CN1795608A - 跨导体电路中的改进或关于跨导体电路的改进 - Google Patents

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Abstract

一种跨导体电路，诸如回旋器滤波器，包括平衡AB类跨导体、电容器和浮动MOS电阻器的配置，该浮动MOS电阻器由工作于其三极管区域的晶体管形成。通过改变公共电源轨电压(Vdda)影响滤波器的调节。为了使得MOS电阻器的电阻值能够跟踪跨导体的跨导值(－G)的变化，电路提供了条件R＝1/G。该电路包括用于由AB类跨导体的共模电压(Vcm)产生电压(Vcm－ΔV)偏移的装置(102)。该偏移电压提供给具有跨导(－G)的AB类跨导体(108)和模拟MOS电阻器的MOS晶体管(110)的源－漏路径的并行配置。该并行配置的电流输出I＝ΔV(G－1/R)被积分，并且作为控制电压(cntrl)提供给MOS晶体管(110)的栅电极。通过环路行为调节该控制电压，由此当R＝1/G时出现I＝0，该环路稳定，该控制电压还提供给浮动MOS电阻器。

Description

跨导体电路中的改进或关于跨导体电路的改进
技术领域
本发明涉及跨导体电路中的改进或关于跨导体电路的改进。这种电路具有在回旋器滤波器、放大器等用于诸如收发信机的设备中的应用。
背景技术
为了便于描述，将通过参考跨导体电路在滤波器，诸如梯形滤波器中的使用来描述本发明。然而，将给出其他应用的示例。
平衡AB类跨导体已成功地用于回旋器通道滤波器中，用于现代无线收发信机，例如用于BluetoothTM和Zigbee系统中的收发信机。在US6680627B2的图10中公开了该平衡AB类跨导体的示例，该图包括附图的图1。
所说明的平衡AB类跨导体包括平衡跨导体100，其具有第一和第二输入端10、15；第一和第二输出端20、25；以及第一和第二主单端跨导体30、35，每个具有跨导-G，并且被耦合以分别向第一和第二输出端20、25提供电流。共模反馈抵消网络200耦合在平衡跨导体100的第一和第二输入端10、15与第一和第二主单端跨导体30、35的输入端40、45之间。
抵消网络200包括值为R的第一电阻器50，其耦合在平衡跨导体100的第一输入端10和第一主单端跨导体30的输入端40之间，和值为R的第二电阻器55，其耦合在平衡跨导体100的第二输入端15和第二主单端跨导体35的输入端45之间。抵消网络200进一步包括四个半尺寸的单端跨导体60、61、62、63，每一个具有-G/2的跨导。该半尺寸的单端跨导体60、61、62、63使用半宽度晶体管，并且汲取主单端跨导体30、35的电源电流一半的电流。
第一半尺寸跨导体60的输入端和输出端分别耦合到平衡跨导体100的第一输入端10和第二主单端跨导体35的输入端45。第二半尺寸跨导体61的输入端和输出端分别耦合到平衡跨导体100的第一输入端10和第一主单端跨导体30的输入端40。第三半尺寸跨导体62的输入端和输出端分别耦合到平衡跨导体100的第二输入端15和第一主单端跨导体30的输入端40。第四半尺寸跨导体63的输入端和输出端分别耦合到平衡跨导体100的第二输入端15和第二主单端跨导体35的输入端45。
第一和第二电阻器50、55的值R和跨导-G通过表达式R＝1/G关联。在一般情况中，抵消网络200的跨导值可以表达为-G′/2，并且R的值由R＝1/G′给出。
为便于理解所说明的电路的操作，将假设构成单端跨导体的PMOS和NMOS晶体管具有同样的属性。
平衡跨导体100的操作如下。首先，考虑静态条件下的平衡跨导体100，其中输入信号电压是Vin +＝Vin -＝Vdda/2，其中Vdda是公共电源轨电压。半尺寸跨导体60、61、62、63的每个共模反馈MOS晶体管中的电流是J/2，并且反馈电流是if +＝if -＝0。由于在第一和第二电阻器50、55中没有电流流动，因此施加到第一和第二主单端跨导体30、35的输入端40、45的电压也是Vdda/2，并且平衡跨导体100的输出端20、25处的电流是0。
