JP7251388B2 - トランスインピーダンス増幅回路 - Google Patents

トランスインピーダンス増幅回路 Download PDF

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Description

本開示は、トランスインピーダンス増幅回路に関する。
従来、光通信用の光信号を電気信号に変換するトランスインピーダンス増幅回路がある（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。特許文献１には、フォトダイオードのカソード及びアノードにそれぞれ設けられた、直流電流を引き抜くためのトランジスタと、交流電流を引き抜くためのトランジスタと、反転増幅回路及び帰還抵抗素子で構成されるＴＩＡ部と、を備えるトランスインピーダンス増幅回路が記載されている。このトランスインピーダンス増幅回路では、交流電流を引き抜くためのトランジスタのソース電位は、ＴＩＡ部の入力電位に一致するようにバッファによって与えられ、当該トランジスタのゲートは制御回路に接続され、当該トランジスタのドレインはＴＩＡ部の入力端子に接続されている。差動出力信号の振幅が一定となるように、ゲート電圧が調整され、ＴＩＡ部の出力において、フォトダイオードからの入力電流が歪まないように振幅制御が行われる。
米国特許第９７７４３０５号明細書 特開２０１２－１０１０７号公報
特許文献１に記載のトランスインピーダンス増幅回路では、交流電流を引き抜くためのトランジスタのソースは、バッファによって接地されており、直流から高周波に亘ってソース電位は一定である。また、当該トランジスタのゲートには、信号振幅と目標電位との誤差が積分された信号が制御回路から供給されるので、高周波では一定の電圧が供給される。これに対して、ＴＩＡ部の入力インピーダンスは、通常１０～１００Ω程度であり、フォトダイオードからの入力電流に対して電位変動が発生し得るので、トランジスタのドレイン電位は僅かに変動し得る。交流電流を引き抜くためのトランジスタは、ソース電圧とドレイン電圧とがほぼ一致しているので、抵抗素子として動作する。しかしながら、ドレイン電位が僅かながら変動しているので、トランジスタのドレイン－ソース間のオン抵抗の値（抵抗素子の抵抗値）は変化し得る。その結果、ドレイン電位が高い場合と低い場合とで抵抗値が変化し、これによって引き抜かれる交流電流の電流量に差が生じることがある。この差が歪みとなり、信号品質に影響を与えるおそれがある。
本開示は、信号品質を改善可能なトランスインピーダンス増幅回路を説明する。
本開示の一側面に係るトランスインピーダンス増幅回路は、受光素子によって生成された入力電流信号に応じて差動電圧信号を生成する回路である。このトランスインピーダンス増幅回路は、入力電流信号を受ける入力端子と、電流信号を電圧信号に変換するシングルエンド型増幅回路と、電圧信号と基準電圧信号との差分に応じて差動電圧信号を生成する差動増幅回路と、差分の積分値に基づいて制御電流を生成する制御電流生成回路と、制御電流に応じて直流バイパス電流、第１交流バイパス電流、及び第２交流バイパス電流を生成するバイパス回路と、を備える。電流信号は、入力電流信号から直流バイパス電流、第１交流バイパス電流、及び第２交流バイパス電流が引き抜かれることによって生成される。バイパス回路は、制御電流が入力される制御回路と、制御電流に応じて第１交流バイパス電流を生成する第１可変抵抗回路と、制御電流に応じて第２交流バイパス電流を生成する第２可変抵抗回路と、を備える。制御回路は、所定のオフセット電流値を有するオフセット電流を生成し、制御電流を増幅することで生成した電流とオフセット電流との差分を第１増幅率で増幅することで第１制御電流及び第２制御電流を生成する。第１可変抵抗回路は、第１制御電流を受ける第１ドレインと、第１ドレインに電気的に接続される第１ゲートと、基準電圧信号が供給される第１ソースと、を有する第１電界効果トランジスタと、入力端子に電気的に接続される第２ドレインと、第１ドレイン及び第１ゲートに電気的に接続される第２ゲートと、基準電圧信号が供給される第２ソースと、を有する第２電界効果トランジスタと、を備える。第１可変抵抗回路は、第１制御電流に応じて第１交流バイパス電流を第２ドレインから第２ソースに流す。第２可変抵抗回路は、第２制御電流を受ける第３ドレインと、第３ドレインに電気的に接続される第３ゲートと、入力端子に電気的に接続される第３ソースと、を有する第３電界効果トランジスタと、基準電圧信号が供給される第４ドレインと、第３ドレイン及び第３ゲートに電気的に接続される第４ゲートと、第３ソースに電気的に接続される第４ソースと、を有する第４電界効果トランジスタと、を備える。第２可変抵抗回路は、第２制御電流に応じて第２交流バイパス電流を第４ソースから第４ドレインに流す。
本開示によれば、信号品質を改善することができる。
図１は、一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅回路を備える光受信装置の構成を概略的に示す図である。 図２は、図１に示される積分回路の回路構成例を示す図である。 図３は、図１に示される制御回路に供給される制御電流と、制御回路によって生成される電流との関係を示す図である。 図４は、図１に示される制御回路の回路構成例を示す図である。 図５の（ａ）は、図１に示されるトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対する全高調波歪率の変化を示す図である。図５の（ｂ）は、図１に示されるトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対するＴＩＡ部の出力振幅の変化を示す図である。 図６の（ａ）は、比較例のトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対する全高調波歪率の変化を示す図である。図６の（ｂ）は、比較例のトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対するＴＩＡ部の出力振幅の変化を示す図である。
［本開示の実施形態の説明］
最初に本開示の実施形態の内容を列記して説明する。
本開示の一側面に係るトランスインピーダンス増幅回路は、受光素子によって生成された入力電流信号に応じて差動電圧信号を生成する回路である。このトランスインピーダンス増幅回路は、入力電流信号を受ける入力端子と、電流信号を電圧信号に変換するシングルエンド型増幅回路と、電圧信号と基準電圧信号との差分に応じて差動電圧信号を生成する差動増幅回路と、差分の積分値に基づいて制御電流を生成する制御電流生成回路と、制御電流に応じて直流バイパス電流、第１交流バイパス電流、及び第２交流バイパス電流を生成するバイパス回路と、を備える。電流信号は、入力電流信号から直流バイパス電流、第１交流バイパス電流、及び第２交流バイパス電流が引き抜かれることによって生成される。バイパス回路は、制御電流が入力される制御回路と、制御電流に応じて第１交流バイパス電流を生成する第１可変抵抗回路と、制御電流に応じて第２交流バイパス電流を生成する第２可変抵抗回路と、を備える。制御回路は、所定のオフセット電流値を有するオフセット電流を生成し、制御電流を増幅することで生成した電流とオフセット電流との差分を第１増幅率で増幅することで第１制御電流及び第２制御電流を生成する。第１可変抵抗回路は、第１制御電流を受ける第１ドレインと、第１ドレインに電気的に接続される第１ゲートと、基準電圧信号が供給される第１ソースと、を有する第１電界効果トランジスタと、入力端子に電気的に接続される第２ドレインと、第１ドレイン及び第１ゲートに電気的に接続される第２ゲートと、基準電圧信号が供給される第２ソースと、を有する第２電界効果トランジスタと、を備える。第１可変抵抗回路は、第１制御電流に応じて第１交流バイパス電流を第２ドレインから第２ソースに流す。第２可変抵抗回路は、第２制御電流を受ける第３ドレインと、第３ドレインに電気的に接続される第３ゲートと、入力端子に電気的に接続される第３ソースと、を有する第３電界効果トランジスタと、基準電圧信号が供給される第４ドレインと、第３ドレイン及び第３ゲートに電気的に接続される第４ゲートと、第３ソースに電気的に接続される第４ソースと、を有する第４電界効果トランジスタと、を備える。第２可変抵抗回路は、第２制御電流に応じて第２交流バイパス電流を第４ソースから第４ドレインに流す。
このトランスインピーダンス増幅回路では、第１可変抵抗回路の第２電界効果トランジスタ及び第２可変抵抗回路の第４電界効果トランジスタのそれぞれの微分抵抗は、ドレイン・ソース間電圧の成分を含むので、ドレイン・ソース間電圧によって変化し得る。第２電界効果トランジスタでは、第２ソースに基準電圧信号が供給され、第２ドレインが入力端子に電気的に接続されているのに対し、第４電界効果トランジスタでは、第４ドレインに基準電圧信号が供給され、第４ソースが入力端子に電気的に接続されている。このため、第２ドレインと第２ソースとの間の電圧の極性と、第４ドレインと第４ソースとの間の電圧の極性とは、互いに反対となる。したがって、入力端子から見た第１可変抵抗回路と第２可変抵抗回路とによる合成抵抗において、第２ドレインと第２ソースとの間の電圧の成分と第４ドレインと第４ソースとの間の電圧の成分とが互いに打ち消し合う。これにより、第１可変抵抗回路と第２可変抵抗回路との合成抵抗が、第２ドレインと第２ソースとの間の電圧及び第４ドレインと第４ソースとの間の電圧によって変動することが抑えられる。その結果、歪みの発生が抑制されるので、信号品質を改善することが可能となる。
バイパス回路は、制御電流に応じて直流バイパス電流を生成する帰還電流源をさらに備えてもよい。制御回路は、制御電流が大きくなるにつれて直流バイパス電流が大きくなるように帰還電流源を制御してもよい。この場合、単一の制御ループで、直流成分を除去する制御とトランスインピーダンス増幅回路の利得制御とを実現することができるので、回路規模が大きくなることを抑制することが可能となる。
制御回路は、制御電流を第２増幅率で増幅することで第３制御電流を生成してもよい。帰還電流源は、第３制御電流を受ける第５ドレインと、第５ドレインに電気的に接続される第５ゲートと、接地電位に電気的に接続される第５ソースと、を有する第５電界効果トランジスタと、入力端子に電気的に接続される第６ドレインと、第５ドレイン及び第５ゲートに電気的に接続される第６ゲートと、第５ソースに電気的に接続される第６ソースと、を有する第６電界効果トランジスタと、を備えてもよい。帰還電流源は、第３制御電流に応じて直流バイパス電流を第６ドレインから第６ソースに流してもよい。この場合、第５電界効果トランジスタがダイオード接続されているので、第５電界効果トランジスタの第５ドレインが第３制御電流を受けると、第５ゲートと第５ソースとの間にゲート・ソース間電圧が生成される。第５ゲートと第６ゲートとは互いに電気的に接続されており、第５ソースと第６ソースとは互いに電気的に接続されているので、第６電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧は第５電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧と等しくなる。第６電界効果トランジスタでは、第６ソースが第５ソース、つまり接地電位に電気的に接続され、第６ドレインが入力端子に電気的に接続されているので、第６ソースと第６ドレインとの電位差が大きくなる。これにより、第６電界効果トランジスタは飽和領域で動作する。このため、第６電界効果トランジスタは電流源として機能し、第６ドレインの出力インピーダンスが大きくなるので、入力電流信号の交流成分はほとんど第６電界効果トランジスタに流れ込まないものの、入力電流信号の直流成分は直流バイパス電流として第６電界効果トランジスタに流れ込み得る。そして、制御電流が大きくなるにつれて、第６電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧が大きくなるので、入力電流信号の直流成分が直流バイパス電流として入力電流信号から引き抜かれ、入力電流信号から直流成分の除去が適切に行われる。
直流バイパス電流は、第２可変抵抗回路から流れ出る第２制御電流を含むように設定されてもよい。第２可変抵抗回路では、第２制御電流が第３電界効果トランジスタの第３ドレインから第３ソースに流れる。第３ソースは入力端子に電気的に接続されているので、第２制御電流は、入力端子に流れ出し、入力電流信号の直流成分を増加させる。これに対し、直流バイパス電流が第２制御電流を含むように設定されることによって、入力電流信号から第２制御電流による直流成分を除去することができる。
