器47还具有一个第二输入端，用以接收来自偏置发生器40的偏置信号。来自偏置发生器40的偏置信号一般是直流电压信号，但是它也可以是直流电流信号。
偏置发生器40最好产生一偏置信号，其电压或电流等于IOUT的直流分量的大小，从而在抑制其两个输入端的共模信号的过程，差分电流-电压变换器47输出一个经放大的交流电压信号，该信号只与IOUT的交流分量成比例。用这种方式，反馈网络很少受直流偏置、温度或过程漂移的影响。把来自差分电流-电压变换器47的输出在求和节点41处从输入信号Vin中减去，由此形成总的反馈网络，它围绕直接放大器42的两级43和45。
参见图7，它以电路的形式示出本发明的理想化的表示法，同样，图中示出两级直接放大器，它包括一个电压-电压变换器(或电压放大器)43，后面接一个电压-电流变换器(或跨导放大器)45，并带有由差分电流-电压变换器网络47构成的有源负反馈。差分电流-电压变换器反馈网络47包括电阻器RS2、电阻器RS1和闭环差分放大器50，后者包括输入电阻器RE和局部反馈电阻器RF。
把输入信号Vin施加至电压放大器43，它提供高的输入阻抗Ri1以减小对Vin的任何负载效应，由此改善图7的总的电压-电流变换器的线性。Vin和在节点Vb跨于RS1的电压之间的电压差形成了跨于Ri1的电压降Vi1，它被与电压相关的电压源49作为输出电压反射，该输出电压等于被跨导增益AVI放大的Vi1。
把相关的电压源49的输出通过低的输出阻抗R01施加至跨导放大器45的高输入阻抗Ri2跨于Ri2的电压降Vi2被与电压相关的电流源48作为电流反射。该电流源48具有跨导增益Gm2。与电压相关的电流源48与输出阻抗R02并联，该输出阻抗很高，以改善图7的整个电路的线性。把离开跨导放大器45的输出电流IOUT施加至负载49，将其用符号表示为电阻器44和电容器46的并联组合。
输出电流IOUT也流经RS2，并在节点Va处被检测。节点Va通过RE耦合至Diff Amp50的倒相(即，负)输入端。Diff Amp50的输出通过局部反馈电阻器RF馈至同一个倒相输入端，由此形成了局部闭环负反馈网络。把DiffAmp50的非倒相(即，正)输入端耦合至参考电压，VBIAS。
如上面所说明的，VBIAS由偏置发生器40产生，并且它最好等于在节点Va处的电压的直流分量。用这种方式，DiffAmp50抑制所有的共模和漂移电压，同时它只把输出电流IOUT的交流分量加以变换和放大，于是可以脱离交流反馈电路来优化直接放大器的直流偏置条件。这允许把本发明的V-I变换器的直流工作点顺利地与负载39的电位匹配，而不必考虑对于反馈增益的任何有害影响。还要指出，在温度改变和过程改变中应该尽可能稳定这个工作点。更为重要的是，可以调节闭环DiffAmp50的增益而不影响直接放大器。
局部闭环差分放大器50在给定的工作频率范围内具有恒定的增益-RF/RE。在Va处被检测的电压由增益-RF/RE放大，并在节点Vb处跨越施加于RS1。来自局部闭环DiffAmp50的增益-RF/RE与RS1和RS2的组合形成了电流-电压有源负反馈网络47。负反馈网络47的反馈增益的大小β为RS2 *RF/RE。假设总的电压-电流变换器(包括两级直接放大器)的开环增益远比1大，于是整个总的电压-电流变换器的总增益就是β的倒数，或者RE/(RF*RS2)。因为RF和RE只是闭环DiffAmp50的一部分，因此可以调节有源反馈网络47和总的电压-电流变换器的增益，而不影响两级直接放大器43-45的偏置条件。
图8示出本发明的较佳实施例的第二种表示法。图8的构造与图7的构造大体上相同，并且总的反馈网络也与图7的相同，但是两级直接放大器的第一和第二级(43和45)被连接，以形成局部负反馈网络。把节点Vb耦合至第一级43(电压放大器)的输出端的参考地，从而第一级43的输出电流通过RS1被采样，并作为电压反馈至同一级43的输入端的参考地。换言之，RS1起着电压放大器43的负反馈电阻器的作用。
类似地，把节点Va耦合至第二级45(跨导放大器)的输入端的参考地，从而通过RS2采样的输出电流IOUT被作为电压反馈至第二级45的输入端的参考地。于是RS2起着跨导放大器的负反馈电阻器的作用。
虽然RS1和RS2也构成了两级直接放大器的总的有源负反馈网络47的一部分，但总的反馈网络47的反馈增益仍可任意地设定，而不影响第一级43或第二级45的偏置条件。如上面所说明的，这是由于可以调节总的反馈网络47的增益，其做法是改变属于Diff Amp50的局部反馈网络以及RF和RE。由于Diff Amp50的局部反馈网络包括两组分开的电阻器RF和RE，可以调节RF和RE而不影响RS1和RS2，从而不影响两级直接放大器。