下面，考虑具有纯差分输入信号电压Vdm的平衡跨导体100，即输入电压是Vin +＝Vdda/2+Vdm/2且Vin -＝Vdda/2-Vdm/2。由于半尺寸跨导体60、61生成的电流同半尺寸跨导体62、63生成的电流相等且相反，因此反馈电流再次是if +＝if -＝0。第一和第二电阻器50、55不产生压降，因此输入电压Vin +和Vin -分别直接施加到第一和第二主单端跨导体30、35的输入端40、45，并且电流Vdm·G/2在平衡跨导体输出端20、25处流动。
现在，考虑具有纯共模输入信号电压Vcm的平衡跨导体100，即输入电压是Vin +＝Vin -＝Vdda/2+Vcm。反馈电流现在是if +＝if -＝Vcm·G，并且它们在第一和第二电阻器50、55上产生了Vcm的压降，从Vin +和Vin -中将其减去，由此第一和第二主跨导体30、35的输入端40、45处的电压是Vdda/2，并且平衡跨导体100的输出端20、25处的电流是0。
电阻器50、55被命名为浮动电阻器，并且在这些跨导体的共模反馈级中需要其产生共模抑制。频繁地需要浮动电阻器作为滤波器元件(例如，作为有源梯形滤波器的终端负载)，并且这通常是通过使用跨导体对模拟等效的接地电阻器实现的。然而，该方法消耗功率，且使用实际的电阻器是优选的。在任一情况中，不论用作实际的滤波器元件还是用于共模抑制电路中，电阻器的电导值必须紧密地跟踪滤波器的跨导值，尽管存在处理的延伸或温度的变化。类似的考虑还应用于诸如放大器的其他应用中。
发明内容
本发明的目的在于，使跨导体电路中的浮动电阻器能够紧密地跟踪电路的跨导值。
根据本发明的一个方面，提供了包括跨导体的跨导体电路，其同电源轨电压源耦合；和至少一个MOS电阻器，其包括源-漏路径耦合到该跨导体的MOS晶体管；电阻调节装置，其耦合到供电电压轨，并且具有用于向MOS晶体管的栅电极提供控制电压的输出端，由此MOS电阻器的电阻值跟踪由于改变电源轨电压导致的调节而引起的跨导体的跨导变化。
本发明的第一方面还提供了一种跨导体电路，其包括平衡跨导体，包括第一和第二单端跨导体，每个具有输入端和输出端；MOS电阻器，其分别包括源-漏路径耦合在各自的第一和第二输入端与第一和第二单端跨导体的输入端之间的MOS晶体管；差分跨导，其耦合在第一和第二输入端与单端跨导体的输入端之间；公共电源轨电压源；和电阻调节装置，其耦合到公共电源轨电压源用于向MOS晶体管的栅电极提供控制电压，用于调节MOS电阻器的电阻。
根据本发明的第二方面，提供了一种滤波器电路，其包括平衡跨导体，包括第一和第二单端跨导体装置(30、35)，每个具有输入端和输出端；第一和第二MOS电阻器，其分别包括第一和第二MOS晶体管，该MOS晶体管的源-漏路径耦合在各自的第一和第二输入端与第一和第二单端跨导体装置的输入端之间；差分跨导，其耦合在第一和第二输入端与单端跨导体装置的输入端之间；以及公共电源轨电压源；频率调节装置，用于通过调节公共电源轨电压调节滤波器；和电阻调节装置，其耦合到公共电源轨电压源用于向第一和第二MOS晶体管的栅电极提供控制电压，用于调节MOS电阻器的电阻。
本发明使得，在调节回旋器滤波器中使用的AB类跨导体的跨导值的同时，能够调节第一和第二MOS晶体管形成的浮动电阻器的电导值。在回旋器滤波器中，通过将参考滤波器调节到参考频率，自动地实现了准确的滤波器响应，并且对于使用AB类跨导体的回旋器滤波器，通过调节公共电源轨电压来调节跨导值，可以实现该准确的滤波器响应。在该配置中，调节跨导值，以补偿工艺公差，并且在操作过程中，补偿温度和老化效应。
在本发明的实施例中，电阻调节装置包括耦合到公共电源轨电压的装置，用于由单端跨导体装置的共模电压得到偏移电压，和用于由所述偏移电压得到控制电压的装置，该控制电压施加到第一和第二MOS晶体管的栅电极。
用于得到控制电压的装置可以包括控制回路，其包括第一单端跨导体装置和第三MOS晶体管的源-漏路径的并行连接，和积分级，其具有耦合到该并行连接的输出端的输入端和耦合到第三MOS晶体管的栅电极的输出端。
放大装置，例如反相器，可以使积分级的输出端耦合到第三MOS晶体管的栅电极。
用于得到偏移电压的装置可以包括第四跨导体，其具有相对于第一和第二单端跨导体装置的较低的静态电压。这可以通过使用具有不同属性的PMOS和NMOS晶体管产生≠Vdda/2的静态输入电压来实现。
本发明进一步涉及一种集成电路，其包括根据本发明制造的跨导体电路，并且涉及一种电子设备，其包括根据本发明制造的跨导体电路。
附图说明
现将借助于示例，通过参考附图，描述本发明，其中：