上記トランスインピーダンス増幅回路は、基準電圧信号を生成する基準電圧生成回路をさらに備えてもよい。基準電圧生成回路は、増幅器と、増幅器の入出力間に電気的に接続された帰還抵抗素子と、を備えてもよい。この場合、基準電圧生成回路の出力インピーダンスが広い周波数範囲において低くなる。つまり、シングルエンド型増幅回路の入力端子から見た第１可変抵抗回路及び第２可変抵抗回路のインピーダンスが、広い周波数範囲において低くなる。このため、入力電流信号から第１交流バイパス電流及び第２交流バイパス電流を引き抜きやすくすることができる。
［本開示の実施形態の詳細］
本開示の実施形態に係るトランスインピーダンス増幅回路の具体例を、図面を参照しつつ以下に説明する。なお、本開示はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
図１は、一実施形態に係るトランスインピーダンス増幅回路を備える光受信装置の構成を概略的に示す図である。図２は、図１に示される積分回路の回路構成例を示す図である。図３は、図１に示される制御回路に供給される制御電流と、制御回路によって生成される電流との関係を示す図である。図４は、図１に示される制御回路の回路構成例を示す図である。
図１に示される光受信装置１Ｃは、不図示の光送信装置から送信された光信号Ｐｉｎを受信する。光受信装置１Ｃは、受光素子ＰＤと、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃと、を備える。受光素子ＰＤは、光信号Ｐｉｎを受信し、光信号Ｐｉｎに応じた光電流Ｉｐｄ（入力電流信号）を生成する。光電流Ｉｐｄは、変調された交流成分（ＡＣ成分）と、交流成分に重畳された直流成分（ＤＣ成分）と、を含み得る。受光素子ＰＤの例としては、フォトダイオード及びアバランシェ・フォトダイオードが挙げられる。受光素子ＰＤの一方の端子は、所定のバイアス電圧ＶＰＤに電気的に接続され、受光素子ＰＤの他方の端子は、光電流Ｉｐｄを出力する。
トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃは、受光素子ＰＤによって生成された光電流Ｉｐｄを受け、光電流Ｉｐｄに応じて電圧信号である差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを生成する。差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂは、一対の相補信号である。トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃは、入力端子１０ａを備える。入力端子１０ａには光電流Ｉｐｄが入力される。
トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃは、ＴＩＡ（TransImpedance Amplifier）部１１（シングルエンド型増幅回路）と、基準電圧発生回路１２と、差動増幅回路１３と、制御電流生成回路１４と、バイパス回路１５Ｃと、を備える。
ＴＩＡ部１１は、電流信号Ｉｉｎを電圧信号Ｖｔｉａに変換する回路である。具体的には、ＴＩＡ部１１は、電圧アンプ１１ａと、帰還抵抗素子１１ｂとを備える。電圧アンプ１１ａの入力端子と出力端子とは、帰還抵抗素子１１ｂを介して電気的に接続されている。つまり、帰還抵抗素子１１ｂは、電圧アンプ１１ａの入出力間に電気的に接続されている。電流信号Ｉｉｎは、光電流Ｉｐｄから直流バイパス電流Ｉａｏｃ、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１（第１交流バイパス電流）、及び交流バイパス電流Ｉａｇｃ２（第２交流バイパス電流）が引き抜かれることによって生成される。直流バイパス電流Ｉａｏｃ、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１、及び交流バイパス電流Ｉａｇｃ２はバイパス回路１５Ｃによって制御されるが、詳細については後述する。電圧信号Ｖｔｉａの増減は、電流信号Ｉｉｎの増減に対して反転している。電圧アンプ１１ａは、例えば反転増幅回路である。ＴＩＡ部１１は、電圧信号Ｖｔｉａを差動増幅回路１３及び制御電流生成回路１４に出力する。ＴＩＡ部１１の利得（電流信号Ｉｉｎの大きさに対する電圧信号Ｖｔｉａの大きさの比）は、帰還抵抗素子１１ｂの抵抗値（トランスインピーダンス）によって決まる。ＴＩＡ部１１の入力インピーダンスは、１０～１００Ω程度である。
基準電圧発生回路１２は、直流の電圧信号である基準電圧信号Ｖｒｅｆを生成する回路である。基準電圧発生回路１２は、基準電圧信号Ｖｒｅｆを差動増幅回路１３、制御電流生成回路１４、及びバイパス回路１５Ｃに出力する。基準電圧信号Ｖｒｅｆは、所定の電圧値（固定値）を有する。基準電圧発生回路１２は、出力インピーダンスが広帯域にわたって低インピーダンスとなるように構成されてもよい。本実施形態では、基準電圧発生回路１２は、ＴＩＡ部１１と同様に、電圧アンプ１２ａ（増幅器）と帰還抵抗素子１２ｂとを備えるダミーＴＩＡである。電圧アンプ１２ａの入力端子と出力端子とは、帰還抵抗素子１２ｂを介して電気的に接続されている。つまり、帰還抵抗素子１２ｂは、電圧アンプ１２ａの入出力間に電気的に接続されている。基準電圧発生回路１２がＴＩＡ部１１と同様の回路構成を有することで、電圧アンプ１１ａの電源電圧及び温度の変化による電圧信号Ｖｔｉａの変化を補償（相殺）するように基準電圧信号Ｖｒｅｆが生成され得る。
差動増幅回路１３は、電圧信号Ｖｔｉａと基準電圧信号Ｖｒｅｆとの差分ΔＶｔｉａ（誤差）に応じて差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを生成する回路である。言い換えると、差動増幅回路１３は、基準電圧信号Ｖｒｅｆを用いて、単一（単相）の電圧信号Ｖｔｉａを差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂに変換する。差動増幅回路１３は、差分ΔＶｔｉａを増幅することで、差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを生成する。差動増幅回路１３は、差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂを後段の回路（不図示）に出力する。
制御電流生成回路１４は、電圧信号Ｖｔｉａと基準電圧信号Ｖｒｅｆとの差分ΔＶｔｉａの積分値に基づいて制御電流Ｉｃｎｔを生成する回路である。制御電流生成回路１４は、積分回路４１と、ＯＴＡ（Operational Transconductance Amplifier）４２と、を備える。
積分回路４１は、差分ΔＶｔｉａを積分する回路である。図２に示されるように、積分回路４１は、入力端子４１ａ，４１ｂと、出力端子４１ｃ，４１ｄと、を有する。入力端子４１ａは、基準電圧発生回路１２（電圧アンプ１２ａ）の出力端子に電気的に接続されており、入力端子４１ａには、基準電圧信号Ｖｒｅｆが入力される。入力端子４１ｂは、ＴＩＡ部１１（電圧アンプ１１ａ）の出力端子に電気的に接続されており、入力端子４１ｂには、電圧信号Ｖｔｉａが入力される。出力端子４１ｃは、ＯＴＡ４２の反転入力端子に電気的に接続されており、ＯＴＡ４２に電圧信号Ｖｉｎｎを出力する。出力端子４１ｄは、ＯＴＡ４２の非反転入力端子に電気的に接続されており、ＯＴＡ４２に電圧信号Ｖｉｎｐを出力する。
積分回路４１は、オペアンプ４３と、抵抗素子４４，４５と、コンデンサ４６，４７と、を備える。オペアンプ４３は、非反転入力端子４３ａと、反転入力端子４３ｂと、反転出力端子４３ｃと、非反転出力端子４３ｄと、を有する。非反転入力端子４３ａは、抵抗素子４４を介して入力端子４１ａに電気的に接続されている。反転入力端子４３ｂは、抵抗素子４５を介して入力端子４１ｂに電気的に接続されている。反転出力端子４３ｃは、出力端子４１ｃに電気的に接続されるとともに、コンデンサ４６を介して非反転入力端子４３ａに電気的に接続されている。つまり、コンデンサ４６は、反転出力端子４３ｃと非反転入力端子４３ａとの間を負帰還で接続する。非反転出力端子４３ｄは、出力端子４１ｄに電気的に接続されるとともに、コンデンサ４７を介して反転入力端子４３ｂに電気的に接続されている。つまり、コンデンサ４７は、非反転出力端子４３ｄと反転入力端子４３ｂとの間を負帰還で接続する。
ここで、オペアンプ４３の利得が無限大であり、抵抗素子４４の抵抗値Ｒ１と抵抗素子４５の抵抗値Ｒ２とが互いに等しく、コンデンサ４６の容量値Ｃ１とコンデンサ４７の容量値Ｃ２とが互いに等しいと仮定すると、積分回路４１は、時定数Ｒ１×Ｃ１を有する積分器として動作する。
ＯＴＡ４２は、差動電圧信号（電圧信号Ｖｉｎｐ及び電圧信号Ｖｉｎｎ）をシングル電流信号（誤差電流）である制御電流Ｉｃｎｔに変換する回路である。ＯＴＡ４２は、公知の回路構成を有し、例えば、差動増幅回路にカレントミラー回路が付加された構成を有する。ＯＴＡ４２は、トランスコンダクタンスを有しており、ＯＴＡ４２の入出力インピーダンスは例えば無限大である。制御電流Ｉｃｎｔは、ＯＴＡ４２に入力される電圧信号Ｖｉｎｐと電圧信号Ｖｉｎｎとの差である入力差動電圧にトランスコンダクタンスを乗算することによって求められる。電圧信号Ｖｉｎｐと電圧信号Ｖｉｎｎとの差は、差分ΔＶｔｉａの積分値に応じて変化する。ＯＴＡ４２は、制御電流Ｉｃｎｔをバイパス回路１５Ｃに出力する。
バイパス回路１５Ｃは、制御電流Ｉｃｎｔに応じて、直流バイパス電流Ｉａｏｃ、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１、及び交流バイパス電流Ｉａｇｃ２を生成する回路である。バイパス回路１５Ｃは、制御回路５１Ｃと、帰還電流源５２と、可変抵抗回路５３（第１可変抵抗回路）と、可変抵抗回路８０（第２可変抵抗回路）と、を備える。
制御回路５１Ｃには、制御電流Ｉｃｎｔが入力される。制御回路５１Ｃは、制御電流Ｉｃｎｔが大きくなるにつれて直流バイパス電流Ｉａｏｃが大きくなるように帰還電流源５２を制御する。制御回路５１Ｃは、制御電流Ｉｃｎｔがオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値を越えた場合に、制御電流Ｉｃｎｔが大きくなるにつれて交流バイパス電流Ｉａｇｃ１，Ｉａｇｃ２が大きくなるように可変抵抗回路５３，８０を制御する。オフセット電流Ｉｏｆｓの電流値は、所定の電流値（固定値）である。具体的には、制御回路５１Ｃは、制御電流生成回路１４（ＯＴＡ４２）から制御電流Ｉｃｎｔを受け、制御電流Ｉｃｎｔに応じて制御電流Ｉａｏｃｃｎｔ（第３制御電流）、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ（第１制御電流）、及び制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔ（第２制御電流）を生成する。制御回路５１Ｃは、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔを帰還電流源５２に出力し、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔによって帰還電流源５２を制御する。制御回路５１Ｃは、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔを可変抵抗回路５３に出力し、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔによって可変抵抗回路５３を制御する。制御回路５１Ｃは、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを可変抵抗回路８０に出力し、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔによって可変抵抗回路８０を制御する。
図３に示されるように、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ及び制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔの電流値は、制御電流Ｉｃｎｔの電流値がオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値よりも大きい場合に、制御電流Ｉｃｎｔの電流値に比例する。言い換えると、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ及び制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔの電流値は、制御電流Ｉｃｎｔからオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値を減算した電流値のγ倍である（Ｉａｇｃ１ｃｎｔ＝Ｉａｇｃ２ｃｎｔ＝γ×（Ｉｃｎｔ－Ｉｏｆｓ））。制御回路５１Ｃは、例えば、所定の電流値（オフセット電流値）を有するオフセット電流Ｉｏｆｓを生成し、制御電流Ｉｃｎｔを増幅することで生成した電流（ここでは、制御電流Ｉｃｎｔ）とオフセット電流Ｉｏｆｓとの差分を増幅率γで増幅することで制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ及び制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを生成する。