可对于各种准则来优化本发明的电压-电流变换器，其做法是特别选择两级直接放大器的第一级43和第二级45。换言之，有各种实现第一级的电压放大器43和第二级的跨导放大器45的方法。图9至13以例子的方式示出某些可能的实现。熟悉本领域的人可以理解，有实现本发明的V-I的其他的方法，因此本发明不限于图9至图13所示的例示的电路。
图9示出图8的电路的晶体管级的解决办法。构成图8的第一级43的电压放大器示于图9，以包括输出、上拉偏置电阻器R01、NMOS晶体管56和正反馈电阻器RS1。如本领域所已知的，倒相电压放大器的这种结构具有高的输入阻抗、低的输出阻抗和宽的频率响应。这种倒相放大器的低输出阻抗改善了图9的总的电压-电流变换器的线性。把输入信号VIN施加至NMOS晶体管56的控制栅极，在NMOS晶体管56的漏极处产生经倒相的电压输出。
把NMOS晶体管56的经倒相的输出施加至NMOS晶体管57的控制栅极。所示出的NMOS晶体管57耦合至NMOS晶体管59，成为简单的共射-共基放大器58，它构成了至第二级45的跨导放大器的输入级，如图8所示。共射-共基电路58连同恒流源ISRC60以及共射-共基偏置电压Vcb构成了共射-共基跨导增益级，它具有对高频工作减小出现在输入端的等效电容的好处，与此同时，它可提供比用单个晶体管作为输入级而得到的高得多的输出阻抗和跨导增益。共射-共基偏置电压Vcb由独立供电的CMOS偏置电路源提供，该偏置电路源包括晶体管69、71和73。此外，为了进一步改善其线性和频率响应，把反馈电容Cc耦合在NMOS晶体管57的栅极处的跨导致放大器的输入端与在NMOS晶体管59的漏极处的跨导放大器的输出端之间。
构成图8的第二级45的图9的跨导放大器是倒相放大器，但由于它接收来自晶体管56(图9的第一级)的漏极的经倒相的信号，因此输出电流IOUT是不倒相的，而与输入信号VIN同相。
电流IOUT包括由恒流源ISRC60供给的直流分量减去由在NMOS晶体管57的控制栅极处的交流变化引入的交流分量。电流IRS2是ISRC60减去IOUT，因此正比于IOUT，IRS2在晶体管57的源极处离开共射-共基电路58，并且通过检测电阻器RS2(它耦合在NMOS晶体管57的源极和地之间)。电流IRS2具有与IOUT的直流分量成比例的直流分量以及与IOUT的交流分量的倒相(inverse)成比例的交流分量。于是，IRS2是指示IOUT大小的测量(gauge)电流。因此，当电流IRS2通过检测电阻器RS2时，跨于RS2产生与IOUT成比例的电压Va。如上面所说明的，把电压Va通过电阻RE施加至Diff Amp50的倒相输入端，以在节点Vb处产生经放大的差分电压。
在图9中，示出了Diff Amp50的一种例示的晶体管级的解决办法。已知有许多种的DiffAmp的晶体管级的实现办法。所选的Diff Amp50的晶体管级的实现方法对于本发明而言不是非如此不可的。Diff Amp50具有共射-其基电流源，该电流源包括PMOS晶体管79和81，而晶体管79和81分别由参考电压Vb1和Vb2控制。在PMOS81的漏极处，电流路径分为两条差分路径，而这两条路径由PMOS晶体管75和77控制。又把晶体管75和77的漏极通过各自的电流镜象(由NMOS晶体管83和85构成)的支路耦合至地。
PMOS晶体管77的栅级构成Diff Amp50的倒相输入端，并耦合到输入电阻器RS，类似地，PMOS晶体管的漏极构成Diff Amp的输出端，并且通过局部反馈电阻器RF耦合至在它的栅极处的输入端。
PMOS晶体管75的栅极构成Diff Amp50的不倒相输入端，并且将它耦合至参考偏置电压VBIAS。如上面所说明的，VBIAS最好具有代表IOUT的直流分量的值，从而Diff Amp50抑制IOUT的直流分量，并且只放大IOUT的交流分量的电压表示。因此在此情形下，VBIAS最好等于在节点Va处的电压的直流分量。
为做到这一点，把VBIAS从偏置树(它与跨导放大器非常相似)的抽头选出，但它不引入任何交流改变。由偏置检测电阻器Rb产生VBIAS,Rb的阻值与检测电阻器RS2的相等，并且接收来自第二恒流源ISRC68的偏置直流电流，第二恒流源ISRC68与上述共射-共基跨导增益级的恒流源ISRC60相等。这样做就可产生跨于偏置电阻器Rb的电压降VBIAS，它等于在Va处的电压的直流分量。