图1是如US6680627B2的图10中公开的平衡跨导体的示意性框图，
图2是单端跨导体的示意图，
图3是平衡跨导体的示意性框图，
图4是具有共模抑制(cmr)的平衡跨导体的示意性框图，
图5是用于获得并行电容和电阻的平衡跨导体配置的示意性框图，
图6说明了并行电容和电阻，后者包括浮动MOS电阻器，
图7是跨导调节配置的示意性框图，
图8是电阻调节电路的示意性框图，
图9是包括单端跨导体和MOS电阻器的放大器的示意性框图，并且
图10是包括根据本发明制造的回旋器滤波器的无线电接收机的示意性框图。
在附图中，相同的参考数字用于表示对应的特征。
具体实施方式
参考图2，单端跨导体包括PMOS晶体管70和NMOS晶体管72，其漏电极一起连接到连接点74。公共电源轨电压线Vdda连接到晶体管70的源电极，且Vss电源线连接到晶体管72的源电极。晶体管70、72的栅电极连接到公共输入端76。输出端78连接到连接点74。所示出的跨导体具有跨导-G和静态输入电压Vcm，在该电压下在输出端78处没有电流流过。跨导和静态电压均由尺寸和Vdda的值确定，该尺寸是宽(W)长(L)比(W/L)，。
如果输入和输出端76和78互连，如虚线80所示，则晶体管70、72连接成二极管，并且等效于电源线Vdda和Vss之间串联连接的电阻器，其具有等于1/G的值R，具有静态输入电压Vcm。
参考图3，所说明的平衡跨导体同图1相似，不同之处在于，电阻器50、55(图1)不存在。为了简略起见，将不详细描述图3。该平衡跨导体具有G/2的差分跨导。
参考图4，所说明的具有共模抑制的平衡跨导体同图1相同，除了电阻器50、55是作为NMOS晶体管84、86实现的，其源-漏路径分别连接在端子10、40和15、45之间。将控制电压cntrl提供给工作于其三极管区域中的晶体管84、86的栅电极，并且被用于调节电阻值。当NMOS晶体管84、86的电阻R由R＝1/G给出时，共模抑制是最高的，并且可以通过调节它们的栅电极上的电压cntrl来实现。为了简短起见，将不详细描述图4。可以在滤波器的接口处使用该具有共模抑制的平衡跨导体。
图5说明了一种平衡跨导体BT2，其具有连接到其输入以形成电阻的其相应的输出。具有电容值C/2的电容器82跨过平衡跨导体BT2的输入端耦合。所说明的电路的时间常数是G.C。
图6说明了一种时间常数电路，其包括具有值C/2的电容器82和由NMOS晶体管组成的MOS电阻器，该NMOS晶体管具有其上施加调节电压cntrl的栅电极。如果将MOS电阻器调节到R＝1/G，则其产生了与图5配置中相同的时间常数。
图7说明了一种主从电路，其将能够同时调节由NMOS晶体管84、86(下文中被称为“MOS电阻器”)的电导形成的电阻值和跨导值。在图中，通过公共电源轨电压Vdda调节滤波器88，其示出为有源梯形滤波器，其中原型的电感是通过电容器和回旋器模型化的。一般地，该滤波器88包括平衡AB类跨导体、电容器和MOS电阻器的配置。滤波器88的输入包括由单端跨导体组成的前置放大器PRA，该单端跨导体具有耦合到其输出的分路负载电阻器R1。由单端跨导体和分路负载电阻器R2组成的后置放大器POA构成了滤波器88的输出级。电阻器R1和R2可以包括共模电阻器。而且，滤波器和负载电阻器可以包括MOS电阻器。由调节配置得到电压Vdda，其包括原始滤波器(或振荡器)配置90，其使用同滤波器88相同的跨导体和电容器。配置90耦合到电压电源线Vdd，并且具有用于参考时钟的输入端92，用于电压Vdda的输出94和用于通过调节公共电源轨电压Vdda调节到参考时钟频率的装置。输出94上的电Vdda还用作用于滤波器88和MOS电阻器调节模块96的正电源电压。MOS电阻器调节模块96包含与滤波器88中所使用的相同的跨导体和MOS电阻器，或者成比例的形式。在操作中，频率调节模块90借助于调节电压Vdda，调节滤波器响应，该电压被提供给MOS电阻器调节模块96，其借助于控制电压cntrl同时调节滤波器和放大器的MOS电阻器。这样，控制电压cntrl可以跟踪使用电压Vdda的滤波器88的调节变化。