制御電流Ｉａｏｃｃｎｔの電流値は、制御電流Ｉｃｎｔの電流値のα倍に、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔの電流値を加えた値である（Ｉａｏｃｃｎｔ＝α×Ｉｃｎｔ＋Ｉａｇｃ２ｃｎｔ）。制御回路５１Ｃは、例えば、制御電流Ｉｃｎｔを増幅率αで増幅することで生成した電流に制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを加えることで制御電流Ｉａｏｃｃｎｔを生成する。このように、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔでは、増幅率αが調整され、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ，Ｉａｇｃ２ｃｎｔでは、自動利得制御（automatic gain control；ＡＧＣ）を開始する電流を決定するためのオフセット電流値と、ＡＧＣの制御感度を決定する増幅率γとが調整される。
図４に示される制御回路５１Ｃは、図３に示される制御電流Ｉａｏｃｃｎｔ、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ、及び制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを実現するための回路構成を有する。図４に示されるように、制御回路５１Ｃは、入力端子５１ａと、出力端子５１ｂ，５１ｃ，５１ｅと、電源端子５１ｄと、を有する。入力端子５１ａは、制御電流生成回路１４（ＯＴＡ４２）の出力端子に電気的に接続されており、入力端子５１ａには、制御電流Ｉｃｎｔが入力される。出力端子５１ｂは、帰還電流源５２の入力端子５２ａに電気的に接続されており、帰還電流源５２に制御電流Ｉａｏｃｃｎｔを出力する。出力端子５１ｃは、可変抵抗回路５３の制御端子５３ａに電気的に接続されており、可変抵抗回路５３に制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔを出力する。電源端子５１ｄは、電源電圧ＶＣＣを供給する電源配線に電気的に接続されており、電源端子５１ｄには電源電圧ＶＣＣが供給される。出力端子５１ｅは、可変抵抗回路８０の制御端子８０ａに電気的に接続されており、可変抵抗回路８０に制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを出力する。
制御回路５１Ｃは、トランジスタ６１～６９，７１，７２と、電流源７０と、を備える。トランジスタ６１～６９，７１，７２は、例えば、ＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）構造を有する電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。図４に示される例では、トランジスタ６１～６３は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、トランジスタ６４～６９，７１，７２は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタである。
トランジスタ６１～６３は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタ６１は、入力トランジスタとして機能し、トランジスタ６２，６３は、出力トランジスタとして機能する。トランジスタ６１～６３のソースは、接地電位ＧＮＤに電気的に接続されている。トランジスタ６１のゲートとドレインとは互いに電気的に接続され、さらに入力端子５１ａに電気的に接続されている。トランジスタ６２，６３のそれぞれのゲートは、トランジスタ６１のゲート及びドレインに電気的に接続されている。トランジスタ６２のドレインは、トランジスタ６４のドレイン及びゲートに電気的に接続されている。トランジスタ６３のドレインは、ノードＮ１を介してトランジスタ６８のドレイン及びゲートに電気的に接続されている。
トランジスタ６１，６２、及びトランジスタ６１，６３は、それぞれカレントミラー回路を構成するので、例えば、トランジスタ６１のドレイン電流（制御電流Ｉｃｎｔ）の大きさに比例した大きさの出力電流（ドレイン電流）がトランジスタ６２，６３のドレインからそれぞれ出力される。ここでは説明の便宜上、カレントミラー比は、１：１：１とする。このため、入力端子５１ａに入力された制御電流Ｉｃｎｔはトランジスタ６１～６３によってコピーされ、トランジスタ６２，６３のドレインからそれぞれ制御電流Ｉｃｎｔが出力される。なお、制御電流Ｉｃｎｔは、トランジスタ６２，６３のドレインに向かって流れる。
トランジスタ６４，６５は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタ６４は、入力トランジスタとして機能し、トランジスタ６５は、出力トランジスタとして機能する。トランジスタ６４，６５のソースは、電源端子５１ｄに電気的に接続されている。トランジスタ６４のゲートとドレインとは互いに電気的に接続され、さらにトランジスタ６２のドレインに電気的に接続されている。トランジスタ６５のゲートは、トランジスタ６４のゲート及びドレインに電気的に接続されている。トランジスタ６５のドレインは、ノードＮ２を介して出力端子５１ｂに電気的に接続されている。
トランジスタ６２のドレインから出力された制御電流Ｉｃｎｔは、トランジスタ６４のドレインに入力され、トランジスタ６４のドレイン電流（制御電流Ｉｃｎｔ）の大きさに比例した大きさの出力電流（ドレイン電流）が、トランジスタ６５のドレインから出力される。ここでは、トランジスタ６４，６５によって構成されるカレントミラー回路のカレントミラー比は１：αに設定されている。つまり、トランジスタ６５のドレイン電流は、制御電流Ｉｃｎｔをα倍に増幅することで得られる大きさの電流（α×Ｉｃｎｔ）である。なお、トランジスタ６５のドレイン電流は、トランジスタ６５のドレインからノードＮ２に向かって流れる。
トランジスタ６６，６７は、カレントミラー回路を構成している。トランジスタ６６は、入力トランジスタとして機能し、トランジスタ６７は、出力トランジスタとして機能する。トランジスタ６６，６７のソースは、電源端子５１ｄに電気的に接続されている。トランジスタ６６のゲートとドレインとは互いに電気的に接続され、さらに電流源７０に電気的に接続されている。トランジスタ６７のゲートは、トランジスタ６６のゲート及びドレインに電気的に接続されている。トランジスタ６７のドレインは、ノードＮ１を介してトランジスタ６８のドレイン及びゲートに電気的に接続されている。
電流源７０から供給される基準電流Ｉｒｅｆは、トランジスタ６６のドレインに入力され、トランジスタ６６のドレイン電流（基準電流Ｉｒｅｆ）の大きさに比例した大きさの出力電流（ドレイン電流）が、トランジスタ６７のドレインからオフセット電流Ｉｏｆｓとして出力される。ここでは、トランジスタ６６，６７によって構成されるカレントミラー回路のカレントミラー比は１：ｍに設定されている。つまり、オフセット電流Ｉｏｆｓは、基準電流Ｉｒｅｆをｍ倍に増幅することで得られる大きさの電流（ｍ×Ｉｒｅｆ）である。なお、オフセット電流Ｉｏｆｓは、トランジスタ６７のドレインからノードＮ１に向かって流れる。ｍの値は、ＡＧＣを動作させたい光パワーに応じて任意に選択される。基準電流Ｉｒｅｆの電流値は、固定値であるので、オフセット電流Ｉｏｆｓの電流値（オフセット電流値）も固定値である。
トランジスタ６８，６９、トランジスタ６８，７１、及びトランジスタ６８，７２は、それぞれカレントミラー回路を構成している。トランジスタ６８は、入力トランジスタとして機能し、トランジスタ６９，７１，７２は、出力トランジスタとして機能する。トランジスタ６８，６９，７１，７２のソースは、電源端子５１ｄに電気的に接続されている。トランジスタ６８のゲートとドレインとは互いに電気的に接続され、さらにノードＮ１を介してトランジスタ６３のドレイン及びトランジスタ６７のドレインに電気的に接続されている。トランジスタ６９，７１，７２のそれぞれのゲートは、トランジスタ６８のゲート及びドレインに電気的に接続されている。トランジスタ６９のドレインは、出力端子５１ｃに電気的に接続されている。トランジスタ７１のドレインは、出力端子５１ｅに電気的に接続されている。トランジスタ７２のドレインは、ノードＮ２を介して出力端子５１ｂに電気的に接続されている。
トランジスタ６３のドレインから出力された制御電流Ｉｃｎｔは、ノードＮ１において、トランジスタ６７のドレインから出力されたオフセット電流Ｉｏｆｓと合成される。具体的には、制御電流Ｉｃｎｔからオフセット電流Ｉｏｆｓが差し引かれる（減算される）。このとき、制御電流Ｉｃｎｔの電流値がオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値よりも大きい場合にのみ、差電流（Ｉｃｎｔ－Ｉｏｆｓ）がトランジスタ６８のドレインに流れ、トランジスタ６８のドレイン電流（差電流）の大きさに比例した大きさの出力電流（ドレイン電流）が、トランジスタ６９のドレインから制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔとして出力され、トランジスタ７１，７２のドレインからそれぞれ制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔとして出力される。
ここでは、トランジスタ６８，６９，７１，７２によって構成されるカレントミラー回路のカレントミラー比は１：γ：γ：γに設定されている。つまり、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ，Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、差電流（Ｉｃｎｔ－Ｉｏｆｓ）をγ倍に増幅することで得られる大きさの電流（γ×（Ｉｃｎｔ－Ｉｏｆｓ））である。なお、トランジスタ６８，６９のカレントミラー回路で生成された制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔは、トランジスタ６９のドレインから出力端子５１ｃに向かって流れる。トランジスタ６８，７１のカレントミラー回路で生成された制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、トランジスタ７１のドレインから出力端子５１ｅに向かって流れる。トランジスタ６８，７２のカレントミラー回路で生成された制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、トランジスタ７２のドレインからノードＮ２に向かって流れ、ノードＮ２において、トランジスタ６５のドレインから出力されたドレイン電流と合成される。トランジスタ６５のドレイン電流と制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔとが合成されることによって、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔが生成され、制御電流ＩａｏｃｃｎｔはノードＮ２から出力端子５１ｂに向かって流れる。
一方、制御電流Ｉｃｎｔの電流値がオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値よりも小さい場合には、トランジスタ６８には電流は流れないので、ダイオード接続されたトランジスタ６８によって、ノードＮ１の電位は、電源電圧ＶＣＣ側に高抵抗でプルアップされる。また、トランジスタ６７のドレイン・ソース間電圧が小さくなるので、トランジスタ６６，６７はカレントミラー回路としては動作しない。このとき、トランジスタ６７は、３極管領域（線形領域）で動作するので、ノードＮ１の電位は、電源電圧ＶＣＣ側に低抵抗でプルアップされる。３極管領域とは、トランジスタのゲート・ソース間電圧から閾値電圧を減算した結果が、ドレイン・ソース間電圧よりも大きいという状態である。