为完成图8的总的差分有源反馈网络47，在图9中，把在节点Vb阼的DiffAmp50的输出施加至NMOS晶体管56的源极以及电压放大器(两级直接放大器的第一级)的负反馈电阻器RS1。
在图10中，进一步确定图9的VBIAS产生支路以及恒流源60和68。在图10中的具有与图9中的相似的功能和连接的电路元件用与图9相似的标号来识别，并且已作如上说明。
为了保证图9的恒流源ISRC60和68具有相似的电流值，把它们作为图10中的电流镜象来实现，说得更具体些，作为共射-共基电流源。共射-共基电流源在其输出端产生低的负载效应。PMOS晶体管61和62形成共射-共基电流源60并向应于偏置共射-共基电流源68产生ISRC，而偏置共射-共基电流源68包括连接成二极管的PMOS晶体管63和64。由于配对的晶体管对61/63和62/64耦合在一起，因此在偏置共射-共基电流源68中的电流对应在共射-共基电流源中的镜象。
共射-共基电流源60和68的电流由第三个共射-共基电路67(它由NMOS晶体管66和65构成)设定。把共射-共基电路67沿一条电流路径耦合在偏置共射-共基电流源68和偏置检测电阻器Rb之间。于是，由共射-共基电路67确定偏置共射-共基电流源68中的电流ISRC，因而确定在共射-共基电流源60中的电流。NMOS晶体管66与NMOS晶体管59配对，而NMOS晶体管65与晶体管57配对。还有，NMOS晶体管66与NMOS晶体管59共享相同的参考共射-共基偏置电压Vcb。共射-共基电流源60和68的偏置直流电流ISRC由施加至输入晶体管65的栅极的直流参考电压Vref设定。于是，包括共射-共基电路68和67以及电阻器Rb的偏置树具有和跨导放大器相同的结构，跨导放大器包括共射-共基电路60和58以及电阻器RS2。用这种方式，在经历过程变化、温度变化和漂移变化时，在Diff Amp50的倒相输入端和不倒相输入端处的直流负载和电压条件保持相似。图10还示出，控制Diff Amp50的PMOS晶体管79和81的偏置电压Vb1和Vb2在PMOS晶体管63和64的控制栅极处产生。
参见图11，该图示出本发明的第二实施例。在图11中具有与在图10中的相似功能和连接的电路元件用与图10中的相似的标号来识别，并且已在上面作了说明。图10中的电压放大器的输出上拉电阻器R01在图11中由简单的共射-共基电流源72代替，该电流源72由第二偏置树控制，而第二偏置树具有与电压放大器本身相同的结构。在电压放大器(两级直接放大器的第一级)中使用电流源，对于图11的总的电压-电流变换器导致高的输出阻抗，但亦遭致较差的线性，即，较差的性能。来自电流源72的直流电流由偏置树共射-共基电流源74控制，并且由施加至NMOS晶体管55的控制栅极的Vref以及由第二偏置电阻器Rb1设定。晶体管52、54和56以及电阻器RS1分别与晶体管51、53和55以及电阻器Rb1配对。晶体管56由来自共射-共基电路72的直流电流供电，它是共射-共基电路74中的直流电流的镜象。
参见图12，该图示出本发明的第三实施例。具有如图10中相似的功能和连接的所有元件都用与图10中相似的标号来识别，并且已在上面作了说明。在图12中，输出上拉电阻器再次使用在两级直接放大器的第一级(即，电压放大器)中。如上面所说明的，这导致较好的线性，然而较低的输出阻抗。为了改善图12的总的电压-电流变换器的输出阻抗，在两级直接放大器的第二级(即，跨导放大器)中使用经调整的共射-共射跨导放大器。
经调整的共射-共基跨导放大器91a-97a不是自偏置的。相反地，与图10和11的简单共射-共基跨导放大器的情形相同，经调整的共射-共基跨导致放大器91a-97a由偏置树91b-97b来偏置，该偏置树具有与经调整的共射-共基跨导放大器的增益级91a-97a相同的结构。唯一的区别在于，为了使增益级91a-97a中的电流是在偏置树91b-97b中的电流的镜象，必须把经调整的共射-共基跨导放大器的两条支路耦合在一起的器件(在此情形中是PMOS晶体管91b)连成二极管。通过使用与增益级具有相同电路结构的偏置树，可以有效地消除直流偏置改变、温度改变以及过程漂移。
图12的经调整的共射-共基跨导放大器提供比图10的简单的共射-共基跨导放大器更高的输入阻抗，因此补偿了图12的第一级(即，电压放大器)的较低的输出阻抗。经调整的共射-共基跨导放大器还具有较高的跨导增益、较高的输出阻抗和较宽的频率范围。此外，经调整的共射-共基跨导放大器具有较大的电压摆幅，允许对负载的电压作更好的调节。