图8说明了用于产生调节条件R＝1/G的MOS电阻器调节模块96的实施例。模块96包括单端跨导体102，其具有向后连接到其输入104的输出103。跨导体102，其可以如图2所示实现，由电Vdda供电，并且具有静态输入电压(Vcm-ΔV)，通过适当地确定其PMOS和NMOS晶体管的尺寸使之低于主跨导体的静态输入电压(Vcm)。输出103还连接到具有跨导-G的跨导体108和NMOS晶体管110的源-漏路径的并行配置的输入节点106，该NMOS晶体管110工作于其三极管区域并且模拟MOS电阻器。该并行配置的输出节点112耦合到非反相积分级114，其实现为Miller积分器和反相放大器120。Miller积分器包括具有跨导-G的跨导体116。跨导体116连接到电源轨Vdda，并且具有反馈电容器118。反相放大器120耦合到跨导体116的输出。来自积分级114的输出包括控制电压cntrl，其通过线122耦合到NMOS晶体管110的栅电极和输出端124，该输出端124耦合到滤波器88的电阻器调节控制信号输入89(图7)。该输入89耦合到MOS电阻器84、86的栅电极，或者耦合到诸如图6的其他应用中使用的MOS电阻器的栅电极，或如图7所示的前置放大器和后置放大器负载R1、R2。
如上文所述，跨导体102同图2中所示的单端跨导体相似，但是通过增加(W/L)N和降低(W/L)P改变NMOS和PMOS晶体管的尺寸，其静态电压偏移，例如相比于跨导体108的静态电压降低。作为示例，在一个已知的半导体工艺中，正常的跨导体使用(W/L)N＝6.18/11.6和(W/L)P＝12.28/5.8，并且产生Vcm＝0.531V的额定静态电压，而在跨导体102的情况中，(W/L)N增加了1.4倍，且(W/L)P下降相同的倍数，并且产生了偏移电压Vcm-ΔV＝0.514V(于是ΔV＝17mV)。偏移电压(Vcm-ΔV)连接到跨导体108和MOS晶体管110的源极。在跨导体108的情况中，该偏移电压使跨导体108不平衡，并且电流ΔV.G从其输出流出并流入到Miller积分器114的输入。由于积分器114具有高的dc电压增益，结果，施加到MOS电阻器110的偏移电压引起了-ΔV/R的电流。这产生了流入积分器114的I＝ΔV(G-1/R)的净电流，其使得积分器斜升其输出电压。该输出电压由反相器116放大，其可以是简单的逻辑反相器，并且电压cntrl生成并向后连接到MOS电阻器ll0的栅电极。在R＝1/G时发生I＝0，环路稳定。
借助于端子124将cntrl电压施加到滤波器MOS电阻器的栅极，其在平衡配置中经历了相同的平均电压Vcm，并因此具有与与控制环路中的MOS电阻器110相同或成比例的值。这样，所需用于通过调节跨导G来稳定滤波器响应的公共电源轨电压Vdda的任何变化可由环路行为补偿，其调节cntrl以保持I＝0并由此使R＝1/G。积分器114和放大器120的高电压增益允许在线122上进行电压cntrl的调节，同时对节点112具有小的干扰，即，节点112处的电压接近Vcm。
ΔV的幅度不是十分重要。由于ΔV施加到跨导体108和MOS电阻器110，因此其幅度不影响关于I＝0的条件。在环路稳定时ΔV将随着公共电源轨电压Vdda的变化而变化，而这也不重要。然而，由于将带来噪声问题因此ΔV的值不应过低，或者ΔV的值不应过高以引起稳定性问题。
在下文列出的表格中示出了在当前半导体工艺中模拟的控制环路的结果，其具有上文提及的跨导体设计和尺寸，并且具有由Vdd＝1.8V的外部电源工作的W/L＝2/7.3的NMOS电阻器110和Vdda＝1.138V的固定模拟公共电源轨电压。在极端工艺和温度的完整范围中，可以看到G变化了接近75％，但是MOS电阻器电导(1/R)跟踪跨导G在1％的范围内。
  慢80C   额定27C   快-20C
  Vcntrl   1.702V   1.655V   1.623V
  IG   +525μA   +631μA   +812μA
  IR   -525μA   -631μA   -812μA
  G   29.23μS   37.99μS   51.34μS
  1/R   28.93μS   37.82μS   51.25μS
  G.R   1.010   1.004   1.002
在图10中示出了包括平衡跨导体的电子设备的示例，其示出了无线电接收机130的示意性框图。无线电接收机130具有输入132，其耦合以从天线134接收信号。接收的信号通过天线滤波器136滤波，并且随后在低噪声放大器(LNA)138中放大，然后在混频器140中进行降频转换，以产生同相和正交相位IF信号I和Q。I和Q信号通过电子滤波器142滤波，并且在模数转换器(ADC)144中数字化，然后在数字信号处理器(DSP)146中解调，其在输出148上提供了解调信号。