トランジスタ６８には、ゲート・ソース間電圧が印加されないので、ゲート・ソース間電圧が印加されているトランジスタ６７の抵抗値の方が、トランジスタ６８の抵抗値よりも小さくなる。このように、トランジスタ６７が３極管領域で動作することによって、トランジスタ６７は、オフセット電流Ｉｏｆｓを供給できなくなると同時に、トランジスタ６３からの制御電流Ｉｃｎｔが全てトランジスタ６７を流れる。これにより、制御電流Ｉｃｎｔの電流値がオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値よりも大きい場合に（Ｉｃｎｔ－Ｉｏｆｓ＞０の領域で）のみ、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔが出力端子５１ｃから出力され、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔが出力端子５１ｅ及びトランジスタ７２のドレインから出力される。
このように、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔと制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔとは互いに同じ電流量を有し、互いに同じ方向に流れる。つまり、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ，Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、電源電圧ＶＣＣから接地電位ＧＮＤに向けて吐き出されるように流れる。
なお、図４に示される制御回路５１Ｃによって、図３の入出力特性が得られるが、上述のカレントミラー比は、適宜変更され得る。また、制御回路５１Ｃの回路構成として、図３の入出力特性を得ることができる別の回路構成が採用されてもよい。
帰還電流源５２は、自動オフセット制御（Auto-Offset Control：ＡＯＣ）回路を構成する。帰還電流源５２は、制御電流Ｉｃｎｔに応じて直流バイパス電流Ｉａｏｃを生成する回路である。より具体的には、帰還電流源５２は、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔに応じて直流バイパス電流Ｉａｏｃを生成する。帰還電流源５２は、入力端子５２ａと、出力端子５２ｂと、接地端子５２ｃと、を有する。入力端子５２ａは、制御回路５１Ｃの出力端子５１ｂに電気的に接続されており、制御回路５１Ｃから制御電流Ｉａｏｃｃｎｔを受ける。出力端子５２ｂは、入力端子１０ａに電気的に接続されており、直流バイパス電流Ｉａｏｃを出力する。接地端子５２ｃは、接地電位ＧＮＤに電気的に接続されている。帰還電流源５２は、電界効果トランジスタ５４（第５電界効果トランジスタ）と、電界効果トランジスタ５５（第６電界効果トランジスタ）と、を備える。
電界効果トランジスタ５４，５５のそれぞれは、例えば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。電界効果トランジスタ５４のサイズと電界効果トランジスタ５５のサイズとは互いに同じでもよく、互いに異なっていてもよい。電界効果トランジスタ５４，５５のソースは、互いに電気的に接続されるとともに、接地端子５２ｃを介して接地電位ＧＮＤに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ５４のドレインは、入力端子５２ａを介して、制御回路５１Ｃの出力端子５１ｂに電気的に接続されており、制御回路５１Ｃから制御電流Ｉａｏｃｃｎｔを受ける。電界効果トランジスタ５４のゲートは、電界効果トランジスタ５４のドレインに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ５５のドレインは、出力端子５２ｂを介して、入力端子１０ａに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ５５のゲートは、電界効果トランジスタ５４のドレイン及びゲートに電気的に接続されている。
このように構成された帰還電流源５２では、入力端子５２ａから流れ込んだ制御電流Ｉａｏｃｃｎｔは、ダイオード接続されている電界効果トランジスタ５４に流れることによって、電界効果トランジスタ５４のゲートとソースとの間にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１を発生させる。電界効果トランジスタ５４のゲートと電界効果トランジスタ５５のゲートとは互いに電気的に接続されており、電界効果トランジスタ５４のソースと電界効果トランジスタ５５のソースとは互いに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ５５のゲート・ソース間電圧は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１と等しくなる。電界効果トランジスタ５５のソースは、接地電位ＧＮＤに電気的に接続されているので、ソース電位は略０Ｖである。一方、電界効果トランジスタ５５のドレインには、ＴＩＡ部１１の入力電位（例えば、０．５～２Ｖ程度）が印加されている。したがって、電界効果トランジスタ５５は、飽和領域で動作している。飽和領域とは、トランジスタのゲート・ソース間電圧から閾値電圧を減算した結果が、ドレイン・ソース間電圧よりも小さいという状態である。飽和領域において、電界効果トランジスタ５５のドレイン電圧が増加してもそれに対してドレイン電流が増加する度合いは線形領域に比べて小さくなる。したがって、出力端子５１ｂのインピーダンス（出力インピーダンス）は、比較的大きい値となる。
すなわち、電界効果トランジスタ５４，５５は、カレントミラー回路を構成しており、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔに比例した直流バイパス電流Ｉａｏｃを出力する。言い換えると、帰還電流源５２は、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔに応じて直流バイパス電流Ｉａｏｃを電界効果トランジスタ５５のドレインから電界効果トランジスタ５５のソースに流す。後述するように、可変抵抗回路８０から制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔがＴＩＡ部１１の入力端子に向けて流れ出し、光電流Ｉｐｄの直流成分を増加させる。このため、直流バイパス電流Ｉａｏｃは、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを含むように設定されている。具体的には、図３に示されるように、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔは、制御電流Ｉｃｎｔを増幅率αで増幅することで生成した電流に制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを加えることによって生成される。これにより、光電流Ｉｐｄから直流成分及び制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔが直流バイパス電流Ｉａｏｃとして引き抜かれる。その結果、差分ΔＶｔｉａから直流成分及び低周波成分が除去され、電圧信号Ｖｔｉａの電位が基準電圧信号Ｖｒｅｆの電位に合わせられる（ＤＣオフセット制御）。
可変抵抗回路５３は、制御電流Ｉｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ１を生成する回路である。より具体的には、可変抵抗回路５３は、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ１を生成する。可変抵抗回路５３は、制御端子５３ａと、抵抗端子５３ｂと、抵抗端子５３ｃと、を有する。制御端子５３ａは、制御回路５１Ｃの出力端子５１ｃに電気的に接続されており、制御回路５１Ｃから制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔを受ける。抵抗端子５３ｂは、入力端子１０ａに電気的に接続されている。抵抗端子５３ｃは、基準電圧発生回路１２（電圧アンプ１２ａ）の出力端子に電気的に接続されており、基準電圧発生回路１２から基準電圧信号Ｖｒｅｆを受ける。可変抵抗回路５３は、電界効果トランジスタ５６（第１電界効果トランジスタ）と、電界効果トランジスタ５７（第２電界効果トランジスタ）と、を備える。
電界効果トランジスタ５６，５７のそれぞれは、例えば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。電界効果トランジスタ５６のサイズと電界効果トランジスタ５７のサイズとは互いに同じでもよく、互いに異なっていてもよい。電界効果トランジスタ５６，５７のソースは、互いに電気的に接続されるとともに、抵抗端子５３ｃを介して、基準電圧発生回路１２（電圧アンプ１２ａ）の出力端子に電気的に接続されている。電界効果トランジスタ５６，５７のソースには、基準電圧信号Ｖｒｅｆが入力（供給）される。電界効果トランジスタ５６のドレインは、制御端子５３ａを介して、制御回路５１Ｃの出力端子５１ｃに電気的に接続されており、制御回路５１Ｃから制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔを受ける。電界効果トランジスタ５６のゲートは、電界効果トランジスタ５６のドレインに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ５７のドレインは、抵抗端子５３ｂを介して、入力端子１０ａに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ５７のゲートは、電界効果トランジスタ５６のドレイン及びゲートに電気的に接続されている。
このように構成された可変抵抗回路５３では、制御端子５３ａから流れ込んだ制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔは、ダイオード接続されている電界効果トランジスタ５６に流れることによって、電界効果トランジスタ５６のゲートとソースとの間にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２を発生させる。電界効果トランジスタ５６のゲートと電界効果トランジスタ５７のゲートとは互いに電気的に接続されており、電界効果トランジスタ５６のソースと電界効果トランジスタ５７のソースとは互いに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ５７のゲート・ソース間電圧は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２と等しくなる。電界効果トランジスタ５７のソースには、基準電圧信号Ｖｒｅｆが供給されており、電界効果トランジスタ５７のドレインには、ＴＩＡ部１１の入力電位が印加されている。基準電圧信号Ｖｒｅｆは、ＴＩＡ部１１の入力電位と略同じ電位であるので、電界効果トランジスタ５７は、深い３極管領域（線形領域）で動作している。深い３極管領域とは、トランジスタのゲート・ソース間電圧から閾値電圧を減算した結果が、ドレイン・ソース間電圧よりも非常に大きいという状態である。線形領域において、電界効果トランジスタ５７のドレイン電圧が増加すると、それに応じてドレイン電流も増加する。特にドレイン電圧が比較的小さいときには、ドレイン電流はドレイン電圧に比例して変化する（線形）とみなすことができる。電界効果トランジスタ５７のドレイン電流に対するドレイン電圧の比を抵抗値ＲＡＧＣ１と表すことにする。抵抗値ＲＡＧＣ１については後述する。
３極管領域でバイアスされた電界効果トランジスタ５７のドレイン電流Ｉｄ（つまり、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１）は、電界効果トランジスタ５７の固有利得（利得係数）β及び閾値電圧Ｖｔｈを用いて、式（１）で表され得る。固有利得βは、電界効果トランジスタ５７の半導体プロセスに依存する値である。
Figure 0007251388000001
３極管領域では、ドレインとソースとの間の電位差が小さい場合、ドレイン電位とソース電位との大小関係が逆転することがある。この場合、ゲートに対して電圧が最も低い端子がソースとして機能する。トランジスタの回路記号は、回路の表現上において便宜的に用いられているので、回路図におけるトランジスタの端子表記と実際のトランジスタの動作とは一致しないことがある。ここでは、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０以上となるように適宜端子を入れ替え、常に電位が低い端子をソースとみなすこととする。