晶体管91a-93a以及电流源94a形成增益级91a-97a的经调整的共射-共基电流源，该增益级中的电流是偏置树91b-97b的经调整的共射-共基电流源91b-94b中的电流的镜象。两个经调整的电流源91a-94a和91b-94b构成电流镜象，这是由于在PMOS晶体管91a和91b的控制栅极之间有公共连接。由于PMOS晶体管91b连接成二极管，因此经调整的共射-共基偏置树的直流电流由施加至NMOS晶体管65的控制栅极的参考电压Vref建立。
增益级91a-97a和偏置树91b-97b的输入级都包括经调整的共射-共基电路。经增益级91a-97a的调整的共射-共基输入级包括NMOS晶体管57、95和96a以及电流源97a。电流源97a和NMOS晶体管95a共同构成放大器，它们又与用作源跟随器的NMOS晶体管96a构成反馈环路。于是在NMOS晶体管57的漏极处的电压是自调整的，导致上述共射-共基跨导放大器的性能改善。偏置树的输入级包括NMOS晶体管65、95b和96b以及电流源97b，而其功能与放大器的输入级的大致相同。
参见图13，该图示出按照本发明的完全差分电压-电流变换器。图13的电路的功能大体上与图10的电路的功能大体上相同，其差别在于，图13的电路把从第二电压-电流变换器(它对输入信号VIN的负节点起反应)输入的第二反馈施加至DiffAmp50的正输入端，而不是施加偏置电压VBIAS。换言之，图13的电路起着共用Diff Amp50、共射-共基偏置电压Vcb发生器69-73以及偏置树63-66的两个电压-电流变换器的作用。偏置树63-66仍然具有与正增益级57p-62p和负增益级57n-62n相同的结构。
一个电压-电流变换器对于VIN的正输出端起反应，并且在每个标号的末尾加下标“p”来识别，而第二个电压-电流变换器对于VIN的负输出端起反应，并且在每个标号的末尾加下标“n”来识别。图13中的具有和图10中的相似的功能和连接的电路元件用类似于图10中的标号再加上上述的合适的下标“p”或“n”来识别。
为了使图13的两个电压-电流变换器共用Diff Amp50，图示的Diff Amp50具有双输出端。即，它具有一个正输出端和它的补充(一个负输出端)。把DiffAmp50的正输出端耦合至对于VIN的正输出起反应的直接放大器的第一级。即，把Diff Amp50的正输出施加至NMOS晶体管56p的源极。类似地，把Diff Amp50的负输出端耦合至对于VIN的输出起反应的直接放大器的第一级，即，NMOS晶体管56n的源极。
通过使用串联连接的前馈电阻器Rfw和前馈电容器Cfw(它们分别耦合在正电压-电流变换器和负电压-电流变换器的输入端和输出端之间)，进一步提高图13的电路的频率响应。例如，把Rfwp和Cfwp耦合在正响应的第一VI的输入端(即，晶体管56p的控制栅极)和正响应的VI的输出端(即，晶体管59p的漏极之间)。类似地，把Rfwp和Cfwp耦合在负响应的第二VI的输入端(即，晶体管56n的控制栅极)和负响应的VI的输出端(即，晶体管59n的漏极之间)。用这种方式，总是可以得到两个输出电流IOUTp和IOUTn，其中IOUTn与IOUTp180°反相。

Claims (18)

1．一种带有反馈网络的电压-电流变换器，其特征在于包括：
具有输入电压节点、参考电压节点和输出节点的直接放大器，所述直接放大器能有效地在所述输出节点上产生输出电流，所述输出电流与所述输入电压节点和所述参考电压节点之间的电压差成比例，所述输出电流具有直流输出电流分量和交流输出电流分量；以及
电压-电压变换器，它对所述输出电流起反应，并且能有效地产生反馈电压信号，该反馈电压信号只与所述交流输出电流分量成比例，把所述反馈电压信号耦合至所述直接放大器的所述参考电压节点。
2．如权利要求1所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述电流-电压变换器有不等于1的反馈增益值。
3．如权利要求1所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述电流-电压变换器具有与所述直接放大器无关的反馈增益值。
4．如权利要求3所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述电流-电压变换器的所述增益值对于给定的工作频率范围大体上是恒定的。
5．如权利要求1所述的电压-电流变换器，其特征在于，还包括产生偏置信号的装置，该信号与所述直流输出电流分量成比例，并且所述电流-电压变换器还具有第一和第二差分输入端，耦合所述第一差分输入端以接收所述偏置信号。