在图中，在不同的控制电路中示出了单端跨导体，但是应当理解，可以使用平衡跨导体。
在本说明书和权利要求中，元素前的词“一个”不排除多个该元素的存在。而且，词“包括”不排除除了所列出以外的其他元素和步骤的存在。
通过阅读本公开内容，其他的修改方案对于本领域的技术人员是显而易见的。该修改方案可以牵涉，设计、制造以及跨导体电路及其元件部分的使用中已知的其他特征，以及可用于替换或者添加到此处已描述的特征的其他特征。

Claims (10)

1.一种跨导体电路，包括同电源轨电压源(Vdda)耦合的跨导体(30、35)，和包括MOS晶体管(84、86)的至少一个MOS电阻器(R)，其源-漏路径耦合到该跨导体，电阻调节装置(96)，其耦合到电源电压轨，并且具有用于向MOS晶体管的栅电极提供控制电压(cntr1)的输出，由此MOS电阻器的电阻值跟踪由于改变电源轨电压(Vdda)导致的调节而引起的跨导体的跨导变化。
2.一种跨导体电路，包括平衡跨导体，其包括第一和第二单端跨导体(30、35)，每个具有输入(40、45)和输出(20、25)；MOS电阻器分别包括其源-漏路径耦合在各自的第一和第二输入端(10、15)与第一和第二单端跨导体(30、35)的输入(40、45)之间的MOS晶体管(84、86)；差分跨导(200)，其耦合在第一和第二输入端(10、15)与单端跨导体(30、35)的输入(40、45)之间；公共电源轨电压源(Vdda)；和电阻调节装置(96)，其耦合到公共电源轨电压源用于向MOS晶体管的栅电极提供控制电压(cntr1)，用于调节MOS电阻器(84、86)的电阻。
3.权利要求1或2的电路，其特征在于电阻调节装置包括，耦合到电源轨电压源的装置，用于由跨导体的共模电压(Vcm)得到电压(Vcm-ΔV)偏移，和用于由所述偏移电压得到控制电压(cntr1)的装置，该控制电压施加到每个MOS晶体管的栅电极。
4.权利要求3的电路，其特征在于用于得到控制电压(cntr1)的装置包括控制回路，其包括单端跨导体(108)和模拟MOS电阻器的MOS晶体管(110)的源-漏路径的并行连接，该控制回路的输入节点(106)耦合到用于由共模电压提供电压(Vcm-ΔV)偏移的装置(102)；和积分级，其具有耦合到该并行连接的输出节点(112)的输入端和耦合到该MOS晶体管的栅电极的输出端。
5.权利要求4的电路，其特征在于，用于得到偏移电压的装置包括跨导体(102)，其具有低于单端跨导体装置的静态电压。
6.权利要求4的电路，其特征在于，用于得到偏移电压的装置包括跨导体(102)，其包括具有不同属性的PMOS和NMOS晶体管，其产生了电源轨电压一半量级的静态输入电压。
7.权利要求1～6的任何一个的电路，其特征在于MOS电阻器或每个MOS电阻器包括NMOS晶体管。
8.一种滤波器电路，包括平衡跨导体，其包括第一和第二单端跨导体装置(30、35)，每个具有输入(40、45)和输出(20、25)；第一和第二MOS电阻器分别包括第一和第二MOS晶体管(84、86)，其源-漏路径耦合在各自的第一和第二输入端(10、15)与第一和第二单端跨导体装置(30，35)的输入(40、45)之间；差分跨导(200)，其耦合在第一和第二输入端(10、15)与单端跨导体装置(30、35)的输入(40、45)之间；以及公共电源轨电压源(Vdda)；频率调节装置，用于通过调节公共电源轨电压来调节滤波器；和电阻调节装置(96)，其耦合到公共电源轨电压源用于向第一和第二MOS晶体管的栅电极提供控制电压(cntr1)，用于调节MOS电阻器(84、86)的电阻。
9.一种集成电路，其具有权利要求1～8的任何一个的跨导体电路。
10.一种电子设备，其具有权利要求1～8的任何一个的跨导体电路。
CN200480014065.6A 2003-05-23 2004-05-14 跨导体电路中的改进或关于跨导体电路的改进 Pending CN1795608A (zh)

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