式（２）に示されるように、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ０にドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを加えることによって表現される。ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ０は、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０Ｖである時のゲート・ソース間電圧である。
Figure 0007251388000002
式（２）を式（１）に代入することによって、式（３）が得られる。式（３）に示されるように、ドレイン電流Ｉｄ（交流バイパス電流Ｉａｇｃ１）は、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの２乗に比例するので、非線形な成分を含んでいる。
Figure 0007251388000003
式（４）に示されるように、式（３）をドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓで微分し、その演算結果の逆数を計算することによって、微分抵抗値Ｒｄ（抵抗値ＲＡＧＣ１）が得られる。式（４）に示されるように、抵抗値ＲＡＧＣ１は、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓに応じて変化する。光電流Ｉｐｄに応じてドレイン電位が変調されるので、抵抗値ＲＡＧＣ１は非線形に変動する。
Figure 0007251388000004
式（５）に示されるように、式（３）をゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ０で微分することによって、３極管領域でのトランスコンダクタンスｇｍが求められる。３極管領域では、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２から閾値電圧Ｖｔｈを減算することによって得られる電圧よりも小さい。特に、深い３極管領域では、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２から閾値電圧Ｖｔｈを減算することによって得られる電圧よりも非常に小さいので、３極管領域でのトランスコンダクタンスｇｍは、飽和動作におけるトランスコンダクタンス（β×（Ｖｇｓ－Ｖｔｈ））と比較すると、無視できるほど小さくなる。
Figure 0007251388000005
すなわち、可変抵抗回路５３は、帰還電流源５２と同様な回路構成を有しているにもかかわらず、カレントミラー回路としては動作せず、電界効果トランジスタ５７は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２によって制御される可変抵抗器として動作する。つまり、基準電圧発生回路１２によって、電界効果トランジスタ５７は交流的に接地され、電界効果トランジスタ５７は深い３極管領域でバイアスされる。抵抗端子５３ｂの電位と抵抗端子５３ｃの電位とが略同じであるので、光電流Ｉｐｄの直流成分は可変抵抗回路５３にほとんど流れず、光電流Ｉｐｄの交流成分の一部が可変抵抗回路５３（電界効果トランジスタ５７）に交流バイパス電流Ｉａｇｃ１として流れ込む。言い換えると、可変抵抗回路５３は、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ１を電界効果トランジスタ５７のドレインとソースとの間に流す。交流バイパス電流Ｉａｇｃ１は交流成分であるので、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１は、光電流Ｉｐｄに応じて、電界効果トランジスタ５７のドレインからソースに流れることもあれば、電界効果トランジスタ５７のソースからドレインに流れることもある。
すなわち、光電流Ｉｐｄが大きくなって、差分ΔＶｔｉａが大きくなり、制御電流Ｉｃｎｔがオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値を超えると、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔが可変抵抗回路５３に供給される。これにより、電界効果トランジスタ５６，５７にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２が発生する。ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２が大きくなるにつれて、電界効果トランジスタ５７の抵抗値ＲＡＧＣ１が小さくなるので、光電流Ｉｐｄの直流成分を除く信号成分（交流成分）の一部が交流バイパス電流Ｉａｇｃ１として引き抜かれる。その結果、ＴＩＡ部１１が大信号入力によって飽和する可能性が低減される。
上述のように、深い３極管領域（線形領域）にバイアスされている電界効果トランジスタ５７のドレイン・ソース間には、ドレイン・ソース間電圧に比例した電流が流れることになる。基準電圧信号Ｖｒｅｆは、ＴＩＡ部１１の入力電位と略同じ電位であるので、ＤＣ電流が流れることはなく、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１はＤＣオフセット制御を乱さない。電界効果トランジスタ５７の抵抗値ＲＡＧＣ１の変化によってＡＯＣ制御利得の特性にのみ影響を与える。
可変抵抗回路８０は、制御電流Ｉｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ２を生成する回路である。より具体的には、可変抵抗回路８０は、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ２を生成する。可変抵抗回路８０は、制御端子８０ａと、抵抗端子８０ｂと、抵抗端子８０ｃと、を有する。制御端子８０ａは、制御回路５１Ｃの出力端子５１ｅに電気的に接続されており、制御回路５１Ｃから制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを受ける。抵抗端子８０ｂは、基準電圧発生回路１２（電圧アンプ１２ａ）の出力端子に電気的に接続されており、基準電圧発生回路１２から基準電圧信号Ｖｒｅｆを受ける。抵抗端子８０ｃは、入力端子１０ａに電気的に接続されている。可変抵抗回路８０は、電界効果トランジスタ８１（第３電界効果トランジスタ）と、電界効果トランジスタ８２（第４電界効果トランジスタ）と、を備える。
電界効果トランジスタ８１，８２のそれぞれは、例えば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタである。電界効果トランジスタ８１のサイズと電界効果トランジスタ８２のサイズとは互いに同じでもよく、互いに異なっていてもよい。電界効果トランジスタ８１，８２のソースは、互いに電気的に接続されるとともに、抵抗端子８０ｃを介して、入力端子１０ａに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ８１のドレインは、制御端子８０ａを介して、制御回路５１Ｃの出力端子５１ｅに電気的に接続されており、制御回路５１Ｃから制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを受ける。電界効果トランジスタ８１のゲートは、電界効果トランジスタ８１のドレインに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ８２のゲートは、電界効果トランジスタ８１のドレイン及びゲートに電気的に接続されている。電界効果トランジスタ８２のドレインは、抵抗端子８０ｂを介して、基準電圧発生回路１２（電圧アンプ１２ａ）の出力端子に電気的に接続されている。電界効果トランジスタ８２のドレインには、基準電圧信号Ｖｒｅｆが入力（供給）される。言い換えると、基準電圧発生回路１２に接続される抵抗端子と入力端子１０ａに接続される抵抗端子との関係は、可変抵抗回路５３と可変抵抗回路８０とで反対になっている。
このように構成された可変抵抗回路８０では、制御端子８０ａから流れ込んだ制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、ダイオード接続されている電界効果トランジスタ８１に流れることによって、電界効果トランジスタ８１のゲートとソースとの間にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ３を発生させる。電界効果トランジスタ８１のゲートと電界効果トランジスタ８２のゲートとは互いに電気的に接続されており、電界効果トランジスタ８１のソースと電界効果トランジスタ８２のソースとは互いに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ８２のゲート・ソース間電圧は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ３と等しくなる。電界効果トランジスタ８２のドレインには、基準電圧信号Ｖｒｅｆが供給されており、電界効果トランジスタ８２のソースには、ＴＩＡ部１１の入力電位が印加されている。基準電圧信号Ｖｒｅｆは、ＴＩＡ部１１の入力電位と略同じ電位であるので、電界効果トランジスタ８２は、深い３極管領域（線形領域）で動作している。線形領域において、電界効果トランジスタ８２のドレイン電圧が増加すると、それに応じてドレイン電流も増加する。特にドレイン電圧が比較的小さいときには、ドレイン電流はドレイン電圧に比例して変化する（線形）とみなすことができる。電界効果トランジスタ８２のドレイン電流に対するドレイン電圧の比を抵抗値ＲＡＧＣ２と表すことにする。
その結果、電界効果トランジスタ８２は、電界効果トランジスタ５７と同様に、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ３によって制御される可変抵抗器として動作する。電界効果トランジスタ８２の抵抗値ＲＡＧＣ２は、抵抗値ＲＡＧＣ１と同様に、式（４）で表される。つまり、基準電圧発生回路１２によって、電界効果トランジスタ８２は交流的に接地され、電界効果トランジスタ８２は深い３極管領域でバイアスされる。抵抗端子８０ｂの電位と抵抗端子８０ｃの電位とが略同じであるので、光電流Ｉｐｄの直流成分は可変抵抗回路８０にほとんど流れず、光電流Ｉｐｄの交流成分の一部が可変抵抗回路８０（電界効果トランジスタ８２）に交流バイパス電流Ｉａｇｃ２として流れ込む。言い換えると、可変抵抗回路８０は、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ２を電界効果トランジスタ８２のドレインとソースとの間に流す。交流バイパス電流Ｉａｇｃ２は交流成分であるので、交流バイパス電流Ｉａｇｃ２は、光電流Ｉｐｄに応じて、電界効果トランジスタ８２のソースからドレインに流れることもあれば、電界効果トランジスタ８２のドレインからソースに流れることもある。
すなわち、光電流Ｉｐｄが大きくなって、差分ΔＶｔｉａが大きくなり、制御電流Ｉｃｎｔがオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値を超えると、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔが可変抵抗回路８０に供給される。これにより、電界効果トランジスタ８１，８２にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ３が発生する。ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ３が大きくなるにつれて、電界効果トランジスタ８２の抵抗値ＲＡＧＣ２が小さくなるので、光電流Ｉｐｄの直流成分を除く信号成分（交流成分）の一部が交流バイパス電流Ｉａｇｃ２として引き抜かれる。その結果、ＴＩＡ部１１が大信号入力によって飽和する可能性が低減される。
深い３極管領域（線形領域）にバイアスされている電界効果トランジスタ８２のドレイン・ソース間には、ドレイン・ソース間電圧に比例した電流が流れることになる。基準電圧信号Ｖｒｅｆは、ＴＩＡ部１１の入力電位と略同じ電位であるので、ＤＣ電流が流れることはなく、交流バイパス電流Ｉａｇｃ２はＤＣオフセット制御を乱さない。電界効果トランジスタ８２の抵抗値ＲＡＧＣ２の変化によってＡＯＣ制御利得の特性にのみ影響を与える。