6．如权利要求5所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述偏置信号对于消除所述直流输出电流分量是有效的。
7．如权利要求5所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述电流-电压变换器包括差分放大器，它具有局部反馈网络并具有与所述直接放大器无关的局部增益值，所述差分放大器具有输出引线，该引线耦合至所述参考电压节点，并且具有第一和第二输出引线，它们分别对所述第一和第二差分输入端起反应。
8．如权利要求1所述的电压-电流变换器，其特征在于，还具有产生直流偏置信号的装置，而所述直接放大器还能有效地产生与所述输出电流成比例的测量电流，所述测量电流具有与所述直流输出电流分量成比例的直流测量分量和与所述交流输出电流分量成比例的交流测量分量，所述直流偏置信号与所述直流测量分量成比例，所述电流-电压变换器还包括用于接收所述直流偏置信号的第一差分输入引线、用于接收所述测量电流的第二差分输入引线以及用于产生所述反馈电压信号的输出反馈引线。
9．如权利要求8所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述电流-电压变换器包括闭环电压放大器、在所述输出反馈引线和参考地线之间耦合的第一检测电阻器以及在所述第二差分输入端和所述参考地线之间耦合的第二检测电阻器，所述闭环电压放大器具有耦合至所述输出反馈引线的局部输出端、对所述第一差分输入引线起反应的第一局部输入端以及对所述第二差分输入引线起反应的第二局部输入端。
10．如权利要求9所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述闭环电压放大器包括局部输入电阻和局部反馈电阻器，所述闭环电压放大器具有与所述局部反馈电阻器和所述局部输入电阻器的比值成比例的增益值。
11．如权利要求8所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述电流-电压变换器包括用于检测所述测量电流的装置、差分放大器、局部输入电阻器和局部反馈电阻器，所述差分放大器包括正输入端、负输入端和局部输出端，所述局部输入电阻器耦合在所述负输入端和检测所述测量电流的所述装置之间，所述局部反馈电阻器耦合在所述负输入端和所述局部输出端之间，所述局部输出端耦合至所述输出反馈引线，而所述正输入端耦合至所述第一差分输入端。
12．如权利要求1所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述直接放大器至少包括第一级和第二级，所述第一级是电压-电压变换器，它耦合至所述输入电压节点和所述参考电压节点，所述电压-电压变换器能有效地产生与所述输入电压节点和所述参考电压节点之间的电压差成比例的中间电压信号，所述第二级是跨导放大器，它对所述中间电压起反应，并且能有效地产生所述输入电流，所述输出电流与所述中间电压信号成比例。
13．如权利要求12所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述两级直接放大器的所述第一级具有局部负反馈。
14．如权利要求12所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述第一级具有产生控制信号的偏置树，而所述电压-电压变换器具有电流源，所述电流源对所述控制信号起反应，所述偏置树具有与所述电压-电压变换器相同的结构。
15．如权利要求12所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述两级直接放大器的所述第二级具有局部负反馈。
16．如权利要求12所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述跨导放大器具有输出节点和电流源，把所述电流源馈入所述输出节点。
17．如权利要求16所述的电压-电流变换器，其特征在于，还包括偏置树，它具有与所述跨导放大器相同的结构并产生控制信号，所述电流源对所述控制信号起反应。
18．如权利要求17所述的电压-电流变换器，其特征在于，所述电流源是简单的共射-共基电流源和经调整的共射-共基电流源之一。
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