なお、可変抵抗回路８０では、制御端子８０ａから流れ込んだ制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、ダイオード接続されている電界効果トランジスタ８１に流れ、抵抗端子８０ｃからＴＩＡ部１１の入力端子に向けて流れ出し、光電流Ｉｐｄの直流成分を増加させる。上述のように、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、帰還電流源５２によって直流バイパス電流Ｉａｏｃの一部として引き抜かれる。これにより、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔに起因して電圧信号Ｖｔｉａの電位にＤＣオフセットが生じることが抑制される。
次に、可変抵抗回路５３と可変抵抗回路８０との関係について説明する。ＴＩＡ部１１の入力端子では、電流信号Ｉｉｎによって最大で１００ｍＶ程度の振幅が発生している。この電位変動に伴って、電界効果トランジスタ５７，８２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが変動し得る。上述のように、電界効果トランジスタ５７のドレイン及び電界効果トランジスタ８２のソースが入力端子１０ａ（ＴＩＡ部１１の入力端子）に共通に接続されており、電界効果トランジスタ５７のソース及び電界効果トランジスタ８２のドレインが基準電圧発生回路１２（電圧アンプ１２ａ）の出力端子に共通に接続されている。このため、上述の電位変動に伴って、電界効果トランジスタ５７及び電界効果トランジスタ８２には、互いに逆向き（逆極性）のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ（の変動）が発生する。
可変抵抗回路５３と可変抵抗回路８０とが入力端子１０ａと基準電圧発生回路１２の出力端子との間に並列に接続されているので、入力端子１０ａ（ＴＩＡ部１１の入力）から見た可変抵抗回路５３と可変抵抗回路８０との合成抵抗値ＲＡＧＣＴと抵抗値ＲＡＧＣ１と抵抗値ＲＡＧＣ２とには、式（６）の関係が成立する。ここでは、電界効果トランジスタ５７と電界効果トランジスタ８２とは、同じ構造のトランジスタであり、同じサイズを有しており、互いに同じ電気的特性を有していることとしている。つまり、電界効果トランジスタ５７の固有利得β、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ０、及び閾値電圧Ｖｔｈは、電界効果トランジスタ８２の固有利得β、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ０、及び閾値電圧Ｖｔｈとそれぞれ等しい。この場合、抵抗値ＲＡＧＣ１及び抵抗値ＲＡＧＣ２はいずれも式（４）で表されるが、電界効果トランジスタ５７及び電界効果トランジスタ８２には、逆極性のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが発生しているので、電界効果トランジスタ５７に生じるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを「＋Ｖｄｓ」とし、電界効果トランジスタ８２に生じるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓを「－Ｖｄｓ」としている。
Figure 0007251388000006
式（６）を整理することで、式（７）が得られる。式（７）に示されるように、合成抵抗値ＲＡＧＣＴは、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの成分を含まないので、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓによって変化しない。したがって、合成抵抗値ＲＡＧＣＴは、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓに依存しなくなり、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０Ｖである時の抵抗値から変動しなくなる。これにより、光電流Ｉｐｄから交流成分が低歪で引き抜かれる。
Figure 0007251388000007
例えば、ＴＩＡ部１１の入力端子における電位変動によって、入力端子１０ａの電位が基準電圧信号Ｖｒｅｆよりも電圧Δｖｄｓだけ大きくなった場合、電界効果トランジスタ５７のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは＋Δｖｄｓとなり、電界効果トランジスタ８２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは－Δｖｄｓとなる。このとき、可変抵抗回路５３には、電圧Δｖｄｓによる電流Δｉｄｓが抵抗端子５３ｂから抵抗端子５３ｃに向けて流れる。一方、可変抵抗回路８０には、電圧Δｖｄｓによる電流Δｉｄｓが抵抗端子８０ｂから抵抗端子８０ｃに向けて流れる。これらの電流Δｉｄｓは、基準電圧発生回路１２に対して互いに逆向きに流れ、相殺される。このため、基準電圧発生回路１２の基準電圧信号Ｖｒｅｆは、光電流Ｉｐｄによらず略一定となる。これにより、基準電圧信号Ｖｒｅｆが安定するので、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが合成抵抗値ＲＡＧＣＴに与える影響はより一層低減される。つまり、可変抵抗回路５３と可変抵抗回路８０とは、非線形性を補償する関係にある。このため、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃでは、電流信号Ｉｉｎを歪ませることなく増幅することができる。
次に、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃの作用効果を説明する。図５の（ａ）は、図１に示されるトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対する全高調波歪率の変化を示す図である。図５の（ｂ）は、図１に示されるトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対するＴＩＡ部の出力振幅の変化を示す図である。図６の（ａ）は、比較例のトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対する全高調波歪率の変化を示す図である。図６の（ｂ）は、比較例のトランスインピーダンス増幅回路における入力光平均パワーに対するＴＩＡ部の出力振幅の変化を示す図である。
図５の（ａ）、図５の（ｂ）、図６の（ａ）、及び図６の（ｂ）の横軸は、光信号Ｐｉｎの光入力パワーの平均値である入力光平均パワーＰｉｎ＿ａｖｅ（単位：ｄＢｍ）を示す。図５の（ａ）及び図６の（ａ）の縦軸は、出力波形（差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂの波形）の全高調波歪率（Total Harmonic Distortion；ＴＨＤ）（単位：％）を示す。図５の（ｂ）及び図６の（ｂ）の縦軸は、電圧信号Ｖｔｉａの振幅（単位：ｍＶｐｐ）を示す。
図５の（ａ）及び図５の（ｂ）に示される計算結果は、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃにおける計算結果である（以下、「実施例」という。）。図６の（ａ）及び図６の（ｂ）に示される計算結果は、比較例のトランスインピーダンス増幅回路における計算結果である（以下、「比較例」という。）。比較例のトランスインピーダンス増幅回路は、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃと比較して、可変抵抗回路８０を備えていない点、及び電界効果トランジスタ５７の抵抗値ＲＡＧＣ１がトランスインピーダンス増幅回路１０Ｃの半分に設定されている点において主に相違する。
オフセット電流Ｉｏｆｓの電流値は、入力光平均パワーＰｉｎ＿ａｖｅが－１ｄＢｍ付近を超えるとＡＧＣが動作するように設定されている。全高調波歪率としては、１０次高調波まで考慮した全高調波歪率が計算されている。後段の差動増幅回路１３において歪が生じないようにするために、電圧信号Ｖｔｉａの振幅が最大でも５００ｍＶｐｐを越えないように、電界効果トランジスタ５７のサイズが決定されている。ＴＩＡ部１１の利得（電圧利得）は１０倍に設定され、帰還抵抗素子１１ｂの抵抗値は５５０Ωに設定されている。光信号Ｐｉｎとしては、１ＧＨｚの正弦波で強度変調することによって得られた光信号が用いられ、光信号Ｐｉｎの振幅は入力光平均パワーＰｉｎ＿ａｖｅと同じになるよう（消光比で約５ｄＢ）に設定されている。受光素子ＰＤの光電変換利得は、計算を簡略化するために１．０Ａ／Ｗに設定されている。
図５の（ａ）と図６の（ａ）とを比較すると、入力光平均パワーＰｉｎ＿ａｖｅが３ｄＢｍであるときに、比較例ではＴＨＤが５．２％であるのに対し、実施例ではＴＨＤが４．１％に低減していることがわかる。図５の（ｂ）と図６の（ｂ）とを比較すると、比較例及び実施例では、電圧信号Ｖｔｉａの振幅が互いに同等に制御されていることがわかる。すなわち、実施例における交流バイパス電流Ｉａｇｃ１の引き抜き量が比較例と同等であるにもかかわらず、実施例のＴＨＤが比較例のＴＨＤよりも改善していることがわかる。
実施例では、可変抵抗回路５３におけるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓと、可変抵抗回路８０におけるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとが相補的に変化するので、電界効果トランジスタ５７の抵抗値ＲＡＧＣ１の歪が、電界効果トランジスタ８２の抵抗値ＲＡＧＣ２の歪によって相殺される。すなわち、電界効果トランジスタ８２のドレイン及びソースの接続先が、可変抵抗回路５３のドレイン及びソースの接続先とは反転している（入れ替わっている）ので、可変抵抗回路５３におけるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが正の値である場合、電界効果トランジスタ８２におけるドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは負の値となる。したがって、可変抵抗回路５３，８０は、式（６）及び式（７）に示されるとおり、電界効果トランジスタ５７の抵抗値ＲＡＧＣ１の歪と、電界効果トランジスタ８２の抵抗値ＲＡＧＣ２の歪とが、互いにキャンセルするように動作する。
以上説明したように、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃでは、バイパス回路１５Ｃによって直流バイパス電流Ｉａｏｃ、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１、及び交流バイパス電流Ｉａｇｃ２が生成され、受光素子ＰＤによって生成された光電流Ｉｐｄから、直流バイパス電流Ｉａｏｃ、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１、及び交流バイパス電流Ｉａｇｃ２が引き抜かれることで、電流信号Ｉｉｎが生成される。そして、ＴＩＡ部１１によって電流信号Ｉｉｎが電圧信号Ｖｔｉａに変換され、差動増幅回路１３によって電圧信号Ｖｔｉａと基準電圧信号Ｖｒｅｆとの差分ΔＶｔｉａに応じて差動電圧信号Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂが生成される。
可変抵抗回路５３では、電界効果トランジスタ５６がダイオード接続されているので、電界効果トランジスタ５６のドレインが制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔを受けると、電界効果トランジスタ５６のゲートとソースとの間にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２が生成される。電界効果トランジスタ５６のゲートと電界効果トランジスタ５７のゲートとが互いに電気的に接続されており、電界効果トランジスタ５６のソースと電界効果トランジスタ５７のソースとが互いに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ５７のゲート・ソース間電圧は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２と等しくなる。電界効果トランジスタ５７のソースに基準電圧信号Ｖｒｅｆが供給され、電界効果トランジスタ５７のドレインが入力端子１０ａに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ５７のドレインとソースとの電位差はほとんど無い。これにより、電界効果トランジスタ５７は（深い）３極管領域で動作する。このため、電界効果トランジスタ５７は可変抵抗器として機能し、電界効果トランジスタ５７のドレインの出力インピーダンスは低くなる。
同様に、可変抵抗回路８０では、電界効果トランジスタ８１がダイオード接続されているので、電界効果トランジスタ８１のドレインが制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを受けると、電界効果トランジスタ８１のゲートとソースとの間にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ３が生成される。電界効果トランジスタ８１のゲートと電界効果トランジスタ８２のゲートとが互いに電気的に接続されており、電界効果トランジスタ８１のソースと電界効果トランジスタ８２のソースとが互いに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ８２のゲート・ソース間電圧は、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ３と等しくなる。電界効果トランジスタ８２のドレインに基準電圧信号Ｖｒｅｆが供給され、電界効果トランジスタ８２のソースが入力端子１０ａに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ８２のドレインとソースとの電位差はほとんど無い。これにより、電界効果トランジスタ８２は（深い）３極管領域で動作する。このため、電界効果トランジスタ８２は可変抵抗器として機能し、電界効果トランジスタ８２のソースの出力インピーダンスは低くなる。
電界効果トランジスタ５７，８２のドレインとソースとの電位差はほとんど無いことから、光電流Ｉｐｄの直流成分はほとんど電界効果トランジスタ５７，８２に流れ込まないものの、光電流Ｉｐｄの交流成分は交流バイパス電流Ｉａｇｃ１，Ｉａｇｃ２として電界効果トランジスタ５７，８２に流れ込み得る。制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ，Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、制御電流Ｉｃｎｔを増幅することで生成した電流とオフセット電流Ｉｏｆｓとの差分を増幅率γで増幅することにより得られるので、制御電流Ｉｃｎｔがオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値を超えた場合に、制御電流Ｉｃｎｔが大きくなるにつれて制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ，Ｉａｇｃ２ｃｎｔが大きくなり、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３も大きくなる。このため、光電流Ｉｐｄが小さい又は中程度の信号強度を有する場合、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１，Ｉａｇｃ２の引き抜きが抑えられ、光電流Ｉｐｄの交流成分が減衰することを回避できる。光電流Ｉｐｄが大きい信号強度を有する場合には、光電流Ｉｐｄの交流成分が交流バイパス電流Ｉａｇｃ１，Ｉａｇｃ２として光電流Ｉｐｄから引き抜かれるので、光電流Ｉｐｄの交流成分を減衰させることができる。このように、可変抵抗回路５３，８０によって、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃの利得が制御される。
可変抵抗回路５３の電界効果トランジスタ５７の抵抗値ＲＡＧＣ１及び可変抵抗回路８０の電界効果トランジスタ８２の抵抗値ＲＡＧＣ２は、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの成分を含むので、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓによって変化し得る。電界効果トランジスタ５７では、ソースに基準電圧信号Ｖｒｅｆが供給され、ドレインが入力端子１０ａに電気的に接続されているのに対し、電界効果トランジスタ８２では、ドレインに基準電圧信号Ｖｒｅｆが供給され、ソースが入力端子１０ａに電気的に接続されている。このため、電界効果トランジスタ５７のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの極性と、電界効果トランジスタ８２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの極性とは、互いに反対となる。したがって、入力端子１０ａから見た可変抵抗回路５３と可変抵抗回路８０とによる合成抵抗値ＲＡＧＣＴにおいて、電界効果トランジスタ５７のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの成分と電界効果トランジスタ８２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの成分とが互いに打ち消し合う。これにより、合成抵抗値ＲＡＧＣＴが、電界効果トランジスタ５７のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ及び電界効果トランジスタ８２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓによって変動することが抑えられる。その結果、歪みの発生が抑制されるので、信号品質を改善することが可能となる。
なお、抵抗端子５３ｂの出力インピーダンスと抵抗端子８０ｃの出力インピーダンスとの合成出力インピーダンスに応じてトランスインピーダンス増幅回路１０Ｃの利得が変化する。合成出力インピーダンスは、ＴＩＡ部１１の入力インピーダンスＺｉｎを考慮して決められてもよい。例えば、ＴＩＡ部１１の利得可変比率をＡ（Ａは１より大きい実数）とするとき、合成出力インピーダンスはＺｉｎ／（Ａ－１）となるように設定される。それにより、ＡＧＣを行わないときのＴＩＡ部１１の電流信号Ｉｉｎの値をＩｉｎｏｆｆとすると、ＡＧＣを行うときの電流信号Ｉｉｎの値Ｉｉｎｏｎは、Ｉｉｎｏｎ＝Ｉｉｎｏｆｆ／Ａとなる。例えば、Ａ＝２のときには合成出力インピーダンスはＺｉｎとほぼ等しくなり、Ａを２より大きくする場合の合成出力インピーダンスはＺｉｎよりも小さい値となるようにする。したがって、ＡＯＣとＡＧＣとを同時に行うとき、出力端子５２ｂの出力インピーダンスは、合成出力インピーダンスよりも大きくなるように設定される。ところで、ＡＧＣを行わないときには、合成出力インピーダンスは、１００×Ｚｉｎ以上とされてもよい。合成出力インピーダンスは、上述の合成抵抗値ＲＡＧＣＴに等しいと考えてもよい。入力インピーダンスＺｉｎと合成出力インピーダンスとはそれぞれ互いに異なる周波数特性を持ち得るため、少なくとも所定の周波数範囲（帯域）にて上述の関係が満たされていればよい。
バイパス回路１５Ｃは、制御電流Ｉｃｎｔに応じて直流バイパス電流Ｉａｏｃを生成する帰還電流源５２と、制御電流Ｉｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ１を生成する可変抵抗回路５３と、制御電流Ｉｃｎｔに応じて交流バイパス電流Ｉａｇｃ２を生成する可変抵抗回路８０と、を備えている。制御回路５１Ｃは、制御電流Ｉｃｎｔが大きくなるにつれて直流バイパス電流Ｉａｏｃが大きくなるように帰還電流源５２を制御し、制御電流Ｉｃｎｔがオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値を超えた場合に制御電流Ｉｃｎｔが大きくなるにつれて交流バイパス電流Ｉａｇｃ１，Ｉａｇｃ２が大きくなるように、可変抵抗回路５３，８０を制御する。この構成によれば、単一の制御ループで、直流成分を除去する制御（ＤＣオフセット制御）とトランスインピーダンス増幅回路１０Ｃの利得制御とを実現することができるので、回路規模が大きくなることを抑制することが可能となる。
帰還電流源５２では、電界効果トランジスタ５４がダイオード接続されているので、電界効果トランジスタ５４のドレインが制御電流Ｉａｏｃｃｎｔを受けると、電界効果トランジスタ５４のゲートとソースとの間にゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１が生成される。電界効果トランジスタ５４のゲートと電界効果トランジスタ５５のゲートとが互いに電気的に接続されており、電界効果トランジスタ５４のソースと電界効果トランジスタ５５のソースとが互いに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ５５のゲート・ソース間電圧はゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１と等しくなる。電界効果トランジスタ５５のソースが電界効果トランジスタ５４のソース、つまり接地電位ＧＮＤに電気的に接続され、電界効果トランジスタ５５のドレインが入力端子１０ａに電気的に接続されているので、電界効果トランジスタ５５のソースとドレインとの電位差が大きくなる。これにより、電界効果トランジスタ５５は飽和領域で動作する。このため、電界効果トランジスタ５５は電流源として機能し、電界効果トランジスタ５５のドレインの出力インピーダンスが大きくなるので、光電流Ｉｐｄの交流成分はほとんど電界効果トランジスタ５５に流れ込まないものの、光電流Ｉｐｄの直流成分は直流バイパス電流Ｉａｏｃとして電界効果トランジスタ５５に流れ込み得る。そして、制御電流Ｉｃｎｔが大きくなるにつれて、電界効果トランジスタ５４のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１が大きくなるので、それに応じて電界効果トランジスタ５５のドレイン電流が大きくなり、光電流Ｉｐｄの直流成分が直流バイパス電流Ｉａｏｃとして光電流Ｉｐｄから引き抜かれ、光電流Ｉｐｄから直流成分の除去が適切に行われる。なお、出力端子５２ｂの出力インピーダンスをどの程度の大きさにすべきかは、ＴＩＡ部１１の入力インピーダンスを考慮して決められてもよい。例えば、ＴＩＡ部１１の入力インピーダンスをＺｉｎとしたとき、出力端子５２ｂの出力インピーダンスは１００×Ｚｉｎ以上にされてもよい。入力インピーダンスＺｉｎと出力端子５２ｂの出力インピーダンスとはそれぞれ互いに異なる周波数特性を持ち得るため、少なくとも所定の周波数範囲（帯域）にてこのような関係が満たされていればよい。
可変抵抗回路８０では、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔが電界効果トランジスタ８１のドレインからソースに流れる。電界効果トランジスタ８１のソースは入力端子１０ａに電気的に接続されているので、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔは、入力端子１０ａ（ＴＩＡ部１１の入力端子）に流れ出し、光電流Ｉｐｄの直流成分を増加させる。これに対し、直流バイパス電流Ｉａｏｃが制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを含むように設定されているので、光電流Ｉｐｄから制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔに起因する直流成分を除去することができる。その結果、制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔに起因して電圧信号Ｖｔｉａの電位にＤＣオフセットが生じることを抑制することが可能となる。
基準電圧発生回路１２は、電圧アンプ１２ａと、電圧アンプ１２ａの入出力間に電気的に接続された帰還抵抗素子１２ｂと、を備えている。この構成では、基準電圧発生回路１２の出力インピーダンスが広い周波数範囲において低くなる。つまり、ＴＩＡ部１１の入力端子から見た可変抵抗回路５３，８０のインピーダンスが、広い周波数範囲において低くなる。このため、光電流Ｉｐｄから交流バイパス電流Ｉａｇｃ１，Ｉａｇｃ２を引き抜きやすくすることができる。
ＤＣオフセット制御は、高インピーダンスの帰還電流源５２を用いて行われるので、光電流Ｉｐｄの交流成分への影響が少ない（交流成分は流れない）。一方、利得制御は、可変抵抗回路５３，８０を用いて光電流Ｉｐｄの交流成分をバイパスさせることによって行われ、電界効果トランジスタ５７，８２のドレイン電位とソース電位とが略等しいので、光電流Ｉｐｄの直流成分への影響が少ない（直流成分は流れない）。その結果、直流成分の除去の制御と利得制御とが干渉することを回避できる。
以上のように、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃによれば、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃの利得制御と差分ΔＶｔｉａを０にするためのＤＣオフセット制御とを互いに干渉させることなく、単一制御ループで制御することができ、かつ、低歪で利得制御を行うことができる。
なお、本開示に係るトランスインピーダンス増幅回路は上記実施形態に限定されない。
ＴＩＡ部１１、基準電圧発生回路１２、差動増幅回路１３、制御電流生成回路１４、及びバイパス回路１５Ｃの回路構成は、上記実施形態に示された構成に限られない。例えば、ＴＩＡ部１１は、電流信号Ｉｉｎを電圧信号Ｖｔｉａに変換するように構成されていればよい。基準電圧発生回路１２は、基準電圧信号Ｖｒｅｆを供給可能に構成されていればよい。制御電流生成回路１４は、差分ΔＶｔｉａの積分値に基づいて制御電流Ｉｃｎｔを生成可能に構成されていればよい。
一般的には、ダミーＴＩＡの入力インピーダンスは、ＴＩＡ部１１の入力インピーダンスと同様に１０～１００Ω程度であり、ダミーＴＩＡの出力インピーダンスは、数Ω程度である。ダミーＴＩＡの入力端子及び出力端子は、いずれも略同じ電位の基準電圧信号Ｖｒｅｆを発生しているので、いずれの端子が基準電圧発生回路１２の出力端子として用いられてもよい。ダミーＴＩＡの出力インピーダンスの方が入力インピーダンスよりも低いので、ダミーＴＩＡの出力端子を基準電圧発生回路１２の出力端子として用いることによって、抵抗値ＲＡＧＣ１及び抵抗値ＲＡＧＣ２を大きくすることができ、電界効果トランジスタ５７，８２のサイズを小さくすることが可能となる。言い換えると、電界効果トランジスタ５７，８２の寄生容量を小さくすることができるので、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃの高周波特性を改善することが可能となる。
また、制御回路５１Ｃは、図４に示される回路構成に限られず、図３に示される制御電流Ｉａｏｃｃｎｔ、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ、及び制御電流Ｉａｇｃ２ｃｎｔを生成可能に構成されていればよい。帰還電流源５２は、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔが大きくなるにつれて直流バイパス電流Ｉａｏｃが大きくなるように、直流バイパス電流Ｉａｏｃを生成可能に構成されていればよい。帰還電流源５２は、例えば、ダイオード接続された電界効果トランジスタ５４に代えて、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔに応じて電界効果トランジスタ５５のゲート・ソース間電圧を変更するように設けられた抵抗素子を備えていてもよい。電界効果トランジスタ５５のソースは、接地電位ＧＮＤに電気的に接続されていなくてもよく、電界効果トランジスタ５５が飽和領域で動作するように、電界効果トランジスタ５５のソース電位が設定されていればよい。つまり、電界効果トランジスタ５５のドレイン電位が電界効果トランジスタ５５のソース電位よりも大きくなるように、電界効果トランジスタ５５のソース電位が設定される。また、バイパス回路１５Ｃは、単一の制御ループで帰還電流源５２、可変抵抗回路５３、及び可変抵抗回路８０を制御しなくてもよい。
上記実施形態では、電界効果トランジスタ５７と電界効果トランジスタ８２とは、同じ構造のトランジスタであり、同じサイズを有しており、互いに同じ電気的特性を有している。しかしながら、電界効果トランジスタ５７の電気的特性は電界効果トランジスタ８２の電気的特性と一致していなくてもよい。この場合でも、可変抵抗回路５３，８０によって、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓの影響を低減することができ、合成抵抗値ＲＡＧＣＴの非線形性を補償することが可能となる。
また、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃは、基準電圧発生回路１２を備えていなくてもよく、トランスインピーダンス増幅回路１０Ｃは、外部の基準電圧発生回路から基準電圧信号Ｖｒｅｆを供給されてもよい。
上記実施形態では、制御電流Ｉａｏｃｃｎｔ（直流バイパス電流Ｉａｏｃ）の大きさは、増幅率αによって調整されるが、これに代えてトランジスタ６１，６２のカレントミラー比によって調整されてもよく、増幅率α及びトランジスタ６１，６２のカレントミラー比の両方によって調整されてもよい。同様に、直流バイパス電流Ｉａｏｃの大きさは、電界効果トランジスタ５４，５５のカレントミラー比によって調整されてもよい。
上記実施形態では、制御電流Ｉａｇｃ１ｃｎｔ（交流バイパス電流Ｉａｇｃ１）の大きさは、増幅率γ及びオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値によって調整されるが、増幅率γに代えてトランジスタ６１，６３のカレントミラー比によって調整されてもよく、増幅率γ、トランジスタ６１，６３のカレントミラー比、及びオフセット電流Ｉｏｆｓの電流値によって調整されてもよい。同様に、交流バイパス電流Ｉａｇｃ１の大きさは、電界効果トランジスタ５６のサイズ、及び電界効果トランジスタ５７のサイズ等によって調整されてもよい。
上記実施形態では、電界効果トランジスタ５４，５５、及びトランジスタ６１～６９，７１，７２として、電界効果トランジスタを用いて説明を行ったが、電界効果トランジスタ５４，５５、及びトランジスタ６１～６９，７１，７２は、バイポーラトランジスタであってもよい。電界効果トランジスタ５４，５５、及びトランジスタ６１～６９，７１，７２がバイポーラトランジスタである場合には、電界効果トランジスタのゲート、ソース、及びドレインは、ベース、エミッタ、及びコレクタにそれぞれ読み替えられる。
１Ｃ…光受信装置、１０Ｃ…トランスインピーダンス増幅回路、１０ａ…入力端子、１１…ＴＩＡ部（シングルエンド型増幅回路）、１１ａ…電圧アンプ、１１ｂ…帰還抵抗素子、１２…基準電圧発生回路、１２ａ…電圧アンプ（増幅器）、１２ｂ…帰還抵抗素子、１３…差動増幅回路、１４…制御電流生成回路、１５Ｃ…バイパス回路、４１…積分回路、４１ａ…入力端子、４１ｂ…入力端子、４１ｃ…出力端子、４１ｄ…出力端子、４２…ＯＴＡ、４３…オペアンプ、４３ａ…非反転入力端子、４３ｂ…反転入力端子、４３ｃ…反転出力端子、４３ｄ…非反転出力端子、４４…抵抗素子、４５…抵抗素子、４６…コンデンサ、４７…コンデンサ、５１Ｃ…制御回路、５１ａ…入力端子、５１ｂ…出力端子、５１ｃ…出力端子、５１ｄ…電源端子、５１ｅ…出力端子、５２…帰還電流源、５２ａ…入力端子、５２ｂ…出力端子、５２ｃ…接地端子、５３…可変抵抗回路（第１可変抵抗回路）、５３ａ…制御端子、５３ｂ…抵抗端子、５３ｃ…抵抗端子、５４…電界効果トランジスタ（第５電界効果トランジスタ）、５５…電界効果トランジスタ（第６電界効果トランジスタ）、５６…電界効果トランジスタ（第１電界効果トランジスタ）、５７…電界効果トランジスタ（第２電界効果トランジスタ）、６１～６９，７１，７２…トランジスタ、７０…電流源、８０…可変抵抗回路（第２可変抵抗回路）、８０ａ…制御端子、８０ｂ…抵抗端子、８０ｃ…抵抗端子、８１…電界効果トランジスタ（第３電界効果トランジスタ）、８２…電界効果トランジスタ（第４電界効果トランジスタ）、ＧＮＤ…接地電位、Ｉａｏｃ…直流バイパス電流、Ｉａｏｃｃｎｔ…制御電流（第３制御電流）、Ｉａｇｃ１…交流バイパス電流（第１交流バイパス電流）、Ｉａｇｃ１ｃｎｔ…制御電流（第１制御電流）、Ｉａｇｃ２…交流バイパス電流（第２交流バイパス電流）、Ｉａｇｃ２ｃｎｔ…制御電流（第２制御電流）、Ｉｃｎｔ…制御電流、Ｉｉｎ…電流信号、Ｉｏｆｓ…オフセット電流、Ｉｐｄ…光電流（入力電流信号）、Ｉｒｅｆ…基準電流、Ｎ１…ノード、Ｎ２…ノード、Ｐｉｎ…光信号、ＰＤ…受光素子、ＶＣＣ…電源電圧、Ｖｇｓ１…ゲート・ソース間電圧、Ｖｇｓ２…ゲート・ソース間電圧、Ｖｇｓ３…ゲート・ソース間電圧、Ｖｉｎｎ…電圧信号、Ｖｉｎｐ…電圧信号、Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔｂ…差動電圧信号、ＶＰＤ…バイアス電圧、Ｖｒｅｆ…基準電圧信号、Ｖｔｉａ…電圧信号。

Claims (5)

  1. 受光素子によって生成された入力電流信号に応じて差動電圧信号を生成するトランスインピーダンス増幅回路であって、
    前記入力電流信号を受ける入力端子と、
    電流信号を電圧信号に変換するシングルエンド型増幅回路と、
    前記電圧信号と基準電圧信号との差分に応じて前記差動電圧信号を生成する差動増幅回路と、
    前記差分の積分値に基づいて制御電流を生成する制御電流生成回路と、
    前記制御電流に応じて直流バイパス電流、第１交流バイパス電流、及び第２交流バイパス電流を生成するバイパス回路と、
    を備え、
    前記電流信号は、前記入力電流信号から前記直流バイパス電流、前記第１交流バイパス電流、及び前記第２交流バイパス電流が引き抜かれることによって生成され、
    前記バイパス回路は、前記制御電流が入力される制御回路と、前記制御電流に応じて前記第１交流バイパス電流を生成する第１可変抵抗回路と、前記制御電流に応じて前記第２交流バイパス電流を生成する第２可変抵抗回路と、を備え、
    前記制御回路は、所定のオフセット電流値を有するオフセット電流を生成し、前記制御電流を増幅することで生成した電流と前記オフセット電流との差分を第１増幅率で増幅することで第１制御電流及び第２制御電流を生成し、
    前記第１可変抵抗回路は、
    前記第１制御電流を受ける第１ドレインと、前記第１ドレインに電気的に接続される第１ゲートと、前記基準電圧信号が供給される第１ソースと、を有する第１電界効果トランジスタと、
    前記入力端子に電気的に接続される第２ドレインと、前記第１ドレイン及び前記第１ゲートに電気的に接続される第２ゲートと、前記基準電圧信号が供給される第２ソースと、を有する第２電界効果トランジスタと、
    を備え、
    前記第１可変抵抗回路は、前記第１制御電流に応じて前記第１交流バイパス電流を前記第２ドレインから前記第２ソースに流し、
    前記第２可変抵抗回路は、
    前記第２制御電流を受ける第３ドレインと、前記第３ドレインに電気的に接続される第３ゲートと、前記入力端子に電気的に接続される第３ソースと、を有する第３電界効果トランジスタと、
    前記基準電圧信号が供給される第４ドレインと、前記第３ドレイン及び前記第３ゲートに電気的に接続される第４ゲートと、前記第３ソースに電気的に接続される第４ソースと、を有する第４電界効果トランジスタと、
    を備え、
    前記第２可変抵抗回路は、前記第２制御電流に応じて前記第２交流バイパス電流を前記第４ソースから前記第４ドレインに流す、トランスインピーダンス増幅回路。
  2. 前記バイパス回路は、前記制御電流に応じて前記直流バイパス電流を生成する帰還電流源をさらに備え、
    前記制御回路は、前記制御電流が大きくなるにつれて前記直流バイパス電流が大きくなるように前記帰還電流源を制御する、請求項１に記載のトランスインピーダンス増幅回路。
  3. 前記制御回路は、前記制御電流を第２増幅率で増幅することで第３制御電流を生成し、
    前記帰還電流源は、
    前記第３制御電流を受ける第５ドレインと、前記第５ドレインに電気的に接続される第５ゲートと、接地電位に電気的に接続される第５ソースと、を有する第５電界効果トランジスタと、
    前記入力端子に電気的に接続される第６ドレインと、前記第５ドレイン及び前記第５ゲートに電気的に接続される第６ゲートと、前記第５ソースに電気的に接続される第６ソースと、を有する第６電界効果トランジスタと、
    を備え、
    前記帰還電流源は、前記第３制御電流に応じて前記直流バイパス電流を前記第６ドレインから前記第６ソースに流す、請求項２に記載のトランスインピーダンス増幅回路。
  4. 前記直流バイパス電流は、前記第２可変抵抗回路から流れ出る前記第２制御電流を含むように設定されている、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のトランスインピーダンス増幅回路。
  5. 前記基準電圧信号を生成する基準電圧生成回路をさらに備え、
    前記基準電圧生成回路は、増幅器と、前記増幅器の入出力間に電気的に接続された帰還抵抗素子と、を備える、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のトランスインピーダンス増幅回路。
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